CN105337500B - 功率变换器及用于调节功率变换器的线性瞬态响应的方法 - Google Patents

Abstract

本发明的实施方式提供一种功率变换器，包括：输入端和输出端；耦合在输入端与输出端之间的储能电路和功率开关电路；反馈电路，耦合在输出端与接地之间，被配置用以生成反馈电压；误差放大器电路，被配置为基于反馈电压生成误差放大信号；比较器电路，被配置为基于与误差放大信号相关的第一比较信号和与储能电路的充电电流相关的第二比较信号来生成用于控制功率开关电路通断的控制信号；以及调节电路，耦合在误差放大器电路的输出与比较器电路的用于接收第一比较信号的输入之间，调节电路被配置为将与由输入端接收的输入电压相关的电压补偿信号耦合至误差放大器的输出，以减小当输入电压变化时误差放大信号的变化量。

Description

功率变换器及用于调节功率变换器的线性瞬态响应的方法

技术领域

本发明的实施方式涉及一种功率变换器，并且具体地，涉及一种恒频电流模式控制的功率变换器，以及用于调节功率变换器的线性瞬态响应的方法。

背景技术

随着开关电源(Switching Mode Power Supply：SMPS)技术的不断发展，开关电源在手持设备(诸如手机、笔记本计算机、平板计算机、膝上型计算机等)中已经变得很常见。对于有源矩阵有机发光二极管(Active Matrix/Organic Light Emitting Diode：AMOLED)面板电源而言，不仅需要提供大电流容量和精确的输出电压，而且低输出电压纹波也是很重要的参数。为了为人眼提供舒适的光，如何设计输出稳定并且低电压纹波的用于AMOLED面板的电源对于手持设备而言是非常重要的问题。

针对上述需求，通常使用恒频电流模式控制的功率变换器来实现输出稳定并且低电压纹波的开关电源。与其它结构的开关电源(诸如电压模式控制的功率变换器、恒导通变频功率变换器、恒关断变频功率变换器等)相比，恒频电流模式控制的功率变换器的恒定操作频率使得其易于减小对系统中其它模块的频谱干扰。

恒频电流模式控制的功率变换器包括升压变换器、降压变换器、降压-升压变换器。例如，图1示出根据现有技术的恒频电流模式控制的升压变换器的原理图。图2示出与图1的恒频电流模式控制的升压变换器相关联的波形。参照图1和图2，假定升压变换器已经达到稳定状态并且时钟和锯齿波发生器101在某一时刻处产生时钟脉冲，则该时钟脉冲将RS触发器102的输出Q(即驱动信号)设置为高，驱动器电路103接收RS触发器102输出的信号并且通过内部逻辑来使NMOS晶体管Mn导通，而使两个PMOS晶体管Mp1和Mp2截止，此时输入电压Vin对电感L进行充电，并且因此电感L中的电流IL增加；当电感电流L的电流IL达到由误差放大器104的输出VC设置的值时，PWM比较器105生成脉冲，使得RS触发器102翻转，则NMOS晶体管Mn截止，两个PMOS晶体管Mp1和Mp2导通，因此电感L开始放电。当升压变换器操作于稳定状态时，其重复执行上述过程。降压变换器和降压-升压变换器的工作原理与升压变换器类似，在此不再详述。

线性瞬态响应也是描述功率变换器的输出特性的一个重要参数。例如对于升压变换器而言，改善升压变换器中的线性瞬态响应至关重要。为了改善线性瞬态响应，能够立即想到的一种方法是增加带宽。随着带宽增加，整个功率变换器的响应时间将减少，使得功率变换器的线性瞬态响应得以改善。然而由于右半平面零点的存在，其带宽被限制在非常小的区域内，无法不受限制地增加，因此采用这一方法并不能很好改善线性瞬态响应。尤其当功率变换器工作在最小输入电压和最大输出电压时，带宽非常小，所以线性瞬态响应将变差。

图3是根据现有技术的具有斜率补偿的恒频电流模式控制的升压变换器的电路图。参照图3，如果降低图3中的补偿电容器CC，升压变换器的带宽都将增加，但是当升压变换器处于最大占空比和重负载条件时，升压变换器将很难稳定。虽然降低升压变换器的环路增益也能够增加带宽，但是其将降低输出电压的精确度。因此难以在升压变换器中的带宽、环路增益、精确度和稳定性之间权衡。

