KR101291859B1

KR101291859B1 - 변화하는 채널 조건에 대한 개선된 타이밍 획득 방법 및 시스템

Info

Publication number: KR101291859B1
Application number: KR1020117016641A
Authority: KR
Inventors: 보얀 브르첼리; 크리쉬나 케이 무카빌리; 라구라만 크리쉬나무르티; 비나이 머시
Original assignee: 퀄컴 인코포레이티드
Priority date: 2008-12-24
Filing date: 2009-12-23
Publication date: 2013-07-31
Also published as: KR20110098826A; CN102265575A; US20100157833A1; WO2010075539A1; CN102265575B; TW201108657A

Abstract

TDM 파일럿들을 이용하는 개선된 수신기 장치 및 획득 알고리즘이 개시된다. 제시된 타이밍 획득 방법은 채널 조건이 변화하는 것, 특히 변화하는 예상된 지연 확산에 적응하기 위한 능력을 제공한다. 예상된 지연 확산에 관한 이 정보는 이전의 성공적인 시도, 및 TDM 파일럿 처리에서 사용된 검출 윈도우의 길이를 설정하는 것과 같이, 그 시간에 측정된 지연 확산에 기초하여 최초 획득 알고리즘으로 피드백될 수 있다. 지연 확산 정보에 기초하여, 특수화된 TDM 파일럿을 처리하는 알고리즘은 간섭 조건들 하에서 더욱 강인한 성능을 위한 타이밍 획득 파라미터를 적응적으로 변경할 수 있다. 이것은 신호 잡음에 대한 미세 타이밍 획득의 민감도를 감소시키는 최대 예상된 지연 확산보다 약간 더 많거나 동일한 검출 윈도우의 길이를 감소시키는 것을 포함한다.

Description

변화하는 채널 조건에 대한 개선된 타이밍 획득 방법 및 시스템{METHODS AND SYSTEMS FOR IMPROVED TIMING ACQUISITION FOR VARYING CHANNEL CONDITIONS}

본 출원은, 2005년 3월 10일 출원되고 전체 내용이 참조로써 본원에 포함되는 미국 가특허 출원 제 60/660,901호에 대한 우선권의 이익을 주장하는 2006년 3월 8일 출원된 명칭이 "Fine Timing Acquistition" 인 미국 특허 출원 제 11/372,394 호의 일부 계속 출원이다.

본 출원은 2008년 12월 24일 출원되고 전체 내용이 참조로써 본원에 포함되는 명칭이 "Timing Acquision for Varying Channel Conditions"인 미국 가특허 출원 제 61/140,851 호에 대한 우선권의 이익을 주장한다.

무선 통신 분야에 있어서, 무선 통신 시스템에서 타이밍 정보를 획득하기 위해서 시간 영역 멀티플렉스 (TDM) 파일럿 심볼들을 이용한 시간 획득이 종종 사용된다. 시간 영역 채널 추정에 의존하는 것과 같은, 공지의 TDM 파일럿 기반 타이밍 획득 방법은 잡음과 간섭에 취약하다. 특히, 공지의 TDM 타이밍 획득 알고리즘은 열 잡음 및 다른 소스에 취약하다.

다양한 실시형태의 시스템, 회로 및 방법은 TDM 파일럿을 이용하여 개선된 수신기 장치 및 획득 알고리즘을 제공한다. 잡음의 존재 시 미세 타이밍 획득을 가능하게 하기 위해서, 감소된 길이의 검출 윈도우가 사용되어 TDM 파일럿 2 신호를 검출하는데 사용된다. 다양한 실시형태들은, TDM 파일럿 2는, 각각 2048개의 샘플들을 포함하는, 시간 영역에서 2개의 기간으로 구성되는 통신 시스템에서 특히 유용하다. 이 상태에서, TDM 파일럿 2에 기초한 채널 추정은 2048 샘플 길이일 수도 있고, 대응하는 슬라이딩 윈도우 또는 TDM2 검출 윈도우는 풀 사이즈 (full size) 인 1024개의 샘플 길이 또는 1/2 사이즈인 512개의 샘플 길이일 수 있다. 그러나, 다양한 실시형태들은 TDM 파일럿 2의 임의의 수의 기간으로, 그리고 시간 영역에서 임의의 길이의 이러한 기간들로 스케일링될 수도 있다. 따라서, TDM 파일럿 2가 길이 N의 시간 영역 기간으로 구성된다면, 이 파일럿으로부터 획득된 채널 추정에 관하여 적용된 풀 사이즈 슬라이딩 윈도우가 N/2개의 샘플 길이인 반면 1/2 사이즈의 윈도우는 N/4개의 샘플 길이일 수도 있다. 추가적으로, 추정된 지연 확산이 TDM 파일럿 2를 이용하여 획득된 채널 추정의 1/4보다 더 짧은 경우, 즉, N/4 또는 512개의 샘플들보다 짧고 추정된 지연 확산 플러스 약간의 세이프티 마진 (safety margin) 보다 더 길게 가장 가까운 정수로 조정된다면, 계산적으로 효율적인 하드웨어 구조가 구현되어 하드웨어 복잡도를 최소화하고 계산 시간을 감소시킬 수도 있다.

본원에 포함되고 이 상세한 설명의 계속 부분인 첨부 도면들은 본 발명의 예시적인 실시형태를 도시하며, 상기한 일반적인 설명과 하기되는 상세한 설명과 함께 본 발명의 특징을 설명하는 역할을 한다.
도 1은 실시형태에 따른 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OFDM) 시스템에서의 기지국 및 무선 수신기의 블록도이다.
도 2a 및 도 2b는 실시형태에 따른 OFDM 시스템에 대한 슈퍼 프레임 구조의 블록도이다.
도 3은 실시형태에 따른 시분할 멀티플렉스 (TDM) 파일럿 2의 주파수 영역을 나타낸 도이다.
도 4는 실시형태에 따른 송신 (TX) 데이터 및 파일럿 프로세서의 블록도이다.
도 5는 실시형태에 따른 OFDM 변조기의 블록도이다.
도 6은 실시형태에 따른 TDM 파일럿 2의 시간 영역을 나타낸 도이다.
도 7은 실시형태에 따른 미세 타이밍 획득 (FTA; fine timing acquisition) 을 위해 사용된 동작들의 타임라인의 블록도이다.
도 8은 실시형태에 따른 심복 타이밍 검출기의 블록도이다.
도 9a는 파일럿 2 심볼들을 이용한 미세 타이밍과 관련된 타이밍 엘리먼트들을 도시한다.
도 9b는 처음 그리고 마지막 도착 파일럿 심블들을 식별하기 위한 슬라이딩 검출 윈도우의 사용을 도시한다.
도 10a는 검출 윈도우 시작 위치에서 누산된 에너지의 대표적인 파일럿이다.
도 10b는 도 10a에 도시된 누산된 에너지 파일럿의 네거티브 도함수의 대표적인 파일럿이다.
도 11a 및 도 11b는 실시형태에 따른 1024- 및 512- 윈도우 모드들에서의 미세 타이밍 획득의 다이어그램이다.
도 12a는 실시형태에 따른 1024-윈도우 모드만을 이용한 원래의 IFT 블록에 대한 차 d(n) 과 필요한 변경을 계산하기 위한 예시적인 IFT 블록의 다이어그램이다.
도 12b는 도 12a에 도시된 예시적인 IFT 블록에서 실시된 동작들의 시퀀스의 프로세스 흐름도이다.
도 13은 미세 타이밍 획득을 위한 실시형태의 방법의 프로세스 흐름도이다.
도 14a 및 도 14b는 채널 지연 확산의 측정치에 기초한 검출 윈도우의 길이를 선택하기 위한 2개의 실시형태의 방법들의 프로세스 흐름도이다.
도 15는 실시형태에서 사용하기에 적합한 이동 디바이스의 컴포넌트 블록도이다.

첨부한 도면들을 참고로 하여 다양한 실시형태들을 상세하게 설명할 것이다. 모든 경우에, 동일한 도면 부호는 도면 전체를 통해 동일하거나 유사한 부분들을 지칭하는데 사용될 것이다. 특정 실시예 및 구현들로 이루어진 참조는 예시의 목적일 뿐, 본 발명이나 특허청구의 범위를 제한하려는 의도가 아니다.

단어 "예시적인"은 "예, 예시 또는 예증으로서 역할을 하는" 것을 의미하는 것으로 본원에 사용된다. "예시적인"으로 본원에 설명된 실시형태는 다른 실시형태들에 대하여 바람직하거나 유익한 것으로 해석될 필요는 없다.

본 개시의 용어 동기화는 프레임 및 심볼 타이밍을 획득하기 위해 수신기에 의해 실시된 프로세스를 지칭한다. 수신기는 또한 주파수 에러 추정 및 채널 추정과 같은 다른 작업을 실시할 수도 있다. 동기화는 상이한 시간에 발생하여 타이밍을 개선하고 채널의 변경을 정정한다. 동기화를 신속하게 실시하는 것은 신호의 획득을 용이하게 한다.

실시형태의 완전한 이해를 제공하기 위해서 다음의 설명에서 상세하게 설명한다. 그러나, 당업자는, 이러한 세부 사항들 없이도 실시형태들이 실시될 수도 있다는 것을 이해할 것이다. 예를 들어, 불필요한 세부사항으로 실시형태들을 모호하게 하지 않기 위해서 회로들을 블록도로 도시할 수도 있다. 다른 예에서, 널리 공지된 회로, 프로세스, 알고리즘, 구조 및 기술은 실시형태들을 모호하게 하는 것을 방지하기 위해서 불필요한 세부사항 없이 도시될 수도 있다.

또한, 실시형태들은 플로우 차트, 흐름도, 데이터 흐름도, 구조도, 또는 블록도로서 도시되는 프로세스로서 설명될 수도 있다는 것을 주목한다. 흐름도는 동작들을 순차적인 프로세스로서 설명할 수도 있지만, 많은 동작들이 동시에 실시될 수 있다. 이외에도, 동작들의 순서는 재배열될 수도 있다. 프로세스는, 그 동작들이 완료되는 경우 종료하지만, 도면에 포함되지 않은 추가적인 단계들을 가질 수 있다. 프로세스는 방법, 기능, 절차, 서브루팅, 서브프로그램들에 대응할 수도 있다. 프로세서가 기능에 대응하는 경우, 그 종료는 호출 기능 또는 메인 기능으로의 기능 복귀에 해당한다.

또한, 본원에 개시된 바와 같이, 용어 "저장 매체"는, ROM (read only memory), RAM (random access memory), MRAM (magnetic RAM), 코어 메모리, 자기 디스크 저장 매체, 광학 저장 매체, 플래시 메모리 디바이스 및/또는 정보를 저장하기 위한 다른 머신 판독가능 매체를 비롯한 데이터를 저장하기 위한 하나 이상의 디바이스들을 나타낼 수도 있다. 용어 "머신 판독가능 매체"는, 휴대용 또는 고정식 저장 디바이스, 광학 저장 디바이스, 무선 채널 및 명령(들) 및/또는 데이터를 저장, 포함 또는 이송할 수 있는 다양한 다른 매체를 포함하지만 이것으로 제한되지 않는다.

또한, 실시형태들은 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어, 미들웨어, 마이크로코드, 하드웨어 디스크립션 언어 또는 그 임의의 결합에 의해 구현될 수도 있다. 소프트웨어, 펌웨어, 미들웨어 또는 마이크로코드로 구현되는 경우, 필요한 작업을 실시할 프로그램 코드 또는 코드 세그먼트들이 저장 매체와 같은 머신 판독가능 매체에 저장될 수도 있다. 프로세서(들)은 필수 작업을 실시할 수도 있다. 코드 세그먼트 또는 머신 실행가능 명령들은 절차, 기능, 서브프로그램, 프로그램, 루틴, 서브루틴, 모듈, 소프트웨어 패키지, 클래스, 또는 명령들, 데이터 구조들 또는 프로그램 스테이트먼트들의 임의의 결합을 나타낼 수도 있다. 코드 세그먼트는 정보, 데이터, 아규먼트, 파라미터 또는 메모리 콘텐츠를 전달 및/또는 수신함으로써 다른 코드 세그먼트 또는 하드웨어 회로에 연결될 수도 있다. 정보, 아규먼트, 파라미터, 데이터 등은 메모리 공유, 메시지 전달, 토큰 전달, 네트워크 전송 등을 비롯한 임의의 적절한 수단을 통해 전달, 포워드 또는 전송될 수도 있다.

본원에 설명된 동기화 기술은 다양한 멀티-캐리어 시스템용으로 그리고 다운링크와 업링크용으로 사용될 수도 있다. 다운링크 (또는 순방향 링크) 는 기지국에서 무선 수신기로의 통신 링크를 지칭하고, 업링크 (또는 역방향 링크) 는 무선 수신기에서 기지국으로의 통신 링크를 지칭한다. 명확함을 위해서, 이러한 기술들은 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OFDM) 시스템에서의 다운링크에 대하여 아래에 설명된다. 파일럿 보호 구조는 브로드캐스트 시스템에 대하여 매우 적합하지만 논-브로드캐스트 시스템용으로도 사용될 수도 있다.

본원에 설명된 다양한 실시형태들은 특히, 각각 2048개의 샘플들을 포함하는, 시간 영역에서 2개의 기간으로 구성되고 TDM 파일럿 2의 통신 시스템에서 유용하다. 이 신호 콘스텔레이션은 2048개의 샘플 길이인 TDM 파일럿 2에 기초한 채널 추정으로 이어지고, (TDM2 검출 윈도우로도 지칭되는) TDM2 신호를 검출하는데 사용된 슬라이딩 윈도우는 풀 사이즈 (즉, 1024개의 샘플 길이) 또는 1/2 사이즈 (즉, 512개의 샘플 길이) 일 수 있다. 그러나, 다양한 실시형태들은 TDM 파일럿 2의 임의의 수의 기간들로, 그리고 시간 영역에서 이러한 기간들의 어떤 길이로 스케일링될 수도 있다. 따라서, TDM 파일럿 2가 각각 길이가 N인 S개의 시간 영역 기간들로 구성된다면, 이 파일럿들로부터 획득된 채널 추정치에 적용된 풀 사이즈의 슬라이딩 윈도우는 N/2개의 샘플들의 길이인 반면, 1/2 사이즈의 윈도우는 N/4개의 샘플들의 길이이다. 더욱 일반적으로, 실시형태는, 길이가 N/2개의 샘플들보다 짧고 예상된 지연 확산과 윈도우 길이 간의 오버헤드를 최소화하는 방식으로 사이즈가 맞춰진다.

본원에 사용된 바와 같이, 용어 "수신기 디바이스" 및 "수신기"는 OFDM 인코딩 및 변조를 이용함에 있어서 전송된 무선 통신 신호들을 수신하도록 구성된 무선 통신 수신기들 중 어느 것 또는 전체를 지칭한다. 이러한 수신기 디바이스는 이동식 멀티미디어 브로드캐스트 수신기, 셀룰러 전화기 및 OFDM 심볼들을 복조할 수 있는 수신기 회로, 및 프로그래머블 프로세서 및 메모리를 포함하는 유사한 퍼스널 전자 디바이스들을 포함할 수도 있다.

