CN104885297B

CN104885297B - 多频带天线和无线装置

Info

Publication number: CN104885297B
Application number: CN201380068613.2A
Authority: CN
Inventors: 园田龙太; 井川耕司; 佐山稔贵
Original assignee: AGC Inc
Current assignee: AGC Inc
Priority date: 2012-12-28
Filing date: 2013-12-26
Publication date: 2018-09-11
Anticipated expiration: 2033-12-26
Also published as: JPWO2014104228A1; US20150288066A1; US9711855B2; WO2014104228A1; CN104885297A; JP6233319B2

Abstract

本发明的多频带天线的特征在于，具备：与馈电点连接的馈电元件；辐射元件，其与上述馈电元件分离配置，通过与上述馈电元件进行电磁场耦合而被馈电，作为辐射导体发挥功能；接地平面；以及无馈电元件，其与上述辐射元件接近，经由电抗元件与上述接地平面连接，其中，上述电抗元件具有使多频带天线以上述辐射元件的谐振模式的谐振频率以外的频率匹配的电抗。上述电抗元件例如具有使多频带天线以上述辐射元件的基本模式的谐振频率与二次模式的谐振频率之间的频率匹配的电抗。

Description

多频带天线和无线装置

技术领域

本发明涉及一种利用辐射元件以基本模式的谐振频率的整数倍进行谐振的多频带天线以及无线装置。

背景技术

在专利文献1、2中，提出了利用辐射元件以基本模式的谐振频率的整数倍进行谐振的高次模式的多频带天线。另一方面，在专利文献3中，公开了在利用高次模式的多频带天线中分别独立地调整各谐振模式的谐振频率下的频带宽度的技术。

专利文献1：日本特表2009-510901号公报

专利文献2：日本特表2009-538049号公报

专利文献3：日本特表2009-510900号公报

发明内容

发明要解决的问题

然而，在利用高次模式的现有的多频带天线中，难以在抑制对原来的各谐振模式的谐振特性产生的影响的状态下在这些谐振模式中的各个谐振频率之间附加新的谐振特性。本发明的目的在于提供一种多频带天线和无线装置，其能够在抑制对原来的各谐振模式的谐振特性产生的影响的状态下附加新的谐振特性。

用于解决问题的方案

为了达到上述目的，本发明提供一种多频带天线和无线装置，其具备：

与馈电点连接的馈电元件；

辐射元件，其与上述馈电元件分离配置，通过与上述馈电元件进行电磁场耦合而被馈电，该辐射元件作为辐射导体发挥功能；

接地平面；以及

无馈电元件，其与上述辐射元件接近，经由电抗元件与上述接地平面连接，

其中，上述电抗元件具有使多频带天线以上述辐射元件的谐振模式的谐振频率以外的频率匹配的电抗。

发明的效果

根据本发明，能够在抑制对原来的各谐振模式的谐振特性产生的影响的状态下附加新的谐振特性。

附图说明

图1是一个实施方式的多频带天线的分析模型的立体图。

图2是示意地表示一个实施方式的多频带天线的各结构的位置关系的图。

图3是电抗元件只具有电感元件时的多频带天线的S11特性图(L5＝3.95mm，电感＝10nH～80nH)。

图4是电抗元件只具有电感元件时的多频带天线的S11特性图(L5＝5.95mm，电感＝8nH～80nH)。

图5是电抗元件只具有电感元件时的多频带天线的S11特性图(L5＝10.95mm，电感＝6nH～100nH)。

具体实施方式

图1是表示本发明的一个实施方式的用于分析多频带天线1的动作的计算机上的模拟模型的立体图。使用了Microwave Studio(注册商标)(CST公司)作为电磁场模拟器。多频带天线1是具备馈电元件21、辐射元件22、接地平面42、无馈电元件23的利用高次模式的多频带天线。

馈电元件21是与馈电点44连接而能够向辐射元件22馈电的线状导体。在图1中，例示了以下的方式，即，形成在树脂基板43的表面的馈电元件21的端部21a与微带线40的带导体41连接，经由微带线40的带导体41与馈电点44连接。