然而，降低斜率补偿可能是一种改善线性瞬态响应的较容易的方法。

再次参照图3所示，其示出VSUM与VC之间的关系，由如下等式表示：

VSUM＝VSENSE+VSLOPE＝VC (1)

由等式(1)可以看出，如果减小斜率补偿VSLOPE，则VSUM将减小。

图4示出图3的升压变换器在输入电压VIN变化时误差放大器的输出VC和升压变换器的输出VOUT的变化。参照图4，当输入电压VIN从VI变化到VI-ΔV时，升压变换器将从状态1变化到状态2，并且占空比从变化到

图5示出图3的升压变换器中VSUM针对不同斜率补偿随时间的变化。参照图5，VSUM1的斜率是mc1，而VSUM2的斜率是mc2。可以看出VSUM1＞VSUM2、VSLOPE1＞VSLOPE2、mc1＞mc2。当占空比从D1变化到D2时，可以得到如下等式：

ΔVSUM1＝ΔVC1＝mc1*(D2-D1)*T (2)

ΔVSUM2＝ΔVC2＝mc2*(D2-D1)*T (3)

由可以看出，从状态1到状态2，当斜率补偿更大时VC的值变化更多。并且已知误差放大器的输出VC的变化ΔVC越大，输出电压VOUT上的变化越大。因此，当使用更小的斜率补偿时，VOUT上的变化将更小。这意味着当使用更小的斜率补偿时，线性瞬态响应也将变得更好。

图6示出在1x斜率和3x斜率补偿时的线性瞬态响应的仿真结果。参照图6，可以看出：VSUM越大，输出电压VOUT上的变化越大，即VSUM1＞VSUM2，dV1＞dV2。

然而上述通过降低斜率补偿来改善线性瞬态响应的方法具有诸多问题。图7示出图3所示的升压变换器针对不同斜率补偿的电感电流的变化。参照图7，可以看出，斜率补偿不能无限降低，因为为了避免在占空比超过50％时产生次谐波振荡，斜率补偿必须满足以下关系：

由于对于m_c的最小值的要求，当升压变换器工作在较高的占空比时，这一降低斜率补偿的方法不能很好的将无法得到很好效果。例如如果升压变换器处于最小输入电压和最大输出电压时，m₂将最大，因此m_c的值也将最大。

此外，由上述等式(1)已知VSUM＝VSENSE+VSLOPE＝VC，如果降低斜率补偿，则VC的值将降低。而当变换器工作在最小占空比和轻负载电流时，VC的值将变得非常小。因而存在升压变换器容易受到噪声干扰的风险。

在此参照图7，可以看出即使使用上述降低斜率补偿来改善线性瞬态响应的方法，当升压变换器从状态1变化到状态2时，ΔVC的值仍然很大，所以线性瞬态响应仍然不够好。

发明内容

鉴于上述现有技术存在的缺陷，本发明实施方式的目的是提供一种具有改善的线性瞬态响应的功率变换器以及用于改善功率变换器的线性瞬态响应的方法。

根据本发明的一方面，提供了一种功率变换器，包括：输入端和输出端；耦合在输入端与输出端之间的储能电路和功率开关电路；反馈电路，耦合在所述输出端与接地之间，被配置用以生成反馈电压；误差放大器电路，被配置为基于所述反馈电压生成误差放大信号；比较器电路，被配置为基于与所述误差放大信号相关的第一比较信号和与所述储能电路的充电电流相关的第二比较信号来生成用于控制所述功率开关电路通断的控制信号；以及调节电路，耦合在所述误差放大器电路的输出与所述比较器电路的用于接收所述第一比较信号的输入之间，所述调节电路被配置为将与由所述输入端接收的输入电压相关的电压补偿信号耦合至所述误差放大器的输出，以减小当所述输入电压变化时所述误差放大信号的变化量。

根据本发明的一个示例性实施方式，其中所述调节电路包括第一支路、第二支路、第三支路和第四支路，其中所述第一支路被配置为基于所述输入电压生成第一电流；所述第二支路连接至所述第一支路以用于将所述第一电流耦合至所述第三支路；所述第三支路连接至所述第二支路以用于基于所述第一电流生成所述电压补偿信号；以及所述第四支路连接至所述第三支路以用于将所述电压补偿信号耦合至所述误差放大器的输出，其中所述第一比较信号由所述第二支路和所述第三支路之间的节点提供。