이 다양한 실시형태들은 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OFDM) 을 이용하는 정보 전달 시스템에서의 데이터 통신 및 동기화와 관련된다. OFDM 통신 시스템은, 각각의 프레임이 특정 시간의 지속기간을 갖는 프레임들 또는 슈퍼프레임들에서 데이터가 전송되는 전송 구조를 이용할 수도 있다. 상이한 형태의 데이터 (예를 들어, 트래픽/패킷 데이터, 오버헤드/제어 데이터, 파일럿 등) 가 각각의 프레임의 상이한 부분들에서 송신될 수도 있다. 용어 "파일럿"은 통상적으로, 송신기 및 수신기 둘 모두에 의해 사전에 알려지는 데이터 및/또는 전송 패턴을 지칭하므로, 타이밍 또는 동기화 패턴과 같은 미리결정된 정보를 통신함으로써 수신기에 의해 인식될 수 있다.

OFDM 신호들을 수신하도록 구성된 수신기는 송신기에 의해 송신된 데이터를 적절하게 복구하기 위해서 정확한 프레임 및 심볼 타이밍을 획득할 것이 요구된다. 예를 들어, 수신기는 프레임에 송신된 상이한 형태의 데이터를 적절하게 복구하기 위해서 각각의 프레임의 시작을 알 필요가 있을 수도 있다. 수신기는 종종, 각각의 OFDM 심볼들이 송신기에 의해 송신되는 시간을 알지 못하고 통신 채널에 의해 도입된 전파 지연도 알지 못하거나, 송신기에 의해 사용된 시간 표준과 동기가 아닌 시스템 클록을 갖는다. 이것은 특히 수신기의 수신기 회로가 처음 동력을 공급받은 경우에 그렇다. 이 수신기는, 수신된 OFDM 심볼의 상보적인 OFDM 복조를 적절하게 실시하기 위해서 통신 채널을 통해 수신된 각각의 OFDM 심볼의 타이밍을 확인하는 것이 필요하다.

본원에 사용된 바와 같이, 용어 "타이밍 동기화"는 프레임 및 심볼 타이밍을 획득할 수신기에 의해 실시된 일반적인 프로세스를 지칭하고, 수신기 클록과 브로드캐스트 신호를 동기화하는 것도 포함할 수도 있다. 수신기는 또한, 주파수 에러 추정치 및 채널 추정치와 같은 다른 태스크를 실시할 수도 있다. 동기화는 상이한 시각에 발생하여 채널의 변경에 대하여 타이밍과 정정을 개선할 수 있다. 동기화를 신속하게 실시하는 것은 수신기에 의한 신호의 획득을 용이하게 한다. 일반적으로, 3개의 타이밍 동기화 레벨이 존재한다 : (1) 프레임 타이밍 획득; (2) 미세 타이밍 획득; 및 (3) 데이터 모드 시간 추적이다. 프레임 타이밍 획득은 시간 상으로 프레임의 시작 위치 (즉, 프레임 초반) 에서 대략적인 추정치를 획득하는 것을 포함한다. 미세 타이밍 정정을 발생시키기 위한 검출기는 도 8을 참고로 하여 아래에 설명되며, 미세 타이밍 획득 모듈 (920) 은 미세 타이밍 획득 (FTA) 의 블록도에 대응한다. 이 특수 경우에서, 도 8에 도시된 샘플 버퍼 (912) 는 길이 N_C=L이다. 일반적으로, 도 8에 도시된 것과 비슷한 구조는 또한 예를 들어, 데이터 모드 시간 추적인 다른 형태의 타이밍 동기화용으로 사용될 수도 있다. MediaFLO에서, TDM 파일럿 1은 프레임 타이밍 획득용으로 사용된다. 데이터 모드 시간 추적 (DMTT), 또는 데이터 타이밍 동기화는, 이것이 획득된 후 타이밍 동기화를 보유하는 것을 포함한다. 미세 타이밍 획득은 TDM 파일럿 2의 대략적인 타이밍 추정치를 리파인하는 것을 포함하고 다양한 실시형태들의 대상이다.

일 실시형태는 수신기의 타이밍을 수신된 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OFDM) 신호로 동기화하는 방법을 제공한다. 이 프로세스에서의 제 1 타이밍 획득 단계에서, 제 1 타이밍 획득은 제 1 수신 시분할 멀티플렉싱 (TDM) 파일럿에 의해 실시되어, 수신된 OFDM 신호의 대강의 타이밍 추정치를 결정할 수도 있다. 제 2 타이밍 획득은 제 2 TDM 파일럿에 의해 실시되어, 수신된 OFDM 신호의 OFDM 심볼에 대한 미세 타이밍 추정치를 결정할 수도 있다. 제 1 TDM 파일럿은 제 2 TDM 파일럿 전에 수신될 수도 있고, 미세 타이밍 추정치는 대강의 타이밍 추정치의 리파인먼트일 수도 있다. 이 프로세스에서의 제 2 타이밍 획득 단계에서, 검출 윈도우에 관한 채널 탭들의 누산된 에너지가 결정되고 누산된 에너지 커브의 후단 에지가 검출된다. 대안적인 실시형태에서, 선단 에지 및 후단 에지 중 하나 또는 둘 모두는 제 2 타이밍 획득 단계에서 결정될 수 있다. 심볼 경계 위치는 제 2 타이밍 획득 단계에 따라서 조정된다.

다양한 실시형태의 시스템 및 방법은 TDM 파일럿을 이용한 획득 알고리즘 및 개선된 수신기 장치를 제공한다. 제공된 타이밍 획득 방법은 특히 변화하는 예상된 지연 확산 (DS; delay spreads) 시 채널 조건들을 변경하도록 적응하는 능력을 제공한다. 예상된 지연 확산에 관한 이 정보는 이전의 성공적인 시도에 기초하여 최초 획득 알고리즘으로 피드백될 수 있다. 이 정보는 특정 위치에 대하여, 또는 특정 시간의 기간 동안 특정 마켓에 대하여 고정일 수 있다. 지연 확산 정보에 기초하여, 특수화된 TDM 파일럿을 처리하는 알고리즘은 간섭 조건들 하에서 더욱 강인한 성능을 위한 타이밍 획득 파라미터를 적응적으로 변경할 수 있다.

타이밍 획득 방법을 채널 조건, 특히 채널 지연 확산에 대하여 적응시키는 것은 열적 접음과 다른 간섭원들에 대한 타이밍 획득의 강인함을 추가할 수 있다. 타이밍 획득 알고리즘의 특정 실시형태는 채널 추정에 대한 파일럿 심볼들에 의존하고, 획득된 채널 임펄스 응답을 사용하여 시스템 타이밍을 조정한다. 미세 타이밍에 대한 방법들 중 하나는 TDM 파일럿 2 심볼들을 이용하여 획득된 시간 영역 채널 추정 내에서 유용한 채널 정보를 검출하는 것에 의존한다. 예상된 채널 지연 확산 (DS)(처음과 마지막 신호 반향을 수신하는 것 사이의 경과된 시간) 에 대한 타이트한 상한이 알려진 경우, 미세 타이밍 동기화 알고리즘은 아래에서 분명하게 되는 바와 같이 다양한 간섭원에 대하여 더욱 강인하게 된다.

시분할 멀티플렉싱 (TDM) 파일럿 1 처리에 기초하여 최초 타이밍 획득의 결과가 대강의 타이밍 추정치이다. 대강의 타이밍 추정치는 슈퍼프레임의 초반에 대한 정보를 제공하고, TDM 파일럿 2의 초반의 대강의 추정치를 제공한다. TDM 파일럿 2 구조를 이용한 추가적인 타이밍 추정치에 의해서, 수신기는 다음 OFDM 심볼들의 정확한 시작 위치를 추정한다. 이 단계를 미세 타이밍 획득 (FTA) 이라 지칭한다. 이 계산의 부산물은, 채널 추정치 블록을 초기화하는데 사용될 수 있는 채널 추정치이다.

이 알고리즘은, 일 실시형태에서 1024개의 칩들 또는 샘플들까지의 지연 확산을 가진 채널들을 성공적으로 다루도록 처음에 설계되었다. 초기 대강의 타이밍 추정치의 부정확성이 정정되어, 일 실시형태에서 -K와 +1024-K개의 칩들 사이 어디에서든 대강의 타이밍 에러들이 정정되었다. 다른 실시형태에서, -256과 +768개의 칩들 사이에 있는 에러들이 정정될 수 있다. FTA 처리는, 타이밍 정정들이 이들이 적용될 필요가 있는 시간까지 이용가능한 방식으로 설계된다. 다른 말로, FTA는 다음 심볼이 수신되기 전에 완료된다.

일 실시형태에서, TDM 파일럿 2는 시간 영역에서 사이클릭 프리릭스 다음 2개의 동일한 파일럿 2 시퀀스들을 포함한다. 수신기는, 인접하는 심볼들로부터 데이터를 수집하는 것을 방지하기 위해 도입된 최초의 의도적인 오프셋과 대강의 타이밍에 기초하여 결정되는 위치로부터의 샘플 윈도우에서 적어도 N_c=N_FFT/2 또는 2048개의 샘플들을 수집하며, N_FFT는 다른 실시형태에서는 상이한 값들을 가질 수 있다. 2048개의 샘플들은 채널에 의해 콘볼브된, 하나의 TDM 파일럿 2 시퀀스 기간의 사이클릭 시프트에 대응한다. L-포인트 FFT, 파일럿 복조 및 IFFT 이후, 남은 것은 채널 임펄스 응답의 사이클릭 시프트이다.

다음으로, 이 2048-길이의 사이클릭 시프트된 이미지에서의 채널 임펄스 응답의 시작이 결정된다. 완전한 채널 에너지가 길이 1024의 검출 윈도우 내에 포함된다. 채널이 1024개의 칩들보다 더 짧다면, 에너지 윈도우의 몇 개의 연속 위치들이 존재하여 최대 에너지를 발생시킨다. 이 경우, 알고리즘은 탭 에너지 커브의 최종 위치를 선택하는데, 이것이 일반적으로 채널의 제 1 도달 경로 (FAP) 에 해당하기 때문이다. 이것은, 러닝 에너지 합산과 차수 N_D의 국부적인 유한 차의 컨벡스 결합 (convex combination) 을 고려함으로써 달성된다. 일단 FAP의 위치가 2048-길이의 시프트된 채널 추정에 위치되면, 이 정보는, 후속하는 OFDM 심볼들을 샘플링하는 경우 적용되는 타이밍 오프셋으로 쉽게 변환된다.

관련 동작들의 세트에서, 타이밍 동기화의 프로세스 동안, 채널 지연 확산 또한 추정된다. 일 실시형태에서, 검출 윈도우의 길이를 추가적으로 미세 튜닝하기 위해서 이러한 지연 확산의 상한에 관한 정보가 미세 타이밍 획득 알고리즘으로 피드백될 수 있다. 정합 필터링의 원리와 크게 다르지 않은 원리 때문에, 검출 윈도우의 길이가 채널의 최대 지연 확산에 밀접하게 대응하는 경우 채널 추정에 관한 열적 잡음 또는 다른 간섭원들로 인한 채널 위치 검출 에러들이 감소되는 것으로 나타내어질 수 있다. 설명된 알고리즘이 적응적으로 동작할 수 있기 때문에, 현재 관찰된 채널 지연 확산 조건이 FTA 알고리즘에 연속적으로 공급되지만, 이 프로세스는 원래 개시된 방법과 비교하여 개선된 타이밍 동기화 결과를 산출하는 것을 계속할 수 있다.

타이밍 동기화의 정확도는 이것을 채널 추정과 결부시키고, 누산된 탭 에너지 커브 및 FAP의 검출에 있어서의 1차 도함수 둘 모두를 포함함으로써 달성된다. 동시에, 이것은 지연 확산을 초과하는 이 방법을 강인하게 한다. TDM 파일럿 2의 반복적인 구조는 채널 추정의 사이클릭 시프트를 생성한다. 이러한 사이클릭 시프트와 타이밍 오프셋 간에 단순한 1 대 1 대응이 존재한다. TDM 파일럿 2 심볼의 구조와 의도적으로 도입된 초기 오프셋은 시스템으로 하여금 대강의 타이밍 획득 추정의 에러들에 대하여 더욱 강인하게 한다. 최종적으로, 심볼 타이밍 탐색기 블록에서의 FTA 동작, 및 IFFT 블록에 대한 그 인터메시의 구조는, 이것이 효율적인 계산이 되게 하고 일 실시형태에서 엄격한 계산 시간 요건을 만족하게 한다.

추가적으로, 추정된 지연 확산이 TDM 파일럿 2를 이용하여 획득된 채널 추정의 4분의 1보다 짧다면, 즉, 512개의 샘플들보다 짧다면, 계산상으로 효율적인 하드웨어 구조는 하드웨어 복잡성을 최소화하고 계산 시간을 감소시키도록 구현될 수도 있다. 더욱 일반적으로, N/2 보다 짧은 어떤 지속기간이 수용될 수 있다. 그러나, 설명의 용이함을 위해서, N/2와 N/4 구현만을 상세하게 설명한다.

도 1은 실시형태에 따른 OFDM 시스템 (100) 에서의 기지국 (110) 과 무선 수신기 (150) 의 블록도를 도시한다. 기지국 (110) 은 일반적으로 고정국이고 BTS (base transceiver system), 액세스 포인트, 또는 기타 다른 용어로도 지칭될 수도 있다. 무선 수신기 (150) 는 고정식일 수도 있고 이동식일 수도 있으며 사용자 단말기, 이동국, 또는 기타 다른 용어로도 지칭될 수도 있다. 무선 수신기 (150) 는 또한 셀룰러 전화기, 휴대용 디바이스, 무선 모듈, 개인 디지털 보조기 (PDA), 텔레비전 수신기 등과 같은 휴대용 유닛일 수도 있다.

기지국 (110) 에서, 송신기 (TX) 데이터 및 파일럿 프로세서 (120) 는 상이한 형태의 데이터 (예를 들어, 트래픽/패킷 데이터 및 오버헤드/제어 데이터) 를 수신하고 수신된 데이터를 처리 (예를 들어, 인코딩, 인터리빙 및 심볼 맵핑) 하여 데이터 심볼들을 생성한다. 본원에 사용된 바와 같이, "데이터 심볼"은 데이터에 대한 "변조 심볼"이고, "파일럿 심볼"은 파일럿에 대한 변조 심볼이고, 변조 심볼은 변조 방식 (예를 들어, M-PSK, M-QAM 등) 에 대한 신호 콘스텔레이션 내의 포인트에 대한 복소수 값이다. 파일럿 프로세서 (120) 는 또한 파일럿 데이터를 처리하여 파일럿 심볼들을 생성하고 이 데이터 및 파일럿 심볼들을 OFDM 변조기 (130) 에 제공한다.

