[go: up one dir, main page]

CN104205596B - 开关电源装置 - Google Patents

开关电源装置 Download PDF

Info

Publication number
CN104205596B
CN104205596B CN201380014697.1A CN201380014697A CN104205596B CN 104205596 B CN104205596 B CN 104205596B CN 201380014697 A CN201380014697 A CN 201380014697A CN 104205596 B CN104205596 B CN 104205596B
Authority
CN
China
Prior art keywords
circuit
voltage
output
signal
switch element
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201380014697.1A
Other languages
English (en)
Other versions
CN104205596A (zh
Inventor
大桥英知
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fuji Electric Co Ltd
Original Assignee
Fuji Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fuji Electric Co Ltd filed Critical Fuji Electric Co Ltd
Publication of CN104205596A publication Critical patent/CN104205596A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN104205596B publication Critical patent/CN104205596B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33538—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type
    • H02M3/33546—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type with automatic control of the output voltage or current
    • H02M3/33553—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type with automatic control of the output voltage or current with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明包括：空载时间电路，该空载时间电路接收输出控制信号，生成对使所述第1开关元件及第2开关元件均截止的时间宽度进行规定的空载时间信号；输出信号生成电路，该输出信号生成电路根据所述输出控制信号和所述空载时间信号，分别生成对所述第1开关元件及第2开关元件的导通时间分别进行规定的第1输出信号及第2输出信号；以及空载时间调整电路，该空载时间调整电路根据所述直流输入电力的电压的变化或所述电容器的输出电压的变化，使所述空载时间信号的时间宽度发生变化，对所述第1开关元件及第2开关元件的接通时刻进行调整。

