CN103997478B - Ofdm‑wlan系统的定时同步硬件实现方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种用于OFDM‑WLAN系统的定时同步的实现方法，该方法结合噪声信号和长度为160点的STF序列实现定时同步，包括：计算n时刻接收信号与前(160‑L)时刻接收信号的相关运算的L点累加和M(n)；找到M(n)的最大值；设定合适的门限阈值，并寻找峰值，利用计数器记下当前时刻信号的索引位置以及自找到该峰值开始到峰值检测过程结束所经历的时延数；根据所获得的时延数对接收信号进行延时调整，最终确定数据符号起始位置；与此同时，可以利用较小的计算量和复杂度获得具有统计意义的接收信噪比参数。本发明提供的定时同步实现方法可以遏制同步过程中放大噪声带来的不利影响，寻找峰值时的可信度高，而且减少了相当一部分硬件资源的开销。

Description

OFDM-WLAN系统的定时同步硬件实现方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，尤其是涉及OFDM-WLAN系统的定时同步过程。

背景技术

正交频分复用(OFDM)是一种多载波调制技术，被广泛用于高速无线局域网(WLAN)传输中，例如IEEE802.11a/n/ac协议。OFDM系统可以有效消除符号间干扰(ISI)，但多径干扰又会使得子载波之间的正交性遭到破坏，从而产生子载波干扰(ICI)。引入带有循环前缀的保护间隔可以有效对抗ICI干扰，但这对于OFDM系统的接收机的同步要求较高，尤其是定时同步，如果定时同步不够精确，超出循环前缀的保护范围，将会引起系统性能的大幅度下降。

对于OFDM-WLAN系统这种突发性数据传输模式，一般采用前导序列来实现同步，前导序列包括10个重复的短训练序列(STF)和2个重复的长训练序列(LTF)，主要用于系统同步、信道估计、频偏估计、自适应控制等。之前已有大量文献提出了基于短训练序列实现帧定时同步和长训练序列实现符号定时同步的全面算法。

FPGA(Filed-Programmable Gate Array)是最常用的硬件开发半定制电路。众多与之相关的辅助开发产品也加速了FPGA的更新发展的脚步，其开发范围也更加广泛。利用National Instruments(NI)的PXI平台进行WLAN-OFDM系统的FPGA开发，打破了硬件编程语言进行FPGA开发的传统，NI的LabVIEW基于图形语言的编程思想使得硬件开发更加便捷，开发周期大大缩短，使得硬件开发人员可以将更多精力放在算法实现上。然而，FPGA的资源毕竟是有限的，基于STF序列和LTF序列的同步方案虽然性能出色，但此类算法计算量较大，复杂度较高，这对整个WLAN-OFDM系统硬件设计提出了巨大的硬件资源的挑战，因此有必要寻求复杂度较低并且性能高效的算法。

K Wang,J Singh and M Faulkner在“FPGA Implementation of an OFDM-WLANSynchronizer”一文中提出了基于STF序列的一种“后向差分自相关”算法的定时同步方案，利用STF序列的周期性和强相关性以及STF序列和LTF序列间的弱相关性形成峰值。该算法计算量较小，但由于峰值容易受信道环境影而发生偏移或者误判，因而准确性不高。在图1所示的仿真图中，信号没有经过信道，没有任何噪声，图1中左侧第一个峰值为STF序列与LTF序列过度时产生的峰值，但数据字段也出现了较高的峰值，在硬件实现过程中这种伪峰值容易使峰值检测产生误判。

