CN105027017B

CN105027017B - 基准电压电路

Info

Publication number: CN105027017B
Application number: CN201480012038.9A
Authority: CN
Inventors: 赤羽正志
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2013-06-20
Filing date: 2014-05-27
Publication date: 2016-11-09
Anticipated expiration: 2034-05-27
Also published as: US20150370279A1; CN105027017A; JPWO2014203690A1; US9477251B2; WO2014203690A1; JP6061033B2

Abstract

基准电压电路包括：恒压电路，其由齐纳二极管、及使恒定电流流过该齐纳二极管的偏置电流电路构成，安装于基准电位与电源电压之间，在所述齐纳二极管中产生规定的击穿电压；电阻分压电路，其由串联连接的第1电阻及第2电阻构成，与所述齐纳二极管并联连接，对所述击穿电压进行分压而生成基准电压。特别是，所述电阻分压电路中的与所述齐纳二极管的阴极侧相连的所述第1电阻由电阻温度系数能视为零(0)的低温度系数电阻器构成，与所述齐纳二极管的阳极侧相连的所述第2电阻由具有与所述齐纳二极管的输出温度特性相反的温度特性的电阻器构成。

Description

基准电压电路

技术领域

本发明涉及能与电源电压的变动、温度变化无关而稳定地生成规定的基准电压的简单结构的基准电压电路。

背景技术

生成规定的基准电压的基准电压电路例如作为对设定于比较器的阈值电压进行规定的电路等而大范围用于各种电子电路。作为这种基准电压电路，提出有如下技术：例如如图13所示，将耗尽型MOS-FET1与增强型MOS-FET2进行组合，利用这些MOS-FET1、2的阈值电压之差，生成基准电压Vref(参照专利文献1)。然而，在专利文献1所公开的基准电压电路中，在电路元件基板上，除上述增强型MOS-FET2以外，还需要形成上述耗尽型MOS-FET1，因此，具有其制造工艺等的成本增加的问题。

另一方面，如图14所示，还已知有一种基准电压电路，该基准电压电路包括形成电流镜像电路并进行恒流动作的多个增强型MOS-FET3a～3d、及与上述MOS-FET3a～3d分别串联连接的多个双极晶体管4a～4d而构建(参照专利文献2)。该专利文献2所公开的基准电压电路中，通过利用上述双极晶体管4a～4d的各基极发射极间电压下的恒压动作，根据上述电流镜像电路的输出来生成固定的基准电压Vref，而与电源电压Vcc的变动无关。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第4765168号公报

专利文献2：日本专利特开2009-48464号公报

发明内容

发明所要解决的技术问题

作为驱动电动机等交流负载的电源装置，例如有功率转换器，该功率转换器通过串联连接而形成半桥电路的第1及第2开关元件对输入直流电力进行转换，向与上述半桥电路的中点相连的负载提供交流电力。上述第1及第2开关元件例如由高耐压的IGBT、MOS-FET构成。此外，上述第1及第2开关元件例如由作为电源IC而实现的驱动控制电路交替地进行导通驱动。

此外，在这种上述驱动控制电路中，以往，一般而言，组装有保护电路，该保护电路用于例如在流过上述开关元件的电流超过规定值时，禁止上述开关元件的导通驱动，从过电流等中保护上述负载及上述开关元件。作为这种保护电路中的上述过电流的检测阈值电压，利用上述基准电压Vref。

然而，在分别对上述第1及第2开关元件进行导通驱动的上述驱动控制电路中的高侧的驱动电路中组装例如上述图14所示结构的基准电压电路的情况下，有可能会产生如下故障。

即，上述高侧的驱动电路构成为将上述半桥电路的中点电压作为基准电位来进行浮置动作。因此，构建上述驱动控制电路的电路元件基板中的形成上述高侧的驱动电路的高侧区域中，伴随着高侧的开关元件的导通、截止动作而有电流流过。于是，因该电流而导致上述电路元件基板中的上述高侧区域的电位变动，如上所述的进行浮置动作的高侧的驱动电路的基准电位、进而该驱动电路的驱动电源电压发生变动。此外，在上述高侧区域，还容易因伴随高侧的开关元件的导通、截止动作产生的负电压浪涌而产生位移电流。于是，由于上述电压变动、位移电流所产生的基准电位的变动，导致上述双极晶体管4a～4d产生误动作，因此，不可否认上述基准电压Vref会变动。