微带线40具有树脂基板43，在树脂基板43的一个表面配置有接地平面42，在树脂基板43的另一个相反侧的表面配置有线状的带导体41。对于树脂基板43，例如设想了安装有经由馈电点44与带导体41连接的馈电电路(例如IC芯片等集成电路)的基板。在图1中，例示了在XY平面内延伸的方形状的树脂基板43和接地平面42。在图1的情况下，馈电元件21被配置在与带导体41相同的表面，馈电元件21与带导体41的边界是接地平面42的边缘部42a。

在图1中，例示了由在相对于接地平面42的边缘部42a呈直角并且与Y轴平行的方向上延伸的直线状导体、以及沿与X轴平行的边缘部42a并行延伸的直线状导体而形成为L字状的馈电元件21。在图1的情况下，馈电元件21以端部21a为起点向Y轴方向延伸后向X轴方向弯折，延伸到向X轴方向延伸的端部21b为止。

辐射元件22是经由馈电元件21被馈电的作为天线来发挥功能的天线导体。在图1中，例示了辐射元件22，其具有以在与X轴平行的方向上与边缘部42a并行设置的方式从端部22a延伸到端部22b为止的直线状导体。优选以下的配置，即，馈电元件21向与接地平面42分离的方向延伸，辐射元件22具有沿着接地平面42的边缘部42a或边缘部42b的部位。通过进行这样的配置，例如能够容易地控制多频带天线1的指向性。

辐射元件22是与馈电元件21分离规定的间隔而配置的、与馈电元件21电磁场耦合的线状导体。在馈电部25经由馈电元件21通过电磁场耦合以非接触的方式对辐射元件22进行馈电。通过这样进行馈电，辐射元件22作为天线的辐射导体发挥功能。如图1所示，在辐射元件22为连接两点之间的线状导体的情况下，在辐射元件22上形成与半波长偶极天线同样的谐振电流(分布)。即，辐射元件22作为以规定的频率的半波长进行谐振的偶极天线来发挥功能(以下称为偶极模式)。另外，虽然未图示，但辐射元件也可以是用线状导体形成四边形那样的环形导体。在辐射元件是环形导体的情况下，在辐射元件上形成与环形天线同样的谐振电流(分布)。即，辐射元件作为以规定频率的一个波长进行谐振的环形天线来发挥功能(以下称为环形模式)。

电磁场耦合是利用了电磁场的共振现象的耦合，例如在非专利文献(A.Kurs，etal，“Wireless Power Transfer via Strongly Coupled Magnetic Resonances”，ScienceExpress，Vol.317，No.5834，pp.83～86，Jul.2007)中被公开。电磁场耦合也称为电磁场谐振耦合或电磁场共振耦合，是以下一种技术：在使以相同频率谐振的谐振器彼此接近并使一方的谐振器谐振时，经由在谐振器之间产生的近场(非辐射场区域)中的耦合来向另一方的谐振器传输能量。另外，电磁场耦合是指除了静电电容耦合、利用电磁感应的耦合以外的、利用高频的电场和磁场的耦合。此外，此处的“除了静电电容耦合、利用电磁感应的耦合以外”并不是指完全没有这些耦合，而是指这些耦合小到不产生影响的程度。馈电元件21和辐射元件22之间的介质可以是空气，也可以是玻璃、树脂材料等电介质。此外，优选在馈电元件21和辐射元件22之间不配置接地平面、显示器等导电性材料。

通过使馈电元件21和辐射元件22进行电磁场耦合，能够得到抗冲击性强的构造。即，通过利用电磁场耦合，不使馈电元件21和辐射元件22物理接触就能够使用馈电元件21向辐射元件22馈电，因此与需要物理接触的接触馈电方式相比，能够得到抗冲击性强的构造。

