CN104506044B - 一种变换器同步整流驱动电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种变换器同步整流驱动电路，具有主变压器，主变压器包括原边绕组（W1）、整流管驱动绕组（W4）、副边功率绕组（W2）、续流管驱动绕组（W3），整流管（Q1）与副边功率绕组串接，续流管受续流管驱动绕组驱动，整流管栅极连接正向钳位电路和反向钳位电路；本发明提供外驱箝位电路，在开关周期结束时，利用脉冲信号的低电平驱动负向箝位管为同步整流MOSFET的栅极放电。由于该信号来源于控制电路主控IC，耦合的电压尖峰和能量比较小，避免了现有自驱箝位电路驱动信号尖峰对MOSFET栅极损坏的隐患，极大地提高了DC/DC变换器的稳定性和寿命。
Description
技术领域
本发明涉及DC/DC变换器，尤其涉及一种保护效果良好的DC/DC变换器的同步整流驱动电路。
背景技术
同步整流是低压大电流DC/DC变换器的关键技术，和传统肖特基整流技术相比，同步整流能够大大降低损耗和提升效率。现有的同步整流的驱动方式有两种：一种方式是通过主变压器驱动绕组进行自驱，即主变压器既提供功率转换，又提供驱动信号；另一种方式是主变压器只提供功率转换，驱动信号由主变压器以外的电路提供。采用绕组自驱方式的电路比较简单，不需要额外电路，但是驱动电平随输入/输出电压变化比较大。而同步整流器件MOSFET由于自身构造原因，对于驱动电平范围有严格要求。因此对于绕组自驱同步整流电路，通常需要对驱动电平进行箝位来保护MOSFET器件，避免器件因栅极电平超标而损坏。绕组自驱方式的驱动电平由变压器绕组提供，驱动信号有正有负，某些情况下MOSFET驱动电平过高或过低，会造成器件损坏。一般解决此类问题采用外加MOSFET或电容进行驱动电平箝位，如专利CN1794547A，CN1688094A，CN101047338A等。但是驱动信号源自于变压器绕组，在开关器件关断时，驱动信号上不可避免的会耦合电压尖峰。虽然现有专利电路已经对驱动电平进行了箝位，但是利用耦合了电压尖峰的信号去驱动MOSFET，仍旧会给器件带来可靠性隐患。
发明内容
本发明是要解决现有技术的上述问题，提出一种带箝位功能的变换器同步整流驱动电路，可保护MOSFET的栅极不受高压损坏。
为解决上述技术问题，本发明提出的技术方案是设计一种变换器同步整流驱动电路，具有主变压器，主变压器包括原边绕组，和首尾串联的整流管驱动绕组、副边功率绕组、续流管驱动绕组，整流管的源极与副边功率绕组同名端连接，续流管源极接副边功率绕组另一端、续流管漏极接整流管漏极、续流管栅极通过第一电阻R1接续流管驱动绕组异名端，其还包括一个驱动变压器，驱动变压器原边驱动信号与主变压器原边驱动信号同步，驱动变压器副边绕组与所述整流管的栅极之间串一个限制栅极低电位的反向钳位电路，所述整流管栅极与整流管驱动绕组之间串一个限制栅极高电位的正向钳位电路。
所述正向钳位电路包括稳压源、正向钳位管、第一二极管，稳压源负极接驱动绕组异名端以及整流管源极，稳压源正极接正向钳位管栅极，正向钳位管源极接整流管栅极，正向钳位管漏极接第一二极管阴极，第一二极管阳极接驱动绕组同名端。
所述反向钳位电路包括第二隔直电容、反向钳位管，反向钳位管栅极接第二隔直电容一端，第二隔直电容另一端接驱动变压器副边绕组同名端，反向钳位管漏极接驱动变压器副边绕组异名端和所述整流管源极，反向钳位管源极接整流管栅极；驱动变压器原边绕组串接第一隔直电容。
所述反向钳位管漏极至栅极之间正向串接续流二极管。
所述反向钳位电路包括第二隔直电容、反向钳位管、第二二极管，反向钳位管栅极接第二隔直电容一端，第二隔直电容另一端接驱动变压器副边绕组同名端，反向钳位管漏极至驱动绕组同名端之间正向串接第二二极管，反向钳位管源极接整流管栅极，整流管源极接驱动变压器副边绕组异名端；驱动变压器原边绕组串接第一隔直电容。