本发明是考虑上述情况完成的，其目的在于提供一种不利用耗尽型MOS-FET或双极晶体管且能与电源电压的变动、温度变化无关而稳定地生成规定的基准电压的简单结构的基准电压电路。

解决技术问题的技术方案

要达成上述目的的本发明所涉及的基准电压电路包括恒压电路，并且具备电阻分压电路，该恒压电路由齐纳二极管、及与该齐纳二极管串联连接且使恒定电流流过该齐纳二极管的偏置电流电路构成，安装于基准电位与电源电压之间，在所述齐纳二极管中产生规定的击穿电压，该电阻分压电路由串联连接的第1电阻及第2电阻构成，与所述齐纳二极管并联连接，对该齐纳二极管中产生的所述击穿电压进行分压而生成基准电压。

特别是，本发明所涉及的基准电压电路的特征在于，作为所述电阻分压电路中的与所述齐纳二极管的阴极侧相连的所述第1电阻，利用电阻温度系数能视为零(0)的低温度系数电阻器，作为与所述齐纳二极管的阳极侧相连的所述第2电阻，利用具有与该齐纳二极管的输出温度特性相反的温度特性的电阻器。

此外，所述偏置电流电路由通过施加规定的偏置电压而驱动的MOS-FET构成。

此外，本发明所涉及的基准电压电路的特征在于，还包括对微调电路，该微调电路对所述电阻分压电路中的所述第1电阻及第2电阻的电阻值进行调整。优选为，该微调电路由将串联连接而形成所述第1电阻的多个电阻器选择性地进行旁路的第1开关元件组、以及将串联连接而形成所述第2电阻的多个电阻器选择性地进行旁路的第2开关元件组构成。优选为，所述第1开关元件组及第2开关元件组作为根据从外部提供的微调控制信号分别设定导通、截止的多个MOS-FET来实现。

更具体而言，由形成对的分别形成所述第1电阻及第2电阻的多个电阻器作为例如电阻温度系数能视为零(0)的低温度系数电阻器、及具有与所述齐纳二极管的输出温度特性相反的温度特性且在规定温度下具有与所述低温度系数电阻器相同的电阻值的电阻器来构成。此外，优选为，将所述微调电路设置成将形成所述对的所述低温度系数电阻器和所述电阻器中的一方选择性地进行旁路。

优选为，将形成对的所述低温度系数电阻器和所述电阻器设置有多对，且各对的电阻值彼此不同，所述微调电路将每一对中的所述低温度系数电阻器和所述电阻器中的一方选择性地进行旁路。

发明效果

上述结构的基准电压电路构成为不使用耗尽型MOS-FET、双极晶体管，因此，能将其制造工艺成本抑制得廉价。此外，也不会导致双极晶体管的误动作所引起的以往的故障。此外，利用上述齐纳二极管、及具有与该齐纳二极管相反的温度特性的电阻器，经由上述低温度系数电阻器生成基准电压Vref，因此，能始终稳定地生成固定的基准电压Vref，而与电源电压的变动等无关。因此，即使在如上所述那样进行浮置动作的高侧的驱动电路等中组装本基准电压电路，也能稳定地生成固定的基准电压Vref，因此，能稳定地执行上述过电流检测等。而且，其结构简单，利用微调电路容易调整基准电压Vref的温度特性，还能消除该基准电压Vref的温度依赖性。因此，其实用优点很多。