另外，与通过静电电容耦合进行馈电的情况相比，在通过电磁场耦合进行馈电的情况下，对于馈电元件21和辐射元件22之间的间隔距离(耦合距离)的变化，动作频率下的多频带天线1的动作增益(天线增益)难以降低。在此，动作增益是指通过天线的辐射效率×回波损耗计算出的量，是被定义为与输入功率对应的天线效率的量。因而，通过使馈电元件21和辐射元件22进行电磁场耦合，能够提高决定馈电元件21和辐射元件22的配置位置的自由度，还能够提高位置鲁棒性。此外，位置鲁棒性高是指即使馈电元件21和辐射元件22的配置位置等产生偏离，对多频带天线1的动作增益的影响也低。另外，决定馈电元件21和辐射元件22的配置位置的自由度高，因此在能够容易地缩小设置多频带天线1所需要的空间这一点上是有利的。另外，通过利用电磁场耦合，即使不构成电容板等多余的部件，也能够使用馈电元件21向辐射元件22馈电，因此与通过静电电容耦合进行馈电的情况相比，能够通过简单的结构进行馈电。

另外，作为馈电元件21向辐射元件22馈电的部位的馈电部25，在图1的情况下，位于辐射元件22的一个端部22a与另一个端部22b之间的除中央部26以外的部位(中央部26与端部22a或与端部22b之间的部位)。这样，通过使馈电部25位于辐射元件22的、辐射元件22的基本模式的谐振频率下的阻抗最低的部分(在该情况下是中央部26)以外的部位，能够容易地取得多频带天线1的阻抗匹配。馈电部25是以辐射元件22与馈电元件21最接近的辐射元件22的导体部分中的与馈电元件21的端部21a最接近的部分定义的部位。

在偶极模式的情况下，辐射元件22的阻抗随着从辐射元件22的中央部26向端部22a或端部22b的方向分离而变高。在电磁场耦合中以高阻抗耦合的情况下，即使馈电元件21与辐射元件22之间的阻抗稍微变化，如果通过固定值以上的高阻抗进行耦合，则对阻抗匹配的影响也小。因此，为了容易地取得匹配，优选辐射元件22的馈电部25位于辐射元件22的高阻抗的部分。

例如为了容易地取得多频带天线1的阻抗匹配，馈电部25优选位于与辐射元件22的基本模式的谐振频率下的阻抗最低的部分(在该情况下是中央部26)相距辐射元件22的总长的1/8以上(优选1/6以上，更优选1/4以上)的距离的部位。在图1的情况下，辐射元件22总长相当于L7，馈电部25相对于中央部26位于端部22a侧。

图2是示意地表示多频带天线1的各结构的Z轴方向的位置关系的图。辐射元件22例如如图2所示，被设置在与树脂基板43相距距离H2且与树脂基板43相对的树脂基板45上。辐射元件22在图2中被配置在树脂基板45的与馈电元件21相对一侧的表面，但也可以配置在树脂基板43上，也可以配置在树脂基板45的与馈电元件21相对一侧的相反侧的表面，还可以配置在树脂基板45的侧面。

此外，为了使附图容易观察，在图1中省略了树脂基板45的图示，在图2中省略了带导体41的图示。

无馈电元件23是与辐射元件22接近并经由图1所示的电抗元件24与接地平面42连接的线状导体。在图1的情况下，无馈电元件23以端部23a为起点在向Y轴方向延伸后向X轴方向弯折，延伸到向X轴方向延伸的端部23b为止。无馈电元件23在图2中位于与树脂基板43的接地平面42相同的平面上，但也可以位于与馈电元件21相同的平面上。在后者的情况下，例如经由通孔与接地平面42连接。另外，在树脂基板43包括多层基板的情况下，也可以在内层中构成无馈电元件23。

以能够与辐射元件22高频耦合的距离与辐射元件22分离地配置无馈电元件23。无馈电元件23和辐射元件22的高频耦合既可以是静电电容耦合，也可以是电磁耦合，还可以是电磁场耦合。例如，将辐射元件22的基本模式的谐振频率下的真空中的波长设为λ₀，从稳定的高频耦合的观点出发，优选无馈电元件23和辐射元件22之间的最短距离为0.2×λ₀以下。另外，无馈电元件23通过具备向与接地平面42分离的方向延伸的部分以及俯视时与辐射元件22重叠的部分能够获得同样的效果。

