CN105517250B - 一种led恒流驱动系统及其恒流控制电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种LED恒流驱动系统及其恒流控制电路，恒流控制电路包括电压环路和电流环路。本发明在模拟调光电压信号大于第一阈值电压时，通过电压环路调节输出的方波信号的占空比使负载的电流保持恒定；在模拟调光电压信号小于第一阈值电压时，通过电压环路调节输出的方波信号的脉冲频率使负载的电流保持恒定；实现了双模式自动切换控制，在正常工作条件下，工作模式为脉冲宽度调制；低负载工作条件下，工作模式自动切换为脉冲频率调制，有效的提高了系统整体的工作效率。本发明还通过电流环路，根据模拟调光电压信号和负载采样电流，调整负载的电流使其保持恒定；提高了响应速度；两个环路同时控制，提高了控制精度、响应速度和系统稳定性。

Description

一种LED恒流驱动系统及其恒流控制电路

技术领域

本发明涉及LED恒流驱动领域，特别涉及一种LED恒流驱动系统及其恒流控制电路。

背景技术

现代社会中，能源与环保成为人类面对的主要问题。LED由于其高效、低耗、环保、体积小、寿命长等优点在照明领域日益受到重视。受其光学、电学特性限制，LED必须要辅以专用恒流驱动电路才可正常工作，因此LED驱动系统重要性不言自明。

在集成电路系统中，现有LED驱动系统多数采用PWM模式单电压环路控制的工作方式，环路通常包括电流采样—反馈—控制电路三部分，通常工作频率恒定，通过采样信号同固定电压比较来控制占空比变化，进而控制输出电压变化的过程，对负载电流的控制主要依靠对输出电压的控制完成。此类发明的主要缺点如下：一是控制环路单一，从电流采样到反馈控制需完全经过系统调节过程，响应速度偏慢，易受到工艺偏差、温度、湿度等环境因素影响，导致控制精度降低；二是缺乏对系统效率的有效控制，PWM定频的工作模式，在低负载情况下难以避免效率降低；三是系统应用的灵活性较差，对外围驱动多数只能采用定制方式，实际应用中性能和成本往往难以兼顾。

因此，现有的技术还有待改进和提高。

发明内容

鉴于上述现有技术的不足之处，本发明的目的在于提供一种LED恒流驱动系统及其恒流控制电路，采用电压和电流双环路控制，提高了控制精度和响应速度。

为了达到上述目的，本发明采取了以下技术方案：

一种LED恒流驱动系统的恒流控制电路，包括：

电压环路，用于在模拟调光电压信号大于第一阈值电压时，通过调节输出的方波信号的占空比来控制负载的电压，使负载的电流保持恒定；在模拟调光电压信号小于第一阈值电压时，通过调节输出的方波信号的脉冲频率来控制负载的电压，使负载的电流保持恒定；

电流环路，用于根据模拟调光电压信号和负载采样电流，调整负载的电流，使负载的电流保持恒定。

所述的LED恒流驱动系统的恒流控制电路中，所述电压环路包括：

PWM/PFM自动选择模块，用于在模拟调光电压信号大于第一阈值电压时，输出定频锯齿波信号；在模拟调光电压信号小于第一阈值电压时，输出频率根据模拟调光电压信号的变化而变化的锯齿波信号；

斜坡补偿模块，用于将LED恒流驱动系统的电感电流采样信号和PWM/PFM自动选择模块输出的锯齿波信号进行叠加；

误差放大模块，用于对模拟调光电压信号和负载采样电流对应的采样电压信号进行误差比较，产生动态变化的电压信号并输出给比较模块；

比较模块，用于将误差放大模块输出的电压信号和斜坡补偿模块输出的信号进行比较，输出占空比可变的方波信号来控制负载的电压，使负载的电流保持恒定。

所述的LED恒流驱动系统的恒流控制电路中，所述电流环路包括:

第一电压倍乘模块，用于将模拟调光电压信号按预定倍率进行放大，并将放大后的模拟调光电压信号输出给跨导运放模块；

第二电压倍乘模块，用于将负载采样电流对应的采样电压信号按预定倍率进行放大，并将放大后的采样电压信号输出给跨导运放模块；

跨导运放模块，用于比较放大后的模拟调光电压信号和放大后的采样电压信号，并根据比较结果实时调整负载的电流，使负载的电流保持恒定。

所述的LED恒流驱动系统的恒流控制电路中，所述电压环路还包括驱动模块，所述驱动模块用于对比较模块输出的方波信号进行级联式放大，加大所述方波信号的带载能力。

所述的LED恒流驱动系统的恒流控制电路中，所述PWM/PFM自动选择模块包括：

电压选择单元，用于在模拟调光电压信号大于第一阈值电压时，输出第一阈值电压；在模拟调光电压信号大于第二阈值电压且小于第一阈值电压时，输出模拟调光电压信号；在模拟调光电压信号小于第二阈值电压时，输出第二阈值电压；

锯齿波产生单元，用于在电压选择单元输出第一阈值电压时，输出与第一阈值电压对应的定频锯齿波信号；在电压选择单元输出模拟调光电压信号时，输出频率根据模拟调光电压信号的变化而变化的锯齿波信号；在电压选择单元输出第二阈值电压时，输出与第二阈值电压对应的定频锯齿波信号。

所述的LED恒流驱动系统的恒流控制电路中，所述锯齿波产生单元包括：

低压差线性稳压器子单元，用于对电压选择单元输出的电压信号进行稳压；

电流自偏置子单元，用于将低压差线性稳压器子单元输出的电压信号转化成与其成正比的电流信号，对所述电流信号进行镜像，得到镜像电流；

频率控制子单元，用于在内置充放电电容的电压低于内置振荡器的阈值下限时，通过镜像电流给充放电电容充电；在充放电电容的电压超过振荡器的阈值上限时，振荡器给充放电电容放电；所述充放电电容的电压为频率控制子单元的输出电压。

所述的LED恒流驱动系统的恒流控制电路中，所述锯齿波产生单元还包括锁定子单元，所述锁定子单元用于在电压选择单元输出的电压信号小于锁定阈值电压时，关闭低压差线性稳压器子单元；所述锁定阈值电压小于第二阈值电压。