Description

开关电源装置
技术领域
本发明涉及力图提高功率转换效率的开关电源装置。
背景技术
作为各种电子设备用的开关电源装置，已知有谐振型整流器。该谐振型整流器经由电容器将绝缘变压器的一次绕组与直流电压源连接而构成。利用该绝缘变压器的漏电感和上述电容器来形成直流谐振电路。上述谐振型整流器利用互补地进行导通、截止驱动的第1及第2开关元件来控制上述串联谐振电路中流过的谐振电流，从上述绝缘变压器的二次绕组侧得到升降压后的直流电压。
例如专利文献1、2中提出有这种开关电源装置中的软开关技术。该软开关技术中，在施加于上述各开关元件的电压为零(0)时，或者在电感器中流过的电流为零(0)时，通过将上述开关元件接通，从而大幅降低该开关元件中的损耗。
简要地说，该谐振型的开关电源装置1例如像图11所示那样，经由电容器C将绝缘变压器T的一次绕组P1与直流电压源B连接，包括由该绝缘变压器T的漏电感和上述电容器C形成的串联谐振电路。与上述绝缘变压器T的一次绕组P1串联连接的第1开关元件Q1由进行他激式振荡动作的驱动控制电路A进行导通驱动，将来自上述直流电压源B的输入电压Vin施加到上述串联谐振电路。上述驱动控制电路A例如由电源IC构成。此外，与上述串联谐振电路并联连接的第2开关元件Q2在上述第1开关元件Q1截止时由上述驱动控制电路A进行导通驱动，以形成上述串联谐振电路的谐振电流路径。上述第1及第2开关元件Q1、Q2例如由高耐压的n型MOS-FET构成。
在上述绝缘变压器T的二次绕组S1、S2中产生的电力通过由二极管D1、D2及输出电容器Cout构成的输出电路进行整流和平滑，作为输出电压Vout提供给未图示的负载。利用上述电路部来构建谐振型功率转换装置主体。然后，上述输出电压Vout、具体而言该输出电压Vout与输出电压设定值之间的偏差被输出电压检测电路VS检测出，经由光耦合器PC作为FB电压反馈到上述驱动控制电路A。
反馈到该驱动控制电路A的FB电压用于对上述第1及第2开关元件Q1、Q2进行导通、截止驱动的输出控制信号的脉冲宽度调制，由此使上述输出电压Vout变稳定。另外，一般而言，从直流电压源B提供的直流电经由输入电容器Cin进行滤波后，作为输入电压Vin提供给该开关电源装置。
此处，上述驱动控制电路A例如像图12中示出其简要结构那样，以输出控制电路2、空载时间电路3及驱动信号生成电路4为主体而构成。上述输出控制电路2例如由生成与从上述输出电压检测电路Vs反馈的FB电压相对应的脉冲宽度的输出控制信号以作为PWM信号的PWM控制电路构成。另外，对于上述输出控制电路2，也可以是生成与FB电压相对应的频率的脉冲信号(PFM信号)以作为输出控制信号来代替上述PWM信号的电路。
上述空载时间电路3在施加于上述第1及第2开关元件Q1、Q2的电压为零(0)时，接收上述输出控制信号，生成用于将该第1及第2开关元件Q1、Q2接通的空载时间信号。上述驱动信号生成电路4根据上述空载时间信号和上述输出控制信号，生成用于对上述第1及第2开关元件Q1、Q2分别进行导通驱动的进行脉冲宽度控制后的驱动信号。
另外，图12中，5是作为根据上述驱动信号生成电路4输出的驱动信号、生成对低侧的上述第1开关元件Q1进行驱动的LO端子输出的驱动电路的驱动放大器。此外，6是作为将上述驱动信号生成电路4输出的驱动信号经由电平移位电路7输入、生成对高侧的上述第2开关元件Q2进行驱动的HO端子输出的驱动电路的驱动放大器。此外，8是根据施加于该驱动控制电路A的驱动电压VCC、生成上述输出控制电路2、上述空载时间电路3及上述驱动信号生成电路4的动作所需的电压VDD的内部电源电路。
此处，对上述结构的开关电源装置即谐振型整流器的动作进行简单说明。该谐振型整流器中，在上述第2开关元件Q2处于截止状态时，通过使上述第1开关元件Q1导通，从而在上述串联谐振电路中有电流流过。若在该状态下使第1开关元件Q1截止，则通过上述串联谐振电路的电感器中流过的电流，对第1开关元件Q1的未图示的寄生电容进行充电。同时，通过上述电流，第2开关元件Q2的未图示的寄生电容进行放电。
然后，在第1开关元件Q1的寄生电容的充电电压达到上述输入电压Vin时，通过将上述第2开关元件Q2接通，从而实现该第2开关元件Q2的零电压开关。随着将该第2开关元件Q2接通，此次储存于上述电容器C的电能经由第2开关元件Q2流过。因此，上述串联谐振电路的电感器中流过的电流反转。
之后，若使第2开关元件Q2截止，则此次利用上述那样反转后的电流对上述第2开关元件Q2的寄生电容进行充电。同时，利用该电流对上述第1开关元件Q1的寄生电容进行放电。然后，在第2开关元件Q2的寄生电容的充电电压达到零(0)电压时，通过将第1开关元件Q1接通，从而实现上述第1开关元件Q1的零电压开关。通过将上述第1开关元件Q1接通，上述串联谐振电路的电流反转，再次经由上述第1开关元件Q1流过。
上述空载时间信号用于以上述第1及第2开关元件Q1、Q2的其中一方的关断时刻为基准，规定另一方的开关元件Q2、Q1的接通时刻。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：美国专利第5886884号说明书
专利文献2：美国专利第7391194号说明书
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而，例如像图13所示那样，上述空载时间电路3包括经由充电开关Qchg通过恒流源Ichg进行充电的充放电电容器Cdt、及对充电至该充放电电容器Cdt的电荷进行放电的放电开关Qdis。上述充电开关Qchg及放电开关Qdis由利用从上述输出控制电路2输出的上述输出控制信号互补地进行导通、截止控制的p型MOS-FET及n型MOS-FET构成。而且，上述空载时间电路3构成为在比较器CP中，将上述充放电电容器Cdt的充放电电压Vcd与预先设定的阈值电压Vdt进行比较，利用或非电路NOR将其输出与上述输出控制信号进行逻辑处理，从而生成上述空载时间信号。
具体而言，空载时间电路3如图14中示出其动作波形那样，例如在上述输出控制信号为“L”时对上述充放电电容器Cdt进行充电，在其充放电电压Vcd超过阈值电压Vdt时，将上述比较器CP的输出反转为“H”。此外，上述空载时间电路3在上述输出控制信号为“H”时将充电至上述充放电电容器Cdt的电荷进行放电，在上述充放电电容器Cdt的充放电电压Vcd低于阈值电压Vdt时，将上述比较器CP的输出反转为“L”。通过利用上述或非电路NOR将随着这种充放电电容器Cdt的充放电而产生的上述比较器CP的输出与上述输出控制信号进行逻辑处理，从而上述空载时间电路3生成固定的脉冲宽度Tdt的空载时间信号。
此处，上述开关元件Q1(Q2)关断后，对上述开关元件Q2(Q1)施加的电压变为零(0)为止的延迟时间主要依赖于上述开关元件Q1、Q2的寄生电容及输入电压Vin。与此相对，上述空载时间信号的脉冲宽度Tdt由上述充放电电容器Cdt的电容、该充放电电容器Cdt的充电电流及对上述比较器CP设定的阈值电压Vdt来固定地决定。
