CN103700484A - 抑制共模emi的开关电源高频变压器辅助绕组设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开的一种抑制共模EMI的开关电源高频变压器辅助绕组设计方法，该方法通过给变压器一次侧合理设计反相辅助绕组措施，高性能的抑制了开关电源共模传导EMI。依据零等势线理论设计一个和变压器一次绕组并联的反相辅助绕组，反相辅助绕组上产生的电场消除了一、二次绕组的共模噪声电压，有效地抑制了由变压器一、二次侧绕组之间耦合电容引起的共模传导EMI噪声。本发明不仅有效的抑制了共模传导EMI噪声，同时也会使该变压器所在的开关电源损耗有效降低，会大幅度减小电源体积，提高能量转换效率。

Description

抑制共模EMI的开关电源高频变压器辅助绕组设计方法

技术领域

本发明属于开关电源变压器设计技术领域，具体涉及一种抑制共模EMI的开关电源高频变压器辅助绕组设计方法。

背景技术

随着开关电源的开关频率不断提高，EMI抑制问题成为设计高效开关电源的一个很大挑战。利用高频变压器技术抑制共模EMI噪声可以省去开关电源电路中无源和有源EMI抑制电路，可降低功率损耗，减少电源物理尺寸，提高开关电源的效率。

现有抑制共模EMI噪声的高频变压器技术有：采用减少变压器主绕组对二次绕组的寄生耦合电容技术抑制共模EMI噪声，但是一方面这会产生较大的漏感，另一方面会导致变压器转换效率降低；采用在一次和二次侧之间添加旁路电容技术抑制共模EMI噪声，这种技术适用的电容器会受到安全标准的限制，同时也不能提供一个足够低的阻抗，让滤波器分流出的所有CM噪声电流沿着这条路径流动；法拉第屏蔽技术，这种技术需要将导电板集成到变压器上来分流噪声电流，由于CM噪声电流流通路径较多，不易控制，这种技术不具有通用的有效性，屏蔽层必须正确安装才能满足安全要求。

本发明不像其它抑制共模EMI的高频变压器方法在减小寄生电容、提供旁路电容、不容易实施的屏蔽上下功夫，而是依据零等电势线理论，提出了一种全新的抑制共模EMI的高频变压器辅助绕组设计方法。本发明所设计的高频变压器克服了传统利用高频变压器技术抑制共模EMI的缺点，在变压器一次侧设计一反相辅助绕组，抑制一次绕组和二次绕组之间耦合电容引起的共模噪声电流。反相辅助绕组在初级绕组上产生一个反向电势，理想情况下，可以将二次绕组的开关电势减少到零，使通过变压器一、二侧的共模EMI电流为零。

发明内容

本发明的目的是提供一种抑制共模EMI的开关电源高频变压器辅助绕组设计方法，采用零等电势线理论设计与变压器一次侧绕组并联的反相辅助绕组，使得变压器总体呈现等电势。该方法可大幅削减共模EMI噪声，完全替代传统无源EMI低通滤波器，解决了抑制共模EMI开关电源高频变压器漏感增大、旁路电容不易设计、有效屏蔽难以实施等工程问题。同时也会使该变压器所在的开关电源损耗有效降低，会大幅度减小电源体积，提高能量转换效率。

本发明所采用的技术方案是，一种抑制共模EMI的开关电源高频变压器辅助绕组设计方法，具体按照以下步骤实施：

步骤1：查找反激式开关电源变压器的数据手册，找出变压器一、二次绕组匝数N_P、N_S及变压器一、二次侧绕组之间的耦合电容C_PS；如果数据手册中没有C_PS，用30M以上的LCR电桥测量C_PS；如果是现有开关电源的变压器，没有数据手册，则用测量法获取N_P、N_S及C_PS；