根据本发明的一个示例性实施方式，其中所述第一支路包括第一电阻器、第二电阻器、第三电阻器和电压跟随器，其中所述第一电阻器和所述第二电阻器串联连接在所述输入端与所述接地之间；所述电压跟随器的输入连接至所述第一电阻器和所述第二电阻器之间的节点；以及所述第三电阻器耦合在所述电压跟随器的输出与所述接地之间以生成所述第一电流。

根据本发明的一个示例性实施方式，其中所述第一支路还包括串联连接在所述第三电阻器与所述第二支路之间的第一MOS晶体管，所述第一MOS晶体管的栅极连接至所述电压跟随器的输出。

根据本发明的一个示例性实施方式，其中所述第二支路包括第一电流镜和第二电流镜，其中所述第一电流镜的一端连接至所述第一支路以接收所述第一电流，所述第一电流镜的另一端连接至所述第二电流镜的一端，所述第二电流镜的另一端连接至所述第三支路以将所述第一电流耦合至所述第三支路。

根据本发明的一个示例性实施方式，其中所述第三支路包括第四电阻器。

根据本发明的一个示例性实施方式，其中所述第四支路包括串联连接在电源电压与所述第三支路之间的第二MOS晶体管，所述第二MOS晶体管的栅极连接至所述误差放大器电路的输出。

根据本发明的一个示例性实施方式，其中所述调节电路还包括用于提供第二电流的第五支路，所述第五支路串联连接在所述第三支路与所述接地之间以将所述第二电流耦合至所述第三支路。

根据本发明的一个示例性实施方式，其中所述第五支路包括电流源和第三电流镜，所述电流源连接至所述第三电流镜的一端，所述第三电流镜的另一端连接至所述第三支路。

根据本发明的一个示例性实施方式，其中所述反馈电路包括串联连接在所述输出端和所述接地之间的第五电阻器和第六电阻器，所述反馈电压由所述第五电阻器和所述第六电阻器之间的节点提供。

根据本发明的一个示例性实施方式，其中所述功率开关电路包括多个功率开关管，并且所述功率变换器还包括驱动器电路，其中所述驱动器电路被配置为接收所述控制信号并且分别为所述功率开关电路中的每个所述功率开关管提供相应控制电压。

根据本发明的一个示例性实施方式，其中所述功率开关电路包括第一功率开关管和第二功率开关管，所述储能电路与所述第一功率开关管串联连接在所述输入端与所述输出端之间，所述第二功率开关管与第七电阻器串联连接在所述储能电路和所述第一功率开关管之间的节点与所述接地之间。

根据本发明的一个示例性实施方式，其中所述第一功率开关管与所述第二功率开关管为不同传导类型的MOS晶体管。

根据本发明的一个示例性实施方式，还包括用于对所述第二比较信号进行斜率补偿的斜率补偿电路。

根据本发明的一个示例性实施方式，其中所述储能电路包括电感器。

根据本发明的一个示例性实施方式，还包括用于基于所述储能电路的所述充电电流生成所述第二比较信号的感测电路。

根据本发明的一个示例性实施方式，其中所述误差放大器包括运算放大器、第八电阻器和电容器，其中所述运算放大器的反相输入端子接收所述反馈电压，所述运算放大器的同相输入端子接收基准电压，所述运算放大器的输出端子输出所述误差放大信号，所述第八电阻器和所述电容器串联连接在所述运算放大器的输出端子与所述接地之间。

根据本发明的一个示例性实施方式，其中所述比较器电路是PWM比较器电路。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于调节功率变换器的线性瞬态响应的方法，其中所述功率变换器包括：输入端、输出端、耦合在输入端与输出端之间的储能电路和功率开关电路，所述方法包括：根据来自所述输出端的输出电压来生成反馈电压；根据所述反馈电压生成误差放大信号；根据与所述误差放大信号相关的第一比较信号和与所述储能电路的充电电流相关的第二比较信号，来生成用于控制所述功率开关电路通断的控制信号；以及将与由所述输入端接收的输入电压相关的电压补偿信号耦合至所述误差放大信号，以减小当所述输入电压变化时所述误差放大信号的变化量。