另一方面，可能会因构成开关电源装置的部件的长年变化、特性偏差等而导致输入电压Vin发生变化，此外，输出电压Vout随之发生变化，进而上述FB电压发生变化。因而，在决定空载时间信号的脉冲宽度Tdt的情况下，需要估计因装置结构部件的偏差等而导致的输入电压Vin的变动幅度来设定。然而，实际上，不可否认，在依赖于直流输入电压Vin的上述开关元件Q1、Q2的寄生电容的充放电时间、与如上述那样固定设定的上述空载时间信号的脉冲宽度Tdt之间会产生偏离。
例如，若输入电压Vin低于规格中确定的电压，则上述开关元件Q1、Q2的寄生电容的充放电时间随之变短。于是，例如像图15所示那样，在比施加于上述开关元件Q1、Q2的电压变为零(0)的时刻要迟的时刻将上述开关元件Q1、Q2导通驱动。其结果是，功率转换的无效时间增加，因此，电流峰值扩展，此外，开关元件Q1、Q2中的损耗增加，功率转换效率下降。
反之，若输入电压Vin高于规格中确定的电压，则上述开关元件Q1、Q2的寄生电容的充放电时间随之变长。于是，例如像图16所示那样，在施加于上述开关元件Q1、Q2的电压变为零(0)之前，空载时间信号消失，将上述开关元件Q1、Q2导通驱动。其结果是，无法进行零电压开关，而且，开关元件Q1、Q2中的损耗增加，功率转换效率下降。
此外，同样地，若输出电压Vout高于规格中确定的电压，则反馈到上述驱动控制电路A的FB电压随之变得高于规格，上述输出控制电路2生成的输出控制信号的脉冲宽度变宽。于是，例如像图17所示那样，即使在施加于上述开关元件Q1、Q2的电压变为零(0)的时刻，也继续输出空载时间信号，因此，在比电压变为零(0)的时刻要迟的时刻，将上述开关元件Q1、Q2导通驱动。其结果是，功率转换的无效时间增加，电流峰值扩展，此外，上述开关元件Q1、Q2中的损耗增加，功率转换效率下降。
反之，若输出电压Vout低于规格中确定的电压，则上述FB电压随之变得低于规格，上述输出控制电路2生成的输出控制信号的脉冲宽度变窄。于是，例如像图18所示那样，在施加于上述开关元件Q1、Q2的电压变为零(0)之前，上述空载时间信号消失，将上述开关元件Q1、Q2导通驱动。其结果是，无法进行零电压开关，而且，上述开关元件Q1、Q2中的损耗增加，功率转换效率下降。
本发明是考虑上述情况而完成的，其目的在于提供一种简易结构的开关电源装置，其能与直流输入电压Vin的变动无关地适当设定第1及第2开关元件的接通时刻，实现零电压开关，防止转换效率的下降。
解决技术问题所采用的技术方案
达成上述目的的本发明的开关电源装置基本上包括：谐振型功率转换装置主体，该谐振型功率转换装置主体基本上通过第1开关元件对直流输入电力进行开关动作而将其储存于电感器，通过第2开关元件并利用该电感器的谐振将储存于所述电感器的电力传送给输出电容器以得到直流输出电力；驱动控制电路，该驱动控制电路对所述第1开关元件及第2开关元件交替进行导通、截止驱动，使所述电感器进行谐振；以及反馈电路，该反馈电路检测所述输出电容器的输出电压，将其检测信息反馈至所述驱动控制电路，以对该驱动控制电路的动作进行控制。
特别是，本发明的开关电源装置的特征在于，将所述驱动控制电路构成为包括：
输出控制电路，该输出控制电路生成与从所述反馈电路反馈的所述检测信息相对应的脉冲宽度的输出控制信号；
空载时间电路，该空载时间电路基于所述输出控制信号，以所述第1开关元件及第2开关元件的其中一方的关断时刻为基准，生成对另一方的开关元件的接通时刻进行规定的空载时间信号；
输出信号生成电路，该输出信号生成电路根据所述输出控制信号和所述空载时间信号，分别生成对所述第1开关元件及第2开关元件的导通时间分别进行规定的第1输出信号及第2输出信号；以及
空载时间调整电路，该空载时间调整电路根据所述直流输入电力的电压的变化或所述电容器的输出电压的变化，使所述空载时间信号的时间宽度发生变化，对所述第1开关元件及第2开关元件的接通时刻进行调整。
此处，所述谐振型功率转换装置主体例如由谐振型整流器构成，该谐振型整流器包括：串联谐振电路，该串联谐振电路将绝缘变压器的一次绕组经由电容器与直流电压源连接，且由该绝缘变压器的漏电感和所述电容器形成；
第1开关元件，该第1开关元件由所述驱动控制电路所驱动，在导通时将来自所述直流电压源的输入电压施加于所述串联谐振电路；
第2开关元件，该第2开关元件与所述串联谐振电路并联连接，在所述第1开关元件截止时由所述驱动控制电路进行导通驱动，以形成所述串联谐振电路的电流路径；
对所述绝缘变压器的二次绕组侧中产生的电力进行整流的二极管、以及对经由该二极管进行整流后的电力进行平滑并将其输出的输出电容器。
或者，所述谐振型功率转换装置主体例如由同步整流升压型整流器构成，该同步整流升压型整流器包括：第1开关元件，该第1开关元件经由谐振用电抗器与直流电压源连接，由所述驱动控制电路所驱动，在导通时将来自所述直流电压源的输入电压施加于谐振用电抗器；以及
第2开关元件，该第2开关元件在该第1开关元件截止时由所述驱动控制电路进行导通驱动，将储存于所述谐振用电抗器的电能传送给输出电容器。
优选地，所述输出信号生成电路构成为在所述输出控制信号关断时，生成以所述空载时间信号的下降沿为接通触发、以所述输出控制信号的上升沿为关断触发的脉冲宽度的第1输出信号。并且，所述输出信号生成电路构成为在所述输出控制信号接通时，生成具有以所述空载时间信号的下降沿为接通触发、以所述输出控制信号的上升沿为关断触发的脉冲宽度的第2输出信号。
此外，优选地，所述空载时间电路构成为具有将在所述输出控制信号关断时充电的电容器的充电电压与比较基准电压进行比较的比较器，生成跨越从所述输出控制信号的下降时刻到所述比较器的输出信号反转为止的期间的脉冲宽度的空载时间信号。此外，优选地，所述空载时间调整电路构成为根据所述输入电压的变化或所述输出电压的变化，对所述电容器的充电电流进行调整，使所述空载时间信号的脉冲宽度发生变化。
具体而言，所述空载时间调整电路在所述输入电压较高时，减小所述电容器的充电电流，将所述空载时间信号的脉冲宽度设定得较长。此外，反之，在所述输入电压较低时，所述空载时间调整电路构成为增加所述电容器的充电电流，将所述空载时间信号的脉冲宽度设定得较短。
或者，所述空载时间调整电路在所述输出电压较高、随之FB电压变高时，增加所述电容器的充电电流，将所述空载时间信号的脉冲宽度设定得较短。此外，反之，在所述输出电压较低、随之FB电压变低时，所述空载时间调整电路构成为减小所述电容器的充电电流，将所述空载时间信号的脉冲宽度设定得较长。
发明效果
根据上述结构的开关电源装置，即使假定因装置结构部件的长年变化、特性偏差等而导致输入电压发生变化，且随之导致输出电压进而是FB电压发生变化，也利用空载时间调整电路，根据输入电压的变化或输出电压的变化，对空载时间电路生成的空载时间信号的脉冲宽度进行调整。因此，能在施加于第1及第2开关元件的电压变为零(0)的时刻将该开关元件接通，而无关乎输入电压、输出电压的变化。
因此，能简单有效地实现开关元件的零电压开关，防止转换效率的下降。特别是，不会因装置结构部件的温度依赖性、长年变化、及部件的偏差而导致功率转换的无效时间增加，电流峰值扩展，或开关元件中的损耗增加，功率转换效率下降等问题。此外，通过具有空载时间调整电路，起到能力图使将输入电压的变动幅度考虑在内的空载时间的设计变容易等效果。