步骤2：在变压器二次侧绕组最外侧无间隙预绕制反相辅助绕组N_P匝，并联在一次侧绕组上；

步骤3：用30M以上的LCR电桥测反相绕组和二次绕组之间的耦合电容C_AS；

步骤4：根据变压器绕组匝数和耦合电容之间的关系计算出需要绕制的匝数N_A；

步骤5：调整变压器反相辅助绕组匝数为步骤4中计算的匝数N_A，根据计算得到匝数相应增加或减少反相辅助绕组的匝数；

步骤6：再次测反相和二次绕组之间的耦合电容C’_AS，测量方法为采用30MHz以上的LCR电桥测量耦合电容C’_AS；

步骤7：按照步骤4中的公式计算N’_A；

步骤8：比较步骤4和步骤7中计算的反相绕组匝数N_A和N’_A，由于绕组匝数为整数，即最小值等于1，如果两者之差的绝对值小于1，说明反相绕组设计满足平衡条件；如果两者之差的绝对值大于1，说明反相绕组设计不满足平衡条件，通过调整反相辅助绕组与二次绕组之间的间隙改变其耦合电容对其进行校正，返回至步骤5对反相辅助绕组匝数进行调整。

本发明的特点还在于，

其中的步骤4具体按照以下步骤实施：

如果N_P>N_S，即为降压变压器，一次绕组P的噪声电压U_P比二次绕组S的噪声电压U_S更大，反相辅助绕组A应该与二次绕组S有相同相位，即满足等电势平衡条件：

U_P（C_PS）-U_S（C_PS+C_AS）-U_A（C_AS）=0

其中 $U_P=\frac{N_P}{N_S}\left(U_S\right)=\frac{N_P}{N_A}\left(U_A\right);$

$\stackrel{\·}{\·\·}{U}_P\left(C_{\mathrm{PS}}\right)-U_P\frac{N_S}{N_P}(C_{\mathrm{PS}}+C_{\mathrm{AS}})-U_P\frac{N_A}{N_P}\left(C_{\mathrm{AS}}\right)=0$

$\stackrel{\·}{\·\·}{C}_{\mathrm{PS}}=\frac{N_S}{N_P}(C_{\mathrm{PS}}+C_{\mathrm{AS}})+\frac{N_A}{N_P}\left(C_{\mathrm{AS}}\right)$

$\stackrel{\·}{\·\·}{C}_{\mathrm{AS}}=\frac{N_P-N_S}{N_A+N_S}{C}_{\mathrm{PS}}$

$\stackrel{\·}{\·\·}{N}_A=\frac{C_{\mathrm{PS}}}{C_{\mathrm{AS}}}\×(N_P-N_S)-N_S;$

如果N_P<N_S，即为升压变压器，二次绕组S的噪声电压U_S比一次绕组P的噪声电压U_P大，反相辅助绕组A与一次绕组P有相同相位，即满足等电势平衡条件：

U_S（C_PS+C_AS）-U_P（C_PS）-U_A（C_AS）=0

其中 $U_P=\frac{N_P}{N_S}\left(U_S\right)=\frac{N_P}{N_A}\left(U_A\right);$

$\stackrel{\&CenterDot;}{\&CenterDot;\&CenterDot;}{U}_P\frac{N_S}{N_P}(C_{\mathrm{PS}}+C_{\mathrm{AS}})-U_P\left(C_{\mathrm{PS}}\right)-U_P\frac{N_A}{N_P}\left(C_{\mathrm{AS}}\right)=0$

$\stackrel{\&CenterDot;}{\&CenterDot;\&CenterDot;}\frac{N_S}{N_P}(C_{\mathrm{PS}}+C_{\mathrm{AS}})=C_{\mathrm{PS}}+\frac{N_A}{N_P}\left(C_{\mathrm{AS}}\right)$

$\stackrel{\&CenterDot;}{\&CenterDot;\&CenterDot;}{C}_{\mathrm{AS}}=\frac{N_S-N_P}{N_A-N_S}{C}_{\mathrm{PS}}$

