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CN114696613A - 一种开关变换器的振荡器和开关变换器 - Google Patents

一种开关变换器的振荡器和开关变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种开关变换器的振荡器和开关变换器。振荡器包括充电电流生成电路和时钟信号生成电路，时钟信号生成电路根据充电电流生成电路提供的充电电流生成时钟信号。其中，充电电流生成电路包括调节电阻和限流模块，限流模块用于在调节电阻出现短路或断路时将充电电流的电流值限制在预设电流，从而避免了外置调节电阻出现短路和断路时电路的开关频率的剧烈变化，提高系统稳定性。

Description

一种开关变换器的振荡器和开关变换器
技术领域
本发明涉及半导体集成电路技术领域，更具体地涉及一种开关变换器的振荡器和开关变换器。
背景技术
随着便携式电子产品的普及，开关电源越来越重要，现代电子设备使用的电源大致分为线性稳压电源和开关稳压电源。线性稳压电源的调整管工作在放大区，具有不会引入额外的干扰，可靠性好和成本低的优势，但是它还有体积较大，变换效率低的缺点。开关稳压电源与线性稳压电源相比，具有可以升压和降压，供电效率高的特点。然而，开关稳压电源调节电压和电流时会产生电磁干扰噪声(EMI)，这种电气噪声可以传输到交流电力线上，不仅会通过传导影响电源附近的其他电子设备的允许，还可能从电源线辐射或泄露，影响没有连接到电源线上的设备。这些干扰会随着开关频率的提高，输出功率的增大会显著的增强，对电子设备的正常工作构成了潜在的威胁。
为了抑制开关变换器的电磁干扰，使得其符合相关电磁兼容标准的要求，现有技术的开关变换器采用频率抖动技术来提高谐波次数，从而使得频率可以分散，即通过使得开关频率周期性地变化，使得噪声谐波频率分散，噪声能量得以分散和减小，在整个频带上保证了幅值裕量，从而满足电磁兼容性要求。
图1示出了现有技术的一种开关变换器的结构示意图。如图1所示，开关变换器100包括集成在同一集成电路芯片中的控制电路和功率级电路。控制电路包括误差放大器EA、逻辑驱动电路110、振荡器120和PWM比较器130。
误差放大器EA用于根据输出电压Vout的反馈电压Vfb与参考电压Vref得到误差信号Verr，PWM比较器130将误差信号Verr与斜坡电压Vslope进行比较，根据比较结果生成脉宽调制信号PWM，逻辑驱动电路110根据所述脉宽调制信号PWM和振荡器120提供的时钟信号CLK生成开关驱动信号，控制功率开关管MD1和MD2的导通和关断。
现有技术的开关变换器通常采用模拟方法来调整频率，例如通过外置调节电阻来调节振荡器的充电电流的大小，从而得到频率变化的时钟信号CLK，这种方法的缺点时在实际应用时频率变化的范围特别大，例如当外置调节电阻短路或者断路时，开关频率将变得特别快或特别慢，降低了系统的稳定性，甚至会导致芯片的损坏。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种开关变换器的振荡器和开关变换器，避免了当外置调节电阻短路或者断路时电路开关频率的剧烈变化，有利于提高系统的稳定性。
根据本发明的一方面，提供了一种开关变换器的振荡器，包括：充电电流生成电路，用于生成充电电流；时钟信号生成电路，由于根据所述充电电流生成一斜坡电压，并将所述斜坡电压与第一参考电压进行比较，根据比较结果生成一时钟信号，其中，所述充电电流生成电路包括调节电阻和限流模块，所述限流模块用于在所述调节电阻出现短路或断路时将所述充电电流的电流值限制在预设电流。
可选的，所述充电电流生成电路还包括：串联连接于电源电压与所述调节电阻之间的第一晶体管和第二晶体管；连接于所述电源电压与所述时钟信号生成电路之间的第四晶体管，所述第四晶体管与所述第一晶体管构成电流镜，所述第四晶体管的第二端用于提供所述充电电流；以及运算放大器，同相输入端用于接收第二参考电压，反相输入端与所述调节电阻的第一端连接于第一节点，输出端与所述第二晶体管的控制端连接，其中，所述运算放大器用于根据所述第一节点的节点电压和所述第二参考电压向所述第二晶体管提供节点反馈调节信号，以调节所述充电电流的电流值。
可选的，所述限流模块用于在所述调节电阻出现短路或断路时调节所述节点反馈调节信号，以将所述充电电流的电流值限制在所述预设电流。
可选的，所述限流模块包括：第一电流源，第一端与所述电源电压连接，第二端与所述第一节点连接；以及第二电流源，第一端与所述第一晶体管的控制端连接，第二端接地；连接于所述电源电压与地之间的第三晶体管和第六晶体管，所述第三晶体管与所述第一晶体管构成电流镜；以及连接于所述运算放大器的输出端和地之间的第五晶体管，所述第五晶体管与所述第六晶体管构成电流镜。