附图说明

图1是本发明的实施方式1所涉及的基准电压电路的简要结构图。

图2是表示图1所示的基准电压电路中各部的温度特性的图。

图3是表示低温度系数电阻器(LTC电阻)的温度特性的图。

图4是表示电阻(HR电阻)的温度特性的图。

图5是表示基准电压电路的输出电压Vout即基准电压Vref的变动量ΔVout的温度特性的图。

图6是表示使基准电压电路的输出电压Vout即基准电压Vref的变动量ΔVout为零(0)的分压电阻率的理想温度特性的图。

图7是表示使分压电阻率为理想温度特性时的基准电压电路的输出电压Vout即基准电压Vref的变动量ΔVout的图。

图8是表示使分压电阻率为理想温度特性时的基准电压电路的输出电压Vout即基准电压Vref的变动特性的图。

图9是本发明的实施方式2所涉及的包括微调电路的基准电压电路的简要结构图。

图10是表示微调电路的基本结构的图。

图11是表示微调的设定顺序的一例的图。

图12是表示进行了微调设定的本发明所涉及的基准电压电路的仿真结果的图。

图13是表示利用耗尽型MOS-FET和增强型MOS-FET的现有的基准电压电路的结构例的图。

图14是表示利用增强型MOS-FET和双极晶体管的现有的基准电压电路的结构例的图。

具体实施方式

以下，参照附图来说明本发明的实施方式所涉及的基准电压电路。

图1是表示本发明的实施方式1所涉及的基准电压电路10的基本结构的简要图，11为齐纳二极管(ZD)。12是与上述齐纳二极管11的阴极串联连接且使恒定电流流过该齐纳二极管11的偏置电流电路。该偏置电流电路12由例如对栅极施加规定的偏置电压而动作的p沟道的增强型MOS-FET(PM)构成。由该偏置电流电路12和上述齐纳二极管11构成的串联电路构成安装于基准电位VS与电源电压VB之间且在上述齐纳二极管11中产生规定的击穿电压Vzd的恒压电路13。

与上述齐纳二极管11并联连接的电阻分压电路16由串联连接的电阻值R1的第1电阻14及电阻值R2的第2电阻15构成，起到对上述齐纳二极管11中产生的击穿电压Vzd进行分压而生成基准电压Vref的作用。此处，与上述齐纳二极管11的阴极侧相连的上述第1电阻14由电阻温度系数能视为零(0)的LTC(Low Temperature Coefficient：低温度系数)电阻元件、被称为所谓LTC电阻的低温度系数电阻器构成。与上述齐纳二极管11的阳极侧相连的上述第2电阻15由具有电阻值随着温度变高而减少的电阻温度系数的一般HR(HighResistance：高电阻)元件、被称为所谓HR电阻的电阻器构成。

即，上述HR电阻例如作为金属薄膜电阻、金属釉电阻来实现。与此相对，上述LTC电阻通过将例如一般用于MOS-FET的栅极电极的多晶硅形成于栅极氧化膜以外的区域，从而将该多晶硅用作为电阻。此时，通过向多晶硅适当注入杂质，可实现高电阻化。对于这种LTC电阻，例如像在日本专利特开2008-227061号公报等中详细介绍的那样。

此处，所述齐纳二极管11、由LTC电阻构成的上述第1电阻14及由HR电阻构成的上述第2电阻15的各温度特性f_ZD(T)、f_LTC(T)、f_HR(T)相对于温度T可分别用以下的一次函数来表示。

f_ZD(T)＝az×T+bz…(1)

f_LTC(T)＝a1(b1·s1)×T+b1…(2)

f_HR(T)＝a2(b2·s2)×T+b2…(3)

其中，在上式中，az为上述齐纳二极管11的温度系数，例如为3.14[mV/℃]，bz为上述齐纳二极管11的额定击穿电压，例如为7.127[V]。a1为由LTC电阻构成的上述第1电阻14的每单位面积的温度系数，例如为-0.0005[％/℃]。此外，b1为上述第1电阻14的额定电阻值R1，s1为该第1电阻14的每单位面积的电阻值，例如为430[Ω]。

此外，a2为由HR电阻构成的上述第2电阻15的每单位面积的温度系数，例如为-0.0112[％/℃]，b2为上述第2电阻15的额定电阻值R2，s2为该第2电阻15的每单位面积的电阻值，例如为1700[Ω]。另外，上述齐纳二极管11的温度系数az是固定的，与其尺寸无关。但是，如上式所示那样，上述第1电阻14及上述第2电阻15的各温度系数a1(b1·s1)、a2(b2·s2)根据各电阻元件的尺寸、具体而言电阻元件的纵横比和电阻值而变化。

因此，上述齐纳二极管11中产生的击穿电压Vzd例如像图2所示的温度特性f_ZD(T)所示那样，随着温度T的上升而呈现正的变化。与此相对，由LTC电阻构成的上述第1电阻14的电阻值R1如温度特性f_LTC(T)所示那样，为基本固定而不依赖于温度T的变化，其温度依赖性可视为零(0)。由HR电阻构成的上述第2电阻15的电阻值R2如温度特性f_HR(T)所示那样，随着温度T的上升而呈现负的变化。换言之，上述第2电阻15具有与上述齐纳二极管11的正的温度特性f_ZD(T)相反的负的温度特性f_HR(T)。

图3表示对于由电阻值R1为10kΩ及100kΩ的LTC电阻构成的上述第1电阻14的温度变化的实测值。根据该图3所示的特性可确认，上述第1电阻14的温度特性基本固定，而与其电阻值R1无关。

图4表示对于由电阻值R2为10kΩ及100kΩ的HR电阻构成的上述第2电阻15的温度变化的实测值。根据该图4所示的特性，示出上述第2电阻15的温度特性中，电阻温度系数根据该第2电阻15的电阻值R2而变化，与电阻值R2成反比。

此处，上述齐纳二极管11中产生的击穿电压为Vzd，因此，由图1所示结构的基准电压电路10生成的基准电压Vref、即上述电阻分压电路16的输出电压Vout为

Vout＝{R2/(R1+R2)}×Vzd…(4)

＝N×Vzd。

其中，N为上述电阻分压电路16的电阻分压比{R2/(R1+R2)}。

此外，若设上述电阻分压比N的温度系数f_n(T)为

f_n(T)＝an×T+bn，

则上述输出电压Vout可作为

Vout＝f_n(T)×Vzd＝f_n(T)×f_ZD(T)

＝(an×T+bn)×(az×T+bz)

＝an·az×T²+an·bz×T

+bn·az×T+bz·bz…(5)

来表示。

因此，若对上述(5)式进行微分来求出上述输出电压Vout的温度特性f_Vout(T)，则

f_Vout(T)＝dVout/dT

＝2·an·az×T+an·bz+bn·az

＝an(2·az×T+bz)+bn·az…(6)。

此外，若基于上述齐纳二极管11的实际温度特性，根据(6)式所示的上述输出电压Vout的温度特性f_Vout(T)，计算多个温度具体而言例如-40℃、0℃、25℃、150℃的各温度T下的上述电阻分压电路16的理想温度系数，则例如可如以下那样求出。

[表1]

周围温度[℃]	温度系数an[％/℃]
		-40	-6.4065×10^-3
0	-6.1807×10^-3
		25	-6.0475×10^-3
150	-5.4591×10^-3

因此，若设上述电阻分压电路16的温度系数an如表1所示那样根据温度T而变化，则上述输出电压Vout固定，而与温度变化无关，其输出电压的误差ΔVout为零(0)。但是，若设上述电阻分压电路16的温度系数an分别具有对上述表1所示的各温度T求出的固定的值，则上述输出电压Vout的误差ΔVout例如像图5所示那样变化。

即，使上述输出电压Vout的误差ΔVout为零(0)的上述表1所示的上述电阻分压电路16的理想温度系数an如图6所示那样，根据温度T[℃]而变化。其变化大约为线形，以近似于

an＝4.9271×10^-8×T-6.1897×10^-5

的一次式。因此，若上述电阻分压电路16中的上述电阻分压比呈现计算求得的图6所示的理想温度特性，则上述输出电压Vout的误差ΔVout如图7所示那样变化，此外上述输出电压Vout如图8所示那样变化。如上述图7及图8分别示出的那样，若如上述那样使上述电阻分压电路16的上述电阻分压比N具有理想的温度特性f_n(T)，则能将误差率抑制在约0.4％(±0.2％)以内，高精度地获得上述输出电压Vout。

这样，在本发明所涉及的基准电压电路10中，如图1所示那样，经由由MOS-FET构成的上述偏置电流电路12在上述齐纳二极管11中有恒定电流流过，由此在该齐纳二极管11中产生规定的击穿电压Vzd。因此，上述恒压电路13中的上述齐纳二极管11稳定地产生规定的击穿电压Vzd，而无关乎对该基准电压电路10施加的上述基准电位VS与上述电源电压VB之差即驱动电压(VB―VS)的变化。