아래에 더욱 상세하게 설명되는 바와 같이, OFDM 변조기 (130) 는 데이터 및 파일럿 심볼들을 적절한 부대역으로 멀티플렉싱하고 멀티플렉싱된 심볼들 상에서 OFDM 변조를 실시하여 OFDM 심볼들을 생성한다. 송신기 (TMTR) 유닛 (132) 은 OFDM 심볼들을 하나 이상의 아날로그 신호들로 변환하고 이 아날로그 신호(들)를 추가로 컨디셔닝 (예를 들어, 증폭, 필터링, 주파수 상향변환 등) 하여 변조된 신호를 생성한다. 기지국 (110) 은 안테나 (134) 로부터 변조된 신호를 송신하고, OFDM 시스템 (100) 내의 무선 수신기들에 의해 수신된다.

무선 수신기 (150) 에서, 기지국 (110) 으로부터 송신된 신호가 안테나 (152) 에 의해 수신되고 수신기 유닛 (154) 으로 제공된다. 수신기 유닛 (154) 은 이 수신된 신호를 컨디셔닝 (예를 들어, 필터링, 증폭, 주파수 하향변환 등) 하고 컨디셔닝된 신호를 디지털화하여 입력 샘플들의 스트림을 획득한다. OFDM 복조기 (160) 는 입력 샘플들에 대하여 OFDM 복조를 실시하여 수신 데이터 및 파일럿 심볼들을 획득한다. OFDM 복조기 (160) 는 또한 채널 추정치 (예를 들어, 주파수 응답 추정치) 로 수신된 데이터 심볼들에 대한 검출 (예를 들어, 정합 필터링) 을 실시하여 검출된 데이터 심볼들을 획득하고, 이 검출된 데이터 심볼들은 기지국 (110) 에 의해 송신된 데이터 심볼들의 추정이다. OFDM 복조기 (160) 는 검출된 데이터 심볼들을 수신 (RX) 데이터 프로세서 (170) 로 제공한다.

동기화/채널 추정 유닛 (SCEU; 180) 은, 아래에 설명되는 바와 같이 수신기 유닛 (154) 으로부터 입력 샘플들을 수신하고 동기화를 실시하여 프레임 및 심볼 타이밍을 결정한다. SCEU (180) 는 또한 OFDM 복조기 (160) 로부터 수신된 파일럿 심볼들을 이용하여 채널 추정을 유도한다. SCEU (180) 는 심볼 타이밍과 채널 추정치를 OFDM 복조기 (160) 에 제공하고 프레임 타이밍을 RX 데이터 프로세서 (170) 및/또는 제어기 (190) 에 제공할 수도 있다. OFDM 복조기 (160) 는 심볼 타이밍을 이용하여 OFDM 복조를 실시하고 채널 추정을 이용하여 수신된 데이터 심볼들에 대한 검출을 실시한다.

RX 데이터 프로세서 (170) 는 OFDM 복조기 (160) 로부터 검출된 데이터 심볼들을 처리 (예를 들어, 심볼 디맵핑, 디인터리빙, 디코딩 등) 하고 디코딩된 데이터를 제공한다. RX 데이터 프로세서 (170) 및/또는 제어기 (190) 는 프레임 타이밍을 이용하여 기지국 (110) 에 의해 송신된 상이한 형태의 데이터를 복구한다. 일반적으로, OFDM 복조기 (160) 및 RX 데이터 프로세서 (170) 에 의한 처리는, 각각 기지국 (110) 에서의 OFDM 변조기 (130) 및 TX 데이터 및 파일럿 프로세서 (120) 에 의한 처리에 대하여 상보적이다.

제어기들 (140, 190) 은 각각 기지국 (110) 과 무선 수신기 (150) 에서 직접 동작할 수도 있다. 제어기들 (140, 190) 은 프로세서들 및/또는 상태 머신일 수도 있다. 메모리 유닛 (142, 192) 은 각각, 제어기들 (140 및 190) 에 의해 사용된 프로그램 코드들 및 데이터를 위한 저장을 제공한다. 메모리 유닛 (142, 192) 은 정보를 저장하기 위해 다양한 형태의 저장 매체를 사용할 수도 있다.

기지국 (110) 은 포인트-투-포인트 송신을 하나의 무선 수신기에, 멀티-캐스트 송신을 무선 수신기들의 그룹에, 브로드캐스트 송신을 그 커버리지 영역에 있는 모슨 무선 수신기들에게 송신할 수도 있으며, 또는 그 임의의 조합이 가능하다. 예를 들어, 기지국 (110) 은 파일럿 및 오버헤드/제어 데이터를 그 커버리지 영역 내의 모든 무선 수신기들에게 브로드캐스트할 수도 있다. 기지국 (110) 은 또한 다양한 상황 및 실시형태들에서, 사용자-특정 데이터를 특정 무선 수신기들에게 싱글-캐스트 송신하고, 데이터를 무선 수신기들의 그룹에 멀티-캐스트하고/하거나 데이터를 모든 무선 수신기들에게 브로드캐스트할 수도 있다.

도 2a는 OFDM 시스템 (100) 용으로 사용될 수도 있는 슈퍼 프레임 구조 (200) 의 다이어그램을 도시한다. 데이터 및 파일럿은 프레임들 또는 슈퍼 프레임들에서 송신될 수도 있으며, 각각의 프레임 또는 슈퍼 프레임은 미리결정된 시간의 지속기간을 갖는다. 슈퍼 프레임은 프레임, 시간 슬롯, 또는 몇몇 기타 용어로도 지칭될 수도 있다. 본 실시형태에서, 각각의 슈퍼-프레임은 제 1 TDM 파일럿을 위한 TDM 파일럿 1 필드 (212), 제 2 TDM 파일럿을 위한 TDM 파일럿 2 필드 (214), 오버헤드/제어 데이터를 위한 오버헤드 필드 (216), 및 트래픽/패킷 데이터를 위한 데이터 필드 (218) 를 포함한다.

4개의 필드 (212 내지 218) 는 하나의 필드만이 임의의 소정의 순간에 송신되도록 각각의 슈퍼 프레임에서 시분할 멀티플렉싱된다. 4개의 필드는 또한 도 2에 도시된 순서로 배열되어 동기화 및 데이터 복원을 용이하게 한다. 각각의 슈퍼 프레임에서 첫번째로 송신되는, 파일럿 필드 (212 및 214) 내의 파일럿 OFDM 심볼들은, 슈퍼 프레임에서 다음에 송신되는 필드 (216) 의 오버헤드 OFDM 심볼들의 검출을 위해 사용될 수도 있다. 이후, 필드 (216) 로부터 획득된 오버헤드 정보는 슈퍼 프레임의 마지막에 송신되는 데이터 필드 (218) 에서 송신된 트래픽/패킷 데이터의 복원을 위해 사용될 수도 있다.

일 실시형태에서, TDM 파일럿 1 필드 (212) 는 TDM 파일럿 1에 대하여 하나의 OFDM 심볼을 전달하고, TDM 파일럿 2 필드 (214) 는 또한 TDM 파일럿 2에 대하여 하나의 OFDM 심볼을 전달한다. 일반적으로, 각각의 필드는 임의의 지속기간일 수도 있고, 필드들은 임의의 순서로 배열될 수도 있다. TDM 파일럿 1 및 2는 각각의 프레임에서 주기적으로 브로드캐스트되어 무선 수신기들에 의한 동기화를 가능하게 한다. 오버헤드 필드 (216) 및/또는 데이터 필드 (218) 는 또한 아래에 설명되는 바와 같이, 데이터 심볼들과 주파수 분할 멀티플렉싱된 파일럿 심볼들을 포함할 수도 있다.

OFDM 시스템 (100) 은 OFDM을 이용하여 N개의 직교 부대역들로 분할되는 BW MHz의 전체 시스템 대역폭을 갖는다. 인접한 부대역들 간의 간격은 BW/N MHz이다. N개의 총 부대역들 중, M개의 부대역들은 파일럿 및 데이터 송신을 위해 사용될 수도 있으며, M<N이고, 남은 N-M개의 부대역들은 미사용일 수도 있고 가드 부대역들로 역할을 할 수도 있다. 실시형태에서, OFDM 시스템은 N=4096개인 총 부대역, M=4000개인 사용가능한 부대역, 그리고 N-M=96인 가드 부대역을 구비한 OFDM 구조를 사용한다. 일반적으로, 임의의 수의 총 부대역, 사용가능한 부대역, 및 가드 부대역을 구비한 임의의 OFDM 구조는 OFDM 시스템을 위해 사용될 수도 있다.

TDM 파일럿 1 및 TDM 파일럿 2는 시스템에서 무선 수신기들에 의한 동기화를 가능하게 하도록 설계될 수도 있다. 무선 수신기는 TDM 파일럿 1을 이용하여 각각의 프레임의 시작을 검출하고, 심볼 타이밍의 대강의 추정을 획득하고, 그리고 주파수 에러를 추정할 수도 있다. 무선 수신기는 TDM 파일럿 2를 이용하여 보다 많은 정확한 심볼 타이밍을 획득할 수도 있다.

도 2b는 OFDM 시스템 (100) 용으로 사용될 수도 있는 슈퍼-프레임 구조 (200) 의 다른 실시형태의 다이어그램이다. 이 실시형태는 TDM 파일럿 1 (212) 다음에 TDM 파일럿 2 (214) 가 오고, 그 사이에 오버헤드 OFDM 심볼들 (216) 이 추가된다. TDM 파일럿 1 심볼 (212) 에 대한 동기화로 하여금 TDM 파일럿 2 심볼이 시작할 곳을 추정하게 하도록, 오버헤드 심볼들의 수 및 지속기간이 알려진다.

도 3은 주파수 영역에서 TDM 파일럿 2 (214) 의 실시형태의 다이어그램을 도시한다. 본 실시형태에서, TDM 파일럿 2 (214) 는 L개의 부대역들 상에서 송신되는 L개의 파일럿 심볼들을 포함한다. L개의 부대역들은 N개의 총 부대역들에 걸쳐 균일하게 분포되고 S개의 부대역들 만큼 동일하게 이격되며, S=N/L이다. 예를 들어, N=4096, L=2048 그리고 S=2이다. 다른 값들이 또한 N, L 및 X에 대하여 사용될 수도 있다. 임의의 OFDM 파형에서, 주파수 영역에서 2개의 논-제로 부대역들 간의 구분이 S=N/L인 경우, 시간 영역에서 S개의 시간 영역 기간들이 존재할 것이라는 것은 주목할 만한 가치가 있다. TDM 파일럿 2 (214) 에 대한 이 구조는 엄격한 다중-경로 채널을 포함하는 다양한 형태의 채널들에서 정확한 심볼 타이밍을 제공할 수 있다. 아래에 설명되는 바와 같이, 무선 수신기들 (150) 은 또한 : (1) 효율적인 방식으로 TDM 파일럿 2 (214) 을 처리하여 다음 OFDM 심볼의 도달 전에 심볼 타이밍을 획득하는 것, (일 실시형태에서 다음 OFDM 심볼의 도달은 TDM 파일럿 2의 직후이다), 그리고 (2) 심볼 타이밍을, 이것의 다음 OFDM 심볼에 적용하는 것을 가능하게 할 수도 있다. TDM 파일럿 2에 대한 L개의 부대역들은, S개의 동일한 파일럿 2 시퀀스들이 TDM 파일럿 2 (214) 에 대하여 생성되도록 선택된다.

도 4는 실시형태에 따라서 기지국 (110) 의 TX 데이터 및 파일럿 프로세서 (120) 의 블록도를 도시한다. 파일럿 프로세서 (120) 내에서, TX 데이터 프로세서 (410) 는 트래픽/패킷 데이터를 수신, 인코딩, 인터리빙, 및 심볼 맵핑하여 데이터 심볼을 생성한다.

비트-심볼 맵핑 유닛 (430) 은 PN 생성기 (420) 로부터 파일럿 데이터를 수신하고 변조 방식에 기초하여 파일럿 데이터의 비트들을 파일럿 심볼들에 맵핑한다. 동일하거나 상이한 변조 방식들이 파일럿 (212, 214) 에 대하여 사용될 수도 있다. 실시형태에서, QPSK는 TDM 파일럿 1 및 2 둘 모두에 대하여 사용될 수도 있다. 이 경우, 맵핑 유닛 (430) 은 파일럿 데이터를 2 비트 2진 값들로 그룹화하고 각각의 2비트 값들을 특정 파일럿 변조 심볼로 더 맵핑한다. 각각의 파일럿 심볼이 QPSK에 대한 신호 콘스텔레이션에서 복소수 값이다. QPSK가 TDM 파일럿들을 위해 사용된다면, 맵핑 유닛 (430) 은 TDM 파일럿 1에 대한 2L₁ 파일럿 데이터 비트들을 L₁ 파일럿 심볼들에 맵핑하고 TDM 파일럿 2에 대한 2L₂ 파일럿 데이터 비트들을 L₂ 파일럿 심볼들에 맵핑한다. 멀티플렉서 (Mux; 440) 는 TX 데이터 프로세서 (410) 로부터 데이터 심볼들을, 맵핑 유닛 (430) 으로부터 파일럿 심볼들을, 그리고 제어기 (140) 로부터 TDM_Ctrl 신호를 수신한다. 도 2a 및 도 2b에 도시된 바와 같이, 멀티플렉서 (440) 는 OFDM 변조기 (130) 에, 파일럿 (212, 214) 에 대한 파일럿 심볼들과 각각의 프레임의 오버헤드 및 데이터 필드들에 대한 데이터 심볼들을 제공한다.

도 5는 실시형태에 따라서 기지국 (110) 의 OFDM 변조기 (130) 의 블록도를 도시한다. 심볼-부대역 맵핑 유닛 (510) 은 TX 데이터 및 파일럿 프로세서 (120) 로부터 데이터 및 파일럿 심볼들을 수신하고 이러한 심볼들을 제어기 (140) 로부터 Subband_Mux_Ctrl 신호에 기초하여 적절한 부대역들 상으로 맵핑한다. 각각의 OFDM 심볼 기간에서, 맵핑 유닛 (510) 은 데이터 또는 파일럿 송신을 위해 사용된 각각의 부대역상에 하나의 데이터 또는 파일럿 심볼 그리고 각각의 미사용 부대역에 대한 (0의 신호 값인)"제로 심볼"을 제공한다. 사용되지 않은 부대역들에 대하여 지정된 TDM 파일럿 심볼들 (212, 214) 이 제로 심볼들로 교체된다. 각각의 OFDM 심볼 기간에 대하여, 맵핑 유닛 (510) 은 N개의 총 부대역들에 대하여 N개의 "송신 심볼들"을 제공하며, 각각의 송신 심볼은 데이터 심볼, 파일럿 심볼, 또는 제로 심볼일 수도 있다.

역 이산 퓨리에 변환 (IDFT) 유닛 (520) 은 각각의 OFDM 심볼 기간에 대하여 N개의 송신 심볼들을 수신하고 N개의 송신 심볼들을 N-포인트 IDFT에 의해 시간 영역으로 변환하고, N개의 시간 영역 샘플들을 포함하는 "변환된" 심볼을 제공한다. 각각의 샘플은 하나의 샘플 기간에 보내질 복소수 값이다. 또한, N이 2 제곱인 경우 (통상적인 케이스) N-포인트 IDFT 대신에 N-포인트 역 고속 퓨리에 변환 (IFFT) 이 실시될 수도 있다.