附图说明

现在将仅参照附图通过示例对本发明的实施方式进行描述，其中为相似的部件提供对应的附图标记，在附图中：

图1示出根据现有技术的恒频电流模式控制的升压变换器的原理图；

图2示出与图1所示的升压变换器相关联的波形；

图3示出根据现有技术的具有斜率补偿的恒频电流模式控制的升压变换器的电路图；

图4示出图3所示的升压变换器在输入电压变化时误差放大器的输出和升压变换器的输出的变化；

图5示出图3所示的升压变换器中第二比较信号针对不同斜率补偿随时间的变化；

图6示出图3所示的升压变换器在1x斜率和3x斜率补偿时的线性瞬态响应的仿真结果；

图7示出图3所示的升压变换器针对不同斜率补偿的电感电流的变化；

图8示出根据本发明的实施例的恒频电流模式控制的升压变换器的电路图；

图9示出图8和图3所示的升压变换器在输入电压变化时误差放大器的输出电压的变化量的比较；

图10是示出图8所示的升压变换器在输入电压变化时误差放大器的输出保持不变的示意图；

图11是示出调节电路的一种具体配置的升压变换器的示意图；以及

图12示出图11和图3所示的升压变换器的线性瞬态响应的仿真结果的比较。

具体实施方式

下面将参考附图中示出的若干示例性实施例来描述本发明的原理和精神。应当理解，描述这些实施例仅仅是为了使本领域技术人员能够更好地理解进而实现本发明，而并非以任何方式限制本发明的范围。

图8示出根据本发明的实施例的恒频电流模式控制的升压变换器的电路图。

如图8所示，图8中的升压变换器包括：输入端IN和输出端OUT，其中输入端IN用于接收输入电压VIN，以及输出端OUT用于输出变换后的电压VOUT。

进一步，升压变换器包括：耦合在输入端IN与输出端OUT之间的储能电路和功率开关电路；反馈电路，耦合在输出端OUT与接地之间，被配置用以生成反馈电压VFB。

进一步，升压变换器包括：误差放大器电路，被配置为基于反馈电压VFB生成误差放大信号；比较器电路，被配置为基于与误差放大信号相关的第一比较信号和与储能电路的充电电流相关的第二比较信号来生成用于控制功率开关电路通断的控制信号；以及调节电路，耦合在误差放大器电路的输出与比较器电路的用于接收第一比较信号的输入之间，调节电路被配置为将与由输入端IN接收的输入电压相关的电压补偿信号耦合至误差放大器的输出，以减小当输入电压变化时误差放大信号的变化量。

如图8所示，在本实施例中，储能电路可以包括电感器L，当升压变换器工作时通过对电感器L进行充电和放电来实现升压变换过程，以提供不同的输出电压。本领域技术人员应当理解，在降压变换器和降压-升压变换器中也可以采用电感器L作为储能电路，以实现功率转换过程。

在本发明的实施例中，根据不同需要，功率开关电路可以包括多个功率开关管，并且升压变换器还包括用于驱动各个功率开关管的驱动器电路，其中驱动器电路被配置为接收比较器电路输出的控制信号并且分别为功率开关电路中的每个功率开关管提供相应控制电压，以分别每个功率开关管的通断状态。如图8所示，在本实施例的升压变换器中，提供了两个功率开关管(即第一功率开关管Q1和第二功率开关管Q2)，作为储能元件的电感器L与第一功率开关管Q1串联连接在输入端IN与输出端OUT之间，第二功率开关管Q2与第七电阻器Rs串联连接在储能电路和第一功率开关管Q1之间的节点与接地之间。其中第一功率开关管Q1与第二功率开关管Q2可以为不同传导类型的MOS晶体管(诸如PMOS晶体管、NMOS晶体管)，也可以是相同传导类型的MOS晶体管。

在本发明的实施例中，根据需要可以采用不同配置的驱动电路对各个MOS晶体管分别进行驱动，驱动电路可以分别为各个功率开关管Q1、Q2提供相应的驱动电压以使相应的功率开关管导通或者关断，例如在对电感器L进行充电时，驱动电路控制第一功率开关管Q1关断，并且控制第二功率开关管Q2导通；而在电感器L放电时，驱动电路控制第一功率开关管Q1导通，并且控制第二功率开关管Q2断开。