此外，上述电阻分压电路16对上述齐纳二极管11的击穿电压Vzd进行电阻分压，将上述基准电压Vref作为输出电压Vout来生成。特别是上述电阻分压电路16如上述那样，具有与上述齐纳二极管11的输出温度特性f_ZD(T)相反的温度特性f_n(T)，因此，上述基准电压Vref的温度变化相抵消，稳定地生成与温度变化无关的固定的上述基准电压Vref。其结果是，能使该基准电压电路10的温度依赖性为零(0)。

此外，根据上述结构，不会使用以往那样的耗尽型MOS-FET，因此，能降低其制造工艺成本，此外，也不会导致利用双极晶体管的情况下的以往的误动作的问题。因此，即使在上述功率转换器中的高侧的进行浮置动作的控制电路等中组装本基准电压电路10，也不会担心误动作，在大范围的动作条件下能稳定地生成固定的基准电压Vref。因此，能大范围适用于各种电子电路等，在实用性上起到极大的效果。

不可否认的是，在将本发明所涉及的基准电压电路10组装到上述功率转换器中的驱动控制电路、例如电源IC等的情况下，因制造误差而在上述第1及第2电阻14、15的电阻值R1、R2中产生某一程度的误差。因此，在考虑了这种制造误差的情况下，例如像图9所示那样，优选在上述电阻分压电路16中设置有微调电路17。

具体而言，在上述电阻分压电路16中的上述第1电阻14与上述第2电阻15之间，具体在LTC电阻与HR电阻之间安装有例如图10所示那样构成的微调电路17。而且，构成为经由该微调电路17获得上述基准电压Vref。即，该微调电路17包括依次串联连接的电阻值R3～R8的第3～第8电阻21～26、及分别与上述各电阻21～26并联连接的旁路用的由MOS-FET构成的开关元件31～36。

上述电阻21～26中，上述第3及第4电阻21、22由偏移调整用的HR电阻构成，通过对上述旁路用的开关元件31、32进行截止设定，从而选择性地安装在上述第1及第2电阻14、15之间。上述第5～第8电阻23～26包括由相同电阻值的LTC电阻和HR电阻构成的2组电阻对。形成这些对的上述第5及第6电阻23、24、以及上述第7及第8电阻25、26用于调整对上述第1及第2电阻14、15的相对偏差进行修正的温度系数。

对于上述第5及第6电阻23、24，通过进行与上述旁路用的开关元件33、34相反的导通、截止设定，从而择一地安装在上述第1及第2电阻14、15之间的上述第1电阻14一侧。此外，对于上述第7及第8电阻25、26，通过进行与上述旁路用的开关元件35、36相反的导通、截止设定，从而择一地安装在上述第1及第2电阻14、15之间的上述第2电阻15一侧。

此外，对于上述开关元件31、32，利用对偏移调整进行指示的n比特、例如2比特的控制信号OFS-TRIM，分别选择性地进行导通、截止设定。此外，对于上述开关元件33～36，利用对温度系数进行设定的m比特、例如2比特的控制信号TMP-TRIM，分别选择性地进行导通、截止设定。

更详细而言，例如2比特的上述控制信号TMP-TRIM中的上位1比特施加到上述开关元件33的栅极，并且经由非门电路37施加到上述开关元件34的栅极。因此，上述控制信号TMP-TRIM的上位1比特为[H]电平时，对上述开关元件33进行导通设定，将由LTC电阻构成的电阻值R5的上述第5电阻23进行旁路。此外，由HR电阻构成的电阻值R6的上述第6电阻24与由LTC电阻构成的电阻值R1的上述第1电阻14串联安装。

上述控制信号TMP-TRIM的上位1比特为[L]电平时，对上述开关元件34进行导通设定，将由HR电阻构成的电阻值R6的上述第6电阻24进行旁路。此外，由LTC电阻构成的电阻值R5的上述第5电阻23与由LTC电阻构成的电阻值R1的上述第1电阻14串联安装。