所述驱动变压器副边绕组异名端至反向钳位管栅极之间正向串接续流二极管。
所述反向钳位管采用P沟道MOSFET管。
本发明提供外驱箝位电路，在开关周期结束时，利用脉冲信号的低电平驱动负向箝位管为同步整流MOSFET的栅极放电。由于该信号来源于控制电路主控IC，耦合的电压尖峰和能量比较小，避免了现有自驱箝位电路驱动信号尖峰对MOSFET栅极损坏的隐患，极大地提高了DC/DC变换器的稳定性和寿命。
附图说明
图1是现有技术对续流管箝位的电路图；
图2是现有技术对整流管箝位的电路图；
图3是本发明第一种实施方式；
图4是本发明第二种实施方式；
图5是本发明第三种实施方式；
图6是本发明第四种实施方式。
具体实施方式
图1是现有技术对续流管箝位的电路图，箝位电路对续流管Q4进行正反向驱动电平箝位。其中，正向箝位通过二极管D1和N沟道MOSFET Q5来实现，当驱动绕组W3上负下正时，D1导通。在Q5的栅极施加一个固定正电压Vp，由于N 沟道MOSFET的导通门槛电平限制，Q5导通时其源极电平始终低于栅极电平。因此，Q5的源极即Q4的栅极电平始终被箝位于低于Vp的某个电平，从而保护了续流管Q4的栅极。对于Q4负向驱动电平箝位，则是通过P沟道MOSFET Q6来实现。当驱动绕组W3上正下负时，Q6的栅极电平为负，低于其源极电平（Q4的栅极在关断前维持高电平）。Q6开始导通从而将Q4的栅源电压箝位到0电平，实现Q4栅源电压箝位保护。
图2是现有技术对整流管箝位的电路图，箝位电路对整流管Q3进行正反向驱动电平箝位。其中，正向箝位由二极管D1和N沟道 MOSFETQ5实现，工作原理和图1的正向箝位电路类似。对于Q3负向驱动箝位，是通过二极管D2，P沟道MOSFET Q6和负电压Vc来实现。Q6的栅极固定为负电压Vc，Q6的源极电平（和Q3的栅极短接），在Q3导通时持续为高。因此，Q6的栅源电压维持负电压，在整个过程中Q6都处于导通状态。当W4上正下负时，和Q6串联的二极管D2截止， Q3的栅极不能放电。当驱动绕组W4上负下正时，D2导通，Q3的栅极开始通过Q6放电关断。Q6的导通受限于MOSFET的门槛电平，P沟道MOSFET导通时源极电平始终高于栅极电平。因此，Q6的源极即Q3的栅极电平，始终被箝位于高于负电压Vc的某个电平，从而保护了整流管Q3的栅极。
图1和图2示出的现有技术其驱动信号皆源自于变压器绕组，在开关器件关断时，驱动信号上不可避免的会耦合电压尖峰。虽然现有技术已经对驱动电平进行了箝位，但是利用耦合了电压尖峰的信号去驱动MOSFET，仍旧会给器件带来可靠性隐患。
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明作进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，并不用于限定本发明。
本发明揭示一种变换器同步整流驱动电路，具有主变压器，主变压器包括原边绕组W1，和首尾串联的整流管驱动绕组W4、副边功率绕组W2、续流管驱动绕组W3，所谓首尾串联是W4的异名端接W2的同名端，W2的异名端接W3的同名端，整流管Q1的源极与副边功率绕组同名端连接（亦是与W4的异名端连接），续流管源极接副边功率绕组另一端（亦是与W3的同名端连接）、续流管漏极接整流管漏极（并通过线圈L1输出变换后的直流）、续流管栅极通过第一电阻R1接续流管驱动绕组异名端，驱动电路还包括一个驱动变压器T3，驱动变压器原边驱动信号PWM1与主变压器原边驱动信号同步，驱动变压器副边绕组与所述整流管的栅极之间串一个限制栅极低电位的反向钳位电路，所述整流管栅极与整流管驱动绕组之间串一个限制栅极高电位的正向钳位电路。正向钳位电路为绕组自驱方式，在整流管Q1导通时正向钳位电路限制栅极电位不要过高；反向钳位电路为外驱箝位电路，在整流管Q1截止时，对Q1栅极迅速放电且限制电位不会过低。本驱动电路兼顾了自驱和外驱的优点，避免了现有自驱箝位电路驱动信号尖峰对MOSFET栅极损坏的隐患，极大地提高了DC/DC变换器的稳定性和寿命。