如图8所示，在本实施例中，反馈电路可以包括串联连接在输出端OUT和接地之间的第五电阻器R5和第六电阻器R6。第五电阻器R5和第六电阻器R6用于对输出电压VOUT进行分压，反馈电压VFB由第五电阻器R5和第六电阻器R6之间的节点提供，第五电阻器R5和第六电阻器R6之间的节点与误差放大器的反相输入端连接。此外，第五电阻器R5和第六电阻器R6的电阻值可以根据需要而改变，以提供不同的反馈电压VFB。

如图8所示，在本实施例中，升压变换器还包括用于基于电感器L的充电电流生成第二比较信号的感测电路Gi。感测电路Gi将感测到的电流转换成电压，并作为第二比较信号输入到比较器电路。在此还可以根据以下将要描述的斜率补偿方法对第二比较信号进行斜率补偿。

在本实施例中，升压变换器还包括用于对将要输入到比较器电路的同相输入端的第二比较信号进行斜率补偿的斜率补偿电路(未示出)。通过斜率补偿电路将一部分锯齿波电压加到第二比较信号上，以改进控制特性，例如消除谐波振荡。在升压变换器中，在电感电流的占空比大于50％时，其初始的误差在后来的周期内没有减小反而加大了，其根本原因在于，当电感电流的占空比大于50％时，其电流衰减斜率m2与电流上升斜坡斜率m1之比大于1，所以，当有扰动进入时，引起的振荡不能自动收敛。解决办法是要调整m2与m1的比值，既然正常的采样电流是固定的，只有通过外加的补偿来改变m1与m2的斜率，以达到m2/m1＜1的目的。斜率补偿的方法为本领域技术人员所公知的方法，在此不再详述。

如图8所示，在本实施例中，误差放大器包括运算放大器OTA、第八电阻器RC和电容器CC，其中运算放大器OTA的反相输入端子接收反馈电压VFB，运算放大器OTA的同相输入端子接收基准电压，运算放大器OTA的输出端子输出误差放大信号，第八电阻器RC和电容器CC串联连接在运算放大器OTA的输出端子与接地之间。误差放大器的两个输入分别接收反馈电压信号VFB和参考电压信号VREF，通过将反馈电压信号VFB与参考电压信号想减，然后乘以误差放大器的增益而得到经放大的误差放大信号。

在本发明的实施例中，通过调节电路可以得到与输入电压VIN相关的变量K·VIN(即电压补偿信号)，得到的与VIN相关的变量被加到误差放大器的输出以用于对误差放大器的输出进行调节，例如在图8中：

VC＝K·VIN+VCO (6)

通过等式(6)可以看出，如果输入电压VIN增加，则误差放大器的输出电压VC也增加；如果输入电压VIN减小，则误差放大器的输出电压VC也减小。

下面结合图9对在引入与输入电压VIN相关的变量K·VIN后升压变换器的线性瞬态响应进行说明。如图9所示，在未引入变量K·VIN时，当输入电压VIN从VI变化到VI-ΔV时，误差放大器的输出电压VC从VC1变化到VC2，VC的变化量为ΔVC1＝VC2-VC1。而在本实施例的升压变换器中，由于引入变量K·VIN，当输入电压VIN从VI变化到VI-ΔV时，误差放大器的输出电压VC从VC3变化到VC4，VC的变化量为ΔVC2＝VC4-VC3。

通过之前的描述可知，当未引入与输入电压VIN相关的变量K·VIN时，误差放大器的输出电压VC的变化量ΔVC1可以通过等式(7)表示。

而当引入与输入电压VIN相关的变量K·VIN后，误差放大器的输出电压VC的变化量ΔVC2可以通过等式(8)至等式(11)推导出。

VC＝K·VIN+VCO，VCO＝VSUM (8)

VC3＝VSUM1+K·VI＝VCO1+K·VI＝VC1+K·VI (9)

VC4＝VC2+K·(VI-ΔVI)，ΔVI＞0 (10)

ΔVC2＝VC4-VC3＝VC2-VC1-K·ΔVI＝ΔVC1-K·ΔVI (11)