此外，2比特的上述控制信号TMP-TRIM中的下位1比特施加到上述开关元件35的栅极，并且经由非门电路38施加到上述开关元件36的栅极。因此，上述控制信号TMP-TRIM的下位1比特为[H]电平时，对上述开关元件35进行导通设定，将由LTC电阻构成的电阻值R7的上述第7电阻25进行旁路。同时，由HR电阻构成的电阻值R8的上述第8电阻26与由HR电阻构成的电阻值R2的上述第2电阻15串联安装。

上述控制信号TMP-TRIM的下位1比特为[L]电平时，对上述开关元件36进行导通设定，将由HR电阻构成的电阻值R8的上述第8电阻26进行旁路，由LTC电阻构成的电阻值R7的上述第7电阻25与由HR电阻构成的电阻值R2的上述第2电阻15串联安装。

因此，上述电阻分压电路16中的上位电压侧的电阻根据上述控制信号TMP-TRIM的上位1比特，使上述第1电阻14与上述第5或第6电阻23、24择一连接。因此，上述电阻分压电路16中的上位电压侧的电阻的温度特性(电阻温度系数)选择性地设定为零(0)或上述第6电阻24的温度特性(电阻温度系数)。

上述电阻分压电路16中的下位电压侧的电阻根据上述控制信号TMP-TRIM的下位1比特，使上述第2电阻15与上述第7或第8电阻25、26择一连接。因此，上述电阻分压电路16中的下位电压侧的电阻的电阻温度特性选择性地设定为上述第2电阻15的电阻温度系数、或将上述第2及第8电阻15、26的各电阻温度特性进行相加而得到的电阻温度系数。

另外，由LTC电阻构成的上述第5电阻23及由HR电阻构成的上述第6电阻24的电阻值设定为相等，因此，上述电阻分压电路16中的上位电压侧的电阻值不会根据上述控制信号TMP-TRIM而变化。此外，同样地，由LTC电阻构成的上述第7电阻25及由HR电阻构成的上述第8电阻26的电阻值设定为相等，因此，上述电阻分压电路16中的下位电压侧的电阻值不会根据上述控制信号TMP-TRIM而变化。因此，可不变更上述电阻分压电路16的电阻分压比，而根据上述控制信号TMP-TRIM来变更设定其电阻温度系数。随之对上述电阻分压电路16的温度系数进行微调调整。

另外，在对上述电阻分压电路16的温度系数进一步进行更细的微调调整的情况下，例如将电阻值相等的LTC电阻和HR电阻形成的对分别串联追加到该电阻分压电路16的上位电压侧及下位电压侧即可。而且，与这些电阻对相对应地增加上述控制信号TMP-TRIM的比特数m，将形成这些对的LTC电阻及HR电阻中的一方构成为分别择一地与上述第1及第2电阻14、15串联连接即可。此时，设上述比特数m为2k(k为自然数)，与上述控制信号TMP-TRIM的各比特相对应地对上述各电阻对的电阻值施加例如2^k倍的加权，从而能根据该控制信号TMP-TRIM的比特数m，对上述温度系数进行细致的调整。

此处，参照图11来说明上述温度系数的微调步骤的一例。该温度系数的微调中，首先切断对上述基准电压电路10施加的电源电压VB，设定成从该电源电压VB到基准电位VS为止，在包含上述微调电路17的上述电阻分压电路16中没有电流流过。在该状态下，从上述微调电路17的获得上述输出电压Vout的输出端子注入规定的恒定电流Itrm，测定在上述电阻分压电路16的下位电压侧产生的电压Vtrm。

然后，根据该电压Vtrm和上述恒定电流Itrm，测量上述电阻分压电路16的下位电压侧的实际电阻值r2'(＝Vtrm/Itrm)<步骤S1>。这样求出的上述实际电阻值r2'为图9所示的由HR电阻构成的电阻值R2的上述第2电阻15、图10所示的微调电路17中的由LTC电阻构成的电阻值R7的上述第7电阻25、及由HR电阻构成的电阻值R8的上述第8电阻26所构成的串联电路的电阻值。此外，参照在实现图9所示的基准电压电路10的基础上的包含上述微调电路17的上述电阻分压电路16的下位电压侧中设定的电阻的设计值r2。然后，根据上述电阻的设计值r2和上述实际电阻值r2'，计算制造工艺引起的电阻误差率E(＝r2'/r2)<步骤S2>。