此外，无馈电元件23和辐射元件22之间的最短距离是无馈电元件23和辐射元件22中最接近的部位之间的直线距离。另外，对于无馈电元件23和辐射元件22，在从Z轴方向观察时，只要两者进行高频耦合，则既可以交叉也可以不交叉，其交叉角度也可以是任意的角度。

电抗元件24具有使多频带天线1以辐射元件22的谐振模式的谐振频率以外的频率匹配的电抗。例如，电抗元件24具有以辐射元件22的相互最接近的两个谐振模式的谐振频率之间的频率使多频带天线1谐振而使多频带天线1阻抗匹配的电抗。辐射元件22的相互最接近的两个谐振模式的谐振频率之间的频率例如是基本模式的谐振频率和二次模式的谐振频率(基本模式的谐振频率的两倍的频率)之间的频率。

考虑以下的情况，即，在多频带天线1中，在包含馈电元件21、辐射元件22、无馈电元件23、电抗元件24以及接地平面42而构成的环路R中流过电流。配置馈电元件21、辐射元件22、无馈电元件23、电抗元件24以及接地平面42使得按照馈电元件21、辐射元件22、无馈电元件23、电抗元件24以及接地平面42的顺序形成环路R。图1所示的环路R是流过电流的路径的一个例子。考虑通过电抗元件24的规定的电抗，以辐射元件22的两个谐振模式的频率之间的频率使环路R谐振。具体的电抗根据谐振模式的谐振频率而变化，但例如在从1GHz到2GHz之间使其谐振的情况下，优选电抗为8nH以上且100nH以下。

多频带天线1具有将无馈电元件23与同馈电元件21电磁场耦合的辐射元件22接近配置的结构，该无馈电元件23经由具有上述那样的电抗的电抗元件24与接地平面42连接。通过具有这样的结构，能够在抑制对辐射元件22的原来的各谐振模式的谐振特性产生的影响的状态下将以辐射元件22的基本模式与二次模式之间的频率进行谐振的新的谐振特性附加于多频带天线1。

电抗元件24是被插入于无馈电元件23和接地平面42之间的间隙中的元件。电抗元件24的个数既可以是一个也可以是多个。另外，电抗元件24既可以是只具有电感元件的元件，也可以是具有电感元件和电容元件双方的元件。另外，电感元件和电容元件既可以相互串联连接，也可以相互并联连接。构成于电抗元件24的电容元件例如能够用于调整多频带天线1和经由馈电点44与馈电元件21连接的馈电电路之间的匹配。

另外，通过使用可变电抗元件作为电抗元件24，能够在电气上进行谐振频率、阻抗匹配的调整。

将产生馈电元件21的谐振的基本模式的电长度设为Le21，将产生辐射元件22的谐振的基本模式的电长度设为Le22，将辐射元件22的基本模式的谐振频率f下的馈电元件21或辐射元件22上的波长设为λ，优选Le21为(3/8)×λ以下，并且Le22在辐射元件22的谐振的基本模式是偶极模式的情况下为(3/8)×λ以上且(5/8)×λ以下，Le22在辐射元件22的谐振的基本模式是环形模式的情况下为(7/8)×λ以上且(9/8)×λ以下。

关于上述Le21，以使边缘部42a沿着辐射元件22的方式形成接地平面42，馈电元件21通过与边缘部42a的相互作用，能够在馈电元件21和接地平面上形成谐振电流(分布)，与辐射元件22共振而进行电磁场耦合。因此，并不特别限定馈电元件21的电长度Le21的下限值，只要是馈电元件21能够与辐射元件22在物理上进行电磁场耦合的程度的长度即可。另外，实现了电磁场耦合是指取得了匹配。另外，在该情况下，不需要与辐射元件22的谐振频率一致地设计馈电元件21的电长度，能够将馈电元件21作为辐射导体自由地进行设计，因此能够容易地实现多频带天线1的多频率化。此外，优选沿着辐射元件22的接地平面42的边缘部42a与馈电元件21的电长度合计为设计频率(谐振频率f)的(1/4)×λ以上的长度。