所述的LED恒流驱动系统的恒流控制电路中，所述电压选择单元包括第一比较器、第二比较器、第一非门、第二非门、第三非门、第四非门、第五非门、第一与非门、第一传输门、第二传输门和第三传输门；所述模拟调光电压信号提供端连接第一比较器的反相输入端、第二比较器的反相输入端和第二传输门的输入端；所述第一比较器的正相输入端输入第一阈值电压，所述第二比较器的正相输入端输入第二阈值电压；所述第一比较器的输出端连接第一非门的输入端，所述第一非门的输出端连接第二非门的输入端和第一传输门的控制端，所述第一传输门的输入端输入第一阈值电压；所述第二非门的输出端连接第一与非门的第一输入端；所述第二比较器的输出端连接第三非门的输入端，所述第三非门的输出端连接第四非门的输入端和第一与非门的第二输入端；所述第四非门的输出端连接第三传输门的控制端，所述第三传输门的输入端输入第二阈值电压；所述第一与非门的输出端连接第五非门的输入端，所述第五非门的输出端连接第二传输门的控制端，所述第二传输门的输出端为电压选择单元的输出端、连接第一传输门的输出端、第三传输门的输出端和锯齿波产生单元的输入端。

所述的LED恒流驱动系统的恒流控制电路中，所述低压差线性稳压器子单元包括第一运算放大器、第一MOS管、第一电阻、第二电阻；所述第一运算放大器的正相输入端为低压差线性稳压器子单元的输入端、连接电压选择单元的输出端；所述第一运算放大器的输出端连接第一MOS管的栅极，所述第一MOS管的漏极为低压差线性稳压器子单元的输出端，所述第一MOS管的源极通过第一电阻连接第二电阻的一端和第一运算放大器反相输入端，所述第二电阻的另一端接地。

一种LED恒流驱动系统，包括如上所述的恒流控制电路。

相较于现有技术，本发明提供的一种LED恒流驱动系统及其恒流控制电路，所述恒流控制电路包括电压环路和电流环路。本发明在模拟调光电压信号大于第一阈值电压时，通过电压环路调节输出的方波信号的占空比来控制负载的电压，使负载的电流保持恒定；在模拟调光电压信号小于第一阈值电压时，通过电压环路调节输出的方波信号的脉冲频率来控制负载的电压，使负载的电流保持恒定；实现了双模式自动切换控制，在正常工作条件下，工作模式为PWM（脉冲宽度调制）；低负载工作条件下，工作模式自动切换为PFM（脉冲频率调制），有效的提高了系统整体的工作效率。本发明还通过电流环路，根据模拟调光电压信号和负载采样电流，调整负载的电流，使负载的电流保持恒定；极大提高了响应速度；两个环路同时控制，提高了控制精度、响应速度和系统稳定性。

附图说明

图1为本发明提供的LED恒流驱动系统的恒流控制电路的结构框图；

图2为本发明提供的LED恒流驱动系统的恒流控制电路中，PWM/PFM自动选择模块的结构框图；

图3为本发明提供的LED恒流驱动系统的恒流控制电路中，电压选择单元的电路图；

图4为本发明提供的LED恒流驱动系统的恒流控制电路中，锯齿波产生单元的电路图；

图5为本发明提供的LED恒流驱动系统的恒流控制电路中，斜坡补偿模块的电路图；

图6为本发明提供的LED恒流驱动系统的恒流控制电路中，电流环路的电路图；

图7为本发明提供的LED恒流驱动系统的第一实施例的电路图；

图8为本发明提供的LED恒流驱动系统的第二实施例的电路图。

具体实施方式

本发明提供一种LED恒流驱动系统及其恒流控制电路。为使本发明的目的、技术方案及效果更加清楚、明确，以下参照附图并举实施例对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

请参阅图1，本发明提供的LED恒流驱动系统的恒流控制电路，包括电压环路10和电流环路20。

所述电压环路10，用于在模拟调光电压信号Vadim大于第一阈值电压VH时，通过调节输出的方波信号的占空比来控制负载30的电压，使负载30的电流保持恒定；在模拟调光电压信号小于第一阈值电压VH时，通过调节输出的方波信号的脉冲频率来控制负载30的电压，使负载30的电流保持恒定。本发明的电压环路10反馈采用峰值电流模式工作，对系统输出电压进行有效调整；可同时实现双模式自动切换控制，在正常工作条件下，工作模式为PWM（脉冲宽度调制）；低负载工作条件下（小于第一预知阈值电压），工作模式自动切换为PFM（脉冲频率调制）；保证了系统稳定工作。根据负载不同自动选择不同的工作模式，有效提高系统整体的工作效率。

所述电流环路20，用于根据模拟调光电压信号和负载采样电流，调整负载30的电流，使负载30的电流保持恒定。电流环路20恒流控制部分针对负载电流变化可实时动态调整，极大提高了响应速度。

所述负载30优选为LED灯串。

由此可知，两个环路同时控制，极大的提高了控制精度、响应速度和系统稳定性，比一般LED控制系统好。

进一步的，所述电压环路10包括PWM/PFM自动选择模块110、斜坡补偿模块120、误差放大模块130、比较模块140和驱动模块150。

所述PWM/PFM自动选择模块110，用于在模拟调光电压信号Vadim大于第一阈值电压VH时，输出定频锯齿波信号；在模拟调光电压信号Vadim小于第一阈值电压VH时，输出频率根据模拟调光电压信号Vadim的变化而变化的锯齿波信号。换而言之，所述PWM/PFM自动选择模块110，根据模拟调光电压信号Vadim的大小，自动选择工作模式，在PWM工作模式下输出定频锯齿波信号，在PFM工作模式下根据第一阈值电压VH输出对应频率的锯齿波信号。