$\stackrel{\&CenterDot;}{\&CenterDot;\&CenterDot;}{N}_A=\frac{C_{\mathrm{PS}}}{C_{\mathrm{AS}}}\&times;(N_S-N_P)+N_S.$

本发明的有益效果是，本发明方法和现有使用方法相比优点在于，利用零等电势线理论建构的具有反相辅助绕组的变压器，通过消除一、二次绕组的噪声电压，有效地抑制共模EMI噪声。由于增加的反相辅助绕组不携带大电流，所以反相辅助绕组绕线直径很小，成本很低。由于反相辅助绕组在变压器的外侧缠绕，所以绕制方法实施简单，调整方便。最有益的效果是对于一个不具有抑制共模EMI功能的传统的现有的高频变压器，可以通过该方法进行改装，这样的方法使得现有的高频变压器具有了抑制共模EMI的能力。用该方法设计的高频变压器会使所在开关电源体积减少同功率情况下的1/8，总体节省成本约1/6。

附图说明

图1是本发明抑制共模EMI的开关电源高频变压器辅助绕组设计方法流程图；

图2是本发明抑制共模EMI的开关电源高频变压器的绕制方式剖视图，其中（a）为本发明抑制共模EMI的开关电源高频降压变压器的绕制方式剖视图，（b）为本发明抑制共模EMI的开关电源高频升压变压器的绕制方式剖视图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

本发明抑制共模EMI的开关电源高频变压器辅助绕组设计方法，如图1所示，具体按照以下步骤实施：

步骤1：查找该反激式开关电源变压器的数据手册，找出变压器一、二次绕组匝数N_P、N_S及变压器一、二次侧绕组之间的耦合电容C_PS。如果数据手册中没有C_PS，用30M以上的LCR电桥测量C_PS。如果是现有开关电源的变压器，没有数据手册，则用测量法获取N_P、N_S及C_PS。

步骤2：在变压器二次侧绕组最外侧无间隙预绕制反相辅助绕组N_P匝，并联在一次侧绕组上。绕制方式见开关电源高频变压器绕制方式剖视图（图2），其中，如果N_P>N_S，即为降压变压器，按照图2（a）方式绕制，如果N_P<N_S，即为升压变压器，按照图2（b）方式绕制。

步骤3：用30M以上的LCR电桥测反相绕组和二次绕组之间的耦合电容C_AS。

步骤4：根据变压器绕组匝数和耦合电容之间的关系如公式（3）和（6），计算出需要绕制的匝数N_A。降压变压器用（3），升压变压器用（6）。

如果N_P>N_S，即为降压变压器，一次绕组P的噪声电压U_P比二次绕组S的噪声电压U_S更大，反相辅助绕组A应该与二次绕组S有相同相位，即满足等电势平衡条件：

U_P（C_PS）-U_S（C_PS+C_AS）-U_A（C_AS）=0     （1）

其中 $U_P=\frac{N_P}{N_S}\left(U_S\right)=\frac{N_P}{N_A}\left(U_A\right).$

$\stackrel{\&CenterDot;}{\&CenterDot;\&CenterDot;}{U}_P\left(C_{\mathrm{PS}}\right)-U_P\frac{N_S}{N_P}(C_{\mathrm{PS}}+C_{\mathrm{AS}})-U_P\frac{N_A}{N_P}\left(C_{\mathrm{AS}}\right)=0$

$\stackrel{\&CenterDot;}{\&CenterDot;\&CenterDot;}{C}_{\mathrm{PS}}=\frac{N_S}{N_P}(C_{\mathrm{PS}}+C_{\mathrm{AS}})+\frac{N_A}{N_P}\left(C_{\mathrm{AS}}\right)$

$\stackrel{\&CenterDot;}{\&CenterDot;\&CenterDot;}{C}_{\mathrm{AS}}=\frac{N_P-N_S}{N_A+N_S}{C}_{\mathrm{PS}}---\left(2\right)$