比较等式(7)和等式(11)可以得出，

ΔVC2＝ΔVC1-K·ΔVI＜ΔVC1 (12)

从等式(12)可以看出，由于在误差放大器的输出电压VC中引入与从升压变换器的输入端IN输入的电压VIN相关的变量，使得ΔVC2总是小于ΔVC1，所以当输入电压VIN从VI变化到VI-ΔV时，本实施例中所提供的升压变换器将比未引入与输入电压VIN相关的变量的升压变换器更容易达到稳定状态。

现在假设升压变换器工作时的一种极限情况，即在向误差放大器的输出中引入与输入电压VIN相关的变量后，当输入电压VIN从VI变化到VI-ΔV时，误差放大器的输出电压基本不变。在这一情况下，可以设定ΔVC2＝VC4-VC3＝ΔVC1-K·ΔVI＝0，因此可以得到：

图10描述了上述假设的情况。如图10所示，当输入电压VIN从VI变化到VI-ΔV时，误差放大器的输出电压的变化量为ΔVC2＝VC4-VC3＝0。

因此，为了实现当输入电压VIN变化时误差放大器的输出的变化量减小，可以向误差放大器的输出电压中引入与输入电压VIN有关的变量K·VIN，其中

下面结合图11描述调节电路的一种具体实施方式，但是本领域技术人员应当理解的是，调节电路并不限于上述具体配置，任何能够将与输入电压VIN有关的变量K·VIN耦合到误差放大器的输出以减小当所述输入电压变化时误差放大信号的变化量的电路都在本发明的保护范围之内。

在本实施例中，调节电路可以包括第一支路、第二支路、第三支路和第四支路。

如图11所示，第一支路被配置为基于输入电压VIN生成第一电流，第一支路可以包括第一电阻器R1、第二电阻器R2、第三电阻器R3和电压跟随器VF，其中第一电阻器R1和第二电阻器R2串联连接在输入端IN与接地之间；电压跟随器VF的输入连接至第一电阻器R1和第二电阻器R2之间的节点；以及第三电阻器R3耦合在电压跟随器VF的输出与接地之间以生成第一电流。这里生成的第一电流将通过第二支路耦合至第三支路，其中第二支路可以是用于进行电流耦合的电流镜电路，第三支路可以是用于进行电流向电压转换的电路，第三支路例如可以是下文中将进行描述的第四电阻器R4。此外，第一支路还可以包括串联连接在第三电阻器R3与第二支路之间的第一MOS晶体管M1，第一MOS晶体管M1的栅极连接至电压跟随器VF的输出。

如图11所示，第二支路连接至第一支路以用于将第一电流耦合至第三支路，在本实施例中，第二支路可以包括第一电流镜和第二电流镜，其中第一电流镜的一端连接至第一支路以接收第一电流，第一电流镜的另一端连接至第二电流镜的一端，第二电流镜的另一端连接至第三支路以将第一电流耦合至第三支路。

如图11所示，在本实施例中，第三支路连接至第二支路以用于基于接收到的第一电流生成电压补偿信号，第三支路可以包括第四电阻器R4。关于生成的电压补偿信号，将在下文中进行详细描述。

如图11所示，在本实施例中，第四支路连接至第三支路以用于将电压补偿信号耦合至误差放大器的输出，第四支路可以包括串联连接在电源电压VCC与第三支路之间的第二MOS晶体管M2，第二MOS晶体管M2的栅极连接至误差放大器电路的输出，第二MOS晶体管M2的源极和漏极分别连接至电源电压VCC和第四电阻器R4。

如图11所示，在本实施例中，输入至PWM比较器电路的第一比较信号可以由第二支路和第三支路之间的节点(即第四电阻器R4和第二电流镜之间的节点)提供。

如图11所示，在本实施例中，调节电路还可以包括用于提供第二电流的第五支路，第二电流在此用作偏置电流。第五支路串联连接在第四电阻器R4与接地之间以将第二电流耦合至第四电阻器R4；其中第五支路可以包括电流源Ib和第三电流镜，电流源Ib的电流输入至第三电流镜的一端，第三电流镜的另一端连接至第四电阻器R4以将第二电流耦合到第四电阻器R4。