附图说明
图1是本发明的实施方式1的构建谐振型整流器的开关装置的简要结构图。
图2是图1所示的开关电源装置中的驱动控制电路的简要结构图。
图3是表示图2所示的驱动控制电路中的空载时间电路的结构例的图。
图4是用于说明图3所示的空载时间电路的动作的信号波形图。
图5是用于说明图1所示的开关电源装置的动作的信号波形图。
图6是嵌入到本发明的实施方式2的开关装置中的驱动控制电路的简要结构图。
图7是表示图6所示的驱动控制电路中的空载时间电路的结构例的图。
图8是用于说明图7所示的空载时间电路的动作的信号波形图。
图9是用于说明具有图6所示的驱动控制电路的开关电源装置的动作的信号波形图。
图10是本发明的实施方式3的构建同步整流升压型整流器的开关电源装置的简要结构图。
图11是现有的一般谐振型开关电源装置的简要结构图。
图12是图11所示的开关电源装置中的驱动控制电路的简要结构图。
图13是表示图12所示的驱动控制电路中的空载时间电路的结构例的图。
图14是用于说明图13所示的空载时间电路的动作的信号波形图。
图15是用于说明输入电压变低时的问题的信号波形图。
图16是用于说明输入电压变高时的问题的信号波形图。
图17是用于说明FB电压变高时的问题的信号波形图。
图18是用于说明FB电压变低时的问题的信号波形图。
具体实施方式
以下，参照附图，对本发明的开关电源装置的实施方式进行说明。
图1是本发明的实施方式1的构建谐振型整流器的开关电源装置1的简要结构图。另外，图1中，对与之前说明的图11所示的现有的开关电源装置1相同的部分标注同一标号来表示。因此，对于与现有装置相同部分的结构及其作用，省略无用的重复说明。
该实施方式1的开关电源装置1的特征点在于，构成为利用分压电阻R1、R2对输入电压Vin进行分压以进行检测，将其作为BO电压输入到上述驱动控制电路A。而且，特征点还在于，构成为在驱动控制电路A中，基于上述BO电压，对上述空载时间电路3所生成的空载时间信号的脉冲宽度Tdt进行调整。
即，该实施方式的驱动控制电路A中，如图2中示出其简要结构那样，以附属于上述空载时间电路3的方式设置空载时间调整电路9。而且，在该空载时间调整电路9中，构成为根据上述BO电压的变化，对上述空载时间电路3生成的空载时间信号的脉冲宽度Tdt进行调整。另外，在该图2中，也对与上述图12所示的驱动控制电路A相同的部分标注同一标号来表示，省略对同一结构部分的重复说明。
具体而言，上述空载时间电路3及空载时间调整电路9例如如图3所示那样构成。图3中，空载时间调整电路9包括具有发射极电阻Rdt以形成发射极跟随电路的晶体管Qdt、及根据上述发射极电阻Rdt中产生的发射极电压与上述BO电压之差来驱动上述晶体管Qdt的差动放大器OP。该差动放大器OP在上述BO电压低于上述晶体管Qdt的发射极电压时，使该晶体管Qdt中流过的电流减少。反之，在上述BO电压高于上述发射极电压时，差动放大器OP使上述晶体管Qdt中流过的电流增大。
此外，在上述晶体管Qdt的集电极设置有由一对晶体管M1、M2构成的电流镜像电路。经由该电流镜像电路，输出与上述晶体管Qdt中流过的电流成比例的电流。此外，在该电流镜像电路的由晶体管M2构成的输出侧设置有由一对晶体管M3、M4构成的第2电流镜像电路。而且，上述第2电流镜像电路的输出侧的晶体管M2与上述空载时间电路3的恒流源Ichg连接。该第2电流镜像电路具有通过使与上述晶体管Qdt中流过的电流成比例的电流从上述恒流源Ichg分流、从而减小该恒流源Ichg产生的对上述充放电电容器Cdt的充电电流的作用。
根据这样构成的空载时间调整电路9，在上述BO电压比上述晶体管Qdt的发射极电压要高时，上述差动放大器OP使该晶体管Qdt中流过的电流增大，由此使从上述恒流源Ichg分流的电流量大幅增加。因此，对上述充放电电容器Cdt的充电电流被设定得较小，如图4的时刻t1所示，该充放电电容器Cdt的充电电压Vcd缓慢增大。然后，如时刻t2所示，该充电电压Vcd达到上述阈值电压Vdt为止的时间变长。其结果是，上述空载时间电路3生成的空载时间信号的脉冲宽度Tdt变宽。
与此相对，在上述BO电压比上述晶体管Qdt的发射极电压要低时，上述差动放大器OP使该晶体管Qdt中流过的电流减少，由此使从上述恒流源Ichg分流的电流量减少。因此，与上述BO电压较高的情况相比，对上述充放电电容器Cdt的充电电流被设定得更大，如图4的时刻t3所示，该充放电电容器Cdt的充电电压Vcd快速增大。然后，如时刻t4所示，上述充电电压Vcd达到上述阈值电压Vdt为止的时间变短。其结果是，上述空载时间电路3生成的空载时间信号的脉冲宽度Tdt变窄。
换言之，如上述那样构成的空载时间调整电路9的差动放大器OP、由该差动放大器OP驱动的晶体管Qdt根据上述BO电压，对该晶体管Qdt中流过的电流进行调整。然后，空载时间调整电路9在上述BO电压较高时，使输出电流增大，减少上述恒流源Ichg产生的对上述充放电电容器Cdt的充电电流。反之，在上述BO电压较低时，上述空载时间调整电路9使输出电流减少，增大上述恒流源Ichg产生的对上述充放电电容器Cdt的充电电流。
根据构成为具备上述空载时间调整电路9、根据上述输入电压Vin、具体而言根据对输入电压Vin进行分压而检测出的上述BO电压对空载时间电路3生成的空载时间信号的脉冲宽度Tdt进行调整的开关电源装置，不会导致现有的开关电源装置中出现的问题。即，如图5中示出其动作波形图那样，根据输入电压Vin或上述BO电压，对空载时间信号的脉冲宽度Tdt进行调整。因而，不会像利用脉冲宽度Tdt固定的空载时间信号的现有开关电源装置那样，在比施加于上述开关元件Q1、Q2的电压变为零(0)的时刻要迟的时刻将该开关元件Q1、Q2导通驱动。此外，在施加于上述开关元件Q1、Q2的电压变为零(0)之前，不会产生将该开关元件Q1、Q2导通驱动等的问题。
因此，根据该实施方式的开关电源装置，能尽可能抑制上述开关元件Q1、Q2中的功率转换的无效时间，而无关乎其结构部件的长年变化、特性偏差。此外，能降低该开关元件Q1、Q2中的损耗，提高功率转换效率。而且，通过根据BO电压来对空载时间信号的脉冲宽度Tdt进行调整的简易结构，能提高功率转换效率，且空载时间调整电路9也如上述那样具有简单的结构。因而，包含该空载时间调整电路9的驱动控制电路A容易集成电路化，其实用性优点很大。此外，具有随着开关频率的高频化、上述空载时间信号的设计形态也可大幅缓和等效果。
然而，上述实施方式1的开关电源装置构成为根据输入电压Vin或上述BO电压的变化来调整空载时间信号的脉冲宽度Tdt。然而，也可以将开关电源装置构成为根据随着输入电压Vin的变化而产生的输出电压Vout的变化、进而根据FB电压的变化来调整空载时间信号的脉冲宽度Tdt。
图6是构成为根据FB电压的变化来调整上述空载时间信号的脉冲宽度Tdt的实施方式2的开关电源装置的驱动控制电路A的简要结构图。该驱动控制电路A以附属于上述空载时间电路3的方式设置空载时间调整电路9a。而且，在该空载时间调整电路9a中，构成为根据上述FB电压的变化，对上述空载时间电路3生成的空载时间信号的脉冲宽度Tdt进行调整。另外，在该图6中，也对与上述图12所示的驱动控制电路A相同的部分标注同一标号来表示，省略对同一结构部分的重复说明。