此外，在不包含匹配电路等的情况下，在将辐射元件的基本模式的谐振频率下的真空中的电波的波长设为λ₀、将因安装环境产生的波长缩短效应的缩短率设为k₁时，通过λ_g1＝λ₀×k₁来决定馈电元件21的物理长度L21。在此，k₁是根据馈电元件21的环境的有效相对介电常数(ε_r1)和有效相对磁导率(μ_r1)等设置了馈电元件的电介体基材等介质(环境)的相对介电常数、相对磁导率、以及厚度、谐振频率等而计算出的值。即，L21为(3/8)×λ_g1以下。此外，缩短率既可以根据上述物理性质计算，也可以通过实测求出。例如，也可以测定设置在希望测定缩短率的环境中的成为对象的元件的谐振频率，在每个任意频率的缩短率已知的环境中测定相同元件的谐振频率，根据这些谐振频率的差计算缩短率。

馈电元件21的物理长度L21是产生Le21的物理长度，在不包含其他要素的理想的情况下，与Le21相等。在馈电元件21包含匹配电路等的情况下，优选L21超过零且为Le21以下。通过利用电感器等匹配电路，能够缩短L21(减小尺寸)。

另外，在辐射元件的谐振的基本模式是偶极模式(辐射元件的两端是开放端那样的线状的导体)的情况下，上述Le22优选为(3/8)×λ以上且(5/8)×λ以下，更优选为(7/16)×λ以上且(9/16)×λ以下，特别优选为(15/32)×λ以上且(17/32)×λ以下。另外，在考虑高次模式时，上述Le22优选为(3/8)×λ×m以上且(5/8)×λ×m以下，更优选为(7/16)×λ×m以上且(9/16)×λ×m以下，特别优选为(15/32)×λ×m以上且(17/32)×λ×m以下。其中，m是高次模式的模式数，是自然数。m优选1～5的整数，特别优选1～3的整数。在m＝1的情况下是基本模式。如果Le22在该范围内，则辐射元件22充分作为辐射导体发挥功能，天线装置1的效率好，从而优选。

另外，同样地，在辐射元件的谐振的基本模式是环形模式(辐射元件是环状的导体)的情况下，上述Le22优选为(7/8)×λ以上且(9/8)×λ以下，更优选为(15/16)×λ以上且(17/16)×λ以下，特别优选为(31/32)×λ以上且(33/32)×λ以下。另外，对于高次模式，上述Le22优选为(7/8)×λ×m以上且(9/8)×λ×m以下，更优选为(15/16)×λ×m以上且(17/16)×λ×m以下，特别优选为(31/32)×λ×m以上且(33/32)×λ×m以下。

此外，在将辐射元件的基本模式的谐振频率下的真空中的电波的波长设为λ₀、将因安装环境产生的缩短效应的缩短率设为k₂时，通过λ_g2＝λ₀×k₂来决定辐射元件22的物理长度L22。在此，k₂是根据辐射元件22的环境的有效相对介电常数(ε_r2)和有效相对磁导率(μ_r2)等设置了辐射元件的电介体基材等介质(环境)的相对介电常数、相对磁导率以及厚度、谐振频率等而计算出的值。即，在辐射元件的谐振的基本模式是偶极模式的情况下，理想的是L22为(1/2)×λ_g2。辐射元件22的长度L22优选为(1/4)×λ_g2以上且(5/8)×λ_g2以下，更优选(3/8)×λ_g2以上。在是环形模式的情况下，为(7/8)×λ_g2以上且(9/8)×λ_g2以下。辐射元件22的物理长度L22是产生Le22的物理长度，在不包含其他要素的理想的情况下，与Le22相等。即使利用电感器等匹配电路而使L22缩短，L22也优选为超过零且为Le22以下，特别优选为Le22的0.4倍以上且1倍以下。通过将辐射元件22的长度L22调整为这样的长度，在提高辐射元件22的动作增益这一点上是有利的。

例如，在将设计频率设为3.5GHz时，使用了相对介电常数＝3.4、tanδ＝0.003、基板厚度0.8mm的BT树脂(注册商标)CCL-HL870(M)(三菱气体化学制)作为电介体基材的情况下的L21的长度是20mm，在将设计频率设为2.2GHz时，L22的长度是34mm。