下面在此结合图11，对本实施例的升压变换器的线性瞬态响应进行描述。

如图11所示，输入电压VIN经第一电阻器R1和第二电阻器R2分压后提供至电压跟随器VF的输入端子，电压跟随器VF输出该电压并在第三电阻器R3中产生第一电流，其中第一电流由等式(15)表示：

第一电流通过两个对接的电流镜(即第一电流镜和第二电流镜)传递至第四电阻器R4，并且电流源提供的电流Ib通过第三电流镜耦合到第四电阻器R4上，从而在第四电阻器R4两端产生电压。在第四电阻器R4上产生的电压通过第二MOS晶体管M2耦合至误差放大器的输出端子，从而提升了误差放大器的输出电压，可以通过等式(16)表示：

VC＝VCO+V_GS+(Ib+Is)×R4 (16)

对等式(16)进行变形可得等式(17)：

其中，

由等式(17)，可以看出，输入电压VIN升高，误差放大器的输出电压VC也升高；输入电压VIN下降，误差放大器的输出电压VC也下降。例如，如果输入电压VIN从3.4V变化到2.9V，则误差放大器的输出电压VC将从VCO1+K·3.4变化到VCO2+K·2.9。因此ΔVC＝VCO2-VCO1-K·0.5＝ΔVCO-K·0.5＜ΔVCO。这意味着ΔVC变得比之前更小。从图12所示的两种情况下的线性瞬态相应的仿真结果也可以看出上述变化。

虽然上述实施例结合升压变换器对本发明的原理进行了说明，但是本领域技术人员应当理解，本发明同样适于降压变换器和降压-升压变换器，降压变换器和降压-升压变换器的原理在此不再详述。

在本发明的另一实施例中，还提供了一种用于调节功率变换器的线性瞬态响应的方法，其中功率转换器可以采用上述是示例中所描述的功率转换器，该方法包括：根据来自输出端的输出电压来生成反馈电压；根据反馈电压生成误差放大信号；根据与误差放大信号相关的第一比较信号和与储能电路的充电电流相关的第二比较信号，来生成用于控制功率开关电路通断的控制信号；以及将与由输入端接收的输入电压相关的电压补偿信号耦合至误差放大信号，以减小当输入电压变化时误差放大信号的变化量。

已经出于示出和描述的目的给出了本发明的说明书，但是其并不意在是穷举的或者限制于所公开形式的发明。本领域技术人员可以想到很多修改和变体。因此，实施方式是为了更好地说明本发明的原理、实际应用以及使本领域技术人员中的其他人员能够理解以下内容而选择和描述的，即，在不脱离本发明精神的前提下，做出的所有修改和替换都将落入所附权利要求定义的本发明保护范围内。

Claims (19)

1.一种功率变换器，包括：

输入端和输出端；

耦合在输入端与输出端之间的储能电路和功率开关电路；

反馈电路，耦合在所述输出端与接地之间，被配置用以生成反馈电压；

误差放大器电路，被配置为基于所述反馈电压生成误差放大信号；

比较器电路，被配置为基于与所述误差放大信号相关的第一比较信号和与所述储能电路的充电电流相关的第二比较信号来生成用于控制所述功率开关电路通断的控制信号；以及

调节电路，耦合在所述误差放大器电路的输出与所述比较器电路的用于接收所述第一比较信号的输入之间，所述调节电路被配置为将与由所述输入端接收的输入电压的大小成正比的电压补偿信号耦合至所述误差放大器电路的输出，以减小当所述输入电压变化时所述误差放大信号的变化量。

2.根据权利要求1所述的功率变换器，其中所述调节电路包括第一支路、第二支路、第三支路和第四支路，其中

所述第一支路被配置为基于所述输入电压生成第一电流；

所述第二支路连接至所述第一支路以用于将所述第一电流耦合至所述第三支路；

所述第三支路连接至所述第二支路以用于基于所述第一电流生成所述电压补偿信号；以及

所述第四支路连接至所述第三支路以用于将所述电压补偿信号耦合至所述误差放大器的输出，

其中所述第一比较信号由所述第二支路和所述第三支路之间的节点提供。

3.根据权利要求2所述的功率变换器，其中所述第一支路包括第一电阻器、第二电阻器、第三电阻器和电压跟随器，其中

所述第一电阻器和所述第二电阻器串联连接在所述输入端与所述接地之间；

所述电压跟随器的输入连接至所述第一电阻器和所述第二电阻器之间的节点；以及

所述第三电阻器耦合在所述电压跟随器的输出与所述接地之间以生成所述第一电流。

4.根据权利要求3所述的功率变换器，其中所述第一支路还包括串联连接在所述第三电阻器与所述第二支路之间的第一MOS晶体管，所述第一MOS晶体管的栅极连接至所述电压跟随器的输出。