병렬-직렬 (P/S) 변환기 (530) 는 각각 변환된 심볼에 대하 N개의 샘플들을 직렬화한다. 이후, 사이클릭 프리픽스 생성기 (540) 는 각각 변환된 심볼의 일부분 (또는 C개의 샘플들) 을 반복하여 N+C개의 샘플들을 포함하는 OFDM 심볼을 형성한다. 예를 들어, 사이클릭 프리픽스는 OFDM 심볼의 마지막 512개의 샘플들이다. 사이클릭 프리픽스는 통신 채널에서의 긴 지연 확산에 의해 발생된 인터-심볼 간섭 (ISI) 및 인터캐리어 간섭 (ICI) 을 방지하기 위해 사용된다. 일반적으로, 지연 확산은 수신기 (150) 에서 FAP와 최근 도달 경로 (LAP; latest arriving path) 사이의 시간 차이다. OFDM 심볼 기간 (또는 간략하게, "심볼 기간") 은 하나의 OFDM 심볼의 지속기간이고 N+C개의 샘플들이 기간과 동일하다.

도 6은 실시형태에 따른 TDM 파일럿 2의 시간 영역 표현의 다이어그램을 도시한다. TDM 파일럿 2에 대한 OFDM 심볼 (또는 "파일럿 2 OFDM 심볼") 은 또한 길이 N의 변환된 심볼 및 길이 C의 사이클릭 프리픽스로 구성된다. TDM 파일럿 2에 대한 변환된 심볼은 X개의 동일한 파일럿 2 시퀀스들을 포함하고, 각각의 파일럿 2 시퀀스는 L개의 시간 영역 샘플들을 포함한다. TDM 파일럿 2에 대한 사이클릭 프리픽스는 변환된 심볼의 C개의 최우측 샘플들로 구성되고 변환된 심볼의 앞에 삽입된다. 예를 들어, N=4096, L=2048, X=2 그리고 C=512이면, 파일럿 2 OFDM 심볼은 2개의 완전한 파일럿 2 시퀀스들을 포함하고, 각각의 파일럿 2 시퀀스는 2048개의 시간 영역 샘플들을 포함한다. TDM 파일럿 2에 대한 사이클릭 프리픽스는 파일럿 2 시퀀스의 일부만을 포함한다.

도 7은 실시형태에 따른 FTA에 대한 타임라인 (800) 의 블록도를 도시한다. FAP 검출, 또는 채널 위치 탐색은 FTA의 최종 스테이지로서 실시된다. 도시된 일부 프로세스에서, 길이 N_C의 샘플 윈도우가 모아진다 (단계 812). 다음으로, N_C-포인트 FFT가 샘플 윈도우에 대하여 실시되고 (단계 814), N_C는 이 실시예에서 2048이고 4개가 존재한다. FFT는, 인터레이스 시퀀스 6, 4, 2 및 0을 이용하여 512-포인트 FFT의 캐스캐이드에서 완료된다. 파일럿 정보가 동일한 인터레이스 시퀀스로 서브캐리어들로부터 복조되고 추정된다 (단계 816). N_C-포인트 IFFT는, 동일한 인터레이스 시퀀스를 이용하여 512-포인트 IFFT의 캐스캐이드로서 복조된 파일럿에 대하여 실시된다 (단계 818). 6, 4 및 2 인터레이스에 관한 트위들 곱셈 (twiddle multiply) 은 단계 816이 완료된 후에 시작한다. 단계 820에서 FTA 탐색이 초기화되어 FAP를 찾는 프로세스가 시작한다. 이 파이프라인식 처리는 아래에 더 설명되며 더욱 신속하게 FAP의 결정을 하게 한다.

도 8은 실시형태에 따른 미세 타이밍 획득 검출기 (720) 의 블록도를 도시한다. 이 실시형태에서, 미세 타이밍 획득 검출기 (720) 는 TDM 파일럿 2 OFDM 심볼에 기초하여 미세 타이밍 정정을 생성한다. 미세 타이밍 획득 검출기 (720) 내에서, 샘플 버퍼 (912) 는 수신기 유닛 (154) 으로부터 입력 샘플들을 수신하고 TDM 파일럿 2 OFDM 심볼에 대한 L개의 입력 샘플들의 "샘플" 윈도우를 저장한다. 샘플 윈도우의 시작은 프레임 검출기 (710) 에 의해 제공된 프레임 타이밍으로부터 시작하는 최초 오프셋 삽입 유닛 (910) 에 의해 결정된다. 이후, 샘플 버퍼는 L-포인트 이산 퓨리에 변환 (DFT; 914) 에 의해 처리되고, L-포인트 이산 퓨리에 변환 (DFT; 914) 은 파일럿 복조기 (916) 로 출력하고, 파일럿 복조기 (916) 는 L-포인트 역 이산 퓨리에 변환 (IDFT) 으로 출력하고, L-포인트 역 이산 퓨리에 변환 (IDFT) 은 미세 타이밍 획득 처리 모듈 (920) 로 출력하며, 미세 타이밍 획득 처리 모듈 (920) 은 TDM 파일럿 2 채널 임펄스 응답에 관하여 완료된 탐색에 기초하여 미세 타이밍 획득을 달성하며, 이것의 출력물은 미세 타이밍 정정 신호이다.

도 9a는 실시형태에 따른 파일럿 2 OFDM 심볼에 대한 처리의 타이밍도를 도시한다. 프레임 검출기는 파일럿 1 OFDM 심볼에 기초한 에러 (T_C) 를 포함하는 대강의 심볼 타이밍을 제공할 수 있다. 오프셋 삽입 블록은 샘플 윈도우 (1012) 를 위치시킬 T_W를 결정할 수도 있다. 파일럿 2 OFDM 심볼은 S개의 동일한 파일럿 2 시퀀스를 포함하고 각각의 시퀀스는 길이 L을 갖는다 (예를 들어, N=4096 그리고 L=2048인 경우, 길이가 2048인 2개의 파일럿 2 시퀀스). N_C 입력 샘플들의 샘플 윈도우 (1012) 는 위치 T_W에서 시작하는 파일럿 2 OFDM 심볼에 대한 샘플 버퍼 (912) 에 의해 수집된다. 미세 타이밍 알고리즘은 대강의 심볼 타이밍 (즉, T_C) 내의 에러를 정의하려고 한다.

샘플 윈도우 (1012) 의 시작은 대강의 심볼 타이밍 (T_C, 또는 T_W=T_C+OS_init) 으로부터 최초 오프셋 OS_init 만큼 지연된다. 최초 오프셋은 특별히 정확할 필요는 없으며, 대강의 타이밍 추정에서 에러들이 가능함에도 불구하고 하나의 완전한 파일럿 2 시퀀스가 샘플 버퍼 (912) 에서 수집되는 것을 보장하기 위해 선택된다. 최초 오프셋은 또한, 파일럿 2 OFDM 심볼에 대한 처리가 다음 OFDM 심볼이 도달하기 전에 완료될 수 있도록 충분히 작게 선택되어, 파일럿 2 OFDM 심볼로부터 획득된 심볼 타이밍이 이것의 다음 OFDM 심볼에 적용될 수도 있다.

도 9b는 실시형태에 따라서 IDFT 유닛 (918) 으로부터 L-탭 채널 임펄스 응답의 다이어그램을 도시한다. 임펄스 응답은 채널 추정에서 사이클릭 시프트를 나타낸다. L개의 탭들 각각은 그 탭 지연에서의 복소 채널 이득과 연관된다. 채널 임펄스 응답은 주기적으로 시프트될 수도 있으며, 이것은 채널 임펄스 응답의 끝 부분이 랩 어라운드 (wrap around) 일 수도 있고 IDFT 유닛 (918) 으로부터의 출력물의 앞 부분에 나타난다는 것을 의미한다.

미세 타이밍 획득 모듈 (920) 은 TDM 파일럿 2 심볼 임펄스 응답에 관하여 완료된 탐색에 기초하여 미세 타이밍 정정을 결정할 수도 있다. 미세 타이밍 획득 모듈 (920) 의 고정된 포인트의 기능은 두 가지의 세부 항목: 채널 위치에 대한 블록과 미세 타이밍 정정에 대한 블록으로 나눠진다. 채널 에너지의 시작의 이 검출은, 도 9b에 나타낸 바와 같이, 채널 임펄스 응답 전체에 걸쳐 길이 N_W의 "검출" 윈도우 (1016) 를 슬라이딩함으로써 달성될 수도 있다. 검출 윈도우 사이즈는 아래에 설명된 바와 같이 결정될 수도 있다. 일 실시형태에서, N_W는 추정된 채널 지연 확산, DS에 관한 타이트한 상한으로서 선택될 수 있다. 각각의 윈도우 시작 위치에서, 검출 윈도우 내에 있는 모든 탭들의 에너지가 계산되어 도 10a에 커브로 도시된 탭 에너지를 알 수 있다.

도 10a는 실시형태에 따라 상이한 윈도우 시작 위치들에서 누산된 에너지의 플롯을 도시한다. 검출 윈도우는 우측으로 순환적으로 시프트되어 검출 윈도우의 우측 에지가 인덱스 N_C에서 최종 탭에 도달하는 경우, 윈도우가 인덱스 1에서 제 1 탭들로 랩 어라운드한다. 따라서, 각각의 검출 윈도우 시작 위치에 대한 동일한 수의 채널 탭들에 대하여 에너지가 수집된다.

검출 윈도우 사이즈 N_W 는 시스템의 예상된 지연 확산에 기초하여 선택될 수도 있다. 무선 수신기에서의 지연 확산은 무선 수신기에서의 맨 처음과 맨 마지막의 도달 신호 컴포넌트들 사이의 시간 차이다. 시스템의 지연 확산은 이 시스템의 모든 무선 수신기들 중 최대인 지연 확산이다. 최대 검출 윈도우 사이즈가 시스템의 지연 확산과 동일하거나 더 크다면, 이 검출 윈도우는, 적절히 정렬된 경우, 채널 임펄스 응답의 에너지 모두를 캡쳐한다. 무선 수신기에서 지연 확산이 상당히 짧은 위치에서, 검출 윈도우 사이즈가 감소되어 에러 검출 확률을 감소시킬 수도 있다. 또한, 검출 윈도우 사이즈 N_W는 일 실시형태에서, 채널 임퍼스 응답의 시작의 검출 시 모호성을 방지하기 위해서 N_C의 절반 이하 (또는 N_W≤N_C/2) 가 되도록 선택될 수도 있다. 다른 실시형태에서, 윈도우 사이즈 N_W는 최대 값 N/2을 초과하지 않도록 지연 확산 DS의 추정치에 따라서 적응될 수도 있다. 사실상, N/2이 초과될 수 있지만, 이 방법은 채널 거동에 관한 몇 가지 추가적인 가정을 요구한다. 이러한 가정들은 최초 타이밍 획득 직후에는 제기되지 않기 때문에, N_W를 N/2으로 제한하는 것이 이 맥락에서 충분할 수도 있다.

도 10b는 누산된 에너지 커브의 네거티브 도함수의 실시예를 도시한다. 채널 임펄스 응답의 시작 또는 FAP는, (1) 도 10a의 누산된 에너지 커브에 도시된 바와 같은 검출 윈도우 (1016) 시작 위치들 모두 중에서 피크 에너지를 결정하는 단계, 및 (2) 다수의 윈도우 시작 위치들이 동일하거나 유사한 피크 에너지들을 갖는다면 최우측 검출 윈도우 (1016) 시작 위치를 피크 에너지로 식별하는 단계에 의해 검출될 수도 있다. n번째 검출 윈도우 위치에 대한 스코어링 값 V_n이 검출 윈도우 (1016) 에서의 탭 에너지의 가중치 합계와 최대 탭 에너지 커브로부터의 유한 차로부터 유도될 수 있다. 예를 들어, 스코어링 값 V는 다음 식을 이용하여 계산될 수도 있다.

E_n _- _ND는

번째 검출 윈도우 위치에 대한 누산된 에너지 커브이고,

는 가중치 인자이고, D_n은 식 2에 따라 계산되는 n번째 검출 윈도우 위치에 대한 유한 차이다.

이 스코어링 값 V를 최대화하는 것은 탭 에너지 커브의 최대 영역의 끝 에지를 효율적으로 찾는다. 상이한 윈도우 시작 위치들에 대한 에너지는 또한 잡음 채널에서 평균화되거나 필터링될 수도 있다. 어떤 경우, 채널 임펄스 응답의 시작은 도 10b에서 FAP로 나타낸다. 일단 채널 임펄스 응답의 시작 T_B가 결정되면 미세 심볼 타이밍 정정이 고유하게 계산될 수도 있다. 이러한 정정은, 다음 OFDM 심볼 동안 도 9의 FAP 위치, 또는 포지션 T_B를 채널 추정의 포지션 제로에 가깝게 가져가도록 설계된다.

추가적인 실시형태에서, 미세 타이밍 정정은 FAP 위치와, 채널 DS의 추정된 지연 확산 둘 모두에 의존할 수도 있다. 이 지연 확산, DS는 누산된 에너지 커브의 선단 에지 및 후단 에지 둘 모두를 찾음으로써 결정될 수 있다. 후단 에지를 찾는 것과 유사하게, 선단 에지는 누산된 에너지 (E_n) 및 그 포지티브 유한 차 (D_n) 의 가중치 합을 스코어링함으로써 발견될 수 있다.

상이한 실시형태에서, 미세 타이밍 탐색기는 최대 누산 에너지가 발생하여 이 최대 값 (E_M) 을 저장하는 장소 (place), T_M을 먼저 찾는다. 다음으로, TM의 왼쪽 및 오른쪽에 대한 누산된 에너지 커브는, 누산된 에너지가 1 미만인 몇몇 미리결정된 값 b에 대하여 값 (1-b) E_M 아래로 떨어지는 포지션들의 위치를 확인하는 활동 중에 검사된다. 다른 말로, 누산된 에너지 커브의 선단 에지 및 후단 에지가 정의되는데, 누산된 에너지가 검출 윈도우 (1016) 에 걸쳐 그 최대치에서 벗어난 어떤 백분율 (예를 들어, 5% 또는 3%) 로 떨어지는 곳이다. 이 백분율은 최대 탭 에너지 위치 주위의 대역을 정의한다. 이 대역에 진입하는 것은 대역, T_L내의 평편한 부분의 선단 에지를 정의하는 반면, 대역에서 벗어나는 것은 대역, T_T내의 평편한 부분의 후단 에지를 정의한다. 후단 에지는 제 1 도달 경로의 위치와 일치하는 반면, 선단 에지는 최종 도달 경로 마이너스 N_W와 동일하다. 선단 에지와 후단 에지 사이의 차는 N_W 마이너스 지연 확산, DS와 동일하다. 따라서, 지연 확산 DS는 DS=N_W-T_T-T_L과 같이 계산될 수 있다. 일단 DS가 계산되었다면, 미세 타이밍 정정이 결정되므로, 채널 콘텐츠는 다음 OFDM 심볼 동안 채널 추정의 사이클릭 프리픽스 영역 내의 중심에 있게 된다.

이 대안적인 방법이 선단 및 후단 에지들, FAP를 결정하기 때문에, 따라서 미세 타이밍 오프셋 또한 이 방법을 이용하여 계산될 수 있다는 것은 주목할 만한 가치가 있다. 이 방법은 제 1 방법에 반대되는 2-패스 알고리즘을 요구하므로, 도 12는 더 이상 이것을 적용하지 않는다. 또한, 이 계산을 위한 타이밍 버짓은 모든 구현에 있어서 요건 또는 제약에 적합하지 않을 수도 있다.

도 11a 및 도 11b는 미세 타이밍 획득 시 수반되는 신호들 및 검출 윈도우들을 도시한다. 이 도면은 2K 채널들 (즉, 2047개의 채널들) 을 사용하는 통신 시스템을 도시하며, 채널 지연 확산은 512개의 칩들로 제한되는 것으로 알려진다. 이러한 도면들은 TDM 파일럿 2 (214) 의 2 모든 수신된 이미지들을 포함하는 신호의 일부분에 걸쳐서 칩들 (특히 탭 0 내지 2047로부터) 의 수신된 에너지 대 시간을 도시한다. 다중경로 효과로 인해, 제 1 도달 파일럿 (FAP; 1100) 으로 시작하여 다수의 TDM 파일럿 2 심볼들 (214) 이 수신될 것이다. 상술된 바와 같이, 다수의 윈도우 시작 위치들이 동일하거나 비슷한 피크 에너지들을 갖는다면, 채널 임펄스 응답의 시작 또는 FAP는 검출 윈도우 시작 위치들 전체 중에서 피크 에너지를 결정하는 단계와, 피크 에너지로 최우측 검출 윈도우 시작 위치를 식별하는 단계에 의해 검출될 수도 있다. 이것은, 3개의 검출 윈도우들 (1102, 1104 및 1106; 각각은 1024개의 칩 길이) 을 나타내는 도 11a에 도시된다.

채널 지연 확산 DS가 2048 길이 (압축됨) 의 채널 추정에서 512개의 칩들로 제한된다면, 도 11a에 도시된 것과 같은 1024-길이의 슬라이딩 윈도우 대신 도 11b에 도시된 것과 같은 512-길이의 슬라이딩 윈도두를 이용하여 FAP 검출을 실시하는 것이 유익할 수도 있다.

도 11a는, 지연 확산이 512개의 칩들과 같이 그 길이의 절반이거나 그 미만인 경우, 어떻게 1024개의 칩 길이인 검출 윈도우가 사용되고 슬라이딩 윈도우 검출 방법을 이용하여 채널 위치가 모호하게 되는지를 도시한다. 검출 윈도우 (1102) 가 칩 0에서 시작하므로, 누산된 에너지 값 E(0) 을 산출할 것이다. 검출 윈도우 (1104) 가 칩 0보다 더 일찍 시작하므로, 최종 도달 TDM 파일럿 2 (1101) 는 검출 윈도우의 끝 안에서만 적합하다. 검출 윈도우 (1106) 가 칩 0 이후에 시작하므로, FAP (1100) 는 단지 검출 윈도우의 시작에 적합하다. 따라서, 검출 윈도우 (1104) 의 시작과 검출 윈도우 (1106) 의 끝 각각의 슬라이딩 검출 윈도우는 TDM 파일럿 2 (214) 전체에 대하여 동일한 누산된 에너지를 기록할 것이다. 이것은, 검출 윈도우 (1104) 와 검출 윈도우 (1106) 간의 슬라이딩 윈도우에서 각각 증가하는 단계가 TDM 파일럿 2 (214) 중 사라진 것으로부터 최대 누산 에너지의 변화를 발생시키지 않기 때문에, 누산된 에너지 그래프에서 "플랫 존" (1108) 을 발생시킨다. 이 "플랫 존" (1108) 은 채널 위치 내의 모호한 지속기간 (1110) 에 이른다. "플랫 존" 동안의 잡음은 누산된 에너지 그래프에서 리플을 발생시킬 것이며, 이것은 FAP의 검출 시 에러들의 원인이 될 수 있고, 동기화의 타이밍에서 에러들이 발생할 수 있다. 플랫 존이 매우 긴 우, 잘못된 타이밍 동기화가 일어날 가능성이 있다. 또한, 플랫 존이 길고 잡음 스파이크가 FAP의 잘못된 검출을 유발한다면, FAP가 참 FAP로부터 차단되는 만큼 그 양이 매우 클 수도 있고 타이밍 동기화에 있어서 큰 에러의 원인이 될 수도 있다. 이것이 발생할 경우, 시간 추적 알고리즘은 보상하지 못할 수도 있는데, 이 알고리즘은 타이밍 동기화 시의 어떤 에러가 작다는 것을 가정하기 때문이다.

대조적으로, 도 11b는, 슬라이딩 검출 윈도우 방법을 이용하여 검출 윈도우를 단축시키는 것이 채널 위치의 모호성을 얼마나 감소시키는지 도시한다. 도 11b는 TDM 파일럿 2 (214) 의 동일한 세트를 도시하지만, 3개의 검출 윈도우 (1112, 1114, 1116) 는 길이가 512개인 칩들이다. 결과적으로, 최종 도달 TDM 파일럿 2 (1101) 로 끝나는 검출 윈도우 (1114) 와 FAP (1100) 로 시작하는 검출 윈도우 (1116) 간의 모호성 (1118) 의 지속기간이 크게 감소된다. 이 감소된 모호성의 지속기간은 검출 알고리즘을 단순화하고, 또한 반드시 계산되어야 하는 상이한 일시적인 내부 값들의 수를 감소시키며, FTA 알고리즘을 가속화하기 위해서 이 상이한 값들이 메모리에 일시적으로 저장될 수 있게 한다.

검출 윈도우의 길이를 감소시키는 것은 2배로 유리하다. 첫째로, 누산된 에너지에서 캡쳐된 채널 대 잡음 비 (C/N) , 따라서 스코어 계산이 3 dB 만큼 개선될 수도 있다. C/N은 TDM 파일럿 2 채널 추정에 존재하는 유용한 신호 정보 대 간섭 (열 잡음 및 다른 잡음원) 의 비이다. 따라서, 윈도우 길이의 감소는 TDM 파일럿 2를 탐색하는 경우 처리된 잡음의 양을 감소시킨다.

둘째로, 검출 윈도우 길이를 감소시키는 것은 잡음 채널 추정으로 인한 타이밍 에러들을 제한할 수 있다. 이것은, 하나의 탭 채널들에서, "플랫 존" (1108) 에서 누산된 잡음으로 인한 타이밍 에러들은 도 11a에 도시된 바와 같이 슬라이딩 윈도우의 길이만큼일 수 있기 때문이다. 따라서, TDM2 처리 후 보다 짧은 검출 윈도우들이 나머지 타이밍 에러들에 대하여 타이트한 상한을 도입시킨다. 별도의 프로세서 또는 다른 로직 유닛은 디플로이먼트 시나리오 및 필드 데이터에 기초하여 슬라이딩 윈도우의 길이를 선택할 수도 있다. 예를 들어, 수신된 신호의 분석이, 채널 지연 확산이 512개의 칩들과 동일하거나 이보다 작다고 나타낸다면, 도 11b에 도시된 바와 같이, 검출 윈도우는 길이 512 (즉, N/4) 로 설정될 수도 있다. 일단 선택되면, 검출 윈도우 길이는 특정 위치 내에서 동작하는 동안 변하지 않을 것을 예상된다.

다양한 실시형태들에서, 채널에서, 평균 지연 확산, DS에 관한 정보는 FTA 알고리즘을 위해 사용된 검출 윈도우의 사이즈를 결정하는데 사용된다. 상기 주목한 바와 같이, 지연 확산은 누산된 에너지의 선단 및 후단 에지들 둘 모두를 찾음으로써 결정될 수 있다. 선단 및 후단 에지들 둘 모두는 누산된 에너지 및 포지티브 유한 차의 가중치 합계를 스코어링함으로써 찾을 수 있다. 시간에 따라 그 결과들을 평균화하고 채널의 지연 확산을 반복적으로 결정함으로써, 평균 또는 예상된 지연 확산이 검출 윈도우 길이를 설정하기 위해 계산되고 사용될 수 있다. 대안으로, 평균 지연 확산은 시간 가중된 평균 채널 추정을 이용하여 결정될 수도 있다. 타이밍 동기화에 유용한 평균 지연 확산 및 다른 정보를 결정하기 위한 방법 및 회로는, 그 전체 내용이 본원에 참조로써 포함되고, 본원과 동시에 출원되고, 명칭인 "Methods and System for Timing Acquisition Robust to Channel Fading"인 미국 특허 출원 제 호 (대리인 관리 번호 제 090590 호) 에 개시된다. 시간 가중 평균 채널 추정 정보를 이용하여, 최대 예상 지연 확산이 결정될 수 있고, 이것으로부터, 검출 윈도우가 최대 가능한 지연 확산보다 크거나 같게, 하지만 필요한 것보다 더 길지 않도록 검출 윈도우 길이가 설정될 수 있다.

1024-길이의 윈도우가 사용되는 경우, IFT 블록은 2개의 러닝 합산과 스코어들을 동시에 계산할 수도 있다: E(n) 및 E([n+1024]_mod2048). 프로세스는 E(0) 및 E(1024) 와 일시적인 내부 값들 d(n) 을 계산함으로써 시작하도록 도울 수도 있다 (n=0 내지 n=1023).

도 12a는 N/2 (즉, 길이 1024) 및 N/4 (즉, 길이 512) 의 2개의 윈도우 사이즈들을 이용하여 미세 타이밍 획득 시 이용하기 위한 FAP를 식별하는 실시형태 계산 회로를 도시한다. 도 12b는 실시형태 계산 회로에서 달성될 수도 있는 동작들의 시퀀스 (1250) 를 도시한다. 다양한 실시형태들에서 미세 타이밍 획득 시에 수반되는 동작들에 대한 추가적인 세부사항들은, 본원이 우선권으로 주장하고 본원에 참조로써 포함되는 미국 특허 출원 제 11/372,394 호에 제공된다. FFT 아키텍쳐는, FFT 처리의 제 1 스테이지의 계산이 데이터의 인입과 동시에 가능하도록 사용된다. 예시적인 FFT 아키텍쳐는 다목적으로 본원에 참조로써 포함되는, 2005년 8월 11일에 발행된 미국 특허 제 7,551,545 호에 기술된다. FFT 구현은 부대역들의 수를 인터레이스 단위 (N_I) 와 일치시키기 위해 선택된다. 예를 들어, 파일럿 2가 N_I=512 및 4개의 인터레이스를 이용한다면, FFT 구현은 4×512 FFT의 캐스캐이드가 되도록 선택되고 4 포인트 FFT는 추가적인 레이턴시 없이 샘플들이 수신되는 대로 계산된다.

계산의 시작에, E(0) 및 E(1024) 의 값들이 초기화될 수도 있고 (단계 1252), d(n), d(n+512), d(n+1024) 및 d(n+1536)의 값들이 초기화된다 (단계 1254). 512 포인트 FFT는 속도에 대하여 최적화된 특정 순서로 인터레이스에 대해 계산될 수도 있다. 예를 들어, TDM 파일럿 2가 짝수의 서브캐리어들 상에서 송신된다면, FFT는 다음의 순서 6, 4, 2 및 0으로 실시될 수도 있다. 파일럿 복조는 인터레이스 기반에 의해 인터레이스 상에서 실시될 수도 있다. 일단 파일럿 복조가 완료되면, 2048 포인트 IFFT가 계산된다. 이것은 3개의 단계로 실시될 수도 있다. 첫째, 인터레이스 (6, 4, 2 및 0) 는 512 포인트 IFFT에 의해 처리된다. 둘째, 트위들 곱셈은 인터레이스 6, 4 및 2에 대해서만 적용된다. 인터레이스 0은 임의의 트위들 곱셈을 이용하지 않는다. 따라서, 인터레이스 0에 대한 IFFT는 다른 인터레이스들에 대한 트위들 계산과 동시에 발생하여, 시간을 절약할 수 있다. 셋째, 4 포인트 IFFT가 512 포인트 IFFT 출력들을 결합하도록 실시된다. IFFT가 계산된 후, 4 포인트 IFFT 스테이지는 FAP 검출 알고리즘의 초기화와 결합된다. 4 포인트 IFFT는 채널 추정의 다음 샘플들:

을 제공하며,

이다.

E(n) 이 동일한 범위의 인덱스들로 정해지면, E(n+1)은 E(n)-d(n)으로 계산될 수도 있다. n의 동일 범위에서, E([n+1024+1]_mod2048) 는 E(n+1024)+d(n)으로 계산될 수도 있다는 것을 주목한다. 따라서, IFT 블록 (1410) 은 단지, 범위

에서 일시적인 내부 값들 d(n)을 저장할 것을 요구할 수도 있다. 이것을 가능하게 하기 위해서, 추가적인 메모리가 IFT 블록 (1410) 내에 포함되거나 일시적인 내부 값들 d(n)을 저장하기 위해 추가 메모리에 대한 액세스가 제공된다. 2K 구현을 지원하는 실시형태에서, 이것은 1024×12비트의 추가 저장을 요구한다.

실시형태에서, 도 12a에 도시된 바와 같이 전체 계산 시간을 감소시키기 위해서 2개의 러닝 합산 E(n) 및 E([n+1024]_mod2048) 가 동시에 유지될 수도 있다. 슬라이딩 윈도우는 길이 1024 또는 512의 길이일 수도 있다. 512 길이의 슬라이딩 윈도우의 경우, d(n)의 정의는

이 되고, h(n)은 복소수 시간 영역 채널 추정 엘리먼트 ("채널 추정 탭들") 이다. 본원에 사용된 바와 같이, s(n) 및 d(n) 은 누산된 에너지 (En) 와 유한 차 (Dn) 를 계산하는데 사용되는 중간 내부 값들이다.

모든 d(n) 이 값들의 최초 파퓰레이션의 페이즈 1 기간에서 (모든 2048개의 값이) 계산된 후 (단계 1255), E(n) 값들이 계산되고 메모리에 저장되어 식 2를 이용하여 D(2N_D-1) 과 D(2N_D+1023) 에 대한 초기 유한 차 값들을 계산하기 위해 사용된다.

이후, 업데이트의 정상 상태 (페이즈 2 기간) 에서, 0과 1022 사이의 인덱스들의 범위에서, 계산은 샘플 윈도우 위치들 n을 통하여,

그리고

과 같이 러닝 합산들이 진행하는 저장된 값들을 루핑한다 (단계 1256). 업데이트된 E 값들을 이용하여, 유한 차 값들 D(n) 은 대응하는 V(n) 값들의 계산과 함께 업데이트될 수도 있다 (단계 1258). 이 단계에서, 최대치 V는 n 값과 함께 추정되며, V는 최대화된다. 단계 1258에서, 유한 차 값들은 업데이트 식 4를 이용하여 계산될 수도 있다.