另外，在将辐射元件22的基本模式的谐振频率下的真空中的电波的波长设为λ₀的情况下，适合的是，馈电元件21与辐射元件22之间的最短距离D1(>0)为0.2×λ₀以下(更优选0.1×λ₀以下，进一步优选0.05×λ₀以下)。通过以这样的最短距离D1将馈电元件21和辐射元件22分离配置，在提高多频带天线1的动作增益这一点上是有利的。

此外，最短距离D1是指馈电元件21与辐射元件22中最接近部位之间的直线距离。另外，对于馈电元件21和辐射元件22，在从Z轴方向观察时，如果两者进行电磁场耦合，则既可以交叉也可以不交叉，其交叉角度也可以是任意的角度。

另外，优选馈电元件21和辐射元件22以最短距离x并行设置的距离是辐射元件22的物理长度的3/8以下。更优选1/4以下，进一步优选1/8以下。成为最短距离x的位置是馈电元件21与辐射元件22的耦合强的部位，在以最短距离x并行设置的距离长时，辐射元件22的阻抗高的部分和低的部分双方强耦合，因此有时无法取得阻抗匹配。由此，为了只与辐射元件22的阻抗变化少的部位强耦合，以最短距离x并行设置的距离短在阻抗匹配这一点上是有利的。

另外，将辐射元件22的基本模式的谐振频率f下的真空中的波长设为λ₀，将设置辐射元件22的电介体基材的波长缩短率设为k，将该电介体基材上的波长设为k×λ₀。

另外，多频带天线1被安装在无线装置中(例如人能够携带的通信终端等无线通信装置)。作为无线装置的具体例子，能够列举信息终端机、便携电话、智能手机、个人计算机、游戏机、电视机、音乐、影像的播放机等电子设备。

例如，在图2中，在将多频带天线1安装在具有显示器的无线通信装置的情况下，树脂基板45例如既可以是全面地覆盖显示器的图像显示面的外罩玻璃，也可以是固定树脂基板43的壳体(特别是正面盖、背面盖、侧壁等)。外罩玻璃是透明或者用户能够视觉识别显示于显示器的图像的程度的半透明的电介体基板，是层叠配置在显示器上的平板状的构件。

在将辐射元件22设置在外罩玻璃的表面的情况下，优选将铜、银等导体膏涂抹在外罩玻璃的表面并进行烧制而形成辐射元件22。作为这时的导体膏，优选利用能够以不会使用于外罩玻璃的化学强化玻璃的强化变差的程度的温度进行烧制的可低温烧制的导体膏。另外，为了防止氧化造成的导体的劣化，也可以实施镀处理等。另外，在以隐藏布线等为目的而在外罩玻璃的周缘形成了黑色遮盖膜的情况下，也可以在黑色遮盖膜上形成辐射元件22。

此外，关于辐射元件22的形状，在将辐射元件22形成于外罩玻璃的情况下，其形状优选为线状导体。另一方面，在将辐射元件22形成于壳体的情况下，对配置辐射元件22的场所没有特别限定，另外，关于形状，可以是线状导体，也可以是环状导体，还可以是片状导体。对于片状导体，对形状没有特别限定，能够使用大致正方形、大致长方形、大致圆形、大致椭圆形等所有形状的平面构造。

另外，馈电元件21、辐射元件22和无馈电元件23以及接地平面42的在与Z轴平行的高度方向上的各位置也可以相互不同。另外，馈电元件21、辐射元件22和无馈电元件23以及接地平面42的高度方向的各位置也可以全部或只有一部分相同。

另外，也可以用一个馈电元件21向多个辐射元件馈电。通过利用多个辐射元件，多频带化、宽频带化、指向性控制等的实施变得容易。另外，也可以将多个多频带天线1安装在一个无线装置中。

说明对图1、图2所示的方式的多频带天线1进行模拟分析时的S11特性(图3、图4、图5)。S11特性是高频电子部件等的特性的一种，在本说明书中用针对频率的反射损失(回波损失)表示。使用了Microwave Studio(注册商标)(CST公司)作为电磁场模拟器。将辐射元件22的基本模式的谐振频率设定为1GHz附近。