参看图3，正向钳位电路包括稳压源VP、正向钳位管Q6、第一二极管D1，稳压源负极接驱动绕组W4异名端以及整流管Q1源极，稳压源正极接正向钳位管栅极，正向钳位管Q6源极接整流管Q1栅极，正向钳位管Q6漏极接第一二极管D1阴极，第一二极管D1阳极接驱动绕组W4同名端。其中Q1和Q6是N沟道MOSFET，当驱动绕组W4上正下负时D1导通，Q5的栅极施加一个固定正电压VP，由于N 沟道MOSFET的导通门槛电平限制，Q6导通时其源极电平始终低于栅极电平。因此，Q6的源极即Q1的栅极电平始终被箝位于低于VP的某个电平，从而保护了整流管Q1的栅极电平不会过高。
参看图3示出的第一种实施方案，反向钳位电路包括第二隔直电容C2、反向钳位管Q3，反向钳位管Q3栅极接第二隔直电容C2一端，第二隔直电容C2另一端接驱动变压器T3副边绕组同名端，反向钳位管Q3漏极接驱动变压器副边绕组异名端和所述整流管Q1源极，反向钳位管Q3源极接整流管Q1栅极；驱动变压器T3原边绕组串接第一隔直电容C1。原边驱动信号PWM1与主变压器原边驱动信号同步，皆源于控制电路主控IC，PWM1通过驱动变压器T3，隔直电容C1和C2，得到一个同相的副边驱动信号PWM2。由于电容的隔直作用，在PWM1为高电平时，PWM2为高电平，在PWM1为0电平时，PWM2为负电平。PWM2的正负电平幅值满足伏*秒（voltage-time product）平衡，随PWM1占空比变化而不同。图中反向钳位管Q3是P沟道MOSFET。当PWM1为高电平时，驱动绕组W4上正下负，驱动Q1导通。此时PWM2和PWM1同相为高电平，设计PWM2的高电平始终高于Q1的栅极电平，此时Q3的栅源电压为正，P沟道MOSFET Q3截止，不会对Q1的栅极放电。当PWM1变低时，主变压器原边主管关断，整流管Q1也要关断。此时PWM2跟随PWM1变为低电平，即Q3的栅极电压变为负值。此时Q3的源极即Q1的栅极保持为高，Q3的栅源电压为负值，满足导通条件的Q3开始导通，从而将Q1的栅极放电而关断Q1，也将Q1的栅源电压箝位于0，藉此保护整流管Q1 。
参看图4示出的第二种实施方案，与第一种实施方案的区别在于，反向钳位管Q3漏极至栅极之间正向串接续流二极管D3，亦即在驱动变压器T3和隔直电容C2并联一个续流二极管D3。当T3副边绕组电压上负下正时，绕组通过D3为电容C2充电，C2电势为左低右高。此时Q3栅极电平被箝位于一个二极管压降约-0.7V，而不是伏秒平衡确定的负电压。当T3副边绕组反向时，C2两端的电压不能突变，利用电荷泵原理抬高Q3栅极电平。因此，PWM2产生的电平是一个和PWM1同相，低电平为-0.7V的驱动信号。和第一种实施方案相比，Q3的低电平是一个固定的值，不随PWM1的占空比变化而不同，在实际工作中应用性更强。负向箝位原理同第一种实施方案相同，Q3导通时将Q1的栅源电压箝位于0V。在某些情况下，当T3绕组电压上负下正时，Q3为得到更低的栅极电平，可以采用多个二极管串联替代D3，这种替代方案也属于本发明保护范畴。