可选的，所述充电电流生成电路还包括并联连接于所述第六晶体管的第一端和第二端之间的第三电流源。
可选的，所述第一电流源和所述第二电流源的输出电流相等。
可选的，所述时钟信号生成电路包括：连接于所述充电电流生成电路的输出端与地之间的充电电容；可控开关，第一端与所述充电电容的第一端连接，第二端接地；以及比较器，同相输入端与所述可控开关和所述充电电容的连接节点连接以接收所述斜坡电压，反相输入端用于接收所述第一参考电压，输出端用于输出所述时钟信号，其中，所述可控开关的导通和关断受控于所述时钟信号。
可选的，所述第一晶体管、所述第三晶体管和所述第四晶体管分别为P型的金属氧化物半导体场效应晶体管，所述第二晶体管、所述第五晶体管和所述第六晶体管分别为N型的金属氧化物半导体场效应晶体管。
根据本发明的另一方面，提供了一种开关变换器，包括：功率级电路，包括功率开关管，用于将输入电压转换为输出电压；误差放大器，用于根据所述输出电压的反馈电压与第三参考电压生成误差信号；PWM比较器，用于将所述误差信号与斜坡电压相比较，以生成脉宽调制信号；逻辑驱动电路，用于根据所述脉宽调制信号与一时钟信号生成开关驱动信号，控制所述功率开关管的导通和关断；以及上述的振荡器，用于生成所述时钟信号。
可选的，所述功率级电路的拓扑结构选自Buck拓扑、Boost拓扑或者Buck-Boost拓扑。
本发明实施例的振荡器包括充电电流生成电路和时钟信号生成电路。其中，充电电流生成电路包括调节电阻和限流模块，限流模块用于在调节电阻出现短路或断路时将充电电流的电流值限制在预设电流，从而避免了外置调节电阻出现短路或断路时电路的开关频率的剧烈变化，提高系统稳定性。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚。
图1示出了现有技术的一种开关变换器的结构示意图；
图2示出了根据本发明第一实施例的一种开关变换器的振荡器的电路示意图；
图3示出了根据本发明第二实施例的一种开关变换器的结构示意图。
具体实施方式
以下将参照附图更详细地描述本发明。在各个附图中，相同的元件采用类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。此外，在图中可能未示出某些公知的部分。
在下文中描述了本发明的许多特定的细节，例如部件的结构、材料、尺寸、处理工艺和技术，以便更清楚地理解本发明。但正如本领域的技术人员能够理解的那样，可以不按照这些特定的细节来实现本发明。
应当理解，在以下的描述中，“电路”可包括单个或多个组合的硬件电路、可编程电路、状态机电路和/或能存储由可编程电路执行的指令的元件。当称元件或电路“连接到”或者“耦合到”另一元件，或称元件/电路“连接在”或者“耦合在”两个节点之间时，它可以直接耦合或连接到另一元件或者二者之间也可以存在中间元件，元件之间的连接或耦合可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦合到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
在本申请中，开关管是工作开关模式以提供电流路径的晶体管，包括选自双极晶体管或场效应晶体管的一种。开关管的第一端和第二端分别是电流路径上的高电位端和低电位端，控制端用于接收驱动信号以控制开关管的导通和关断。
图2示出根据本发明第一实施例的一种开关变换器的振荡器的电路示意图。如图2所示，振荡器200包括充电电流生成电路210和时钟信号生成电路220。
其中，充电电流生成电路210包括晶体管Mp1至Mp3、晶体管Mn1至Mn3、电流源211至213、运算放大器OP1以及调节电阻Rset。晶体管Mp1、晶体管Mn1以及调节电阻Rset串联连接在电源电压VDD和地之间。晶体管Mp3与晶体管Mp1构成电流镜，晶体管Mp3的第一端与电源电压VDD连接，第二端用于提供充电电流Ich。电流源211的第一端与电源电压VDD连接，第二端与节点A连接。电流源212的第一端与晶体管Mp1的控制端连接，第二端接地。运算放大器OP1的同相输入端用于接收第二参考电压Vref2，反相输入端与调节电阻Rset的第一端连接于节点A，输出端与晶体管Mn1的控制端连接。运算放大器OP1用于根据节点A的电压VA与第二参考电压Vref2向晶体管Mn1提供反馈调节信号Vadj，反馈调节信号Vadj用于根据调节电阻Rset的阻值大小来控制流经晶体管Mn1的电流大小，继而调节充电电流Ich的电流值的大小，达到改变时钟信号CLK的频率的目的。