최대치 n이 도달되지 않았다면 (즉, 결정 단계 1260="아니오"), 다음 n이 선택될 수도 있고 (단계 1262), 단계 1256의 E(n+1) 과 E(n+1025) 를 계산하는 프로세스와 D(n+1) 와, 단계 1258의 D(n+1025) 를 업데이트하는 프로세스 그리고 새로운 V(n) 과 V(n+1025) 를 계산하는 단계가 반복될 수도 있다.

일단 최대치 n이 도달되면 (즉, 결정 단계 1260="예"), 에지 조건이 페이즈 3에서 마무리될 수도 있으며, 유한 차 D(0)..D(2N_D-2) 와 D(1024)..D(2N_D+1022) 가, 대응하는 V(n) 과 함께 계산될 수도 있다 (단계 1264). 이러한 값들로부터, V_max=V(n_max) 값은 최대치 V_max에 대응하는 인덱스 n_max와 함께 결정될 수도 있다. 이 단계에서, FAP 또한 n_max로부터 결정된다.

도 13의 프로세스 흐름도는, 검출 윈도우가 길이 512인 경우 구현될 수도 있는 FTA 동작들의 시퀀스 1300을 도시한다. 이러한 동작들은 다음 단계들을 포함할 수도 있다. 단계 1301에서, n=0으로 설정하고, 단계 1302에서, E(n) 및 E(n+1024) 를 계산하며, 이것을 이제 다음 식과 같이 정의한다.

따라서, 루프를 통한 첫번째 통과에서, 단계 1302는 E(0) 및 E(1024) 를 계산한다. 동시에, 하드웨어 또는 소프트웨어/하드웨어 모듈은 4개 세트의 값들:d(n), d(n+512), d(n+1024) 및 d(n+1536) 을 동시에 계산함으로써 모든 n에 대하여 d(n) 을 계산한다 (단계 1304). 이러한 값들 각각은 내부 메모리에 저장될 수도 있다. 탭 값들에 따른 검출 윈도우 슬라이드들 때문에, 회로는 식 1 내지 식 3에 따라 차 d(n) 과 스코어 V(n) 을 동시에 계산한다 (단계 1306). 계산된 스코어링 값들 V(n) 각각은, 새로운 최대 스코어 값에 도달했는지를 결정하기 위해 러닝 최대 스코어와 비교될 수도 있다 (결정 1308). 신호 내의 잡음을 수용하기 위해서 계산된 스코어 V(n) 은 결정 윈도우 E내에서 수신된 총 에너지와 에너지 d의 변화에 대한 정보를 계산에 넣을 수도 있다. 계산된 스코어 V(n) 이 이전의 최대 스코어 V_max를 초과한다면 (즉, 결정 1308="예"), 현재 계산된 스코어 V(n) 는 현재 최대 스코어 V_max로 저장되고 대응하는 인덱스 n이 최대 스코어 n_max의 인덱스로서 저장되고 (단계 1310), 결정 윈도우 내의 모든 인덱스들이 평가되었는지 여부를 결정하기 위해 현재 인덱스가 최대치 (즉, N-1) 와 비교될 수도 있다 (결정 1312). 그 증분이 최대치보다 작은 한 (즉, 결정 1312="아니오"), 누산 윈도우는 증분 1 만큼 슬라이드되고 (즉, n이 증가함)(단계 1314), 단계 1302로 복귀함으로써 이 프로세스가 반복되어 상술된 바와 같이 E(n) 및 E(n+1024) 를 계산한다. 누산 윈도우의 슬라이딩에 있어서, 다음 식을 주목한다.

[식 4]

최종 인덱스 n이 도달되는 경우 (즉, 결정 1312="예"), 이 프로세스는 d(n) 과 V(n)의 경계치를 결정하고, 최대치의 최종 인덱스 n_max를 FAP의 인덱스 (즉, n_FAP) 로서 설정하고 n_FAP 값을 처음의 프로세스로 복귀시킨다. V(n)의 최대치는 n의 값이 1 보다 더 큰 것에 대하여 도달되는 것이 가능하며, 이 경우, 마지막 최대치의 인덱스 n이 최종 답이 되는 것으로 여겨진다는 것을 주목한다. 또한, V(n) 의 값이 1보다 더 큰 것은, 슬라이딩 프로세스가 끝나고 모든 값들을 고려하기 전에 최대치를 선언할 수 있게 한다.

검출된 FAP 및 변수에 저장된 FAP 포지션 n_FAP에 의해, 이 결과들은 타이밍 정정을 적용하기 위해 사용될 수 있다. 이 프로세스에서, 랩 어라운드 채널 추정의 FAP의 위치를 나타내는 정수값은 FTA 알고리즘의 궁극적인 값인 미세 타이밍 오프셋으로 변환된다.

2개 스테이지의 프로세스로 미세 타이밍 오프셋을 계산하는 것이 가능하며, FAP 및 지연 확산이 하나의 채널 추정에 기초하여 먼저 계산된 후, 두 번째로 시간에 따라 평균된 다수의 채널 추정에 기초하여 계산된다는 것은 주목할 만한 가치가 있다.

앞에 예시적인 실시형태들은 길이 512 및 1024 칩들의 검출 윈도우를 설명하였지만, 본 발명은 특정 길이의 검출 윈도우들로 제한되지 않으며, 채널 검출 조건에 기초하여 통상적으로 구현될 수도 있다. 일반적으로, 상술한 방법 및 회로는 추정된 지연 확산 플러스 약간의 세이프티 마진 보다 더 긴 가장 가까운 정수로 조정된 채널 사이즈의 1/2 보다 더 짧은 길이 N_W (예를 들어, N/2, N/4, N/6, N/8 등) 의 검출 윈도우들을 위해 사용될 수도 있다. 따라서, 도 12의 하드웨어 단순화는 도 12에 도시된 단지 두 가지 보다 더 큰 길이의 검출 윈도우를 가질 수도 있는 다른 시스템들로 확장될 수 있다. TDM 2 심볼의 길이는 서브 캐리어들의 수에 의해 대충 확대되므로, 채널 지속기간의 길이가 N이면, 검출 윈도우는 N/2 또는 N/4로 설정될 수도 있으며, 이는 검출된 채널 지연 확산을 이용하여 스스로 적응될 수 있다. 추가적인 실시형태에서, 검출 윈도우는 임의의 길이일 수도 있고, N/2 또는 N/4로 제한되지 않는다.

도 14a는 최대 추정 채널 지연 확산에 기초하여 검출 윈도우의 사이즈를 설정하기 위한 실시형태 방법 (1400) 을 도시한다. 방법 1400에서, 누산된 에너지 커브가 분석되어 상술된 바와 같이 선단 에지 및 후단 에지를 식별할 수도 있다 (단계 1402). FAP 및 최종 도달 파일럿 (LAP) 을 정의하는, 누산된 에너지 커브의 선단 에지 및 후단 에지 간의 시간 차를 이용하여, 채널의 지연 확산이 단계 1404에서 계산될 수 있다. 다수의 사이클에 걸쳐 지연 확산을 반복적으로 계산함으로써, 최대 지연 확산이 결정될 수 있고, 시간의 기간에 따른 최대 지연 확산을 결정함으로써, 평균 최대 지연 확산이 채널에 대한 지연 확산의 통계치 (예를 들어, 표준 편차 또는 표준 에러) 와 함께 결정될 수 있다 (단계 1406). 채널 계산 평균 최대 지연 확산과, 그 변수에 관한 잠재적인 통계치를 이용하여, 검출 윈도우의 길이는 최대 가능한 지연 확산보다 크거나 같은 길이로 선택될 수 있다 (단계 1408). 이 단계의 목적은 검출 윈도우를, 최대 가능한 지연 확산보다 크지만 그 보다 더 길지는 않을 정도로만 크게 설정하는 것이다. 예를 들어, 지연 윈도우는 평균 지연 확산 플러스 그 평균의 2 또는 3개의 표준 편차들과 동일한 길이로 설정될 수 있으며, 이는 그 지연 윈도우가 현재 조건 하에서 조우될 수도 있는 어떤 지연 확산을 포함할 것이라는 96 - 99 퍼센트의 가능도를 제공한다.

도 14b는 상기에 참조로서 포함되는 명칭이 "Methods and Systems for Timing Acquisition Robust to Channel Fading" (대리인 관리 번호 제 090590 호) 인 미국 특허 출원 제 호에 개시된 프로세스들로부터 획득된 평균 지연 확산에 관한 정보를 이용하여 검출 윈도우 길이를 설정하는 다른 실시형태 방법 (1450) 을 도시한다. 그 출원은 페이딩 조건을 보상하기 위해 타이밍 오프셋 계산 시 사용하기 위해 시간-평균 FAP 및 LAP 값들이 결정되는 시간-평균 채널 추정에 관한 방법이 개시된다. 이러한 방법들에서 생성된 시간-평균 FAP 및 LAP (즉, FAP_ave 및 LAP_ave) 는 평균 지연 확산을 계산하는데 사용될 수도 있다 (단계 1452). 예를 들어, 평균 지연 확산은

와 같이 계산될 수도 있다. 이 값을 이용하여, 시스템은, 예를 들어, 평균 지연 확산 시간들을 지연 확산 시 변수를 고려하기 위한 인자와 곱셈함으로써, 검출 윈도우를 최대 가능한 지연 확산 보다 더 큰 길이로 설정할 수 있다 (단계 1454).

이 프로세스를 구현함으로써, 검출 윈도우 사이즈는 플랫 존을 최소화하도록 설정되고, 채널 상의 잡음에 의해 발생된 미세 타이밍 동기화의 규모를 감소시킬 수 있다. 이 프로세스는 시간에 따라 반복하여 검출 윈도우 사이즈를 변화하는 수신 상태로 조정함으로써, 수신기 디바이스로 하여금 지연 확산의 변경을 수용할 수 있게 하는데, 수신기 디바이스가, 다중 경로 신호들의 소스가 상대적으로 적은 지역 (시골 지역에서 발생할 수도 있음) 에서 다중 경로 신호들의 소스가 많은 지역 (도시나 산악 지역에서 발생할 수도 있음) 으로 이동하는 경우 발생할 수도 있기 때문이다. 이 프로세스를 주기적으로 반복하는 것은 또한, 검출 윈도우를 증가시킬 수 있을 것이다.

요약하면, 앞의 실시형태들은, 평균화된 채널 길이에 관한 시스템에 의해 획득된 정보에 기초하여 검출 윈도우를 단축시킴으로써 잡음이 있을 때에 타이밍 획득을 적용하는 개선된 방법을 제공한다. 채널 추정의 길이가 결정되고, 검출 윈도우의 길이가 그 길이의 1/2로 설정된다. 이와같이, 채널 추정이 2048의 길이인 경우, 최대 검출 윈도우 길이는 1024이다. 잡음에 대한 민감도를 감소시키기 위해서, 검출 윈도우는 채널의 예상된 지연 확산의 사이즈 (예를 들어, 2개의 512개의 칩) 로 사이즈가 맞춰진다. 이러한 검출 윈도우의 사이즈 감소는 누산된 에너지의 분석 시 플랫 존을 최소화하고 따라서 미세 타이밍 에러에 대한 기회를 감소시키고 타이밍 동기화를 위해 사용된 FAP의 검출에 있어서 잠재적인 에러 사이즈를 감소시킨다. 이 프로세스에서, E(n) 및 d(n) 의 값들이 상기 식 2 또는 식 3을 이용하여 계산된다. 이 실시형태에서, 초기화는 종래 시스템의 초기화보다 적은 시간이 걸린다. 예를 들어, 검출 윈도우가 512개의 칩의 사이즈인 경우, 초기화는 이전 방법에서는 1024개의 사이클인 대신 512개의 사이클을 취한다. 추가적인 메모리가 제공되어 차이 값 (difference value; d(n)) 을 저장할 수 있게 한다. 이 실시형태에서, E(n+1)의 계산은 단지 감산을 수반하고 d(n) 의 모든 2048 값들을 사용하여, 계산을 단순화 및 가속화한다.

다양한 실시형태들은 또한 길이 8192의 OFDM 심볼을 갖는 통신 시스템 (즉, 8K 시스템) 에, 값

이 4배 압축된 채널 에너지로 대체될 수 있는 차를 적용한다는 것을 이해한다.

다양한 실시형태들에 사용하기에 적합한 일반적인 무선 수신기 (150) 는 도 15에 도시된 컴포넌트들을 통상적으로 구비할 것이다. 예컨대, 일 예시적인무선 수신기 (150) 는 내부 메모리 (1502), 디스플레이 (1503), 및 스피커 (1509) 에 커플링된 프로세서 (1301) 를 포함할 수도 있다. 또한, 무선 수신기 (150) 는 프로세서 (1501) 에 커플링된 셀룰러 전화 송수신기 (1505) 및/또는 무선 데이터 링크에 접속된 전자기 방사를 전송 및 수신하기 위한 안테나 (1504) 를 가질 수도 있다. 몇몇 구현들에서, 셀룰러 전화 통신들에 대해 사용되는 프로세서 (1501) 및 메모리 (1502) 의 부분들 및 송수신기 (1505) 는, 무선 데이터 링크를 통한 데이터 인터페이스를 제공하므로, 총괄하여 에어 인터페이스로 지칭된다. 통상적으로 무선 수신기 (150) 는 사용자 입력들을 수신하기 위해 키 패드 (1506) 또는 소형 키보드, 및 메뉴 선택 버튼들 또는 라커 스위치들 (1507) 을 또한 포함한다.

프로세서 (1501) 는, 소프트웨어 명령들 (애플리케이션들) 에 의해 여기서 설명된 다양한 실시형태들의 기능들을 포함하는 다양한 기능들을 수행하도록 구성될 수 있는 임의의 프로그래밍 가능한 마이크로프로세서, 마이크로컴퓨터, 또는 다수의 프로세서 칩 또는 칩들일 수도 있다. 몇몇 모바일 디바이스들에서, 무선 통신 기능들에 전용된 하나의 프로세서 및 다른 애플리케이션들을 실행하는 것에 전용된 하나의 프로세서와 같은 다수의 프로세서들 (1501) 이 제공될 수도 있다. 통상적으로, 소프트웨어 애플리케이션들은, 이들이 프로세서 (1501) 에 액세스되고 로딩되기 이전에 내부 메모리 (1502) 내에 저장될 수도 있다. 몇몇 모바일 디바이스들에서, 프로세서 (1501) 는 애플리케이션 소프트웨어 명령들을 저장하기에 충분한 내부 메모리를 포함할 수도 있다. 다수의 무선 수신기들 (150) 에서, 내부 메모리 (1502) 는 플래시 메모리와 같은 비휘발성 메모리 또는 휘발성 메모리일 수도 있거나, 또는 이들의 혼합체일 수도 있다. 이 설명의 목적들을 위해, 메모리에 대한 일반적인 레퍼런스는 내부 메모리 (1502), 무선 수신기 (150) 에 플러그된 탈착식 메모리, 및 프로세서 (1501) 자체 내의 메모리를 포함하는, 프로세서 (1501) 에 의해 액세스 가능한 모든 메모리를 지칭한다.