参看图5示出的第三种实施方案，所述反向钳位电路包括第二隔直电容C2、反向钳位管Q3、第二二极管D2，反向钳位管栅极接第二隔直电容一端，第二隔直电容另一端接驱动变压器T3副边绕组同名端，反向钳位管漏极至驱动绕组W4同名端之间正向串接第二二极管，反向钳位管源极接整流管Q1栅极，整流管源极接驱动变压器副边绕组异名端；驱动变压器原边绕组串接第一隔直电容C1。与第一种实施方案的区别在与反向钳位管Q3漏极的接法不同，图3中Q3的漏极是接到Q1的源极进行放电，图5中Q3的漏极通过二极管D2接到驱动绕组W4同名端。当PWM1为高电平时，驱动绕组W4上正下负，驱动Q1导通。此时PWM2和PWM1同相为高电平，设计PWM2的高电平始终高于Q1的栅极电平，此时Q3的栅源电压为正，P沟道MOSFET Q3截止，不会对Q1的栅极放电。当PWM1变低时，主变压器原边主管关断，整流管Q1也要关断。此时PWM2跟随PWM1变为低电平，即Q3的栅极电压变为负值。此时Q3的源极即Q1的栅极保持为高，驱动绕组W4同名端为负，满足导通条件的Q3开始导通，从而将Q1的栅极放电而关断Q1。由于钳位管的栅极电平是由伏秒平衡原理确定的某一负压，即可通过参数设计将Q1的栅源电压箝位于某一可控制电压范围，藉此保护整流管Q1。本电路的目的在于加快Q1栅极的放电速度。利用主开关管关断时绕组W4电压反向，加大Q3两端的电势差，加速对Q1栅极的放电，使得Q1关断更快。
参看图6示出的第四种实施方案，与第三种实施方案的区别在于，所述驱动变压器T3副边绕组异名端至反向钳位管Q3栅极之间正向串接续流二极管D3。当T3副边绕组电压上负下正时，绕组通过D3为电容C2充电，C2电势为左低右高。此时Q3栅极电平被箝位于一个二极管压降约-0.7V，而不是伏秒平衡确定的负电压。当T3副边绕组反向时，C2两端的电压不能突变，利用电荷泵原理抬高Q3栅极电平。因此，PWM2产生的电平是一个和PWM1同相，低电平为-0.7V的驱动信号。和第一种实施方案相比，Q3的低电平是一个固定的值，不随PWM1的占空比变化而不同，在实际工作中应用性更强。负向箝位原理同第三种实施方案相同，在此不再赘述。
上述反向钳位管Q3皆采用P沟道MOSFET管。
以上实施例仅为举例说明，非起限制作用。任何未脱离本申请精神与范畴，而对其进行的等效修改或变更，均应包含于本申请的权利要求范围之中。
Claims (7)
1.一种变换器同步整流驱动电路，具有主变压器，主变压器包括原边绕组（W1），和首尾串联的整流管驱动绕组（W4）、副边功率绕组（W2）、续流管驱动绕组（W3），整流管（Q1）的源极与副边功率绕组同名端连接，续流管源极接副边功率绕组另一端、续流管漏极接整流管漏极、续流管栅极通过第一电阻（R1）接续流管驱动绕组异名端，其特征在于：还包括一个驱动变压器（T3），驱动变压器原边驱动信号与主变压器原边驱动信号同步，驱动变压器副边绕组与所述整流管的栅极之间串一个限制栅极低电位的反向钳位电路，所述整流管栅极与整流管驱动绕组之间串一个限制栅极高电位的正向钳位电路。
2.如权利要求1所述的变换器同步整流驱动电路，其特征在于：所述正向钳位电路包括稳压源（VP）、正向钳位管（Q6）、第一二极管（D1），稳压源负极接整流管驱动绕组（W4）异名端以及整流管（Q1）源极，稳压源正极接正向钳位管栅极，正向钳位管源极接整流管栅极，正向钳位管漏极接第一二极管阴极，第一二极管阳极接整流管驱动绕组同名端。
3.如权利要求2所述的变换器同步整流驱动电路，其特征在于：所述反向钳位电路包括第二隔直电容（C2）、反向钳位管（Q3），反向钳位管栅极接第二隔直电容一端，第二隔直电容另一端接驱动变压器（T3）副边绕组同名端，反向钳位管漏极接驱动变压器副边绕组异名端和所述整流管（Q1）源极，反向钳位管源极接整流管栅极；驱动变压器原边绕组串接第一隔直电容（C1）。
4.如权利要求3所述的变换器同步整流驱动电路，其特征在于：所述反向钳位管（Q3）漏极至栅极之间正向串接续流二极管（D3）。