在将单位设为mm时，这时的图1、2所示的各尺寸为

L1：140

L2：30

L3：5.95

L4：0.1

L5：3.95(图3)、5.95(图4)、10.95(图5)

L6：15.95

L7：95

L8：40

L9：120

H1：0.8

H2：1.72

H3：1.0。

在接地平面42、馈电元件21、辐射元件22以及无馈电元件23中，将Z轴方向的厚度(高度)设为0.018mm。另外，将带导体41、馈电元件21、辐射元件22以及无馈电元件23的X方向和Y方向的宽度为1.9mm。另外，将树脂基板43设定为相对介电常数ε_r＝3.4、tanδ＝0.0015，将树脂基板45设定为相对介电常数ε_r＝8.926、tanδ＝0.000326。

图3、图4、图5是电抗元件24只具有电感元件时的多频带天线1的S11特性图。图3是在将L5设定为3.95mm的多频带天线1中使电感元件的电感变化为10nH～80nH时的S11特性图。图4是在将L5设定为5.95mm的多频带天线1中使电感元件的电感变化为8nH～80nH时的S11特性图。图5是在将L5设定为10.95mm的多频带天线1中使电感元件的电感变化为6nH～100nH时的S11特性图。L5是无馈电元件23和辐射元件22在俯视时重叠的部分的X轴方向的长度。

如图3～5所示，基本模式的谐振频率出现在1GHz附近，二次模式的谐振频率出现在2GHz附近。

在图3的情况下，通过将电感元件的电感设定为12nH～60nH，不使原来的基本模式和二次模式各自的谐振频率变化，而在这些谐振频率以外的频带中附加了新的谐振频率(以下称为“附加谐振频率”)。另外，在图3的情况下，通过将电感元件的电感设定为12nH～40nH，不使原来的基本模式和二次模式各自的谐振频率变化，而在原来的基本模式和二次模式之间附加了新的谐振频率(以下称为“中间谐振频率”)。

在图4的情况下，通过将电感元件的电感设定为10nH～60nH，不使原来的基本模式和二次模式各自的谐振频率变化而附加了附加谐振频率。另外，在图4的情况下，通过将电感元件的电感设定为10nH～40nH，不使原来的基本模式和二次模式各自的谐振频率变化而附加了中间谐振频率。

在图5的情况下，通过将电感元件的电感设定为8nH～100nH，不使原来的基本模式和二次模式各自的谐振频率变化而附加了附加谐振频率。另外，在图5的情况下，通过将电感元件的电感设定为8nH～30nH，不使原来的基本模式和二次模式各自的谐振频率变化而附加了中间谐振频率。

这样，通过调整电感元件的电感，能够控制附加谐振频率(或中间谐振频率)，随着增大该电感，能够使附加谐振频率(或中间谐振频率)顺序地向低频侧移动。

以上，通过实施方式例说明了多频带天线，但本发明并不限于上述实施方式例。在本发明的范围内能够进行与其他实施方式例的一部分或全部之间的组合、置换等的各种变形和改进。

例如，图1所例示出的馈电元件21、辐射元件22以及无馈电元件23是直线地延伸的线状导体，但也可以是包含弯曲的导体部位的线状导体。例如，可以包含L字状的导体部位，也可以包含迂回曲折(Meander)形状的导体部位。另外，馈电元件21、辐射元件22以及无馈电元件23也可以是包含在中途产生分支的导体部位的线状导体。

另外，在馈电元件21中可以设置短截线，也可以设置匹配电路。由此，能够减少馈电元件21所占基板的面积。

另外，馈电元件21所连接的传输线路并不限于微带线。例如，能够列举带状线、带接地平面的共平面波导(在与导体面相反的一侧的表面配置了接地平面的共平面波导：Coplanar Waveguide)等。馈电元件21和馈电点44也可以经由这些不同的多种传输线路来连接。

本国际申请主张基于2012年12月28日申请的日本专利申请第2012-289053号的优先权，在本国际申请中引用日本专利申请第2012-289053号的全部内容。