전술한 방법 설명들 및 프로세스 흐름도들은 단지 예시적인 예들로서 제공되고, 다양한 실시형태들의 단계들이 제시된 순서대로 수행되어야만 하는 것을 요구하거나 또는 나타내도록 의도되지 않는다. 당업자에 의해 명백한 바와 같이, 전술한 실시형태들에서의 단계들의 순서는 임의의 순서로 수행될 수도 있다. "이후", "그 후", "다음" 등과 같은 단어들은 단계들의 순서를 제한하도록 의도되지 않고; 이들 단어들은 방법들의 설명을 통해 독자에게 안내하기 위해 단순히 사용된다. 또한, 예컨대 부정관사들 ("a", "an", 또는 "the") 을 사용하는 엘리먼트들을 단수형으로 주장하기 위한 임의의 레퍼런스는 엘리먼트를 단수형으로 제한하는 것으로 해석되지 않아야 한다.

본원에 개시된 실시형태들과 관련하여 설명된 다양한 예시적인 논리 블록들, 모듈들, 회로들, 및 알고리즘 단계들은 전자 하드웨어, 컴퓨터 소프트웨어, 또는 이들의 조합들로서 구현될 수도 있다. 하드웨어와 소프트웨어의 이러한 교환성을 명료하게 예시하기 위해, 다양한 예시적인 컴포넌트들, 블록들, 모듈들, 회로들, 및 단계들은 이들의 기능과 관련하여 일반적으로 상술되었다. 그러한 기능이 하드웨어로 구현될지 또는 소프트웨어로 구현될지는 특정한 애플리케이션 및 전체 시스템에 부과된 설계 제약들에 의존한다. 당업자는 각각의 특정한 애플리케이션에 대해 다양한 방식들로 설명된 기능을 구현할 수도 있지만, 그러한 구현 판정들이 본 발명의 범위로부터 벗어나게 하는 것으로 해석되지 않아야 한다.

본원에 개시된 양태들과 관련하여 설명된 다양한 예시적인 로직들, 논리 블록들, 모듈들, 및 회로들을 구현하기 위해 사용되는 하드웨어는, 범용 프로세서, 디지털 신호 프로세서 (DSP), 주문형 집적 회로 (ASIC), 필드 프로그래밍 가능한 게이트 어레이 (FPGA) 또는 다른 프로그래밍 가능한 논리 디바이스, 이산 게이트 또는 트랜지스터 로직, 이산 하드웨어 컴포넌트들, 또는 여기서 설명된 기능들을 수행하도록 설계된 이들의 임의의 조합으로 구현 또는 수행될 수도 있다. 범용 프로세서는 마이크로프로세서일 수도 있지만, 다르게는, 프로세서는 임의의 종래의 프로세서, 제어기, 마이크로제어기, 또는 상태 머신일 수도 있다. 또한, 프로세서는 예컨대 DSP 와 마이크로프로세서의 조합, 복수의 마이크로프로세서들, DSP 코어와 협력하는 하나 이상의 마이크로프로세서들, 또는 임의의 다른 그러한 구성과 같은 연산 디바이스들의 조합으로 구현될 수도 있다. 다르게, 몇몇 단계들 또는 방법들은 소정의 기능에 특정한 회로에 의해 수행될 수도 있다.

하나 이상의 예시적인 양태들에서, 설명된 기능들은 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어, 또는 이들의 임의의 조합으로 구현될 수도 있다. 하드웨어로 구현되는 경우, 그 기능은 무선 수신기 또는 이동 디바이스에서 사용하기에 적합할 수도 있는 무선 신호 처리 회로의 회로 내에서 구현될 수도 있다. 이러한 무선 신호 처리 회로는 신호 측정을 완수하고 다양한 실시형태들에서 설명된 단계들을 산출하기 위한 회로를 포함할 수도 있다. 소프트웨어로 구현되는 경우에, 기능들은 컴퓨터-판독가능 매체 상의 하나 이상의 명령들 또는 코드 상에 저장되거나 또는 이들을 통해 송신될 수도 있다. 본원에 개시된 방법 또는 알고리즘의 단계들은 컴퓨터-판독가능 매체 상에 상주할 수도 있는 실행되는 프로세서-실행가능 소프트웨어 모듈에서 실시될 수도 있다. 컴퓨터-판독가능 매체는 한 장소에서 다른 장소로 컴퓨터 프로그램의 전달을 용이하게 하는 임의의 매체를 포함하는 통신 매체 및 컴퓨터 저장 매체 양자를 포함한다. 저장 매체는 컴퓨터에 의해 액세스될 수도 있는 임의의 이용가능한 매체일 수도 있다. 예로써, 그러한 컴퓨터-판독가능 매체는, RAM, ROM, EEPROM, CD-ROM 또는 다른 광학 디스크 스토리지, 자성 디스크 스토리지 또는 다른 자성 저장 디바이스들, 또는 컴퓨터에 의해 액세스될 수도 있는 명령들 또는 데이터 구조들의 형태로 원하는 프로그램 코드를 운반하거나 또는 저장하기 위해 사용될 수도 있는 임의의 다른 매체를 포함할 수도 있지만, 이것으로 한정되지 않는다. 또한, 어떤 접속은 컴퓨터-판독가능 매체로 적절하게 지칭된다. 예컨대, 동축 케이블, 광섬유 케이블, 트위스트 페어, 디지털 가입자 회선 (DSL), 또는 적외선, 무선, 마이크로파와 같은 무선 기술들을 사용하는, 웹사이트, 서버, 또는 다른 원격 소스로부터 소프트웨어가 송신되는 경우에, 동축 케이블, 광섬유 케이블, 트위스트 페어, DSL, 또는 적외선, 무선, 및 마이크로파와 같은 무선 기술들이 매체의 정의에 포함된다. 본원에 사용되는 바와 같이, 디스크 (disk) 및 디스크 (disc) 는 콤팩트 디스크 (CD), 레이저 디스크, 광학 디스크, 디지털 다기능 디스크 (DVD), 플로피 디스크, 및 블루-레이 디스크를 포함하고, 디스크 (disk) 들은 통상적으로 데이터를 자성으로 재생하지만, 디스크 (disc) 들은 레이저들로 광학적으로 재생한다. 상기의 조합들이 또한 컴퓨터-판독가능 매체의 범위 내에 포함된다. 또한, 방법 또는 알고리즘의 동작들은, 컴퓨터 프로그램 제품으로 통합될 수도 있는, 머신 판독가능 매체 및/또는 컴퓨터-판독가능 매체 상에 코드들 및/또는 명령들의 하나 또는 임의의 조합 또는 세트로서 상주할 수도 있다.

개시된 실시형태들의 선행하는 설명은 당업자가 본 발명을 만들거나 또는 사용할 수 있게 하기 위해 제공된다. 이들 실시형태들에 대한 다양한 변형들이 당업자에게 쉽게 명백할 것이고, 여기서 정의된 일반적인 원리들은 본 발명의 사상 및 범위로부터 벗어나지 않으면서 다른 실시형태들에 적용될 수도 있다. 따라서, 본 발명은 여기서 나타낸 실시형태들에 한정되도록 의도되지 않고, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들 및 다음의 청구의 범위와 일치하는 최광의 범위가 부여되도록 의도된다.