所述斜坡补偿模块120，用于将LED恒流驱动系统的电感电流采样信号和PWM/PFM自动选择模块110输出的锯齿波信号进行叠加。

所述误差放大模块130，用于对模拟调光电压信号Vadim和负载采样电流对应的采样电压信号进行误差比较，产生动态变化的电压信号并输出给比较模块140。具体的，所述误差放大模块130包括一个高精度运算放大器，所述高精度运算放大器的正相端输入端输入模拟调光电压信号Vadim，反相输入端输入负载采样电流对应的采样电压信号，当反相输入端输入的采样电压信号达到正相输入端输入的电压（Vadim）时，此时系统处于相对稳定状态，所述高精度运算放大器的输出端输出一个相对稳定的电压信号；此输出电压信号受反相输入端输入的采样电压采样信号影响，反相输入端任何微小的动态变化都将直接反映为输出端电压信号的动态变化；换而言之，负载电流的任何微小的动态变化都将直接反映为输出端电压信号的动态变化。

所述比较模块140，用于将误差放大模块130输出的电压信号和斜坡补偿模块120输出的信号进行比较，输出占空比可变的方波信号来控制负载30的电压，使负载30的电流保持恒定。所述比较模块140的第一输入端输入斜坡补偿模块120输出的锯齿波信号；所述比较模块140的第二输入端输入误差放大模块130输出的电压信号（如上一段的描述，此信号稳态时会随负载变化而有微小的动态变化），将两个输入端输入的信号比较，输出占空比可变的方波信号（因为锯齿波信号不变，另一端会有微小动态变化，故占空比会也会有跟随的变化），占空比增大则输出电压升高，占空比减小则输出电压降低。

所述驱动模块150，用于对比较模块140输出的方波信号进行级联式放大，加大所述方波信号的带载能力。

所述模拟调光电压信号提供端连接PWM/PFM自动选择模块110的输入端和误差放大模块130的第一输入端，所述PWM/PFM自动选择模块110的输出端连接斜坡补偿模块120的第一输入端，所述斜坡补偿模块120的第二输入端连接LED恒流驱动系统的电感的一端；所述斜坡补偿模块120的输出端连接比较模块140的第一输入端，所述误差放大模块130的输出端连接比较模块140的第二输入端，所述比较模块140的输出端通过驱动模块150连接负载30。

负载反馈信号经本电压环路调节后，对比固定频率的锯齿波信号，实时产生占空比变化的方波，利用开关信号占空比变化控制驱动管开关状态，从而改变输出电压来影响负载，达到系统反馈调节的目的。

所述电流环路20包括第一电压倍乘模块210、第二电压倍乘模块220和跨导运放模块230。

所述第一电压倍乘模块210，用于将模拟调光电压信号Vadim按预定倍率进行放大，并将放大后的模拟调光电压信号输出给跨导运放模块230。

所述第二电压倍乘模块220，用于将负载采样电流对应的采样电压信号按预定倍率进行放大，并将放大后的采样电压信号输出给跨导运放模块230；即，所述第二电压倍乘模块220对负载30的峰值电流进行采样，并将负载采样电流转换成对应的采样电压信号，将采样电压信号按预定倍率进行放大。

所述跨导运放模块230，用于比较放大后的模拟调光电压信号和放大后的采样电压信号，实时调整负载的电流，使负载的电流保持恒定。即，对放大后的模拟调光电压信号和放大后的采样电压信号进行高精度比较，并即时调整外部负载30的电流。通过对信号的级联放大，极大的提高了恒流控制的精度和响应速度。

所述第一电压倍乘模块210的输出端连接跨导运放模块230的第一输入端，所述第二电压倍乘模块220连接跨导运放模块230的第二输入端。

进一步的，请参阅图2，所述PWM/PFM自动选择模110具体包括电压选择单元和锯齿波产生单元。

所述电压选择单元111，用于在模拟调光电压信号Vadim大于第一阈值电压VH（Vadim＞VH）时，输出第一阈值电压VH；在模拟调光电压信号Vadim大于第二阈值电压VL且小于第一阈值电压VH（VH＞Vadim＞VL）时，输出模拟调光电压信号Vadim；在模拟调光电压信号Vadim小于第二阈值电压VL（Vadim＜VL）时，输出第二阈值电压VL。所述第一阈值电压VH大于第二阈值电压VL。

所述锯齿波产生单元112，用于在电压选择单元111输出第一阈值电压VH时，输出与第一阈值电压VH对应的定频锯齿波信号；在电压选择单元输出模拟调光电压信号Vadim时，输出频率根据模拟调光电压信号的变化而变化的锯齿波信号；在电压选择单元输出第二阈值电压VL时，输出与第二阈值电压VL对应的定频锯齿波信号。

所述电压选择单元111的输入端连接模拟调光电压信号提供端，所述电压选择单元111的输出端连接锯齿波产生单元112的输入端，所述锯齿波产生单元112的输出端连接斜坡补偿模块120。

由此可知，通过电压选择单元和锯齿波产生单元，使得在正常工作条件下（Vadim＞VH），恒流控制电路工作模式为PWM（脉冲宽度调制）；低负载工作条件下（VH＞Vadim＞VL），工作模式自动切换为PFM（脉冲频率调制）；过低负载工作条件下（Vadim＜VL），再切换回PWM模式，保证了系统稳定工作。

所述锯齿波产生单元112包括低压差线性稳压器子单元1121、锁定子单元1122、电流自偏置子单元1123和频率控制子单元1124。

所述低压差线性稳压器子单元1121，用于对电压选择单元111输出的电压信号进行稳压。

所述锁定子单元1122，用于在电压选择单元111输出的电压信号小于锁定阈值电压VP时，关闭低压差线性稳压器子单元1121，即，断开低压差线性稳压器子单元1121与电流自偏置子单元1123之间的电连接，此时系统处于锁定状态，功耗趋于零。所述锁定阈值电压VP小于第二阈值电压VL，优选的，所述锁定阈值电压VP远小于第二阈值电压VL（VP《VL）。

所述电流自偏置子单元1123，用于将低压差线性稳压器子单元1121输出的电压信号转化成与其成正比的电流信号，对所述电流信号进行镜像，得到镜像电流。

所述频率控制子单元1124，用于在内置充放电电容的电压低于内置振荡器的阈值下限时，通过镜像电流Icharge给充放电电容充电；在充放电电容的电压超过振荡器的阈值上限时，振荡器给充放电电容放电；所述充放电电容的电压为频率控制子单元的输出电压。

所述低压差线性稳压器子单元1121的输入端为锯齿波产生单元112的输入端、连接电压选择单元111的输出端，所述低压差线性稳压器子单元1121的输出端依次通过锁定子单元1122、电流自偏置子单元1123连接频率控制子单元1124的输入端，所述频率控制子单元1124的输出端为所述锯齿波产生单元112的输出端、连接斜坡补偿模块120。

请参阅图3，所述电压选择单元111包括第一比较器OP1、第二比较器OP2、第一非门Q1、第二非门Q2、第三非门Q3、第四非门Q4、第五非门Q6、第一与非门Q5、第一传输门TG1、第二传输门TG2和第三传输门TG3；所述第一比较器OP1和第二比较器OP2由供电端VCC供电。所述模拟调光电压信号提供端连接第一比较器OP1的反相输入端、第二比较器OP2的反相输入端和第二传输门TG2的输入端；所述第一比较器OP1的正相输入端输入第一阈值电压，所述第二比较器OP2的正相输入端输入第二阈值电压；所述第一比较器OP1的输出端连接第一非门Q1的输入端，所述第一非门Q1的输出端连接第二非门Q2的输入端和第一传输门TG1的控制端，所述第一传输门TG1的输入端输入第一阈值电压；所述第二非门Q2的输出端连接第一与非门Q5的第一输入端；所述第二比较器OP2的输出端连接第三非门Q3的输入端，所述第三非门Q3的输出端连接第四非门Q4的输入端和第一与非门Q5的第二输入端；所述第四非门Q4的输出端连接第三传输门TG3的控制端，所述第三传输门TG3的输入端输入第二阈值电压；所述第一与非门Q5的输出端连接第五非门Q6的输入端，所述第五非门Q6的输出端连接第二传输门TG2的控制端，所述第二传输门TG2的输出端为电压选择单元的输出端、连接第一传输门TG1的输出端、第三传输门TG3的输出端和锯齿波产生单元的输入端。

所述第一传输门TG1、第二传输门TG2和第三传输门TG3时钟信号高电平有效，即，高电平导通。

请继续参阅图3，图3中实线箭头表示电压输入/输出的方向。当Vadim>VH时，第二传输门TG2的控制端2和第三传输门TG3的控制端3为低电平，第一传输门TG1的控制端1为高电平，则第二传输门TG2关闭，第三传输门TG3关闭，第一传输门TG1导通，第一阈值电压VH通过第一传输门TG1传输至电压选择单元111的输出端，VS为电压选择单元111的输出端的电压。当VH>Vadim>VL时，第一传输门TG1的控制端1和第三传输门TG3的控制端3为低电平，第二传输门TG2的控制端2为高电平，则第一传输门TG1关闭，第三传输门TG3关闭，第二传输门TG2导通，模拟调光电压信号Vadim通过第二传输门TG2传输至电压选择单元111的输出端。当Vadim<VL时，第一传输门TG1的控制端1和第二传输门TG2的控制端2为低电平，第三传输门TG3的控制端3为高电平，则第一传输门TG1关闭，第二传输门TG2关闭，第三传输门TG3导通，第二阈值电压VL通过第三传输门TG3传输至电压选择单元111的输出端。如下表1所示，所述电压选择单元111的主要功能是，根据Vadim的输入范围自动选择合适的输出电压VS；

Vadim	Vadim>VH	VH>Vadim>VL	Vadim<VL
				VS	VH	Vadim	VL

表1：模拟调光电压信号Vadim与电压选择单元111输出端的电压VS的对应关系。

请参阅图4，所述低压差线性稳压器子单元1121包括第一运算放大器OP3、第一MOS管M1、第一电阻R1、第二电阻R2；所述第一运算放大器OP3的正相输入端为低压差线性稳压器子单元的输入端、连接电压选择单元的输出端；所述第一运算放大器OP3的输出端连接第一MOS管M1的栅极，所述第一MOS管M1的漏极为低压差线性稳压器子单元的输出端，所述第一MOS管M1的源极通过第一电阻R1连接第二电阻R2的一端和第一运算放大器OP3反相输入端，所述第二电阻R2的另一端接地。所述第一MOS管M1为NMOS管。第一运算放大器OP3、第一MOS管M1、第一电阻R1、第二电阻R2组成经典LDO结构，则第二电阻R2的电流可以表达为IR2=VS/R2。故流经第二MOS管M2、第三MOS管M3和第一MOS管M1上的电流Iadim=IR2=VS/R2。

所述锁定子单元1122包括第三比较器OP4和第四传输门TG4；所述第三比较器OP4的正相输入端输入锁定阈值电压VP，所述第三比较器OP4的反相输入端连接第一运算放大器OP3的反相输入端，所述第一运算放大器OP3反相输入端的电压为电压选择单元111输出端的电压VS的跟随电压VSF，根据LDO跟随原理，VS=VSF。所述第三比较器OP4的输出端连接第四传输门TG4的控制端Vlock，所述第四传输门TG4的输入端为锁定子单元1122的输入端、连接第一MOS管M1的漏极，所述第四传输门TG4的输出端为锁定子单元1122的输出端、连接电流自偏置子单元1123的输入端。

正常工作状态下，VSF>VP，此时Vlock为高电平，第四传输门TG4导通，Iadim=VS/R2，系统正常工作；当VSF<VP时，此时Vlock为低电平，第四传输门TG4关闭，Iadim=0，Icharge=0，系统处于锁定状态。此时功耗趋于零，处于待机状态。

所述电流自偏置子单元1123包括第二MOS管M2、第三MOS管M3、第四MOS管M4、第五MOS管M5、第六MOS管M6、第七MOS管M7、第八MOS管M8、第九MOS管M9和第十MOS管M10。所述第二MOS管M2的漏极为电流自偏置子单元1123的输入端、连接第四传输门TG4的输出端、第三MOS管M3的栅极和第四MOS管M4的栅极；所述第二MOS管M2的栅极连接第五MOS管M5的栅极和第六MOS管M6的栅极；所述第二MOS管M2的源极连接第三MOS管M3的漏极，所述第三MOS管M3的源极连接第四MOS管M4的源极、第六MOS管M6的源极和供电端VCC，所述第六MOS管M6的源极为电流自偏置子单元1123的输出端、连接频率控制子单元1124的输入端；所述第四MOS管M4的漏极连接第五MOS管M5的源极，所述第五MOS管M5的漏极连接第七MOS管M7的漏极、第七MOS管M7的栅极和第八MOS管M8的栅极；所述第六MOS管M6的漏极连接第六MOS管M6的栅极和第八MOS管M8的漏极；所述第七MOS管M7的源极连接第九MOS管M9的漏极、第九MOS管M9的栅极和第十MOS管M10的栅极，所述第八MOS管M8的源极连接第十MOS管M10的漏极，所述第九MOS管M9的源极和第十MOS管M10的源极接地。所述第二MOS管M2、第三MOS管M3、第四MOS管M4、第五MOS管M5和第六MOS管M6为PMOS管；所述第七MOS管M7、第八MOS管M8、第九MOS管M9和第十MOS管M10为NMOS管。

第四MOS管M4和第五MOS管M5将第三MOS管M3和第二MOS管M2通过栅极连接，将Iadim完全镜像，从第五MOS管M5栅极看进去，第四MOS管M4的漏极连接第五MOS管M5的源极，为第五MOS管M5栅极信号引入源极负反馈，第五MOS管M5和第六MOS管、第七MOS管M7和第八MOS管M8、第九MOS管M9和第十MOS管M10为三对电流镜结构，流经第五MOS管M5的电流经过三对电流镜镜像，为第五MOS管M5栅极信号引入正反馈，对整个环路而言，保证负反馈大于正反馈即可保证自偏置电路（电流自偏置子单元1123）正常工作。此部分电路作用是稳定第三MOS管M3、第二MOS管M2的栅极电压，无需额外引入外部偏置电压，简化电路结构，节约PCB板面积。

所述频率控制子单元1124，包括第十一MOS管M11、第十二MOS管M12、第十三MOS管M13、第三电阻R3、第四电阻R4、充放电电容C1和振荡器OSC。所述第十一MOS管M11的源极为频率控制子单元1124的输入端、连接第三MOS管M3的源极、第四MOS管M4的源极和供电端VCC；所述第十一MOS管M11的栅极连接第四MOS管M4的栅极、第三MOS管M3的栅极和第二MOS管M2的漏极；所述第十一MOS管M11的漏极连接第十二MOS管M12的源极，所述第十二MOS管M12的栅极连接第二MOS管M2的栅极、第五MOS管M5的栅极和第六MOS管M6的栅极；所述第十二MOS管M12的漏极连接充放电电容C1的一端、第三电阻R3的一端和振荡器OSC的输入端；所述充放电电容C1的一端为频率控制子单元1124的输出端、连接斜坡补偿模块的第一输入端；所述频率控制子单元1124输出端的电压为Vo；所述充放电电容C1的另一端接地，所述第三电阻R3的另一端通过第四电阻R4连接第十三MOS管M13的漏极，所述第十三MOS管M13的源极接地，所述第十三MOS管M13的栅极连接振荡器OSC的输出端。所述第十一MOS管M11和第十二MOS管M12为PMOS管，所述第十三MOS管M13为NMOS管。

Icharge电流流经第十一MOS管M11、第十二MOS管M12，此电流完全镜像Iadim，故Icharge=VS/R2。振荡器OSC采用经典阈值电平比较器结构，在此不作赘述。第三电阻R3、第四电阻R4、和第十三MOS管M13为放电通路。工作过程如下：起始状态Vo小于振荡器OSC的阈值上限，振荡器OSC输出端的电压Vc为低电平，Icharge为C1充电，Vo增大，锯齿波上升；当Vo达到振荡器OSC所设置的阈值上限时，Vc变为高电平，第十三MOS管M13导通，C1开始放电，Vo减小，此时锯齿波下降；Vo达到振荡器OSC所设置阈值下限时，Vc重新变为低电平，第十三MOS管M13断开，重新开始下一周期为C1充电，如此往复。

此电路中充放电电容C1、振荡器OSC的阈值上限和阈值下限均为常量，故影响锯齿波频率的因素只有Icharge的大小，由于Icharge=VS/R2，R2（R2的电阻值）也是常量，所以VS是决定锯齿波频率的关键因素。根据前面表格，正常工作状态下，Vadim设置为大于VH，故VS输出为VH，Icharge=VH/R2，在大部分范围内，系统频率固定，工作于PWM模式；当系统负载变小，达到临界点时，即VH>Vadim>VL时，此时VS输出为Vadim，Icharge=Vadim/R2，在此范围内系统频率随Vadim变化而变化，工作于PFM模式；当系统负载变为极小，即Vadim<VL时，为保证系统正常工作，系统恢复PWM工作模式，但此时工作频率极低，限制Icharge=VL/R2。

PWM和PFM的切换临界点VH，可根据系统实际效率来确定，优选的，将PWM模式和PFM模式的效率曲线取相交点，即为临界点，换而言之，所述第一阈值电压VH为电压环路通过调节输出的方波信号的占空比来控制负载的电压时的效率曲线与通过调节输出的方波信号的脉冲频率来控制负载的电压时的效率曲线的相交点对应的电压，这样设置，使得负载效率最高。

请参阅图5，所述斜坡补偿模块120包括第十四MOS管M14、第十五MOS管M15、第十六MOS管M16、第十七MOS管M17、第五电阻R5、第一电容C2和第二电容C3。所述第十四MOS管M14的源极连接供电端VCC；所述第十四MOS管M14的栅极连接第三MOS管M3的栅极，所述第十四MOS管M14的漏极连接第十五MOS管M15的源极，所述第十五MOS管M15的栅极连接第二MOS管M2的栅极（第十四MOS管M14、第十五MOS管M15的作用与第十一MOS管M11、第十二MOS管M12的作用相同，均是根据电流Iadim得到镜像电流Icharge），所述第十五MOS管M15的漏极为斜坡补偿模块120的输出端、连接第五电阻R5的一端、第一电容C2的一端和比较模块的第一输入端；所述第五电阻R5的另一端连接第十六MOS管M16的漏极，所述第十六MOS管M16的栅极连接振荡器OSC的输出端，所述第十六MOS管M16的源极连接第十七MOS管M17的漏极、第一电容C2的另一端、第二电容C3的一端和LED恒流驱动系统的电感的一端，即，所述第一电容C2的另一端为斜坡补偿模块120的第二输入端、输入LED恒流驱动系统的电感电流采样信号ISW；所述第十七MOS管M17的栅极输入第一电容C2的放电通路的电流偏置信号Bias，换而言之，所述第十七MOS管M17的栅极连接第九MOS管M9的栅极，所述第十七MOS管M17的源极接地，所述第二电容C3的另一端接地。所述第十四MOS管M14和第十五MOS管M15为PMOS管；第十六MOS管M16和第十七MOS管M17为NMOS管。所述第十四MOS管M14的栅极、第十五MOS管M15的栅极和第十六MOS管M16的栅极构成了斜坡补偿模块120的第一输入端。所述第十四MOS管M14和第十五MOS管M15将电流Icharge镜像过来。具体的，所述频率控制子单元1124产生镜像电流Icharge和Vc，Icharge通过Vc对电容C1进行充放电从而产生的锯齿波Vo；而所述第十四MOS管M14和第十五MOS管M15将电流Icharge镜像过来，电流Icharge通过Vc对电容C2和C3进行充放电，在没有ISW信号时，斜坡补偿模块120的输出端的电压Vslope为锯齿波，其与频率控制子单元1124的Vo处的锯齿波相同，换而言之，斜坡补偿模块120对PWM/PFM自动选择模块110输出的锯齿波信号进行了镜像，再与LED恒流驱动系统的电感电流采样信号ISW进行叠加。

Icharge电流由PWM/PFM自动选择模块110提供，充放电信号也由振荡器OSC提供，这样可以保证斜坡补偿的工作频率与系统工作频率一致。电路工作原理是Icharge对第一电容C2进行充放电产生的锯齿波信号，ISW为系统外部电感采样信号，当Icharge对第一电容C2充电时，锯齿波上升，此时外部功率管导通，ISW信号和锯齿波信号同时叠加，增大导通时的斜率，起到补偿作用。斜坡补偿可以有效抑制系统占空比过大时的次谐波振荡，提高系统稳定性。

请参阅图6，所述第一电压倍乘模块210包括第二运算放大器OP5、第一电阻串Rn1和第六电阻R6，所述第二运算放大器OP5由供电端VCC供电；所述第二运算放大器OP5的正相输入端为第一电压倍乘模块210的输入端、连接模拟调光电压信号Vadim提供端，所述第二运算放大器OP5的输出端为第一电压倍乘模块210的输出端、连接跨导运放模块230的第一输入端和第一电阻串Rn1的一端，所述第一电阻串Rn1的另一端连接第二运算放大器OP5的反相输入端、并通过第六电阻R6接地。所述第一电阻串Rn1包括n-1个电阻，第一电阻串Rn1中的每个电阻的阻值与第六电阻R6相同，通过第一电压倍乘模块210可将模拟调光电压信号Vadim放大预定倍率n，所述预定倍率n由第一电阻串Rn1的阻值决定。

所述第二电压倍乘模块220包括第三运算放大器OP6、第二电阻串Rn2和第七电阻R7，所述第三运算放大器OP6由供电端VCC供电；所述第三运算放大器OP6的正相输入端为第二电压倍乘模块220的输入端、输入负载采样电流对应的采样电压信号，所述第三运算放大器OP6的输出端为第二电压倍乘模块220的输出端、连接跨导运放模块230的第二输入端和第二电阻串Rn2的一端，所述第二电阻串Rn2的另一端连接第三运算放大器OP6的反相输入端、并通过第七电阻R7接地。所述第二电阻串Rn2包括n-1个电阻，第二电阻串Rn2中的每个电阻的阻值与第七电阻R7相同，通过第二电压倍乘模块220可将负载采样电流对应的采样电压信号放大预定倍率n，所述预定倍率n由第二电阻串Rn2的阻值决定。

所述跨导运放模块230包括跨导运算放大器OP7、第十八MOS管M18、第十九MOS管M19和第二十MOS管M20，所述跨导运算放大器OP7由供电端VCC供电。所述跨导运算放大器OP7的正相输入端为跨导运放模块230的第一输入端、连接第二运算放大器OP5的输出端；所述跨导运算放大器OP7的反相输入端为跨导运放模块230的第二输入端、连接第三运算放大器OP6的输出端；所述跨导运算放大器OP7的输出端连接第十八MOS管M18的漏极、第十九MOS管M19的栅极和第二十MOS管M20的栅极；所述第十八MOS管M18的栅极为数字PWM信号输入端，用于输入数字PWM信号DPWM。所述第十八MOS管M18的源极接地，所述第二十MOS管M20的源极连接供电端VCC，所述第十九MOS管M19的漏极为跨导运放模块230的输出端、连接第二十MOS管M20的漏极，所述第十九MOS管M19的源极接地。所述第十八MOS管M18和第十九MOS管M19为NMOS管，所述第二十MOS管M20为PMOS管。

为提高系统的响应，本发明对Visen和Vadim分别进行等比例倍乘放大，第二运算放大器OP5、第一电阻串Rn1和第六电阻R6构成n倍乘电路，输出端电压为nVadim（n倍Vadim）；同理第三运算放大器OP6、第二电阻串Rn2和第七电阻R7构成另外一个n倍乘电路，输出端电压为nVisen（n倍Visen）。nVadim和nVisen分别接入跨导运算放大器OP7的输入正反相两端，通过控制前级驱动功率管M20和M19的状态，调整外部功率管，已实现对反馈信号的快速响应。

本发明同时预留数字PWM调光（DPWM）功能，第十八MOS管M18作为前级驱动功率管M20和M19的使能管，栅极可接入DPWM信号，通过控制开关状态实现数字PWM调光功能，如果不需要DPWM功能，将第十八MOS管M18的栅极信号置为高电平即可，不影响系统正常工作。