5.如权利要求2所述的变换器同步整流驱动电路，其特征在于：所述反向钳位电路包括第二隔直电容（C2）、反向钳位管（Q3）、第二二极管（D2），反向钳位管栅极接第二隔直电容一端，第二隔直电容另一端接驱动变压器（T3）副边绕组同名端，反向钳位管漏极至整流管驱动绕组（W4）同名端之间正向串接第二二极管，反向钳位管源极接整流管（Q1）栅极，整流管源极接驱动变压器副边绕组异名端；驱动变压器原边绕组串接第一隔直电容（C1）。
6.如权利要求5所述的变换器同步整流驱动电路，其特征在于：所述驱动变压器（T3）副边绕组异名端至反向钳位管（Q3）栅极之间正向串接续流二极管（D3）。
7.如权利要求3至6任一项所述的变换器同步整流驱动电路，其特征在于：所述反向钳位管（Q3）采用P沟道MOSFET管。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant | ||
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| CB03 | Change of inventor or designer information |
Inventor after: Cao Yun Inventor after: Yao Shun Inventor before: Xu Penghua Inventor before: Cao Yun Inventor before: Liu Jinyun |
|
| CP03 | Change of name, title or address | ||
| CP03 | Change of name, title or address |
Address after: 518000, 5 floor, Fengyun mansion, five road north, Nanshan District science and Technology Park, Shenzhen, Guangdong Patentee after: Shenzhen Vmax Power Co.,Ltd. Address before: 518000, 4 floor, Fengyun mansion, five road north, Nanshan District science and Technology Park, Shenzhen, Guangdong Patentee before: Shenzhen Vmax Power Co.,Ltd. |
|
| CP03 | Change of name, title or address | ||
| CP03 | Change of name, title or address |
Address after: 518000 Fengyun Science and Technology Building, No. 5 Industrial Zone, North Ring Road, Nanshan District, Shenzhen City, Guangdong Province, 501 Patentee after: Shenzhen Weimeisi New Energy (Group) Co.,Ltd. Country or region after: China Address before: 518000, 5 floor, Fengyun mansion, five road north, Nanshan District science and Technology Park, Shenzhen, Guangdong Patentee before: Shenzhen Vmax Power Co.,Ltd. Country or region before: China |