$\stackrel{\&CenterDot;}{\&CenterDot;\&CenterDot;}{N}_A=\frac{C_{\mathrm{PS}}}{C_{\mathrm{AS}}}\&times;(N_P-N_S)-N_S---\left(3\right)$

如果N_P<N_S，即为升压变压器，二次绕组S的噪声电压U_S比一次绕组P的噪声电压U_P大，反相辅助绕组A与一次绕组P有相同相位，即满足等电势平衡条件：

U_S（C_PS+C_AS）-U_P（C_PS）-U_A（C_AS）=0      （4）

其中 $U_P=\frac{N_P}{N_S}\left(U_S\right)=\frac{N_P}{N_A}\left(U_A\right).$

$\stackrel{\&CenterDot;}{\&CenterDot;\&CenterDot;}{U}_P\frac{N_S}{N_P}(C_{\mathrm{PS}}+C_{\mathrm{AS}})-U_P\left(C_{\mathrm{PS}}\right)-U_P\frac{N_A}{N_P}\left(C_{\mathrm{AS}}\right)=0$

$\stackrel{\&CenterDot;}{\&CenterDot;\&CenterDot;}\frac{N_S}{N_P}(C_{\mathrm{PS}}+C_{\mathrm{AS}})=C_{\mathrm{PS}}+\frac{N_A}{N_P}\left(C_{\mathrm{AS}}\right)$

$\stackrel{\&CenterDot;}{\&CenterDot;\&CenterDot;}{C}_{\mathrm{AS}}=\frac{N_S-N_P}{N_A-N_S}{C}_{\mathrm{PS}}---\left(5\right)$

$\stackrel{\&CenterDot;}{\&CenterDot;\&CenterDot;}{N}_A=\frac{C_{\mathrm{PS}}}{C_{\mathrm{AS}}}\&times;(N_S-N_P)+N_S---\left(6\right)$

步骤5：调整变压器反相辅助绕组匝数为步骤4中计算的匝数N_A。根据计算得到匝数相应增加或减少反相辅助绕组的匝数。

步骤6：再次测反相和二次绕组之间的耦合电容C’_AS。测量方法和步骤3中测量方法相同，采用30MHz以上的LCR电桥测量耦合电容C’_AS。

步骤7：根据绕组匝数和耦合电容之间的关系计算N’_A，计算公式如式（3）或（6），降压变压器用（3），升压变压器用（6）。

步骤8：比较步骤4和步骤7中计算的反相绕组匝数N_A和N’_A，由于绕组匝数为整数，即最小值等于1，如果两者之差的绝对值小于1，说明反相绕组设计满足平衡条件；如果两者之差的绝对值大于1，说明反相绕组设计不满足平衡条件，通过调整反相辅助绕组与二次绕组之间的间隙改变其耦合电容对其进行校正。返回至步骤5对反相辅助绕组匝数进行调整。

Claims (2)

1.一种抑制共模EMI的开关电源高频变压器辅助绕组设计方法，其特征在于，具体按照以下步骤实施：

步骤1：查找反激式开关电源变压器的数据手册，找出变压器一、二次绕组匝数N_P、N_S及变压器一、二次侧绕组之间的耦合电容C_PS；如果数据手册中没有C_PS，用30M以上的LCR电桥测量C_PS；如果是现有开关电源的变压器，没有数据手册，则用测量法获取N_P、N_S及C_PS；