5.根据权利要求2所述的功率变换器，其中所述第二支路包括第一电流镜和第二电流镜，其中

所述第一电流镜的一端连接至所述第一支路以接收所述第一电流，所述第一电流镜的另一端连接至所述第二电流镜的一端，所述第二电流镜的另一端连接至所述第三支路以将所述第一电流耦合至所述第三支路。

6.根据权利要求2所述的功率变换器，其中所述第三支路包括第四电阻器。

7.根据权利要求2所述的功率变换器，其中所述第四支路包括串联连接在电源电压与所述第三支路之间的第二MOS晶体管，所述第二MOS晶体管的栅极连接至所述误差放大器电路的输出。

8.根据权利要求2所述的功率变换器，其中所述调节电路还包括用于提供第二电流的第五支路，所述第五支路串联连接在所述第三支路与所述接地之间以将所述第二电流耦合至所述第三支路。

9.根据权利要求8所述的功率变换器，其中所述第五支路包括电流源和第三电流镜，所述电流源连接至所述第三电流镜的一端，所述第三电流镜的另一端连接至所述第三支路。

10.根据权利要求1至9中任一项所述的功率变换器，其中所述反馈电路包括串联连接在所述输出端和所述接地之间的第五电阻器和第六电阻器，所述反馈电压由所述第五电阻器和所述第六电阻器之间的节点提供。

11.根据权利要求1至9中任一项所述的功率变换器，其中所述功率开关电路包括多个功率开关管，并且所述功率变换器还包括驱动器电路，其中所述驱动器电路被配置为接收所述控制信号并且分别为所述功率开关电路中的每个所述功率开关管提供相应控制电压。

12.根据权利要求11所述的功率变换器，其中所述功率开关电路包括第一功率开关管和第二功率开关管，所述储能电路与所述第一功率开关管串联连接在所述输入端与所述输出端之间，所述第二功率开关管与第七电阻器串联连接在所述储能电路和所述第一功率开关管之间的节点与所述接地之间。

13.根据权利要求12所述的功率变换器，其中所述第一功率开关管与所述第二功率开关管为不同传导类型的MOS晶体管。

14.根据权利要求1至9中任一项所述的功率变换器，还包括用于对所述第二比较信号进行斜率补偿的斜率补偿电路。

15.根据权利要求1至9中任一项所述的功率变换器，其中所述储能电路包括电感器。

16.根据权利要求1至9中任一项所述的功率变换器，还包括用于基于所述储能电路的所述充电电流生成所述第二比较信号的感测电路。

17.根据权利要求1至9中任一项所述的功率变换器，其中所述误差放大器包括运算放大器、第八电阻器和电容器，其中所述运算放大器的反相输入端子接收所述反馈电压，所述运算放大器的同相输入端子接收基准电压，所述运算放大器的输出端子输出所述误差放大信号，所述第八电阻器和所述电容器串联连接在所述运算放大器的输出端子与所述接地之间。

18.根据权利要求1至9中任一项所述的功率变换器，其中所述比较器电路是PWM比较器电路。

19.一种用于调节功率变换器的线性瞬态响应的方法，其中所述功率变换器包括：输入端、输出端、耦合在输入端与输出端之间的储能电路和功率开关电路，所述方法包括：

根据来自所述输出端的输出电压来生成反馈电压；

根据所述反馈电压生成误差放大信号；

根据与所述误差放大信号相关的第一比较信号和与所述储能电路的充电电流相关的第二比较信号，来生成用于控制所述功率开关电路通断的控制信号；以及

将与由所述输入端接收的输入电压的大小成正比的电压补偿信号耦合至所述误差放大信号，以减小当所述输入电压变化时所述误差放大信号的变化量。