CN105099232A - 一种有源钳位正激变换器的同步整流驱动电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种有源钳位正激变换器的同步整流驱动电路，包括：带有副边主绕组和副边辅助绕组的变压器；连接于副边主绕组同名端与地间的第一开关管；连接于副边主绕组异名端与第一开关管间的第一钳位管；连接于副边主绕组异名端与地间的第二开关管；连接于副边辅助绕组同名端与第二开关管间的第二钳位管；串接于第一钳位管与第二钳位管的相接点和副边主绕组同名端间的整流管和稳压电路；连接于副边主绕组同名端与输出间的输出电感和跨接于输出两端的滤波电容。本发明在变压器副边绕组同名端电压较高时，通过调整绕组匝数比较灵活地改变第二钳位管漏源极间的电压差，使其在较低电压应力条件下工作，减小工作过程中的损耗，提高了电路可靠性。

Description

一种有源钳位正激变换器的同步整流驱动电路

技术领域

本发明属于DC/DC电源电路领域，具体涉及一种有源钳位正激变换器的同步整流驱动电路。

背景技术

目前，输出低电压大电流的电源在通信领域中的应用越来越广，这就要求较高的电源转换效率。为了保持电源转换的高效率，通常采用副边的同步整流技术。

同步整流技术中的关键是驱动技术。现在使用最广的方式是自驱或绕组驱动的方式。自驱动同步整流因其电路简单、器件少、成本低廉而得到广泛应用。但是这种方式的整流管和续流管驱动电压随输入电压的变化而变化，驱动电压过高会带来额外的栅极驱动损耗，驱动电压过低则MOS管的导通电阻较大、导通损耗增加。如果驱动电压会太高而超出MOS管的栅源两端的承受能力会造成烧管的故障。

为了解决整流管和续流管驱动电压过高带来的问题，现有技术给出了一种改进型的同步整流自驱动电路方案，请参见图1。图1中，直流输入电源Vin对输入电容C1进行充电，输入电容C1的放电电流输入到主变压器原边绕组P1的初级的同名端；主变压器原边绕组P1的初级的异名端通过一个有源钳位电路接地。其中有源钳位电路由NMOS开关管Q1、PMOS开关管Q2、钳位电容C5组成，钳位电容C5和PMOS开关管Q2串联后与NMOS开关管Q1并联，NMOS开关管Q1的栅极接PWM控制电路的一个驱动输出端，PMOS开关管Q2的栅极接PWM控制电路的另一个驱动输出端。同步整流电路由两个NMOS开关管Q6(整流管)、Q5(续流管)组成，主变压器副边绕组S1同名端接续流管Q5的漏极，并通过NMOS开关管Q3接整流管Q6的栅极，主变压器副边绕组S1异名端接整流管Q6的漏极，并通过NMOS开关管Q4接续流管Q5的栅极，NMOS开关管Q5和Q6的源极接地；其中NMOS开关管Q3的漏极接主变压器副边绕组S1同名端，NMOS开关管Q3的源极接整流管Q6的栅极，NMOS开关管Q3和Q4的栅极连接后再连接到稳压电路的输出端，稳压电路的输入端与主变压器副边绕组S1同名端通过二极管D1连接，并通过C4连接到地。电感L1的一端接主变压器副边绕组S1同名端，另一端通过电容C2接地；电感L1和电容C2的连接点连接到整个变换器的输出端。

图1的方案通过增加NMOS开关管Q3和Q4分别钳位住了整流管Q6和续流管Q5驱动电压，使整流管Q6和续流管Q5驱动电压不再随输入电压的变化而变化，解决了驱动电压过高带来额外的栅极驱动损耗。但图1的方案仍存在的问题是：在变压器副边绕组S1同名端电压较高时，会在钳位管Q3的漏源极之间产生较高的电压应力，同时增加钳位管Q3的开关损耗，钳位管Q3会形成热点，降低电路可靠性。

发明内容

本发明提供一种有源钳位正激变换器的同步整流驱动电路，其目的在于，避免在变压器副边绕组电压较高时，在钳位管上产生较高的电压应力和开关损耗的问题，提高电路可靠性。

一种有源钳位正激变换器的同步整流驱动电路，包括：

带有副边主绕组和副边辅助绕组的变压器；

连接于副边主绕组的同名端与地之间的第一开关管；

连接于副边主绕组的异名端与第一开关管之间的第一钳位管；

连接于副边主绕组的异名端与地之间的第二开关管；

连接于副边辅助绕组的同名端与第二开关管之间的第二钳位管，第二钳位管的剩余接线端与第一钳位管的剩余接线端相接；

连接于副边主绕组S1的同名端与变换器输出之间的输出电感和跨接于变换器输出两端的的滤波电容。

进一步地，还包括连接于副边辅助绕组的异名端与地之间的电压缓冲电路，所述电压缓冲电路由电阻和电容并联构成。

进一步地，所述第一开关管和第二开关管采用NMOS管实现。

进一步地，所述第一钳位管和第二钳位管采用两个独立的NMOS管实现或采用一个包含两个独立的NMOS管的组件实现，或者它们之中的一个或两个采用周期性的串联副边主绕组和辅助绕组的其它装置来实现，所述其它装置为数字控制开关、双极性器件或场效应器件。

本发明的有益技术效果体现在：

本发明在变压器副边绕组同名端电压较高时，通过副边辅助绕组的匝数可以比较灵活的提供合适的供电电压给到第二钳位管的漏极，使第二钳位管工作在较低的电压应力下，减小第二钳位管在工作过程中的开关损耗，从而提高电路可靠性。进一步地，在副边辅助绕组的异名端与地之间增设电压缓冲电路，其在副边绕组的同名端电压为正时，减小第二钳位管的漏极与源极间的电压差，降低其开关损耗；在副边绕组的同名端电压为负时，减小第二钳位管的栅极与源极间的电压差。该电压缓冲电路能够降低第二钳位管的漏源极以及栅源极电压应力，使得第二钳位管的开关损耗控制在最小值，有效防止钳位管的栅源极电压值超过额定规格。

附图说明

图1是一种现有的改进型有源钳位正激变换器的同步整流电路结构图。

图2是本发明提供的有源钳位正激变换器同步整流电路的第一种实施方式示意图。

图3是本发明提供的有源钳位正激变换器同步整流电路的第二种实施方式的示意图。

图4是采用了图2所示有源钳位正激变换器同步整流电路的一种具体实施例。

图5是采用了图2所示有源钳位正激变换器同步整流电路的一种具体实施例的关键节点的波形图。

图6是采用了图3所示有源钳位正激变换器同步整流电路的一种具体实施例。

图7是采用了图3所示有源钳位正激变换器同步整流电路的一种具体实施例的关键节点的波形图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

图2是本发明提供的有源钳位正激变换器同步整流驱动电路的第一种实施方式结构示意图。在该实施方式中，同步整流驱动电路包括连接在变压器副边主绕组S1异名端和地之间的第二开关管Q6(整流管)，以及连接在变压器副边主绕组S1同名端和地之间的第一开关管Q5(续流管)。变压器副边主绕组S1的同名端与电路的输出端之间接有输出电感L1，电感L1的另一端通过滤波电容C2接地。第二开关管Q6的栅极通过第二钳位管Q3与变压器副边辅助绕组S2的同名端相连，第一开关管Q5的栅极通过第一钳位管Q4与变压器副边主绕组S1异名端相连。第二开关管Q6的漏极与变压器副边主绕组S1异名端相连，第二开关管Q6的源极接地，第二开关管Q6的栅极与第二钳位管Q3的源极相连，第二钳位管Q3的漏极与变压器副边辅助绕组S2的同名端相连，变压器副边辅助绕组S2的异名端接地；第一开关管Q5的漏极与变压器副边主绕组S1的同名端相连，第二开关管Q6的源极接地，第一开关管Q5的栅极与第一钳位管Q4的源极相连，第一钳位管Q4的漏极与变压器副边主绕组S1的异名端相连；两钳位管Q3与Q4的栅极相连，并共同与稳压电路的输出端相连，稳压电路的输入端连接整流管D1(二级管)后连接副边主绕组S1的同名端。

在本发明中的同步整流驱动电路中，当原边开关管Q1导通时，变压器副边绕组S2的同名端为正电压，在图中满足上正下负，该电压直接施加在钳位管Q3的漏极上，而钳位管Q3的栅源极电压差为正值，且该电压差大于钳位管Q3的门槛电压，使得钳位管Q3导通，进而使整流管Q6导通，又由于钳位管Q3的作用，使得整流管Q6的栅源极电压差不会随着变压器副边绕组S2同名端的电压变化，其最大值为稳压电路输出电压值减去钳位管Q3的门槛电压值。变压器副边绕组S1通过输出电感L1和整流管Q6向输出负载提供能量，并且输出电感L1的电流线性上升。

当原边开关管Q1关断时，变压器副边绕组S1的异名端为正电压，该电压通过钳位管Q4，加在续流管Q5的栅极上，使得续流管Q5导通。同时变压器副边绕组S2的异名端为正电压，在图中满足上负下正，使得整流管Q6栅极的电荷通过钳位管Q4的寄生二极管迅速放完，整流管Q6关断。此时输出电感L1的电流通过续流管Q5实现续流，为输出提供电流，输出电感L1上的电流线性下降。

在变压器副边绕组同名端电压较高时，通过副边辅助绕组的匝数可以比较灵活的提供合适的供电电压给到第二钳位管的漏极，使第二钳位管工作在较低的电压应力下，减小第二钳位管在工作过程中的开关损耗，从而提高电路可靠性。

图3是本发明提供的有源钳位正激变换器同步整流驱动电路第二种实施方式结构示意，该方式是对第一种方式的进一步改进，其改进点在于，在副边辅助绕组S2的异名端与地之间串接了电压缓冲电路，该电压缓冲电路能够降低第二钳位管Q3的漏源极以及栅源极电压应力，使得第二钳位管Q3的开关损耗控制在最小值，提高电路的转换效率和可靠性。

电压缓冲电路由电容C3和电阻R3并联构成。电容C3的电荷在Q1开通与关断期间(也即正周期与负周期)通过副边绕组S2转移来调节的；副边绕组S2两端的压差是由S2与P1的匝比确定的，是固定的。当开关管Q1开通时，副边绕组S2的同名端电压为正，此时C3中的电荷通过S2放电，并形成了副边绕组S2的异名端电位低于地电平的电位，所以第二钳位管Q3的漏极与源极间的压差会低于副边绕组S2异名端无R3和C3直接接地的情况；当开关管Q1关断时，副边绕组S2的同名端电压为负，此时电荷通过S2给电容C3充电，使S2的异名端电位高于地电平的电位，所以第二钳位管Q3的漏极与源极电位会高于副边绕组S2异名端无R3和C3直接接地的情况，此时即能起到调节第二钳位管Q3栅源极和漏源极间压差的作用。电阻R3起到优化C3上的电压上升与下降时间的作用。

所述第二开关管和第二钳位管采用两个独立的NMOS管实现，或采用一个包含两个独立的NMOS管的组件实现，或者它们之中的一个或两个采用周期性的串联副边主绕组和辅助绕组的其它装置来实现，所述其它装置为数字控制开关、双极性器件或场效应器件。

图4示出了图2所示有源钳位正激变换器同步整流驱动电路第一种实施方式的一个实施例。变压器TX1含有原边绕组P1和副边主绕组S1及副边辅助绕组S2，原边绕组P1与副边主绕组S1匝比为1∶1，同时P1与S2的匝比为4∶1，输入为48V直流电压，开关管Q1的开关频率为300KHZ。电容C6、C4与电阻R4、R5以及稳压管D2构成了一个约10V输出的稳压电路。为了描述方便，该电路图使用了与图2基本相同的电路结构和元器件标号。

图5示出了图4所示实施电路的关键节点波形图，分别有原边开关管Q1的栅源极波形图Q1-Vgs，副边续流管Q5的漏源极波形图Q5-Vds，钳位管Q3的栅源极波形图Q3-Vgs以及漏源极波形图Q3-Vds，以及输出电压波形图Vo。从波形图中可以看出Q3-Vds的最大值约为5V，说明通过采用辅助绕组S2单独给Q3供电后，使Q3的漏源极电压应力减小了约35V。

图6示出了图3所示有源钳位正激变换器同步整流驱动电路第二种实施方式的一个实施例。变压器TX1含有原边绕组P1和副边主绕组S1及副边辅助绕组S2，此电路为更好体现电压缓冲电路R3和C3的作用，原边绕组P1与副边主绕组S1匝比为1∶1，同时P1与S2的匝比为2∶1，输入为48V直流电压，开关管Q1的开关频率为300KHZ。电容C6、C4与电阻R4、R5以及稳压管D2构成了一个约10V输出的稳压电路。为了描述方便，该电路图使用了与图3基本相同的电路结构和元器件标号。

图7示出了图6所示实施电路的关键节点波形图，分别有原边开关管Q1的栅源极波形图Q1-Vgs，副边续流管Q5的漏源极波形图Q5-Vds，电容C3上的电压，钳位管Q3的漏源极波形图Q3-Vds以及栅源极波形图Q3-Vgs，以及输出电压波形图Vo。从波形图中可以看出，电容C3上的电压是随开关管Q1的开关周期进行变化的，最大正值约为8V，最大负值约为-8V；同时钳位管Q3的漏源极电压应力最大约为8V，栅源极电压应力约为11V。说明缓冲电路R3和C3能很好的降低钳位管Q3的漏源极和栅源极的电压应力。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种有源钳位正激变换器的同步整流驱动电路，其特征在于，包括：一种开关电源有源钳位同步整流驱动电路，其特征在于，包括：

带有副边主绕组和副边辅助绕组的变压器；

连接于副边主绕组的同名端与地之间的第一开关管；

连接于副边主绕组的异名端与第一开关管之间的第一钳位管；

连接于副边主绕组的异名端与地之间的第二开关管；

连接于副边辅助绕组的同名端与第二开关管之间的第二钳位管，第二钳位管的剩余接线端与第一钳位管的剩余接线端相接；

连接于副边主绕组的同名端与变换器输出之间的输出电感和跨接于变换器输出两端的的滤波电容。

2.根据权利要求1所述的有源钳位正激变换器的同步整流驱动电路，其特征在于，还包括连接于副边辅助绕组的异名端与地之间的电压缓冲电路，所述电压缓冲电路由电阻和电容并联构成。

3.根据权利要求1或2所述的有源钳位正激变换器的同步整流驱动电路，其特征在于，所述第一开关管和第二开关管采用NMOS管实现。

4.根据权利要求1或2所述的有源钳位正激变换器的同步整流驱动电路，其特征在于，所述第一钳位管和第二钳位管采用两个独立的NMOS管实现或采用一个包含两个独立的NMOS管的组件实现，或者它们之中的一个或两个采用周期性的串联副边主绕组和辅助绕组的其它装置来实现，所述其它装置为数字控制开关、双极性器件或场效应器件。