时钟信号生成电路220包括充电电容C0、可控开关K1以及比较器comp1。充电电容C0连接于充电电流生成电路210的输出端与地之间，可控开关K1的第一端与充电电容C0的第一端连接，第二端接地，用于提供充电电容C0的第一端至地的放电路径。比较器comp1的同相输入端与可控开关K1和充电电容C0的连接节点相连以接收斜坡电压Vslope，反相输入端接收第一参考电压Vref，输出端用于输出时钟信号CLK。
起始状态，充电电容C0上的电荷为零，斜坡电压Vslope小于第一参考电压Vref1，比较器comp1的输出为低电平，可控开关K1关断，充电电流Ich向充电电容C0充电，当斜坡电压Vslope大于第一参考电压Vref1时，比较器comp1的输出翻转，此时可控开关K1导通，充电电容C0开始对地放电，因为充电电容C0的放电电流远远大于充电电流Ich，因此斜坡电压Vslope开始下降。当斜坡电压Vslope下降至略小于第一参考电压Vref1时，比较器comp1的输出再次发生翻转，可控开关K1关断，充电电流Ich再次对充电电容C0开始充电，开始下一个振荡周期。
充电电流产生电路210中的晶体管Mp2、晶体管Mn2和Mn3以及电流源211-213构成限流模块，用于在调节电阻Rset出现短路或断路时将充电电流Ich的电流值限制在预设电流。晶体管Mn2的第一端与运算放大器OP1的输出端连接，第二端接地，晶体管Mp2和晶体管Mn3依次连接在电源电压VDD和地之间，晶体管Mp2与晶体管Mp1构成电流镜，晶体管Mn3与晶体管Mn2构成电流镜。电流源211连接在电源电压VDD和晶体管Mn1的第二端之间，电流源212连接在晶体管Mp1的控制端和地之间，电流源213并联连接于晶体管Mn3的第一端和第二端之间。
在本实施例中，晶体管Mp1至Mp3例如通过P型MOSFET(P-Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，P型的金属氧化物半导体场效应晶体管)实现，P型MOSFET的第一端、第二端和控制端分别为源极、漏极和栅极，晶体管Mn1至Mn3例如通过N型MOSFET(N-Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，N型的金属氧化物半导体场效应晶体管)实现，N型MOSFET的第一端、第二端和控制端分别为漏极、源极和栅极。
下面参照图2对本发明第一实施例的振荡器的工作原理进行详细说明。如图2所示，当振荡器200正常工作时，充电电流生成电路210生成的充电电流Ich为：
Ich＝IMp1＝IMn1+I2
其中，IMp1表示流经晶体管Mp1的电流，IMn1表示流经晶体管Mn1的电流，I2表示电流源212的电流。
进一步的，流经晶体管Mn1的电流IMn1为：
IMn1＝Vref2/Rset-I1
其中，I1表示电流源211的电流，结合上式可以得到充电电流生成电路210生成的充电电流Ich为：
Ich＝Vref2/Rset+I2-I1
设置电流源211和电流源212的输出电流相等，则可以得到充电电流Ich为：
Ich＝Vref2/Rset
当振荡器200异常工作，例如当调节电阻Rset出现短路(Rset＝0)时，限流电路240中的晶体管Mn2导通，晶体管Mn2下拉节点反馈调节信号Vadj，将充电电流Ich的最大值限制在：
Ich，max＝I3
其中，电流I3表示电流源213的输出电流。
当调节电阻Rset出现断路(Rset＝∞)时，此时晶体管Mn1关断，电流源212将充电电流Ich的最小值限制在：
Ich，min＝I2
综上所述，本发明实施例的振荡器200对充电电流Ich的最大值和最小值进行限制，从而限制了时钟信号的频率变化范围，避免了当外置调节电阻短路或者断路时电路开关频率的剧烈变化，有利于提高系统的稳定性。
图3示出根据本发明第二实施例的一种开关变换器的结构示意图。如图3所示，开关变换器300包括控制电路和功率级电路。控制电路包括误差放大器EA、逻辑驱动电路310、PWM比较器320和振荡器200。
误差放大器EA用于根据输出电压Vout的反馈电压Vfb与参考电压Vref得到误差信号Verr，PWM比较器将斜坡电压Vslope与误差信号Verr进行比较，根据比较结果生成脉宽调制信号PWM，逻辑驱动电路310根据所述脉宽调制信号PWM和振荡器200提供的时钟信号CLK生成开关驱动信号，控制功率开关管MD1和MD2的导通和关断。本领域技术人员应该理解，逻辑控制电路310可以通过不同的架构来实现。同时，同步整流的降压型开关变换器300的控制原理应该是本领域技术人员所熟知的。
振荡器200例如通过第一实施例的振荡器实现，对充电电流Ich的最大值和最小值进行限制，从而限制了时钟信号的频率变化范围，避免了当外置调节电阻短路或者断路时电路开关频率的剧烈变化，有利于提高系统的稳定性。
上述实施例中的功率开关管MD1和MD2可以是各种晶体管，例如NPN达林顿管、NPN型双极性晶体管、PNP型双极性晶体管、以及N型MOSFET和P型MOSFET等。控制电路例如封装成芯片IC。在一些实施例中，功率级电路中的功率开关管MD1和MD2也封装在芯片IC中。
综上所述，本发明实施例提供了一种开关变换器的振荡器和开关变换器，振荡器包括充电电流生成电路和时钟信号生成电路。其中，充电电流生成电路包括调节电阻和限流模块，限流模块用于在调节电阻出现短路或断路时将充电电流的电流值限制在预设电流，从而避免了外置调节电阻出现短路或断路时电路的开关频率的剧烈变化，提高系统稳定性。
在上述的实施例中，尽管结合图3描述了降压型拓扑结构的开关变换器，然而，可以理解，本发明实施例的振荡器200也可以用于其他拓扑结构的开关变换器中，包括但不限于Buck拓扑、Boost拓扑或者Buck-Boost拓扑等拓扑结构。
应当说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
依照本发明的实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims (10)

1.一种开关变换器的振荡器，包括：
充电电流生成电路，用于生成充电电流；
时钟信号生成电路，由于根据所述充电电流生成一斜坡电压，并将所述斜坡电压与第一参考电压进行比较，根据比较结果生成一时钟信号，
其中，所述充电电流生成电路包括调节电阻和限流模块，所述限流模块用于在所述调节电阻出现短路或断路时将所述充电电流的电流值限制在预设电流。
2.根据权利要求1所述的振荡器，所述充电电流生成电路还包括：
串联连接于电源电压与所述调节电阻之间的第一晶体管和第二晶体管；
连接于所述电源电压与所述时钟信号生成电路之间的第四晶体管，所述第四晶体管与所述第一晶体管构成电流镜，所述第四晶体管的第二端用于提供所述充电电流；以及
运算放大器，同相输入端用于接收第二参考电压，反相输入端与所述调节电阻的第一端连接于第一节点，输出端与所述第二晶体管的控制端连接，
其中，所述运算放大器用于根据所述第一节点的节点电压和所述第二参考电压向所述第二晶体管提供节点反馈调节信号，以调节所述充电电流的电流值。
3.根据权利要求2所述的振荡器，其中，所述限流模块用于在所述调节电阻出现短路或断路时调节所述节点反馈调节信号，以将所述充电电流的电流值限制在所述预设电流。
4.根据权利要求3所述的振荡器，其中，所述限流模块包括：
第一电流源，第一端与所述电源电压连接，第二端与所述第一节点连接；以及
第二电流源，第一端与所述第一晶体管的控制端连接，第二端接地；
连接于所述电源电压与地之间的第三晶体管和第六晶体管，所述第三晶体管与所述第一晶体管构成电流镜；以及
连接于所述运算放大器的输出端和地之间的第五晶体管，所述第五晶体管与所述第六晶体管构成电流镜。
5.根据权利要求4所述的振荡器，其中，所述充电电流生成电路还包括并联连接于所述第六晶体管的第一端和第二端之间的第三电流源。
6.根据权利要求4所述的振荡器，其中，所述第一电流源和所述第二电流源的输出电流相等。
7.根据权利要求1所述的振荡器，所述时钟信号生成电路包括：
连接于所述充电电流生成电路的输出端与地之间的充电电容；
可控开关，第一端与所述充电电容的第一端连接，第二端接地；以及
比较器，同相输入端与所述可控开关和所述充电电容的连接节点连接以接收所述斜坡电压，反相输入端用于接收所述第一参考电压，输出端用于输出所述时钟信号，
其中，所述可控开关的导通和关断受控于所述时钟信号。
8.根据权利要求4所述的振荡器，其中，所述第一晶体管、所述第三晶体管和所述第四晶体管分别为P型的金属氧化物半导体场效应晶体管，
所述第二晶体管、所述第五晶体管和所述第六晶体管分别为N型的金属氧化物半导体场效应晶体管。
9.一种开关变换器，包括：
功率级电路，包括功率开关管，用于将输入电压转换为输出电压；
误差放大器，用于根据所述输出电压的反馈电压与第三参考电压生成误差信号；
PWM比较器，用于将所述误差信号与斜坡电压相比较，以生成脉宽调制信号；
逻辑驱动电路，用于根据所述脉宽调制信号与一时钟信号生成开关驱动信号，控制所述功率开关管的导通和关断；以及
权利要求1-8任一项所述的振荡器，用于生成所述时钟信号。
10.根据权利要求9所述的开关变换器，其中，所述功率级电路的拓扑结构选自Buck拓扑、Boost拓扑或者Buck-Boost拓扑。
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