接下来，求出上述LTC电阻与HR电阻之间的相对偏差率D<步骤S3>。该相对偏差率D的测定通过将偏移调整用的上述2比特的控制信号OFS-TRIM设定为[11]而将上述第3及第4电阻21、22旁路来进行。此外，首先，将上述2比特的控制信号TMP-TRIM设定为[10]，使上位电压侧的LTC电阻即上述第5电阻23短路，并且使下位电压侧的HR电阻即上述第8电阻26短路。然后，在该状态下，从上述微调电路17的获得上述输出电压Vout的输出端子注入规定的恒定电流Itrm，测定在上述电阻分压电路16的下位电压侧产生的电压Vout1。

此外，将上述2比特的控制信号TMP-TRIM设定为[01]，使上位电压侧的由HR电阻构成的上述第6电阻24短路，并且使下位电压侧的由LTC电阻构成的上述第7电阻25短路。然后，在该状态下，从上述微调电路17的获得上述输出电压Vout的输出端子注入所述规定的恒定电流Itrm，测定在上述电阻分压电路16的下位电压侧产生的电压Vout2。

在此情况下，如上所述，上述第5～第8电阻23～26的区别仅在于是LTC电阻还是HR电阻，作为设计值的电阻值设定为彼此相等。因此，理想情况下，在由LTC电阻构成的电阻值R7的上述第7电阻25与由HR电阻构成的电阻值R2的上述第2电阻15的串联电路中产生的上述电压Vout1、以及在由HR电阻构成的电阻值R8的上述第8电阻26与由HR电阻构成的电阻值R2的上述第2电阻15的串联电路中产生的上述电压Vout2相等。

然而，实际情况下，由于各电阻元件的制造工艺上的偏差，上述电压Vout1与上述电压Vout2产生电压差ΔV。换言之，上述电压差ΔV是上述第5～第8电阻23～26间的相对偏差引起的。因此，将其相对偏差率D例如作为

D＝Vout1/Vout2

来求出。

此后，根据步骤S1中求出的上述实际电阻值r2'及上述电阻误差率E、及步骤S3中求出的上述LTC电阻与HR电阻之间的相对偏差率D，将上述电阻分压电路16中的上位电压侧的实际电阻值r1'作为

r1'＝(r1/r2)×r2'×D

＝r1×E×D

来计算出〈步骤S4〉。

然而，这样求出的上述实际电阻值r1'为图9所示的由LTC电阻构成的电阻值R1的上述第1电阻14、图10所示的微调电路17中的由LTC电阻构成的电阻值R5的上述第5电阻23、及由HR电阻构成的电阻值R6的上述第6电阻24的串联电路的电阻值。此外，该实际电阻值r1'的计算以如下情况为前提来进行：即，如上所述，上述第5～第8电阻23～26的区别仅在于是LTC电阻还是HR电阻，作为设计值的电阻值彼此相等。

接下来，根据上述那样求出的实际电阻值r1'、r2'和从所述输出端子获得的上述电压Vtrm，将对包含上述微调电路17的上述电阻分压电路16施加的电压Vzd'作为

Vzd'＝(r1'+r2')/r2'×Vtrm

来进行倒算〈步骤S5〉。此外，例如，参照预先作为电路仿真结果而求出的未图示的微调表，根据上述实际电阻值r1'、r2'及上述电压Vtrm、Vzd'，将上述2比特的控制信号TMP-TRIM作为微调设定值来求出〈步骤S6〉。

而且，根据上述2比特的控制信号TMP-TRIM，对上述开关元件33～36选择性地进行导通、截止设定，将上述第5～第8电阻23～26选择性地安装于上述第1及第2电阻14、15之间，对上述温度系数执行微调。具体而言，使由LTC电阻构成的上述第1电阻14选择性地与由LTC电阻构成的上述第5电阻23或由HR电阻构成的第6电阻24串联连接。此外，使由HR电阻构成的上述第2电阻15选择性地与由LTC电阻构成的上述第7电阻25或由HR电阻构成的第8电阻26串联连接，对电阻分压电路16的温度系数进行微调。