具体而言，上述空载时间电路3及空载时间调整电路9a例如如图7所示那样构成。与图3所示的空载时间调整电路9同样，该空载时间调整电路9a包括具有发射极电阻Rdt以形成发射极跟随电路的晶体管Qdt和差动放大器OP。该差动放大器OP根据上述发射极电阻Rdt中产生的发射极电压与上述FB电压之差来驱动上述晶体管Qdt。具体而言，上述差动放大器OP在FB电压低于上述晶体管Qdt的发射极电压时，使上述晶体管Qdt中流过的电流减少，反之，在上述FB电压高于上述发射极电压时，使上述晶体管Qdt中流过的电流增大。
此外，在上述晶体管Qdt的集电极设置有由一对晶体管M1、M2构成的电流镜像电路。经由该电流镜像电路，从上述晶体管M2输出与上述晶体管Qdt中流过的电流成比例的电流。而且，其特征在于，将该电流镜像电路的晶体管M2用作为与上述空载时间电路3的恒流源Ichg并联设置的电流源。即，空载时间调整电路9a的电流镜像电路通过将与上述晶体管Qdt中流过的电流成比例的电流与上述恒流源Ichg相加，从而起到增加对上述充放电电容器Cdt的充电电流的作用。
根据这样构成的空载时间调整电路9a，在上述FB电压比上述晶体管Qdt的发射极电压要高时，上述差动放大器OP使该晶体管Qdt中流过的电流增大，由此使与从上述恒流源Ichg提供的电流相加的电流量大幅增加。因此，对上述充放电电容器Cdt的充电电流被设定得较大，如图8的时刻t11所示，该充放电电容器Cdt的充电电压Vcd急剧增大。然后，如时刻t12所示，该充电电压Vcd达到上述阈值电压Vdt为止的时间变短。其结果是，上述空载时间电路3生成的空载时间信号的脉冲宽度Tdt变窄。
与此相对，在上述FB电压比上述晶体管Qdt的发射极电压要低时，上述差动放大器OP使该晶体管Qdt中流过的电流减少，由此使与从上述恒流源Ichg提供的电流相加的电流量减少。因此，与上述FB电压较高的情况相比，对上述充放电电容器Cdt的充电电流被设定得更小，如图8的时刻t13所示，该充放电电容器Cdt的充电电压Vcd缓慢增大。然后，如时刻t14所示，上述充电电压Vcd达到上述阈值电压Vdt为止的时间变长。其结果是，上述空载时间电路3生成的空载时间信号的脉冲宽度Tdt变宽。
换言之，如上述那样构成的空载时间调整电路9a的差动放大器OP、由该差动放大器OP驱动的晶体管Qdt根据上述FB电压，对该晶体管Qdt中流过的电流进行调整。然后，空载时间调整电路9a在上述FB电压较高时，使输出电流增大，增加上述恒流源Ichg产生的对上述充放电电容器Cdt的充电电流。反之，在上述FB电压较低时，上述空载时间调整电路9a使输出电流减少，减小上述恒流源Ichg产生的对上述充放电电容器Cdt的充电电流。
根据构成为具备上述空载时间调整电路9a、根据上述输出电压Vout、具体而言根据上述FB电压对空载时间电路3生成的空载时间信号的脉冲宽度Tdt进行调整的开关电源装置，不会导致现有的开关电源装置中出现的问题。即，如图9中示出其动作波形图那样，根据与输出电压Vout对应的FB电压，对空载时间信号的脉冲宽度Tdt进行调整。因而，不会像利用脉冲宽度Tdt固定的空载时间信号的现有开关电源装置那样，在比施加于上述开关元件Q1、Q2的电压变为零(0)的时刻要迟的时刻将该开关元件Q1、Q2导通驱动。此外，不会产生在施加于上述开关元件Q1、Q2的电压变为零(0)之前将该开关元件Q1、Q2导通驱动等的问题。
因此，根据该实施方式2的开关电源装置，与之前的实施方式同样，能尽可能抑制上述开关元件Q1、Q2中的功率转换的无效时间，而无关乎其结构部件的长年变化、特性偏差。此外，能降低上述开关元件Q1、Q2中的损耗，提高功率转换效率。而且，通过根据FB电压来对空载时间信号的脉冲宽度Tdt进行调整的简易结构，能提高功率转换效率，且空载时间调整电路9a也如上述那样具有简单的结构。因而，包含该空载时间调整电路9a的驱动控制电路A容易集成电路化，其实用性优点很大。此外，具有随着开关频率的高频化、上述空载时间信号的设计形态也可大幅缓和等效果。
虽然上述实施方式1及实施方式2适用于构建谐振型整流器的开关电源装置，但本发明也同样能适用于构建同步整流升压型整流器的开关电源装置。
图10是本发明的实施方式3的开关电源装置的简要结构图，该开关电源装置由同步整流升压型整流器构建。该同步整流升压型整流器包括经由电感器L与直流电压源B连接且通过导通动作将电力储存于上述电感器L的第1开关元件Q1、及在该第1开关元件Q1截止时进行导通动作且利用该电感器L的谐振将上述电感器L中储存的电力传送给输出电容器Cout以得到输出电压Vout的第2开关元件Q2而构成。
上述第1及第2开关元件Q1、Q2与上述各实施方式同样，由上述驱动控制电路A交替地进行导通、截止驱动。另外，在图10所示的同步整流升压型整流器中，构成为经由分压电阻Ra、Rb对输出电压Vout进行分压来检测，生成经由例如由光耦合器构成的反馈电路F反馈至上述驱动控制电路A的上述FB电压。此外，例如与上述各实施方式同样，对上述驱动控制电路A输入利用分压电阻R1、R2对输入电压Vin进行分压而检测出的BO电压。
在这样构建同步整流升压型整流器的开关电源装置中，也需要在最佳时刻对开关元件Q1、Q2进行导通、截止驱动，提高功率转换效率。因而，需要将上述空载时间信号的脉冲宽度Tdt优化这一点与上述构建谐振型整流器的开关电源装置是同样的。因而，该实施方式的驱动控制电路A也与上述各实施方式同样，包括如图3或图7所示那样构成的空载时间电路3及空载时间调整电路9、9a来实现。
而且，通过利用具有上述空载时间电路3及空载时间调整电路9、9a的驱动控制电路A来对上述各开关元件Q1、Q2进行导通、截止驱动，从而与之前的各实施方式同样，能尽可能抑制该开关元件Q1、Q2中的功率转换的无效时间。此外，能降低该开关元件Q1、Q2中的损耗，提高功率转换效率。因而，能起到与之前的各实施方式同样的效果。
此外，本发明并不限于上述各实施方式。例如，只要是利用上述驱动控制电路A来对低侧的第1开关元件Q1和高侧的第2开关元件Q2交替进行导通、截止驱动以得到电压控制输出的开关电路，就能同样适用本发明。具体而言，能广泛用作为驱动电动机的逆变器、升降压斩波电路、甚至是逆变器型荧光灯的驱动电路部、不间断电源装置(UPS)中的充电、放电电路部等的驱动控制电路。
此外，关于是基于BO电压来调整空载时间信号的脉冲宽度Tdt、还是基于FB电压来调整空载时间信号的脉冲宽度Tdt，只要根据其规格来决定即可。此外，关于上述脉冲宽度Tdt的调整宽度，也根据开关元件Q1、Q2的特性等来决定即可。除此之外，本发明可在不脱离其要点的范围内进行各种变形来实施。
标号说明
Q1 第1开关元件
Q2 第2开关元件
A 驱动控制电路
Cout 输出电容器
1 开关电源装置
2 输出控制电路
3 空载时间电路
4 驱动信号生成电路
7 电平移位电路
9、9a 空载时间调整电路
CP 比较器
Ichg 恒流源
Cdt 充放电电容器
Qchg 充电开关
Qdis 放电开关
NOR 或非电路
OP 差动放大器
Qdt 晶体管
M1、M2、M3、M4 晶体管(电流镜像电路)