步骤2：在变压器二次侧绕组最外侧无间隙预绕制反相辅助绕组N_P匝，并联在一次侧绕组上；

步骤3：用30M以上的LCR电桥测反相绕组和二次绕组之间的耦合电容C_AS；

步骤4：根据变压器绕组匝数和耦合电容之间的关系计算出需要绕制的匝数N_A；

步骤5：调整变压器反相辅助绕组匝数为步骤4中计算的匝数N_A，根据计算得到匝数相应增加或减少反相辅助绕组的匝数；

步骤6：再次测反相和二次绕组之间的耦合电容C’_AS，测量方法为采用30MHz以上的LCR电桥测量耦合电容C’_AS；

步骤7：按照步骤4中的公式计算N’_A；

步骤8：比较步骤4和步骤7中计算的反相绕组匝数N_A和N’_A，由于绕组匝数为整数，即最小值等于1，如果两者之差的绝对值小于1，说明反相绕组设计满足平衡条件；如果两者之差的绝对值大于1，说明反相绕组设计不满足平衡条件，通过调整反相辅助绕组与二次绕组之间的间隙改变其耦合电容对其进行校正，返回至步骤5对反相辅助绕组匝数进行调整。

2.根据权利要求1所述的抑制共模EMI的开关电源高频变压器辅助绕组设计方法，其特征在于，所述的步骤4具体按照以下步骤实施：

如果N_P>N_S，即为降压变压器，一次绕组P的噪声电压U_P比二次绕组S的噪声电压U_S更大，反相辅助绕组A应该与二次绕组S有相同相位，即满足等电势平衡条件：

U_P（C_PS）-U_S（C_PS+C_AS）-U_A（C_AS）=0

其中 $U_P=\frac{N_P}{N_S}\left(U_S\right)=\frac{N_P}{N_A}\left(U_A\right);$

$\stackrel{\&CenterDot;}{\&CenterDot;\&CenterDot;}{U}_P\left(C_{\mathrm{PS}}\right)-U_P\frac{N_S}{N_P}(C_{\mathrm{PS}}+C_{\mathrm{AS}})-U_P\frac{N_A}{N_P}\left(C_{\mathrm{AS}}\right)=0$

$\stackrel{\&CenterDot;}{\&CenterDot;\&CenterDot;}{C}_{\mathrm{PS}}=\frac{N_S}{N_P}(C_{\mathrm{PS}}+C_{\mathrm{AS}})+\frac{N_A}{N_P}\left(C_{\mathrm{AS}}\right)$

$\stackrel{\&CenterDot;}{\&CenterDot;\&CenterDot;}{C}_{\mathrm{AS}}=\frac{N_P-N_S}{N_A+N_S}{C}_{\mathrm{PS}}$

$\stackrel{\&CenterDot;}{\&CenterDot;\&CenterDot;}{N}_A=\frac{C_{\mathrm{PS}}}{C_{\mathrm{AS}}}\&times;(N_P-N_S)-N_S;$

如果N_P<N_S，即为升压变压器，二次绕组S的噪声电压U_S比一次绕组P的噪声电压U_P大，反相辅助绕组A与一次绕组P有相同相位，即满足等电势平衡条件：

U_S（C_PS+C_AS）-U_P（C_PS）-U_A（C_AS）=0

其中 $U_P=\frac{N_P}{N_S}\left(U_S\right)=\frac{N_P}{N_A}\left(U_A\right);$

$\stackrel{\&CenterDot;}{\&CenterDot;\&CenterDot;}{U}_P\frac{N_S}{N_P}(C_{\mathrm{PS}}+C_{\mathrm{AS}})-U_P\left(C_{\mathrm{PS}}\right)-U_P\frac{N_A}{N_P}\left(C_{\mathrm{AS}}\right)=0$

$\stackrel{\&CenterDot;}{\&CenterDot;\&CenterDot;}\frac{N_S}{N_P}(C_{\mathrm{PS}}+C_{\mathrm{AS}})=C_{\mathrm{PS}}+\frac{N_A}{N_P}\left(C_{\mathrm{AS}}\right)$

$\stackrel{\&CenterDot;}{\&CenterDot;\&CenterDot;}{C}_{\mathrm{AS}}=\frac{N_S-N_P}{N_A-N_S}{C}_{\mathrm{PS}}$

$\stackrel{\&CenterDot;}{\&CenterDot;\&CenterDot;}{N}_A=\frac{C_{\mathrm{PS}}}{C_{\mathrm{AS}}}\&times;(N_S-N_P)+N_S.$

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