根据上述包括微调电路17而构成的基准电压电路10，能将电阻分压电路16的电阻分压比N的温度特性f_n(T)与上述齐纳二极管11的温度特性f_ZD(T)相匹配地进行高精度的设定。其结果是，能对上述齐纳二极管11中产生的击穿电压Vzd的温度变化进行高精度的补偿，能稳定地获得上述电阻分压电路16的输出电压Vout、即固定的基准电压Vref，而与温度变化无关。

图12是表示对该基准电压电路10施加的电源电压在12V～24V间变化时上述输出电压Vout的变化的仿真结果。如该仿真结果所示，在电源电压在12V～24V的范围内变化的条件下，其周围温度即使在-40℃～150℃的范围内变化，上述输出电压Vout也仅在1.001V(最小值)～1.013V(最大值)的范围内变化。因此，在上述电源电压及温度的变动条件下，可确认将上述输出电压Vout即基准电压Vref的变动误差抑制在1.3％以下而稳定地获得。

此外，本发明并不限于上述实施方式。例如，当然可省略上述偏移调整用的第3及第4电阻21、22而构成上述微调电路17。此外，如上述那样，也可以进一步增加上述微调电路17中的上述温度系数修正用的LTC电阻及HR电阻形成的对。此外，对于由上述恒压电路13生成的电压，使用具有与其规格相对应的击穿电压特性的齐纳二极管11就足够。此外，本发明可以在不脱离其主旨的范围内进行各种变形来实施。

标号说明

10 基准电压电路

11 齐纳二极管

12 偏置电流电路(MOS-FET)

13 恒压电路

14 第1电阻(LTC电阻)

15 第2电阻(HR电阻)

16 电阻分压电路

17 微调电路

21～26 微调用电阻(LTC电阻、HR电阻)

31～36 开关元件(MOS-FET)

37、38 非门电路

Claims

1.一种基准电压电路，其特征在于，包括：

恒压电路，该恒压电路由齐纳二极管、及与该齐纳二极管串联连接且使恒定电流流过该齐纳二极管的偏置电流电路构成，安装于基准电位与电源电压之间，在所述齐纳二极管中产生规定的击穿电压；及

电阻分压电路，该电阻分压电路由串联连接的第1电阻及第2电阻构成，与所述齐纳二极管并联连接，对该齐纳二极管中产生的所述击穿电压进行分压而生成基准电压，

所述电阻分压电路中的与所述齐纳二极管的阴极侧相连的所述第1电阻由电阻温度系数能视为零(0)的低温度系数电阻器构成，与所述齐纳二极管的阳极侧相连的所述第2电阻由具有与所述齐纳二极管的输出温度特性相反的温度特性的电阻器构成。

2.如权利要求1所述的基准电压电路，其特征在于，

所述偏置电流电路由通过施加规定的偏置电压而驱动的MOS-FET构成。

3.如权利要求1所述的基准电压电路，其特征在于，

还包括对微调电路，该微调电路对所述电阻分压电路中的所述第1电阻及第2电阻的电阻值进行调整。

4.如权利要求3所述的基准电压电路，其特征在于，

所述微调电路由将串联连接而形成所述第1电阻的多个第一电阻器选择性地进行旁路的第1开关元件组、以及将串联连接而形成所述第2电阻的多个第二电阻器选择性地进行旁路的第2开关元件组构成。

5.如权利要求4所述的基准电压电路，其特征在于，

所述第1开关元件组及第2开关元件组由根据从外部提供的微调控制信号分别设定导通、截止的多个MOS-FET构成。

6.如权利要求3所述的基准电压电路，其特征在于，

所述第1电阻及第2电阻包括多对电阻器，所述多对电阻器的各对电阻器包括第一电阻器和第二电阻器，该第一电阻器是电阻温度系数能视为零(0)的低温度系数电阻器，该第二电阻器具有与所述齐纳二极管的输出温度特性相反的温度特性且在规定温度下具有与所述低温度系数电阻器相同的电阻值，

所述微调电路将形成所述各对电阻器的所述第一电阻器和所述第二电阻器中的一方选择性地进行旁路。

7.如权利要求4所述的基准电压电路，其特征在于，

将形成对的所述第一电阻器和所述第二电阻器设置有多对，且各对的电阻值彼此不同，每一对中的所述第一电阻器和所述第二电阻器中的一方被选择性地进行旁路。