Claims (6)

1.一种开关电源装置，其特征在于，包括：
谐振型功率转换装置主体，该谐振型功率转换装置主体通过第1开关元件对直流输入电力进行开关动作以将其储存于电感器，通过第2开关元件并利用该电感器的谐振将储存于所述电感器的电力传送给输出电容器以得到直流输出电力；
驱动控制电路，该驱动控制电路对所述第1开关元件及第2开关元件交替进行导通、截止驱动，使所述电感器进行谐振；以及
反馈电路，该反馈电路检测所述输出电容器的输出电压，将其检测信息反馈至所述驱动控制电路，以对该驱动控制电路的动作进行控制，
所述驱动控制电路包括：
输出控制电路，该输出控制电路生成脉冲宽度与从所述反馈电路反馈的检测信息相对应的输出控制信号；
空载时间电路，该空载时间电路基于输出控制信号，以所述第1开关元件及第2开关元件中的一方的关断时刻为基准，生成对另一方的开关元件的接通时刻进行规定的空载时间信号；
输出信号生成电路，该输出信号生成电路根据所述输出控制信号和所述空载时间信号，分别生成对所述第1开关元件及第2开关元件的导通时间分别进行规定的第1输出信号及第2输出信号；以及
空载时间调整电路，该空载时间调整电路根据所述直流输入电力的电压或所述输出电容器的输出电压，使所述空载时间信号的时间宽度发生变化，对所述第1开关元件及第2开关元件的接通时刻进行调整，
所述输出信号生成电路在所述输出控制信号关断时，生成以所述空载时间信号的下降沿为接通触发、以所述输出控制信号的上升沿为关断触发的脉冲宽度的第1输出信号，并且，在所述输出控制信号接通时，生成具有以所述空载时间信号的下降沿为接通触发、以所述输出控制信号的下降沿为关断触发的脉冲宽度的第2输出信号。
2.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
所述谐振型功率转换装置主体由谐振型整流器构成，该谐振型整流器包括：
串联谐振电路，该串联谐振电路将绝缘变压器的一次绕组经由电容器与直流电压源连接，且由该绝缘变压器的漏电感和所述电容器形成；
第1开关元件，该第1开关元件由所述驱动控制电路所驱动，在导通时将来自所述直流电压源的输入电压施加于所述串联谐振电路；
第2开关元件，该第2开关元件与所述串联谐振电路并联连接，在所述第1开关元件截止时由所述驱动控制电路进行导通驱动，以形成所述串联谐振电路的电流路径；
对所述绝缘变压器的二次绕组侧中产生的电力进行整流的二极管、以及对经由该二极管进行整流后的电力进行平滑并将其输出的输出电容器。
3.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
所述谐振型功率转换装置主体由同步整流升压型整流器构成，该同步整流升压型整流器包括：
第1开关元件，该第1开关元件经由谐振用电抗器与直流电压源连接，由所述驱动控制电路所驱动，在导通时将来自所述直流电压源的输入电压施加于谐振用电抗器；以及
第2开关元件，该第2开关元件在该第1开关元件截止时由所述驱动控制电路进行导通驱动，将储存于所述谐振用电抗器的电能传送给输出电容器。
4.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
所述空载时间电路具有将在所述输出控制信号关断时充电的电容器的充电电压与比较基准电压进行比较的比较器，生成脉冲宽度跨越从所述输出控制信号的下降时刻到所述比较器的输出信号反转为止的期间的空载时间信号，
所述空载时间调整电路根据所述直流输入电力的电压或所述输出电压，对所述电容器的充电电流进行调整，使所述空载时间信号的脉冲宽度发生变化。
5.如权利要求4所述的开关电源装置，其特征在于，
所述空载时间调整电路在所述直流输入电力的电压高时，减小所述电容器的充电电流，将所述空载时间信号的脉冲宽度设定得长，在所述直流输入电力的电压低时，增加所述电容器的充电电流，将所述空载时间信号的脉冲宽度设定得短。
6.如权利要求4所述的开关电源装置，其特征在于，
所述空载时间调整电路在所述输出电压高时，增加所述电容器的充电电流，将所述空载时间信号的脉冲宽度设定得短，在所述输出电压低时，减小所述电容器的充电电流，将所述空载时间信号的脉冲宽度设定得长。
CN201380014697.1A 2012-08-27 2013-08-22 开关电源装置 Active CN104205596B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2012-187071 2012-08-27
JP2012187071A JP6069957B2 (ja) 2012-08-27 2012-08-27 スイッチング電源装置
PCT/JP2013/072477 WO2014034530A1 (ja) 2012-08-27 2013-08-22 スイッチング電源装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN104205596A CN104205596A (zh) 2014-12-10
CN104205596B true CN104205596B (zh) 2017-08-15