后人提出了上述算法的改进算法，即“前向差分自相关”算法。在发送的STF序列前引入少量噪声序列，利用STF序列的周期性和强相关性以及STF序列和噪声之间的低相关性形成峰值从而实现符号定时同步。与此同时实现传统的帧定时同步算法，通过适当的延时调整，将帧定时同步使能信号和符号定时同步使能信号进行“与”操作，得到最终的数据符号起始使能信号，实现完整的定时同步。在图2所示的仿真图中，信号没有经过信道，没有任何噪声，图2中左测第一个峰值为STF序列与噪声序列过度时产生的峰值。该算法中，帧定时同步与符号定时同步产生的联合使能信号保证了搜索峰值的正确性，但相较于K Wang,JSingh and M Faulkner提出的算法，该算法消耗了更多的FPGA逻辑资源，并且在实际信道环境中仍然有一定的同步出错概率。另外，差分自相关的思想涉及自相关值的减法操作，这对于信号中的噪声有放大的副作用，因而同步性能会有所下降。

因此，WLAN-OFDM系统的同步实现不仅需要考虑精确性，同时也需要考虑硬件资源利用率。

发明内容

为了克服上述同步技术在硬件实现中遇到的问题，本发明提供了一种运算量较小、复杂度低、且能够快速准确地确定数据符号的起始位置的定时同步方法；与此同时，该算法的硬件实现可以利用较小的运算量和复杂度近似得到一个具有统计意义的接收信噪比参数。

为实现上述目的，本发明提供了一种OFDM-WLAN系统的定时同步硬件实现方法，结合噪声信号和长度为160点的STF序列的自相关特性实现定时同步，包括以下步骤：

(1.1)定义M(n)为n时刻接收信号与前(160-L)时刻接收信号的相关运算的L点累加和

(1.2)定义η为待定符号索引位置，当M(n)中的所有累加信息全部集中在STF序列时，即L点自相关运算都在STF序列范围内时，此时找到M(n)的最大值，即为STF序列的L点接收信号能量值；此时信号的索引位置η正好落在接收信号STF序列的尾部

(1.3)设定一组合适的门限阈值(thre₁,thre₂)，并在门限阈值thre₁～thre₂的范围内寻找可能存在的峰值，并利用计数器记下当前时刻信号的索引位置η、以及从找到该峰值开始到峰值检测过程结束所经历的时延数delaynum；

(1.4)根据步骤(1.3)获得的delaynum对接收信号进行延时调整，最终确定数据符号起始位置。

较佳地，所述OFDM-WLAN系统的定时同步硬件实现方法在进行符号定时同步的同时，执行以下步骤：

(2.1)以接收的STF序列的信号能量为参考衡量整个信号的能量，即定义发射信号的预设L点能量阈值为P₀；在步骤(1.3)中，利用自相关累加模块，获得的峰值即为接收的STF序列的L点能量值，定义为P_STF；

(2.2)将P_STF与P₀作商比较，获得的系数定义为，将α作为射频发射模块的下一帧信号的期望放大系数；

(2.3)设第i次信号能量的测量所得到的期望放大系数为α_i+1，如果α_i+1超出放大器的放大范围时，则以放大器的实际放大上限α_max作为第i+1次信号能量的实际放大系数，否则以α_i+1作为第i+1次信号能量的实际放大系数；

(2.4)重复上述过程，经过有限次操作后，期望放大系数α将稳定在1附近，即接收信号的能量被控制在预设能量阈值P₀附近，从而实现自动增益控制，为步骤(1.3)中门限阈值(thre₁,thre₂)的设定提供直接参考依据。

更进一步地，所述OFDM-WLAN系统的定时同步硬件实现方法还可以实现具有统计意义的接收信噪比参数的测量，包括以下步骤：

(3.1)根据得到的同步信息，经过适当的时延定位到噪声字段，利用能量运算模块获得1次L点噪声能量，记为ω₁；

(3.2)多次重复上述过程，计算L点噪声能量的平均值即可得到统计意义的噪声能量值，记为；

(3.3)将步骤(2.1)测得的STF序列能量P₀与噪声能量ω₀作商，从而获得统计意义上的接收信噪比，记为。

有益效果：本发明提供的定时同步实现方法可以遏制同步过程中放大噪声带来的不利影响，寻找峰值时的可信度高，而且减少了相当一部分硬件资源的开销。

附图说明

图1为后向差分自相关算法所形成峰值的示意图；

图2为前向差分自相关算法所形成峰值的示意图；

图3为本发明较优实施例的定时同步算法取得峰值时的示意图；

图4为本发明较优实施例的定时同步算法形成的峰值示意图；

图5为本发明算法与后向差分自相关和前向差分自相关算法的性能比较示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

根据本发明的较优实施例，用于OFDM-WLAN系统硬件实现的定时同步设计方案包含以下步骤：

(1)结合噪声信号和长度为160点的STF序列的自相关特性以及传统同步算法，现提出一种新型定时同步算法，具体实现步骤如下：

(1.1)定义M(n)为n时刻接收信号与前(160-L)时刻接收信号的相关运算的L点累加和

图3展示了基于IEEE802.11acWLAN的定时同步硬件设计方案在参数L＝48时寻找到峰值时的自相关计算。

(1.2)定义η为待定符号索引位置，当M(n)中的所有累加信息全部集中在STF序列时，即L点自相关运算都在STF序列范围内时，此时找到M(n)的最大值，即为STF序列的L点接收信号能量值。此时信号的索引位置η正好落在接收信号STF序列的尾部。

图4为本算法形成的峰值示意图，可以看出该峰值非常明显，这对步骤(1.3)中的门限阈值设定至关重要。

(1.3)硬件实现峰值搜索时，需要为该过程设定一组合适的门限阈值(thre₁,thre₂)，即在thre₁～thre₂的范围内寻找可能存在的峰值。当|M(n)|＞thre₁时，进入峰值搜索状态，记录此时的|M(n)|为λ_max。每当新的|M(n)|满足|M(n)|＞λ_max时，更新λ_max为当前的|M(n)|，并利用计数器记下当前时刻信号的位置索引。不断重复上述过程直至|M(n)|＜thre₂，此时峰值检测过程结束，当前λ_max即为峰值，并利用计数器记下从找到该峰值开始到峰值检测过程结束所经历的时延数，定义为delaynum。

(1.4)根据步骤(1.3)获得的delaynum对接收信号进行delaynum个时钟的延时调整，最终确定数据符号起始位置。

(2)在进行符号定时同步的同时，为了能始终利用步骤(1.3)中设定的门限阈值(thre₁,thre₂)寻找到准确的接收信号索引位置η，需要让接收信号能量稳定在某一能量值附近，实现自动增益控制。具体实现步骤如下：

(2.1)以接收的STF序列的信号能量为参考衡量整个信号的能量，即定义发射信号的预设L点能量阈值为P₀。在步骤(1.3)中，利用自相关累加模块，获得的峰值即为接收的STF序列的L点能量值，定义为P_STF。

(2.2)将P_STF与P₀作商比较，获得的系数定义为。将α作为射频发射模块的下一帧信号的期望放大系数。

(2.3)设第i次信号能量的测量所得到的期望放大系数为α_i+1，如果α_i+1超出放大器的放大范围时，则以放大器的实际放大上限α_max作为第i+1次信号能量的实际放大系数，否则以α_i+1作为第i+1次信号能量的实际放大系数。

(2.4)重复上述过程，经过有限次操作后，期望放大系数α将稳定在1附近，即接收信号的能量被控制在预设能量阈值P₀附近，从而实现自动增益控制，为步骤(1.3)中门限阈值(thre₁,thre₂)的设定提供直接参考依据。

选取能量阈值P₀时，需要注意能量不能超出接收天线AD转换的量程，以防止接收信号发生削峰畸变；同时能量也不宜选取过小，否则会因AD精度的限制降低符号定时同步的性能。

(3)根据已获得的同步信息，经过适当的时延定位到噪声字段，利用能量运算模块，可以获得1次L点噪声能量，记为ω₁。多次重复上述过程，计算L点噪声能量的平均值即可得到统计意义的噪声能量值，记为。将步骤(2.1)测得的STF序列能量与噪声能量ω₀作商，从而获得统计意义上的接收信噪比，记为。

下面结合实际硬件设计进一步说明实施方法。在本实施例中，定时同步设计以及信噪比计算是在Virtex-5型FPGA上完成的，以NI的LabVIEW2012为硬件开发工具，基于IEEE802.11ac协议，系统带宽为20MHz。该方法包括以下步骤：

(1)结合噪声信号和长度为160点的STF序列的自相关特性以及传统同步算法差分自相关特性，现提出一种新型定时同步算法，具体实现步骤如下：

(1.1)将接收天线收到的信号解调至基带，通过112个延时器，将其输出与当前时刻的接收信号作相关运算的48点累加和，得到M(n)。

图3展示了基于IEEE802.11acWLAN的定时同步硬件设计方案在参数L＝48时寻找到峰值时的自相关计算。

(1.2)定义η为待定符号索引位置，当M(n)中的所有累加信息全部集中在STF序列时，即48点自相关运算都在STF序列范围内时，此时找到M(n)的最大值，即为STF序列的48点接收信号能量值。此时信号的索引位置η正好落在STF前导码的尾部。

图4为本算法形成的峰值示意图。与图1中由K Wang,J Singh and M Faulkner提出的后向差分自相关算法形成的峰值和图2的前向差分自相关算法形成的峰值相比，该峰值非常明显，这对步骤(1.3)中的门限阈值设定至关重要。

(1.3)硬件实现峰值搜索时，需要为该过程设定一组合适的门限阈值(thre₁,thre₂)，即在thre₁～thre₂的范围内寻找可能存在的峰值。当|M(n)|＞thre₁时，进入峰值搜索状态，记录此时的|M(n)|为λ_max。每当新的|M(n)|满足|M(n)|＞λ_max时，更新λ_max为当前的|M(n)|，并利用计数器记下当前时刻信号的位置索引。不断重复上述过程直至|M(n)|＜thre₂，此时峰值检测过程结束，当前λ_max即为峰值，并利用计数器记下从找到该峰值开始到峰值检测过程结束所经历的时延数，定义为delaynum。

(1.4)根据步骤(1.3)中获得的delaynum对接收信号进行delaynum个时钟的延时调整，最终确定数据符号起始位置。

(2)在进行符号定时同步的同时，为了能始终利用步骤(1.3)中设定的门限阈值(thre₁,thre₂)寻找到准确的接收信号索引位置η，需要让接收信号能量稳定在某一能量值附近，实现自动增益控制。具体实现步骤如下：

(2.1)由于OFDM-WLAN系统的信道环境较为复杂，加之天线移动会导致接收信号能量不断变化。对于一个鲁棒性较强的OFDM-WLAN系统，只有使得接收信号能量稳定才能利用步骤(1.3)中设置的门限阈值(thre₁,thre₂)进行峰值搜索完成定时同步。假定以接收的STF序列的信号能量为参考衡量整个信号的能量，即定义发射信号的预设48点能量阈值为P₀。在步骤(1.3)中，利用自相关累加模块，获得的峰值即为接收的STF序列的48点能量值，定义为P_STF。

(2.2)将P_STF与P₀作商比较，获得的系数定义为。将α作为射频发射模块的下一帧信号的期望放大系数。

(2.3)设第i次信号能量的测量所得到的期望放大系数为α_i+1，如果α_i+1超出放大器的放大范围时，则以放大器的实际放大上限α_max作为第i+1次信号能量的实际放大系数，否则以α_i+1作为第i+1次信号能量的实际放大系数。

(2.4)重复上述过程，经过有限次操作后，期望放大系数α将稳定在1附近，即接收信号的能量被控制在预设能量阈值P₀附近，从而实现自动增益控制，为步骤(1.3)中门限阈值(thre₁,thre₂)的设定提供直接参考依据。