Claims

무선 통신 시스템에서의 타이밍 획득 방법으로서,
시간 영역 멀티플렉스 (TDM; Time-Domain Multiplexed) 파일럿 심볼들을 수신하는 단계;
상기 TDM 파일럿 심볼들에 기초하여 심볼 타이밍을 결정하는 단계;
상기 심볼 타이밍이 결정된 후 채널 지연 확산을 측정하는 단계;
상기 측정된 채널 지연 확산에 기초하여 최대 예상된 채널 지연 확산을 결정하는 단계; 및
상기 결정된 최대 예상된 채널 지연 확산에 기초하여 상기 TDM 파일럿 심볼들을 검출하기 위해 추후 사용될 검출 윈도우의 길이를 선택하는 단계를 포함하고,
상기 검출 윈도우의 길이를 선택하는 단계는 N/(2*m) 플러스 세이프티 마진과 동일한 검출 윈도우 길이를 선택하는 단계를 포함하고, m은 정수이고 N은 채널 추정치의 길이인, 무선 통신 시스템에서의 타이밍 획득 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 검출 윈도우의 길이를 선택하는 단계는 예상된 채널 지연 확산과 동일하거나 더 큰 임의적인 길이의 검출 윈도우를 선택하는 단계를 포함하는, 무선 통신 시스템에서의 타이밍 획득 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 검출 윈도우의 길이를 선택하는 단계는 예상된 채널 지연 확산 플러스 세이프티 마진 (safety margin) 보다 큰 가장 가까운 정수를 선택하는 단계를 포함하는, 무선 통신 시스템에서의 타이밍 획득 방법.
삭제
제 1 항에 있어서,
상기 검출 윈도우의 길이를 선택하는 단계는 2개의 미리정의된 검출 윈도우 길이들 중에서 선택하는 단계를 포함하는, 무선 통신 시스템에서의 타이밍 획득 방법.
제 5 항에 있어서,
상기 2개의 미리정의된 검출 윈도우 길이들은 512 및 1024개의 칩들인, 무선 통신 시스템에서의 타이밍 획득 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 검출 윈도우의 길이는 512개의 칩들이고,
상기 무선 통신 시스템에서의 타이밍 획득 방법은,
증분 0과 증분 1024에 위치된 윈도우에 대한 상기 검출 윈도우에 대하여 총 수신 에너지 E(n) 을 계산하는 것;
식
을 이용하여 n, n+512, n+1024, n+1536 각각에 대해 일시적인 내부 값들 d(n) 을 계산하는 것으로서,
이고, h(n)은 증분 n에서의 채널 추정치인, 상기 일시적인 내부 값들 d(n) 을 계산하는 것;
증분 n과 n+1024에 대한, 일시적인 내부 값들 d(n) 및 계산된 수신 에너지 E를 이용하여 증분 n+1과 n+1025 에 대한 수신 에너지 E를 계산하는 것;
차수 N_D의 유한 차에 대하여 유한 차 값 D(n) 을
와 같이 계산하는 것;
상기 E(n) 및 상기 D(n) 에 기초하여 스코어 값 V(n) 을 계산하는 것;
상기 스코어 값 V(n) 이 최대화되는 때를 결정하는 것; 그리고
상기 최대화된 스코어 값 V(n) 에 대응하는 증분 n을 이용하여 상기 TDM 파일럿 심볼 동안 제 1 도달 신호 경로의 위치를 결정하는 것
을 포함하는 동작들을 실시함으로써 상기 TDM 파일럿 심볼 동안 상기 제 1 도달 신호 경로를 검출하는 단계를 더 포함하는, 무선 통신 시스템에서의 타이밍 획득 방법.
제 7 항에 있어서,
증분 n에서의 총 수신 에너지 E는
식
을 이용하여 계산되고,
h(n)은 증분 n에서의 채널 추정치인, 무선 통신 시스템에서의 타이밍 획득 방법.
무선 통신 디바이스로서,
프로세서;
상기 프로세서에 연결된 메모리; 및
상기 프로세서에 연결된 무선 수신기 회로를 포함하고,
상기 프로세서는,
시간 영역 멀티플렉스 (TDM) 파일럿 심볼들을 수신하는 것;
상기 TDM 파일럿 심볼들에 기초하여 심볼 타이밍을 결정하는 것;
상기 심볼 타이밍이 결정된 후 채널 지연 확산을 측정하는 것;
상기 측정된 채널 지연 확산에 기초하여 최대 예상된 채널 지연 확산을 결정하는 것; 그리고
상기 결정된 최대 예상된 채널 지연 확산에 기초하여 상기 TDM 파일럿 심볼들을 검출하기 위해 추후 사용될 검출 윈도우의 길이를 선택하는 것으로서, 상기 검출 윈도우의 길이를 선택하는 것이 N/(2*m) 플러스 세이프티 마진과 동일한 검출 윈도우 길이를 선택하는 것을 포함하고, m은 정수이고 N은 채널 추정치의 길이인, 상기 검출 윈도우의 길이를 선택하는 것
을 포함하는 동작들을 실시하는 프로세서 실행가능 명령들로 구성되는, 무선 통신 디바이스.
제 9 항에 있어서,
상기 프로세서는, 상기 검출 윈도우의 길이를 선택하는 것이 예상된 채널 지연 확산과 동일하거나 더 큰 임의적인 길이의 검출 윈도우를 선택하는 것을 포함하도록 프로세서 실행가능 명령들로 구성되는, 무선 통신 디바이스.
제 9 항에 있어서,
상기 프로세서는, 상기 검출 윈도우의 길이를 선택하는 것이 예상된 채널 지연 확산 플러스 세이프티 마진 보다 더 큰 가장 가까운 정수를 선택하는 것을 포함하도록 프로세서 실행가능 명령들로 구성되는, 무선 통신 디바이스.
삭제
제 9 항에 있어서,
상기 프로세서는, 상기 검출 윈도우의 길이를 선택하는 것이 2개의 미리정의된 검출 윈도우 길이들 중에서 선택하는 것을 포함하도록 프로세서 실행가능 명령들로 구성되는, 무선 통신 디바이스.
제 13 항에 있어서,
상기 2개의 미리정의된 검출 윈도우 길이들은 512 및 1024개의 칩들인, 무선 통신 디바이스.
제 9 항에 있어서,
상기 검출 윈도우의 길이는 512개의 칩들이고,
상기 프로세서는,
증분 0과 증분 1024에 위치된 윈도우에 대한 상기 검출 윈도우에 대하여 총 수신 에너지 E(n) 을 계산하는 것;
식
을 이용하여 n, n+512, n+1024, n+1536 각각에 대해 일시적인 내부 값들 d(n) 을 계산하는 단계로서,
이고, h(n)은 증분 n에서의 채널 추정치인, 상기 일시적인 내부 값들 d(n) 을 계산하는 것;
증분 n과 n+1024에 대한, 일시적인 내부 값들 d(n) 및 계산된 수신 에너지 E를 이용하여 증분 n+1과 n+1025 에 대한 수신 에너지 E를 계산하는 것;
차수 N_D의 유한 차에 대하여 유한 차 값 D(n) 을
와 같이 계산하는 것;
상기 E(n) 및 상기 D(n) 에 기초하여 스코어 값 V(n) 을 계산하는 것;
상기 스코어 값 V(n) 이 최대화되는 때를 결정하는 것; 그리고
상기 최대화된 스코어 값 V(n) 에 대응하는 증분 n을 이용하여 상기 TDM 파일럿 심볼 동안 제 1 도달 신호 경로의 위치를 결정하는 것
을 포함하는 동작들을 실시함으로써 상기 TDM 파일럿 심볼 동안 상기 제 1 도달 신호 경로를 검출하는 것을 더 포함하는 동작들을 실시하는 프로세서 실행가능 명령들로 구성되는, 무선 통신 디바이스.
제 15 항에 있어서,
상기 프로세서는,
증분 n에서의 총 수신 에너지 E가
식
을 이용하여 계산되도록 프로세서 실행가능 명령들로 구성되고, h(n)은 증분 n에서의 채널 추정치인, 무선 통신 디바이스.
무선 통신 디바이스로서,
시간 영역 멀티플렉스 (TDM) 파일럿 심볼들을 수신하는 수단;
상기 TDM 파일럿 심볼들에 기초하여 심볼 타이밍을 결정하는 수단;
상기 심볼 타이밍이 결정된 후 채널 지연 확산을 측정하는 수단;
상기 측정된 채널 지연 확산에 기초하여 최대 예상된 채널 지연 확산을 결정하는 수단; 및
상기 결정된 최대 예상된 채널 지연 확산에 기초하여 상기 TDM 파일럿 심볼들을 검출하기 위해 추후 사용될 검출 윈도우의 길이를 선택하는 수단을 포함하고,
상기 검출 윈도우의 길이를 선택하는 수단은 N/(2*m) 플러스 세이프티 마진과 동일한 검출 윈도우 길이를 선택하는 수단을 포함하고, m은 정수이고 N은 채널 추정치의 길이인, 무선 통신 디바이스.
제 17 항에 있어서,
상기 검출 윈도우의 길이를 선택하는 수단은 예상된 채널 지연 확산과 동일하거나 더 큰 임의적인 길이의 검출 윈도우를 선택하는 수단을 포함하는, 무선 통신 디바이스.
제 17 항에 있어서,
상기 검출 윈도우의 길이를 선택하는 수단은 예상된 채널 지연 확산 플러스 세이프티 마진보다 큰 가장 가까운 정수를 선택하는 수단을 포함하는, 무선 통신 디바이스.
삭제
제 17 항에 있어서,
상기 검출 윈도우의 길이를 선택하는 수단은 2개의 미리정의된 검출 윈도우 길이들 중에서 선택하는 수단을 포함하는, 무선 통신 디바이스.
제 21 항에 있어서,
상기 2개의 미리정의된 검출 윈도우 길이들은 512 및 1024개의 칩들인, 무선 통신 디바이스.
제 17 항에 있어서,
상기 검출 윈도우의 길이는 512개의 칩들이고,
상기 무선 통신 디바이스는,
증분 0과 증분 1024에 위치된 윈도우에 대한 상기 검출 윈도우에 대하여 총 수신 에너지 E(n) 을 계산하는 수단;
식
을 이용하여 n, n+512, n+1024, n+1536 각각에 대해 일시적인 내부 값들 d(n) 을 계산하는 수단으로서,
이고, h(n)은 증분 n에서의 채널 추정치인, 상기 일시적인 내부 값들 d(n) 을 계산하는 수단;
증분 n과 n+1024에 대한, 일시적인 내부 값들 d(n) 및 계산된 수신 에너지 E를 이용하여 증분 n+1과 n+1025 에 대한 수신 에너지 E를 계산하는 수단;
차수 N_D의 유한 차에 대하여 유한 차 값 D(n) 을
와 같이 계산하는 수단;
상기 E(n) 및 상기 D(n) 에 기초하여 스코어 값 V(n) 을 계산하는 수단;
상기 스코어 값 V(n) 이 최대화되는 때를 결정하는 수단; 및
상기 최대화된 스코어 값 V(n) 에 대응하는 증분 n을 이용하여 상기 TDM 파일럿 심볼 동안 제 1 도달 신호 경로의 위치를 결정하는 수단
을 포함하는 상기 TDM 파일럿 심볼 동안 상기 제 1 도달 신호 경로를 검출하는 수단을 더 포함하는, 무선 통신 디바이스.
제 23 항에 있어서,
증분 n에서의 총 수신 에너지 E를 계산하는 수단은
식
을 이용하여 상기 총 수신 에너지 E를 위한 수단을 포함하고,
h(n)은 증분 n에서의 채널 추정치인, 무선 통신 디바이스.
프로세서로 하여금,
시간 영역 멀티플렉스 (TDM) 파일럿 심볼들을 수신하는 것;
상기 TDM 파일럿 심볼들에 기초하여 심볼 타이밍을 결정하는 것;
상기 심볼 타이밍이 결정된 후 채널 지연 확산을 측정하는 것;
상기 측정된 채널 지연 확산에 기초하여 최대 예상된 채널 지연 확산을 결정하는 것; 그리고
상기 결정된 최대 예상된 채널 지연 확산에 기초하여 상기 TDM 파일럿 심볼들을 검출하기 위해 추후 사용될 검출 윈도우의 길이를 선택하는 것으로서, 상기 검출 윈도우의 길이를 선택하는 것이 N/(2*m) 플러스 세이프티 마진과 동일한 검출 윈도우 길이를 선택하는 것을 포함하고, m은 정수이고 N은 채널 추정치의 길이인, 상기 검출 윈도우의 길이를 선택하는 것
을 포함하는 동작들을 실시하게 하도록 구성된 프로세서 실행가능 명령들이 저장되는, 프로세서 판독가능 저장 매체.
제 25 항에 있어서,
상기 저장된 프로세서 실행가능 명령들은, 상기 검출 윈도우의 길이를 선택하는 것이 예상된 채널 지연 확산과 동일하거나 더 큰 임의적인 길이의 검출 윈도우를 선택하는 것을 포함하도록 구성되는, 프로세서 판독가능 저장 매체.
제 25 항에 있어서,
상기 저장된 프로세서 실행가능 명령들은, 상기 검출 윈도우의 길이를 선택하는 것이 예상된 채널 지연 확산 플러스 세이프티 마진보다 큰 가장 가까운 정수를 선택하는 것을 포함하도록 구성되는, 프로세서 판독가능 저장 매체.
삭제
제 25 항에 있어서,
상기 저장된 프로세서 실행가능 명령들은, 상기 검출 윈도우의 길이를 선택하는 것이 2개의 미리정의된 검출 윈도우 길이들 중에서 선택하는 것을 포함하도록 구성되는, 프로세서 판독가능 저장 매체.
제 29 항에 있어서,
상기 2개의 미리정의된 검출 윈도우 길이들은 512 및 1024개의 칩들인, 프로세서 판독가능 저장 매체.
제 25 항에 있어서,
상기 검출 윈도우의 길이는 512개의 칩들이고,
상기 저장된 프로세서 실행가능 명령들은, 프로세서로 하여금,
증분 0과 증분 1024에 위치된 윈도우에 대한 상기 검출 윈도우에 대하여 총 수신 에너지 E(n) 을 계산하는 것;
식
을 이용하여 n, n+512, n+1024, n+1536 각각에 대해 일시적인 내부 값들 d(n) 을 계산하는 것으로서,
이고, h(n)은 증분 n에서의 채널 추정치인, 상기 일시적인 내부 값들 d(n) 을 계산하는 것;
증분 n과 n+1024에 대한, 일시적인 내부 값들 d(n) 및 계산된 수신 에너지 E를 이용하여 증분 n+1과 n+1025 에 대한 수신 에너지 E를 계산하는 것;
차수 N_D의 유한 차에 대하여 유한 차 값 D(n) 을
와 같이 계산하는 것;
상기 E(n) 및 상기 D(n) 에 기초하여 스코어 값 V(n) 을 계산하는 것;
상기 스코어 값 V(n) 이 최대화되는 때를 결정하는 것; 및
상기 최대화된 스코어 값 V(n) 에 대응하는 증분 n을 이용하여 상기 TDM 파일럿 심볼 동안 제 1 도달 신호 경로의 위치를 결정하는 것
을 포함하는 동작들을 실시함으로써 상기 TDM 파일럿 심볼 동안 상기 제 1 도달 신호 경로를 검출하는 것을 더 포함하는 동작들을 실시하게 하도록 구성되는, 프로세서 판독가능 저장 매체.
제 31 항에 있어서,
상기 저장된 프로세서 실행가능 명령들은,
증분 n에서의 총 수신 에너지 E가
식
을 이용하여 계산되도록 구성되고, h(n)은 증분 n에서의 채널 추정치인, 프로세서 판독가능 저장 매체.
무선 통신 디바이스에서 사용하기 위한 무선 신호 처리 회로로서,
시간 영역 멀티플렉스 (TDM) 파일럿 심볼들을 포함하는 직교 주파수 영역 멀티플렉스 신호를 수신하도록 구성된 무선 수신기 회로;
상기 TDM 파일럿 심볼들에 기초하여 심볼 타이밍을 결정하도록 구성된 타이밍 획득 회로;
상기 심볼 타이밍이 결정된 후 채널 지연 확산을 측정하고 상기 측정된 채널 지연 확산에 기초하여 최대 예상된 채널 지연 확산을 결정하도록 구성된 채널 지연 확산 측정 회로; 및
상기 결정된 최대 예상된 채널 지연 확산에 기초하여 상기 TDM 파일럿 심볼들을 검출하기 위해 추후 사용될 검출 윈도우의 길이를 선택하도록 구성된 로직 회로를 포함하고,
상기 로직 회로는, N/(2*m) 플러스 세이프티 마진과 동일한 검출 윈도우 길이를 선택하도록 구성되고, m은 정수이고 N은 채널 추정치의 길이인, 무선 신호 처리 회로.
제 33 항에 있어서,
상기 로직 회로는, 예상된 채널 지연 확산과 동일하거나 더 큰 임의적인 길이의 검출 윈도우를 선택하도록 구성되는, 무선 신호 처리 회로.
제 33 항에 있어서,
상기 로직 회로는, 예상된 채널 지연 확산 플러스 세이프티 마진보다 더 큰 가장 가까운 정수를 선택하도록 구성되는, 무선 신호 처리 회로.
삭제
제 33 항에 있어서,
상기 로직 회로는, 2개의 미리정의된 검출 윈도우 길이들 중에서 선택하도록 구성되는, 무선 신호 처리 회로.
제 37 항에 있어서,
상기 2개의 미리정의된 검출 윈도우 길이들은 512 및 1024개의 칩들인, 무선 신호 처리 회로.
제 33 항에 있어서,
상기 검출 윈도우의 길이는 512개의 칩들이고,
상기 타이밍 획득 회로는,
증분 0과 증분 1024에 위치된 윈도우에 대한 상기 검출 윈도우에 대하여 총 수신 에너지 E(n) 을 계산하고;
식
을 이용하여 n, n+512, n+1024, n+1536 각각에 대해 일시적인 내부 값들 d(n) 을 계산하는 것으로서,
이고, h(n)은 증분 n에서의 채널 추정치인, 상기 일시적인 내부 값들 d(n) 을 계산하고;
증분 n과 n+1024에 대한, 일시적인 내부 값들 d(n) 및 계산된 수신 에너지 E를 이용하여 증분 n+1과 n+1025 에 대한 수신 에너지 E를 계산하고;
차수 N_D의 유한 차에 대하여 유한 차 값 D(n) 을
와 같이 계산하고;
상기 E(n) 및 상기 D(n) 에 기초하여 스코어 값 V(n) 을 계산하고;
상기 스코어 값 V(n) 이 최대화되는 때를 결정하고; 그리고
상기 최대화된 스코어 값 V(n) 에 대응하는 증분 n을 이용하여 상기 TDM 파일럿 심볼 동안 제 1 도달 신호 경로의 위치를 결정하도록 구성되는, 무선 신호 처리 회로.
제 39 항에 있어서,
상기 타이밍 획득 회로는,
식
을 이용하여
증분 n에서의 총 수신 에너지 E가 계산되도록 더 구성되고, h(n)은 증분 n에서의 채널 추정치인, 무선 신호 처리 회로.
무선 통신 디바이스에서 사용하기 위한 무선 신호 처리 회로로서,
시간 영역 멀티플렉스 (TDM) 파일럿 심볼들을 수신하는 수단;
상기 TDM 파일럿 심볼들에 기초하여 심볼 타이밍을 결정하는 수단;
상기 심볼 타이밍이 결정된 후 채널 지연 확산을 측정하는 수단;
상기 측정된 채널 지연 확산에 기초하여 최대 예상된 채널 지연 확산을 결정하는 수단; 및
상기 결정된 최대 예상된 채널 지연 확산에 기초하여 상기 TDM 파일럿 심볼들을 검출하기 위해 추후 사용될 검출 윈도우의 길이를 선택하는 수단을 포함하고,
상기 검출 윈도우의 길이를 선택하는 수단은, N/(2*m) 플러스 세이프티 마진과 동일한 검출 윈도우 길이를 선택하는 수단을 포함하고, m은 정수이고 N은 채널 추정치의 길이인, 무선 신호 처리 회로.
제 41 항에 있어서,
상기 검출 윈도우의 길이를 선택하는 수단은, 예상된 채널 지연 확산과 동일하거나 더 큰 임의적인 길이의 검출 윈도우를 선택하는 수단을 포함하는, 무선 신호 처리 회로.
제 41 항에 있어서,
상기 검출 윈도우의 길이를 선택하는 수단은, 예상된 채널 지연 확산 플러스 세이프티 마진보다 더 큰 가장 가까운 정수를 선택하는 수단을 포함하는, 무선 신호 처리 회로.
삭제
제 41 항에 있어서,
상기 검출 윈도우의 길이를 선택하는 수단은, 2개의 미리정의된 검출 윈도우 길이들 중에서 선택하는 수단을 포함하는, 무선 신호 처리 회로.
제 45 항에 있어서,
상기 2개의 미리정의된 검출 윈도우 길이들은 512 및 1024개의 칩들인, 무선 신호 처리 회로.
제 41 항에 있어서,
상기 검출 윈도우의 길이는 512개의 칩들이고,
상기 무선 통신 디바이스는,
증분 0과 증분 1024에 위치된 윈도우에 대한 상기 검출 윈도우에 대하여 총 수신 에너지 E(n) 을 계산하는 수단;
식
을 이용하여 n, n+512, n+1024, n+1536 각각에 대해 일시적인 내부 값들 d(n) 을 계산하는 수단으로서,
이고, h(n)은 증분 n에서의 채널 추정치인, 상기 일시적인 내부 값들 d(n) 을 계산하는 수단;
증분 n과 n+1024에 대한, 일시적인 내부 값들 d(n) 및 계산된 수신 에너지 E를 이용하여 증분 n+1과 n+1025 에 대한 수신 에너지 E를 계산하는 수단;
차수 N_D의 유한 차에 대하여 유한 차 값 D(n) 을 와 같이 계산하는 수단;
상기 E(n) 및 상기 D(n) 에 기초하여 스코어 값 V(n) 을 계산하는 수단;
상기 스코어 값 V(n) 이 최대화되는 때를 결정하는 수단; 및
상기 최대화된 스코어 값 V(n) 에 대응하는 증분 n을 이용하여 상기 TDM 파일럿 심볼 동안 제 1 도달 신호 경로의 위치를 결정하는 수단
을 포함하는 상기 TDM 파일럿 심볼 동안 상기 제 1 도달 신호 경로를 검출하는 수단을 더 포함하는, 무선 신호 처리 회로.
제 47 항에 있어서,
증분 n에서의 총 수신 에너지 E를 계산하는 수단은
식
을 이용한 총 수신 에너지 E를 위한 수단을 포함하고,
h(n)은 증분 n에서의 채널 추정치인, 무선 신호 처리 회로.