Family

ID=50183345

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201380014697.1A Active CN104205596B (zh) 2012-08-27 2013-08-22 开关电源装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9647566B2 (zh)
JP (1) JP6069957B2 (zh)
CN (1) CN104205596B (zh)
WO (1) WO2014034530A1 (zh)

Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6069957B2 (ja) 2012-08-27 2017-02-01 富士電機株式会社 スイッチング電源装置
WO2014120242A1 (en) * 2013-02-01 2014-08-07 Analogic Corporation Wide power range resonant coverter
CN104600963B (zh) * 2014-12-30 2020-10-09 上海贝岭股份有限公司 一种开关电源输出电压双模检测电路
US10833617B2 (en) * 2015-04-13 2020-11-10 Mitsubishi Electric Corporation Motor drive apparatus and refrigeration cycle apparatus
US9729061B2 (en) * 2015-07-08 2017-08-08 Qualcomm Incorporated Boost regulator having adaptive dead time
US9729073B1 (en) * 2016-02-05 2017-08-08 Power Forest Technology Corporation Power conversion apparatus
JP6938854B2 (ja) * 2016-05-10 2021-09-22 富士電機株式会社 スイッチング電源装置
JP6707003B2 (ja) * 2016-09-14 2020-06-10 ローム株式会社 スイッチ駆動回路及びこれを用いたスイッチング電源装置
US10110137B1 (en) 2017-04-13 2018-10-23 Semiconductor Components Industries, Llc Automatic control of synchronous rectifier turn-off threshold
DE102017110927A1 (de) * 2017-05-19 2018-11-22 Infineon Technologies Austria Ag Sperrwandlersteuerung, Sperrwandler und Verfahren zum Betreiben des Sperrwandlers
JP7102265B2 (ja) * 2018-07-02 2022-07-19 新電元工業株式会社 スイッチング電源およびスイッチング電源制御回路
CN111162677B (zh) * 2018-11-07 2023-11-28 罗姆股份有限公司 电源控制装置、以及llc谐振变换器
CN111146935B (zh) * 2020-01-21 2024-06-21 深圳市毂梁源技术有限公司 启动电路、串联谐振变换装置和开关电源
JP7364506B2 (ja) * 2020-03-18 2023-10-18 ローム株式会社 電力変換装置
US11876453B2 (en) * 2021-01-25 2024-01-16 Richtek Technology Corporation Switching converter circuit and driver circuit having adaptive dead time thereof
CN112821775A (zh) * 2021-02-04 2021-05-18 深圳市必易微电子股份有限公司 有源钳位反激电路及相关控制电路和控制方法
CN112803780B (zh) * 2021-02-10 2022-05-10 华为数字能源技术有限公司 一种变换器及电源适配器
CN115549478A (zh) * 2021-06-30 2022-12-30 华为数字能源技术有限公司 一种开关变换电路和控制方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101686015A (zh) * 2008-09-23 2010-03-31 台达电子工业股份有限公司 具有主动箝位电路的正-反激变换器
CN101796708A (zh) * 2007-07-06 2010-08-04 先进模拟科技公司 具有同步续流mosfet的增压和上下开关调节器