选取能量阈值P₀时，需要注意能量不能超出接收天线AD转换的量程，以防止接收信号发生削峰畸变；同时能量也不宜选取过小，否则会因AD精度的限制降低符号定时同步的性能。在本实施例中，设置P₀＝1.2(取对数为0.8dBm)。

(3)根据已获得的同步信息，经过适当的时延定位到噪声字段，利用能量运算模块，可以获得1次16点噪声能量，记为ω₁。重复上述过程16次，计算16次获得的16点噪声能量的平均值即可得到统计意义的噪声能量值，记为。在步骤(2.1)中已获得48点STF序列能量P_STF，并通过自动增益控制将能量限定在P₀附近。因而STF序列的16点能量为P₀，将该值与噪声能量ω₀作商，从而获得统计意义上的接收信噪比参数，记为。

本发明算法与已知的后向差分自相关算法和前向差分自相关算法相比，具有以下优势：

1.不再使用差分自相关的特性进行符号定时同步，这可以遏制同步过程中放大噪声带来的不利影响。

2.寻找M(n)峰值的可信度较高，在SNR>2dB时，峰值误判率低于-40dB，这比之前提及算法在性能上有显著提升。

3.本定时同步算法无需帧定时同步模块的辅助即可实现性能较优的符号定时同步过程，减少了相当一部分硬件资源的开销。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (1)

1.一种OFDM-WLAN系统的定时同步硬件实现方法，结合噪声信号和长度为160点的STF序列的自相关特性实现定时同步，其特征在于，包括以下步骤：

(1.1)定义M(n)为n时刻接收信号与前(160-L)时刻接收信号的相关运算的L点累加和

(1.2)定义η为待定符号索引位置，当M(n)中的所有累加信息全部集中在STF序列时，即L点自相关运算都在STF序列范围内时，此时找到M(n)的最大值，即为STF序列的L点接收信号能量值；此时信号的索引位置η正好落在接收信号STF序列的尾部

(1.3)设定一组合适的门限阈值(thre₁，thre₂)，并在门限阈值thre₁～thre₂的范围内寻找可能存在的峰值，并利用计数器记下当前时刻信号的索引位置η以及自找到该峰值开始到峰值检测过程结束所经历的时延数delaynum；

(1.4)根据步骤(1.3)获得的delaynum对接收信号进行delaynum个时钟的延时调整，最终确定数据符号起始位置；

在进行符号定时同步的同时，执行以下步骤：

(1.41)以接收的STF序列的信号能量为参考衡量整个信号的能量，即定义发射信号的预设L点能量阈值为P₀；在步骤(1.3)中，利用自相关累加模块，获得的峰值即为接收的STF序列的L点能量值，定义为P_STF；

(1.42)将P_STF与P₀作商比较，获得的系数定义为将α作为射频发射模块的下一帧信号的期望放大系数；

(1.43)设第i次信号能量的测量所得到的期望放大系数为α_i+1，如果α_i+1超出放大器的放大范围时，则以放大器的实际放大上限α_max作为第i+1次信号能量的实际放大系数，否则以α_i+1作为第i+1次信号能量的实际放大系数；

(1.44)重复上述过程，经过有限次操作后，期望放大系数α将稳定在1附近，即接收信号的能量被控制在预设能量阈值P₀附近，从而实现自动增益控制，为步骤(1.3)中门限阈值(thre₁，thre₂)的设定提供直接参考依据；

(1.5)计算所述OFDM-WLAN系统的信噪比，步骤为：

根据同步信息，经过适当的时延定位到噪声字段，利用能量运算模块获得1次L点噪声能量，记为ω₁；

多次重复上述过程，计算L点噪声能量的平均值即可得到统计意义的噪声能量值，记为

将测得的STF序列能量P₀与噪声能量ω₀作商，从而获得统计意义上的接收信噪比，记为