附图标记说明

1：多频带天线；21：馈电元件；22：辐射元件；23：无馈电元件；24：电抗元件；25：馈电部；26：中央部；40：微带线；41：带导体；42：接地平面；42a、42b：边缘部；43：树脂基板；44：馈电点；45：树脂基板。

Claims

1.一种多频带天线，其特征在于，具备：

与馈电点连接的馈电元件；

辐射元件，其与上述馈电元件分离配置，通过上述馈电元件谐振，该辐射元件作为辐射导体发挥功能；

接地平面；以及

其中，上述电抗元件具有使多频带天线以上述辐射元件的谐振模式的谐振频率以外的频率匹配的电抗，

其中，将上述辐射元件的基本模式的谐振频率下的真空中的波长设为λ₀、将设置上述辐射元件的环境的波长缩短率设为k₂、将在上述辐射元件的基本模式的谐振频率下的上述环境中的波长设为λ_g2＝λ₀×k₂时，

在上述辐射元件的谐振的基本模式是偶极模式的情况下，上述辐射元件的物理长度是(1/4)×λ_g2以上且(5/8)×λ_g2以下，在上述辐射元件的谐振的基本模式是环形模式的情况下，上述辐射元件的物理长度是(7/8)×λ_g2以上且(9/8)×λ_g2以下。

2.根据权利要求1所述的多频带天线，其特征在于，

上述电抗元件具有使多频带天线以上述辐射元件的基本模式的谐振频率与上述辐射元件的二次模式的谐振频率之间的频率匹配的电抗。

3.根据权利要求1所述的多频带天线，其特征在于，

上述电抗为8nH以上且100nH以下。

4.根据权利要求1～3中的任意一项所述的多频带天线，其特征在于，

将上述辐射元件的基本模式的谐振频率下的真空中的波长设为λ₀时，上述无馈电元件与上述辐射元件之间的最短距离为0.2×λ₀以下。

5.根据权利要求1～3中的任意一项所述的多频带天线，其特征在于，

上述无馈电元件具有向与上述接地平面分离的方向延伸的部分以及在俯视时与上述辐射元件重叠的部分。

6.根据权利要求1～3中的任意一项所述的多频带天线，其特征在于，

将产生上述馈电元件的谐振的基本模式的电长度设为Le21、将产生上述辐射元件的谐振的基本模式的电长度设为Le22、将上述辐射元件的基本模式的谐振频率下的上述馈电元件或上述辐射元件上的波长设为λ时，Le21为(3/8)×λ以下，并且Le22在上述辐射元件的谐振的基本模式是偶极模式的情况下为(3/8)×λ以上且(5/8)×λ以下，Le22在上述辐射元件的谐振的基本模式是环形模式的情况下为(7/8)×λ以上且(9/8)×λ以下。

7.根据权利要求1～3中的任意一项所述的多频带天线，其特征在于，

将上述辐射元件的基本模式的谐振频率下的真空中的波长设为λ₀时，上述馈电元件与上述辐射元件之间的最短距离为0.2×λ₀以下。

8.根据权利要求1～3中的任意一项所述的多频带天线，其特征在于，

上述馈电元件向上述辐射元件馈电的馈电部位于上述辐射元件的如下部分，该部分为上述辐射元件的基本模式的谐振频率下的阻抗最低的部分以外的部分。

9.根据权利要求1～3中的任意一项所述的多频带天线，其特征在于，

上述馈电元件向上述辐射元件馈电的馈电部位于上述辐射元件的如下部位，该部位为与上述辐射元件的基本模式的谐振频率下的阻抗最低的部分相距上述辐射元件的总长的1/8以上的距离的部位。

10.根据权利要求1～3中的任意一项所述的多频带天线，其特征在于，

上述馈电元件与上述辐射元件以最短距离并行设置的距离是上述辐射元件的长度的3/8以下。

11.根据权利要求1～3中的任意一项所述的多频带天线，其特征在于，

上述馈电元件向与上述接地平面分离的方向延伸，

上述辐射元件具有沿着上述接地平面的边缘部的部位。

12.一种无线装置，其特征在于，具备根据权利要求1～11中的任意一项所述的多频带天线。