本发明中前级驱动为推挽结构，输出为开关状态信号，速度较快，在实际应用中一般后级驱动MOSFET恒流管。将第二十MOS管M20删除，仅留第十九MOS管M19作为前级驱动，此种结构后级接至外部PNP恒流管的基极，可以为PNP提供基极电流，直接驱动PNP恒流管。本发明提供这样的可选方案，实际应用中，可根据性能和成本的折中考虑来选择具体方案，提高了本发明的应用灵活性。

基于上述实施例提供的LED恒流驱动系统的恒流控制电路，本发明还提供一种LED恒流驱动系统。图7为本发明提供的LED恒流驱动系统的第一实施例（驱动MOSFET）的电路图，在本实施例中，所述LED恒流驱动系统包括如上所述的恒流控制电路，还包括电源VIN、电感L1、二极管D1、第三电容C4、LED灯串LED1、第八电阻R8、第九电阻R9、第一功率MOS管U1和第二功率MOS管U2。所述电源VIN的负极接地，所述电源VIN的正极通过电感L1连接第一功率MOS管U1的漏极和二极管D1的正极，所述第一功率MOS管U1的栅极连接驱动模块的输出端，所述第一功率MOS管U1的源极连接斜坡补偿模块的第二输入端、还通过第八电阻R8接地；所述二极管D1的负极连接LED灯串LED1的正极、还通过第三电容C4接地；所述LED灯串LED1的负极连接第二功率MOS管U2的漏极，所述第二功率MOS管U2的栅极连接跨导运放模块的输出端，所述第二功率MOS管U2的源极连接第九电阻R9的一端、第二电压倍乘模块的输入端和误差放大模块的第二输入端；所述第九电阻R9的另一端接地。所述第一功率MOS管U1和第二功率MOS管U2均为NMOS管。

第一功率MOS管U1、电感L1、二极管D1，第三电容C4组成经典升压结构，系统的负载是单串LED灯串LED1，第二功率MOS管U2为 LED灯串LED1的驱动管，第九电阻R9为负载电流采样电阻。下面简要说明系统工作过程：Vadim是系统的模拟调光信号，可根据实际应用给出，Visen是负载电流采样信号，电感电流采样信号ISW，电压环路工作如下：Vadim经过PWM/PFM自动选择模块后，根据Vadim实际值输出对应频率的锯齿波，再同ISW信号经斜坡补偿模块叠加后输出；Visen实时对负载电流进行采样，同模拟调光信号Vadim经过误差放大模块，后同斜坡补偿后的信号进行比较，将采样得来的电流信号变化体现为驱动模块至驱动管（第一功率MOS管U1）的方波信号占空比变化，经过经典升压结构后，可以随时改变输出电压VOUT，当Visen未达到Vadim时，VOUT持续上升，当Visen=Vadim时，系统稳定，VOUT处于动态平衡状态。电流环路工作如下：负载电流采样信号Visen和模拟调光信号Vadim同时经过n倍乘放大后，通过跨导放大器比较驱动外部恒流功率管（第二功率MOS管U2），可以对负载电流的微小变化迅速调整，有效提高系统响应速度。系统的电压环路和电流环路同时工作，控制VOUT的同时，对Visen的动态变化也实时进行调整。

整个实施例中，虚线框部分为本发明的恒流控制电路，外围电路（除恒流控制电路以外的电路部分）可根据实际应用增减LED灯数目，另外对于数字PWM调光、调节精度等指标，也可根据需求增减，应用范围较广。

请参阅图8，本发明提供的LED恒流驱动系统的第二实施例（驱动BJT）的电路图，本实施例与第一实施例结构相同，区别在于驱动的恒流管U2为BJT双极性晶体管。

具体的，本实施例中，所述LED恒流驱动系统包括如上所述的恒流控制电路，还包括电源VIN、电感L1、二极管D1、第三电容C4、LED灯串LED1、第八电阻R8、第九电阻R9、第十电阻R10、第一功率MOS管U1和BJT双极性晶体管U2。所述电源VIN的负极接地，所述电源VIN的正极通过电感L1连接第一功率MOS管U1的漏极和二极管D1的正极，所述第一功率MOS管U1的栅极连接驱动模块的输出端，所述第一功率MOS管U1的源极连接斜坡补偿模块的第二输入端、还通过第八电阻R8接地；所述二极管D1的负极连接LED灯串LED1的正极、还通过第三电容C4接地；所述LED灯串LED1的负极连接第二功率MOS管U2的源极、还通过第十电阻R10连接BJT双极性晶体管U2的栅极，所述第二功率MOS管U2的栅极连接跨导运放模块的输出端，所述第二功率MOS管U2的漏极连接第九电阻R9的一端、第二电压倍乘模块的输入端和误差放大模块的第二输入端；所述第九电阻R9的另一端接地。所述第一功率MOS管U1为NMOS管。

本实施例中，仅仅只需在电流环路中删减一个PMOS驱动管（第二十MOS管M20，图6所示）即可，通过极微小的改动，获得的有益效果是提高了实际应用的灵活性，可根据需要选择外围方案，降低外围PCB成本。由于本实施例与第一实施例结构差异不大，原理相同，故工作流程不再赘述。

本发明的LED恒流驱动系统可以很好地满足此应用中的指标。除此实施例外，本发明还适用于任何LED驱动的电子系统及任何恒流驱动系统。

现有的技术，采用单环路控制，负载电流采样并反馈至控制部分，经控制部分、升压及外围驱动实现对输出电压的控制，进而调节负载电流，这种环路缺点是反馈形式单一，响应速度一般，负载电流的精度由输出电压精度决定，故控制精度一般。而本发明提供的LED恒流驱动系统及其恒流控制电路，一改已有技术的单环路控制，采用双环路并行控制。其中电压环路负载反馈电流经控制部分调整驱动级占空比，进而调整系统输出电压，电流环路对反馈信号的控制直接体现在前级驱动，更加迅速有效地调整负载电流，提高系统的动态响应，负载电流精度不仅由电压环路决定，同时由电流环路控制，提高了负载电流的精度。而且，系统实现PWM/PFM双模式自动切换工作，已有技术通常采取固定频率PWM的工作方式，缺点是频率不可变，故负载降低时效率会随之下降，本发明中系统频率可随负载变化而及时调整，可确保系统始终维持高效率工作。另外，本发明可提供两种外围驱动方式（MOSFET和BJT），已有的LED驱动技术通常定制性较高，对应用场合有一定要求，本发明在实际应用中可以根据需求选择驱动方案，提高了应用的灵活性。

可以理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，而所有这些改变或替换都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

Claims (9)

1.一种LED恒流驱动系统的恒流控制电路，其特征在于，包括：

电压环路，用于在模拟调光电压信号大于第一阈值电压时，通过调节输出的方波信号的占空比来控制负载的电压，使负载的电流保持恒定；在模拟调光电压信号小于第一阈值电压时，通过调节输出的方波信号的脉冲频率来控制负载的电压，使负载的电流保持恒定；

电流环路，用于根据模拟调光电压信号和负载采样电流，调整负载的电流，使负载的电流保持恒定；

所述电流环路包括:

第一电压倍乘模块，用于将模拟调光电压信号按预定倍率进行放大，并将放大后的模拟调光电压信号输出给跨导运放模块；

第二电压倍乘模块，用于将负载采样电流对应的采样电压信号按预定倍率进行放大，并将放大后的采样电压信号输出给跨导运放模块；

跨导运放模块，用于比较放大后的模拟调光电压信号和放大后的采样电压信号，并根据比较结果实时调整负载的电流，使负载的电流保持恒定。

2.根据权利要求1所述的LED恒流驱动系统的恒流控制电路，其特征在于，所述电压环路包括：

PWM/PFM自动选择模块，用于在模拟调光电压信号大于第一阈值电压时，输出定频锯齿波信号；在模拟调光电压信号小于第一阈值电压时，输出频率根据模拟调光电压信号的变化而变化的锯齿波信号；

斜坡补偿模块，用于将LED恒流驱动系统的电感电流采样信号和PWM/PFM自动选择模块输出的锯齿波信号进行叠加；

误差放大模块，用于对模拟调光电压信号和负载采样电流对应的采样电压信号进行误差比较，产生动态变化的电压信号并输出给比较模块；

比较模块，用于将误差放大模块输出的电压信号和斜坡补偿模块输出的信号进行比较，输出占空比可变的方波信号来控制负载的电压，使负载的电流保持恒定。

3.根据权利要求2所述的LED恒流驱动系统的恒流控制电路，其特征在于，所述电压环路还包括驱动模块，所述驱动模块用于对比较模块输出的方波信号进行级联式放大，加大所述方波信号的带载能力。

4.根据权利要求2所述的LED恒流驱动系统的恒流控制电路，其特征在于，所述PWM/PFM自动选择模块包括：

电压选择单元，用于在模拟调光电压信号大于第一阈值电压时，输出第一阈值电压；在模拟调光电压信号大于第二阈值电压且小于第一阈值电压时，输出模拟调光电压信号；在模拟调光电压信号小于第二阈值电压时，输出第二阈值电压；

锯齿波产生单元，用于在电压选择单元输出第一阈值电压时，输出与第一阈值电压对应的定频锯齿波信号；在电压选择单元输出模拟调光电压信号时，输出频率根据模拟调光电压信号的变化而变化的锯齿波信号；在电压选择单元输出第二阈值电压时，输出与第二阈值电压对应的定频锯齿波信号。

5.根据权利要求4所述的LED恒流驱动系统的恒流控制电路，其特征在于，所述锯齿波产生单元包括：

低压差线性稳压器子单元，用于对电压选择单元输出的电压信号进行稳压；

电流自偏置子单元，用于将低压差线性稳压器子单元输出的电压信号转化成与其成正比的电流信号，对所述电流信号进行镜像，得到镜像电流；

频率控制子单元，用于在内置充放电电容的电压低于内置振荡器的阈值下限时，通过镜像电流给充放电电容充电；在充放电电容的电压超过振荡器的阈值上限时，振荡器给充放电电容放电；所述充放电电容的电压为频率控制子单元的输出电压。

6.根据权利要求5所述的LED恒流驱动系统的恒流控制电路，其特征在于，所述锯齿波产生单元还包括锁定子单元，所述锁定子单元用于在电压选择单元输出的电压信号小于锁定阈值电压时，关闭低压差线性稳压器子单元；所述锁定阈值电压小于第二阈值电压。

7.根据权利要求4所述的LED恒流驱动系统的恒流控制电路，其特征在于，所述电压选择单元包括第一比较器、第二比较器、第一非门、第二非门、第三非门、第四非门、第五非门、第一与非门、第一传输门、第二传输门和第三传输门；所述模拟调光电压信号提供端连接第一比较器的反相输入端、第二比较器的反相输入端和第二传输门的输入端；所述第一比较器的正相输入端输入第一阈值电压，所述第二比较器的正相输入端输入第二阈值电压；所述第一比较器的输出端连接第一非门的输入端，所述第一非门的输出端连接第二非门的输入端和第一传输门的控制端，所述第一传输门的输入端输入第一阈值电压；所述第二非门的输出端连接第一与非门的第一输入端；所述第二比较器的输出端连接第三非门的输入端，所述第三非门的输出端连接第四非门的输入端和第一与非门的第二输入端；所述第四非门的输出端连接第三传输门的控制端，所述第三传输门的输入端输入第二阈值电压；所述第一与非门的输出端连接第五非门的输入端，所述第五非门的输出端连接第二传输门的控制端，所述第二传输门的输出端为电压选择单元的输出端、连接第一传输门的输出端、第三传输门的输出端和锯齿波产生单元的输入端。

8.根据权利要求5所述的LED恒流驱动系统的恒流控制电路，其特征在于，所述低压差线性稳压器子单元包括第一运算放大器、第一MOS管、第一电阻、第二电阻；所述第一运算放大器的正相输入端为低压差线性稳压器子单元的输入端、连接电压选择单元的输出端；所述第一运算放大器的输出端连接第一MOS管的栅极，所述第一MOS管的漏极为低压差线性稳压器子单元的输出端，所述第一MOS管的源极通过第一电阻连接第二电阻的一端和第一运算放大器反相输入端，所述第二电阻的另一端接地。

9.一种LED恒流驱动系统，其特征在于，包括如权利要求1-8任意一项所述的恒流控制电路。