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06103986B2 (ja) * 1989-09-21 1994-12-14 株式会社電設 インバータ駆動回路
KR100199506B1 (ko) * 1996-10-29 1999-06-15 윤문수 출력전류의 리플 저감이 가능한 풀 브릿지 디씨이/디씨이컨버터의 영전압/영전류 스위칭을 위한 회로
JPH10136647A (ja) * 1996-11-01 1998-05-22 Toshiba Corp 電源回路
JPH11275866A (ja) * 1998-03-25 1999-10-08 Shindengen Electric Mfg Co Ltd 三相整流器力率改善回路の制御方式
US6018467A (en) * 1999-07-28 2000-01-25 Philips Electronics North America Corporation Resonant mode power supply having an efficient low power stand-by mode
JP2001258269A (ja) * 2000-03-15 2001-09-21 Kawasaki Steel Corp ソフトスイッチングｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2002101655A (ja) 2000-09-25 2002-04-05 Canon Inc スイッチング電源装置
JP4085613B2 (ja) * 2001-10-26 2008-05-14 松下電工株式会社 電源装置
US7391194B2 (en) * 2004-02-20 2008-06-24 International Rectifier Corporation Apparatus and method for minimizing power loss associated with dead time
JP2005261091A (ja) * 2004-03-12 2005-09-22 New Japan Radio Co Ltd デッドタイム発生回路
JP4391314B2 (ja) * 2004-05-10 2009-12-24 パナソニック株式会社 高周波加熱装置
JP2007151271A (ja) * 2005-11-25 2007-06-14 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP4575420B2 (ja) * 2007-12-05 2010-11-04 株式会社東芝 半導体装置
EP2421137B1 (en) * 2009-04-14 2019-05-08 Murata Manufacturing Co., Ltd. Switching power supply unit
JP5472624B2 (ja) * 2010-04-02 2014-04-16 ミネベア株式会社 負荷駆動装置およびその制御方法
CN201846233U (zh) * 2010-08-06 2011-05-25 东南大学 死区时间自适应控制的开关级电路
US8817498B2 (en) * 2011-05-25 2014-08-26 Fairchild Semiconductor Corporation Hybrid control techniques for series resonant converter
JP5942350B2 (ja) * 2011-07-07 2016-06-29 富士電機株式会社 スイッチング電源装置およびその制御装置
JP6069957B2 (ja) 2012-08-27 2017-02-01 富士電機株式会社 スイッチング電源装置

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101796708A (zh) * 2007-07-06 2010-08-04 先进模拟科技公司 具有同步续流mosfet的增压和上下开关调节器
CN101686015A (zh) * 2008-09-23 2010-03-31 台达电子工业股份有限公司 具有主动箝位电路的正-反激变换器

Also Published As

Publication number Publication date
CN104205596A (zh) 2014-12-10
JP6069957B2 (ja) 2017-02-01
US9647566B2 (en) 2017-05-09
JP2014045595A (ja) 2014-03-13
US20140376275A1 (en) 2014-12-25
WO2014034530A1 (ja) 2014-03-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN104205596B (zh) 开关电源装置
CN104170229B (zh) 开关电源装置
TWI499191B (zh) 主動箝制電路
CN101677215B (zh) 开关电源装置、开关电源控制电路和开关电源装置的控制方法
JP5463787B2 (ja) スイッチング電源装置およびスイッチング電源制御回路
CN101232249B (zh) 用于功率转换器的同步调节电路及其方法
US20160181925A1 (en) Bidirectional dc-dc converter
CN101355306B (zh) 用于功率转换器的同步整流电路与方法
CN113196640B (zh) 用于功率转换器中的变压器的次级侧的硬开关检测的次级绕组感测
CN103066855B (zh) 用于电源变换系统中的零电压开关的系统和方法
CN1938932B (zh) 具有节能调制器的不连续模式功率因数校正控制器和其操作方法
CN104396132B (zh) 开关电源装置
TWI587620B (zh) 高轉換效率之同步降壓直流-直流轉換器
US8488346B2 (en) Power conversion apparatus and method
JP5278224B2 (ja) スイッチング電源装置、およびスイッチング電源制御回路
TWI640152B (zh) Dc/dc轉換裝置
WO2005101635A1 (en) Soft-switching power converter having power saving means
TWI650927B (zh) 用於主開關切換轉換的零電壓開關式返馳變換器
JP5042879B2 (ja) スイッチング電源装置
TWI653813B (zh) 強迫式零電壓開關返馳變換器及其運行方法
Baek et al. Gate driving method for synchronous rectifiers in phase-shifted full-bridge converter
Poon et al. A zvs approach for ac/dc converter with pfc
Patel et al. A Simulation of AC-DC Converter Topology for 48V, 50A, vrla Battery Charger Using Phase Shifted Pulses

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant