CN103107717A

CN103107717A - 用于超低负载与空载运行下的电源调节

Info

Publication number: CN103107717A
Application number: CN2012104785859A
Authority: CN
Inventors: 史富强; 李勇; J·W·克斯特松; D·恩古延
Original assignee: iWatt Inc
Current assignee: iWatt Inc
Priority date: 2011-11-15
Filing date: 2012-11-15
Publication date: 2013-05-15
Anticipated expiration: 2032-11-15
Also published as: CN103107717B; KR20130054201A; US20130121032A1; KR101355309B1; US8982584B2

Abstract

一种开关功率变换器的控制器，其使用改进低负载和空载调节以在开关功率变换器中实现超低备用功率的动态自适应电源调节方法。在超低负载状态下，当采用深-深脉冲宽度调制(DDPWM)时，控制器通过降低用于导通或者断开功率开关的控制信号的“导通”持续时间来降低开关功率变换器的功率开关的实际导通时间，直到该控制信号的“导通”持续时间达到最小值。为了进一步降低功率开关的导通时间，控制器减小施加到功率开关的功率以较为缓慢地导通开关，同时将控制信号的“导通”持续时间维持在最小值。控制信号的“导通”持续时间的最小值和施加到开关的最小功率被动态地控制。

Description

用于超低负载与空载运行下的电源调节

相关申请的交叉引用

本申请要求来自共同待决的于2011年11月15日递交的美国临时专利申请No.61/560,039的35U.S.C.§119(e)下的权益，该申请通过引用被整体结合于此。

技术领域

本公开内容涉及以多于一种的操作模式控制开关功率变换器，以在低负载或者空载状态下增加功率变换器的效率。

背景技术

寄托于便携式电子设备上的增加的效率要求对于在开关功率变换器中调节低负载或者空载运行下的功率产生了挑战。这些挑战包括在待机模式下几乎不消耗功率，而当设备突然接通时能够快速地输送功率。

在低负载或者空载运行下，开关功率变换器以由F_SW表示的低开关频率运行。另一方面，低开关频率使得难以满足开关功率变换器中的快速动态负载响应(DLR)的需求。这些相抵触的需求的影响在有初级侧反馈开关功率变换器的反激功率变换器的运行中可能更加明显。在初级侧反馈反激电源变换器中，初级电压负载反馈对每个周期的负载变化进行响应。为了调节每个开关周期的输出电压，通常每个开关周期对初级反馈电压进行一次采样。如果开关频率变得太低，则产生的开关周期可能会太长以致不能对连续的开关周期之间的信息进行采样，从而导致输出电压的波形失真。另一方面，开关频率的增加会导致电源消耗成比例的不期望增加。

发明内容

各实施方式包括具有调节方案的动态自适应开关电源，该调节方案改进了低负载和空载调节以在开关功率变换器中实现超低备用功率。在超低负载状态下，当深-深脉冲宽度调制(DDPWM)模式用于控制开关功率变换器时，由于对开关功率变换器的输入功率降低，通过降低用于导通或者断开功率开关的控制信号的“导通”持续时间来降低开关功率变换器的功率开关的实际导通时间，直到控制信号的“导通”持续时间达到最小值。当控制信号的“导通”持续时间达到最小值时，“导通”持续时间即使输入功率进一步降低也不再进一步降低，而是保持在最小值。相反，通过使得功率开关更为缓慢地导通(例如，如果将双极晶体管用作功率开关，则通过减小由开关驱动器所提供的基极电流，或者如果将功率MOSFET用作功率开关，则通过增加开关驱动器的导通电阻)，功率开关的实际导通时间被进一步减少。因此，开关功率变换器可以进一步减少功率开关的实际导通时间而不用将用于导通或者断开功率开关的控制信号的“导通”持续时间进一步减小到小于最小值。这允许开关功率变换器在响应于非常低的输入功率输送非常低的功率的超低负载状态下运行，而维持开关功率变换器的输出电压的适当波形，以允许对输出电压进行适当的感测和调节。

可以动态地确定用于导通或断开功率开关的控制信号的“导通”持续时间的最小值，当开关功率变换器在使用中时，在初始值和另一个增加的值之间切换。当在开关功率变换器的使用期间检测到开关功率变换器的失真的输出电压感测波形时，将用来导通或断开功率开关的控制信号的“导通”持续时间的最小值从初始值增加到增加的值，并且可设定计时器。当计时器达到预定的限制并且开关功率变换器的输出电压的波形未失真时，用来导通或断开功率开关的控制信号的“导通”持续时间的最小值被降低回到初始值。用于驱动双极晶体管的最小基极电流或用于驱动功率MOSFET的最大导通电阻值可以按照与如上所述的“导通”持续时间的最小值同样的方式进行动态调整。

在说明书中所描述的特点和优点并非全部，尤其是，结合附图和说明书，许多附加的特征和优点将对于本领域普通技术人员而言将是显而易见的。此外，应当指出的是，本说明书中所使用的用语主要是出于可读性和指导性的目的而被选择的，并且可能不是被选择以描述或限制创造性的技术方案。

附图说明

通过结合附图考虑如下详细描述，本公开内容的实施例的教导可以被很容易地理解。

图1是根据一个实施例的图示出开关功率变换器的电路图。

图2根据一个实施例示出了图1的开关功率变换器的运行。

图3A是根据一个实施例的图示出开关功率变换器的运行模式的图表。

图3B是根据一个实施例的图示出在低负载和空载状态下图3A的运行模式的图表。

图3C是根据一个实施例的图示出在低负载和空载状态下图3B的运行模式的图表。

图3D根据一个实施例图示了如何设置最小T_{ON_min}。

图3E根据一个实施例图示了如何设置最小R_{DS_ON_max}。

具体实施方式

附图(FIG.)和下面的描述仅通过说明的方式涉及本公开内容的优选实施例。从下述讨论中应当注意到，此处公开的结构和方法的备选实施例将很容易地被认为是可以在不脱离本公开内容的原理的情况下而被使用的可行的备选方案。

现在将详细参照本公开内容的若干实施例，在附图中示出了其示例。应当注意到，只要可行，在附图中可以使用相似或者相同的附图标记，并且它们可以用以指示相似或者相同的功能。附图仅出于说明的目的而描述本公开内容的实施例。本领域技术人员将很容易从下面的描述中认识到此处说明的结构和方法的备选实施例可以在不脱离此处描述的实施例的原理的情况下而被使用。

示例开关功率变换器电路

图1是根据一个实施例的图示出开关功率变换器100的电路图。功率变换器100是初级侧反馈反激变换器，并且包括三个主要部分，即前端104、功率级和次级级。前端104在节点L、N连接到AC电压源(未示出)，并且包括桥式整流器，其由电感L1，电阻R1和F1，二极管D1、D2、D3和D4以及电容C2组成。在节点105处的整流的输入线电压经由电阻R10和R11输入到控制器IC 102的供给电压引脚V_cc(引脚1)。节点105处的线电压还连接到功率变压器T1-A的初级绕组106。电容C5消除来自整流的线电压的高频噪声。前端104在节点105处的输出是未经调节的DC输入电压。

功率级由功率变压器T1-A、BJT功率开关Q1和控制器IC 102组成。功率变压器T1-A包括初级绕组106、次级绕组107和辅助绕组108。控制器IC 102通过BJT功率开关Q1的导通状态和断开状态的控制来维持输出调节。BJT功率开关Q1的导通状态和断开状态经由从控制器IC 102的OUTPUT引脚(引脚5)输出的控制信号110控制。控制信号110驱动BJT功率开关Q1的基极(B)。BJT功率开关Q1的集电极(C)连接到初级绕组106，而BJT功率开关Q1的发射极(E)连接到控制器IC 102的I_SENSE引脚(引脚4)，并且通过电阻R12接地。I_SENSE引脚以跨检测电阻R12的电压的形式来感测通过初级绕组106和BJT开关Q1的电流。控制器IC 102使用如下文将参照图3A-图3E详细描述的调制技术来控制功率开关Q1的导通状态和断开状态、控制信号110的占空比以及BJT基极电流的幅值。控制器IC 102的GND引脚(引脚2)接地。尽管BJT开关Q1在图1的实施例中被用作功率开关，但是根据本文的其它实施例，还可以将功率MOSFET用作用于开关功率变换器100的功率开关。

次级级由充当输出整流器的二极管D6和充当输出滤波器的电容C10组成。在节点109处产生的调节的输出电压V_out被输送到负载(未示出)和预加负载R14。预加负载R14在空载状态下稳定功率变换器的输出。此外，在初级绕组106和二极管D6之间耦合ESD(静电放电)间隙(ESD1)。

在节点109处的输出电压V_out反映在辅助绕组108上，其经由由电阻R3和R4组成的电阻式分压器输入到控制器IC 102的V_SENSE引脚(引脚3)。此外，尽管控制器IC 102在启动时由线电压105上电，但是在启动之后和在正常运行中，控制器IC 102由在辅助绕组108上的电压上电。因此，二极管D5和电阻R2形成整流器，该整流器用于对辅助绕组108两端的电压整流，以便在启动之后在正常运行期间用作向控制器IC 102的Vcc引脚(引脚1)输入的供给电压。电容C9用来保持在启动时在节点105处来自线电压的功率或者在启动之后在开关循环之间来自辅助绕组108两端的电压的功率。

图2图示了由与初级侧反馈反激功率变换器的运行相关联的状态分段的示例性辅助绕组电压波形(V_SENSE)。辅助绕组电压反映了次级绕组电压并且用于感测初级侧反馈反激功率变换器中的输出电压。一同参考图1和图2，在状态1，功率晶体管(Q1)导通，其由功率开关的实际导通时间(t_ON)表示。在状态2，功率开关(Q1)断开，输出二极管(D6)中的次级电流(i_SEC)开始传导，并且由于功率开关的漏电感和寄生电容，发生输出电压上的振荡。在状态3，输出电压由于二极管(D6)两端的IR降和输出电容(C10)的等效串联电阻(ESR)而下降。状态3中的压降的幅度主要为次级电流(i_SEC)的变化率的函数，该变化率相对恒定。在状态4，次级电流(i_SEC)到达零点并且次级二极管(D6)两端的压降降低。在状态5，在变压器T1的磁化电感和功率开关Q1的寄生电容间发生输出电压的振荡。为了适当地调节输出电压，V_SENSE的波形应当具有准确地反映输出电压的拐点，这通常在次级电流(i_SEC)到达零点时(即，当输出二极管D6停止导通时)发生。在功率晶体管的实际“导通时间”(t_ON)太小的情况下，功率晶体管Q1可能不是完全导通的，或者输送到输出端的能量可能太小。因此，辅助绕组波形(V_SENSE)可能会发生失真并且不能准确反映输出电压。

另一方面，为了在低负载或者空载运行状态下实现非常低的功率并且维持相对较高的开关频率，期望具有功率开关Q1的非常短的实际“导通时间”，诸如100ns。然而，取决于功率晶体管的开关速度，当功率开关由具有太短的导通时间的控制信号驱动时，晶体管可能不会总是能够实现好的用于调节的V_SENSE波形。在一个实施例中，为了避免由于用于导通通或断开功率开关的控制信号的太短的“导通时间”导致的V_SENDE失真，可以设置最小“导通时间”(T_{ON_MIN})以产生适合于准确感测和调节的V_SENSE波形。可能需要考虑包括线电压和功率晶体管类型等因素以确定用于导通或断开功率开关的控制信号的最小开通时间T_{ON_MIN}。此外，根据如下文将更详细解释的本文的实施例，T_{ON_MIN}的确定是动态进行的。例如，在高线电压(输入电压)，例如230V，150ns的T_{ON_MIN}可能足以产生适合于准确感测的V_SENSE波形，而在低线电压(输入电压)，例如90V，可能需要800ns的T_{ON_MIN}以便产生合适的V_SENSE波形。另外，对于用作功率开关的快速MOSFET而言，230V线电压处的120ns的T_{ON_MIN}可能足以产生适合于准确感测的V_SENSE波形，但对于用作功率开关的慢速MOSFET而言，230V线电压处的200ns的T_{ON_MIN}可能是适当的。

自适应模式过渡

图3A是根据一个实施例的图示出开关功率变换器100的运行的图表。线J’-K’表示处于恒定电压(CV)模式下的开关功率变换器100的运行。线K’-L’表示处于恒定电流(CC)模式下的开关功率变换器100的运行。

在一个实施例中，开关功率变换器100在如由线M-A’、A’-B、B-C和C-D所指示的模式下运行。在如直线M-A’表示的高负载状态下，开关功率变换器100在第一PWM模式下运行以产生在I₃之上直到最大输出电流I₄范围的输出电流Iout。如果输出电流Iout降至I₃以下，则功率变换器从第一PWM模式(用线M-A’表示)过渡到第一PFM模式(用线A’-B表示)，第一PFM模式后接第二PWM模式(下文中称之为“深”PWM或DPWM，用线B-C表示)，再接着为第二PFM模式(下文中称之为“深”PFM或DPFM，用线C-D表示)。将此与常规功率变换器进行对比，其中在输出电流电平低于I₃时自始至终使用由A’-D所表示的单个PFM模式。

具体而言，随着开关功率变换器100的输出电流I_out降至I₃，开关功率变换器100切换到由线A’-B所表示的PFM模式。世界范围内的能源标准基于在四个负载点(25％负载，50％负载，75％负载和100％负载)处的效率的平均指定功率变换器的平均效率。为了满足这些标准，有利地将I₃设定在大体上高于最大负载25％的电平，从而使得开关功率变换器100在大约25％负载电平的PFM模式下运行。在一个实施例中，将I₃设定为最大输出电流I₄的约50％。

如果开关功率变换器100的输出电流进一步降至I₂，则开关功率变换器100过渡到DPWM模式，在DPWM模式下，如在任何PWM模式下一样，通过在每个开关周期中调整开关的导通时间的持续时间来控制开关的占空比。在DPWM模式期间，将开关频率维持在F_SW2，其高于可听频率范围。在一个实施例中，F_SW2在20kHz左右，高于可听频率范围。开关功率变换器100在如由线B-C表示的DPWM模式下运行，在该模式下，开关功率变换器100产生在I₁和I₂之间的输出电流Iout。在一个实施例中，分别将I₁和I₂设定为最大输出电流I₄的约5％和20％。

在轻负载状态下的PWM模式运行

在另一个实施例中，开关功率变换器100在非常轻的负载或者空载状态下在第三PWM模式(下文中称之为“深-深PWM”或DDPWM)下运行以增加动态负载响应。当跨开关功率变换器100的输出的负载突然增加时(例如，当开关功率变换器100在低负载或空载状态下时，通过开始将开关功率变换器100连接到外部输出负载)，开关功率变换器100的输出电压可能降到可允许的电平以下，并且由于低负载状态下的低开关频率花费扩大量的时间来恢复到调节的输出电压。为了增强在低负载或空载状态下的动态输出调节性能，根据一个实施例，开关功率变换器100以预定切换频率切换到在DDPWM模式下运行，并且继而由于跨开关功率变换器100的输出的负载降低而过渡到DDPFM模式或第三PFM模式(下文中称之为“深-深PFM”或DDPFM)。

图3B是根据一个实施例图示出实现DDPWM模式和DDPFM模式的开关功率变换器100的运行模式的图表。图3B更详细地图示了图3A中由虚线圆所画出的区域。开关功率变换器100在输出电流电平I₁(图3A)之上的运行实质上与上述参照图3A所描述的实施例相同，并且因此出于简洁的目的，其详细描述在此处省略。在这个实施例中，开关功率变换器100在低负载和空载状态(其中输出电流Iout低于电平I₁(图3A中的I₁对应于图3B中的输入功率电平P₁))下在两个附加模式(DDPWM模式和DDPFM模式)下运行，而不是贯穿这些状态在单个DPFM模式下运行。

在开关功率变换器100的输入功率逐渐降低到P₁(当开关功率变换器100的输出电流为如图3A中所示的I₁时，P₁对应于开关功率变换器100的输入功耗)以下的情景中，开关功率变换器100如在PFM模式一样在由线C-E所表示的DPFM模式下运行。例如，P₁可以是开关功率变换器100的最大输入功耗的约2％。当开关功率变换器100的输入功率下降至P_a时，开关功率变换器100过渡到由圈出的线E-F所表示的DDPWM模式并且在该模式下运行。继而，当开关功率变换器100的输入功率降至P_b以下时，开关功率变换器100又一次过渡到如由线F-D所表示的DDPFM模式并且在该模式下运行。

图3C是根据另一个实施例的更详细地图示了DDPWM运行模式的图表。曲线302指示开关功率变换器100的开关频率，曲线304指示在一个开关周期内导通或者断开开关功率变换器100的功率开关的控制信号110的导通时间(T_ON)的持续时间，曲线306指示当将功率MOSFET用作功率开关时开关功率变换器100的功率开关的驱动器的导通电阻(R_{DS_ON})，并且曲线308指示当将双极晶体管用作功率开关时由开关功率变换器100的功率开关的驱动器提供的基极电流。

在一个实施例中，圈出的线E-F通常对应于空载运行，在空载运行期间，开关功率变换器100的输入连接到电源但是开关功率变换器100的输出不连接到任何负载。在空载状态下，开关功率变换器100的实际输出电流是零或者接近零，但是由于开关功率变换器100的功耗，输入功率不为零。P_a和P_b表示开关功率变换器100的输入功耗电平。例如，P_a可以是开关功率变换器100的最大输入功耗的约1％。在另一个示例中，P_b可以小于开关功率变换器100的最大输入功耗的约0.5％。注意，图3B和图3C的横轴表示开关功率变换器100的输入功率(不同于图3A，其中横轴表示开关功率变换器100的输出电流)。随着负载降低，由开关功率变换器100消耗的功率相比由负载消耗的功率变得更占主导地位，并且不能再被忽略。因此，在图3B和图3C中，参考点P_a和P_b被指示为开关功率变换器100的最大输入功率的一部分，而不是开关功率变换器100的最大输出功率。

回到图3C，DDPWM模式可分为两个控制区域，T_ON控制区域和R_{DS_ON}控制区域。在输入功率P_a和P₂之间的T_ON控制区域中，开关功率变换器100在DDPWM模式下运行，但是通过直接控制控制信号110的持续时间(T_ON)并且随着输入功率的降低而减小T_ON来控制开关功率变换器100的功率开关的实际导通时间。当T_ON达到T_{ON_min}时，尽管输入功率进一步降低至越过P₂，但是开关功率变换器100不再进一步减小控制信号100的导通持续时间(T_ON)，而是将T_ON维持在T_{ON_min}。相反，当输入功率进一步降低至越过P₂时，开关功率变换器100通过更为缓慢地导通功率开关(即如果BJT功率开关用于功率变换器100时，则通过降低由驱动功率开关的驱动器所提供的基极电流(Ib)，或者如果功率MOSFET功率开关用于开关功率变换器100时，则通过增加驱动器的导通电阻(RDS_ON))来降低开关功率变换器100的功率开关的实际导通时间。因此，如果开关功率变换器100的功率开关是BJT，则由驱动BJT功率开关的驱动器所提供的基极电流(Ib)在输入功率P_a和P₂之间恒定，但是随着输入功率的降低在输入功率P₂和P_b之间降低，直到它在由曲线308所示的P_b处达到它的最小值Ib_min。另一方面，如果开关功率变换器100的功率开关为功率MOSFET，则驱动功率MOSFET的驱动器的导通电阻(R_{DS_ON})在输入功率P_a和P₂之间恒定，但随着输入功率的降低而在输入功率P₂和P_b之间增加，直到它在由曲线304所示的P_b处达到它的最大值R_{DS_ON_max}。因为功率开关随着输入功率从P₂降低到P_b而较为缓慢地导通，因此功率开关的实际导通时间(即，当功率开关在每个开关周期处于导通状态的实际持续时间)降低，并且开关功率变换器100输送较少的功率至负载，从而对降低开关功率变换器100的输入功率做出适当的响应。

在一个实施例中，T_{ON_min}、R_{DS_ON_max}或Ib_min是在运行中动态地确定的，从而使得在确定用于T_{ON_min}、R_{DS_ON_max}或Ib_min的值时要考虑开关功率变换器100的电路参数和开关功率变换器100的运行状态。图3D图示了用于T_{ON_min}控制的示例性控制算法。结合图1参照图3D，脉冲序列图示了作为用于向功率晶体管Q1提供开关输入的控制信号110的来自控制器IC 102的一系列脉冲输出。由于脉冲序列中脉冲的导通时间的持续时间太短以致不能提供适当的V_SENSE波形，因此不良的V_SENSE信号404是指示V_SENSE波形是否失真(即不良V_SENSE高)的信号。计时器信号402是自由运行计时器，该自由运行计时器按照不良的V_SENSE信号404对其不利的轻轻加载的弹簧张力运作，以便将T_{ON_min}保持在导通时间的最小量附近，以导致合适的未失真V_SENSE波形。根据示例性控制算法，T_{ON_min}信号406指示可以如何在每个开关周期的基础上调整T_{ON_min}的值。初始，可以将T_{ON_min}设置为预定值，该值可以基于估计的线电压变化或者其它适当的系统参数。备选地，可以通过将该值从低值(例如，零)提升至允许获得未失真V_SENSE波形的值(即不良V_SENSE波形是逻辑低)来初始设置T_{ON_min}。该T_{ON_min}值在图3D中被称为T1。例如，控制器IC 102可以以预定间隔逐渐提升T_{ON_min}值(例如，通过时钟周期的一部分或时钟周期的整数倍)。在一个示例中，该预定间隔可以与脉冲序列中的一个或多个脉冲边缘的出现相关联。在另一个示例中，预定间隔可以与预定值相关联，该预定值可以基于功率变换器100的估计的输出功率输出、估计的线电压变化或其它合适的系统参数。

在开关周期期间线电压下降的情况下，T1可能不能输送充足的能够以产生适当的不失真的V_SENSE波形。作为响应，不良V_SENSE信号404从低向高过渡，从而指示失真的V_SENSE波形。可以使用对本领域普通技术人员而言公知的各种波形分析技术来确定用于触发不良V_SENSE信号404的标准。例如，(i)当V_SENSE脉冲与阈值或一致掩码(compliance mask)相比过窄时，(ii)当V_SENSE波形过早升至预定值或过晚降至预定值时，(iii)当V_SENSE波形未能升至期望的最大值时，和/或(iv)当V_SENSE的下一周期比预期的早发生时，不良V_SENSE信号404可能从低向高过渡。当不良V_SENSE信号404从低向高过渡时，T_{ON_min}的值增加ΔT，从T1增加至T1+ΔT。每当存在T_{ON_min}的值的调整时，将计时器402重置成“零”并且重新计数。当计时器402达到预定阈值时，将T_{ON_min}的值减小ΔT，从T1+ΔT减小到T1。为了提供更精细的控制粒度，ΔT表示开关周期的半时钟周期。例如，对于20MHz的系统时钟，时钟周期将是50ns并且ΔT将是25ns。

示例性动态T_{ON_min}控制算法如下运行：

1.在任何开关周期，如果不良V_SENSE信号404变高，则将T_{ON_min}增加ΔT，到T1+ΔT。

2.在任何开关周期，如果计时器402达到预设阈值，则将T_{ON_min}降低ΔT回到T1。

3.在任何开关周期，如果不良V_SENSE信号404变高或如果计时器402达到预设阈值，则将计时器402重置到零。否则，计时器402继续计数。

因此，根据本文的实施例，开关功率变换器100搜索理想的T_{ON_min}，并且继而在两个值之间以ΔT差值来调整T_{ON_min}。

图3E图示了用于动态R_{DS_ON}控制的示例性算法。如上文所讨论的，如果将功率MOSFET用作功率开关，则可以通过调整功率开关的栅极电阻(R_{DS_ON})来减小功率开关的实际导通时间。在DDPWM模式的R_{DS_ON}控制区域中，脉冲序列中的脉冲的“导通”持续时间(T_ON时间)固定在T_{ON_min}或者固定在大于T_{ON_min}的值，T_{ON_min}根据图3D中所描述的动态T_{ON_min}控制算法确定。通常，用于动态R_{DS_ON}控制的示例性算法与动态T_{ON_min}控制算法相似运作，但是作为替代其用于动态地调整值R_{DS_ON}。R_{DS_ON_max}信号408指示可以如何根据算法在每个开关周期的基础上调整R_{DS_ON}的值。最初，可以将R_{DS_ON}设置为预定值(例如，50欧姆)，该值可以基于用于开关功率变换器100中的功率晶体管的类型和/或其它系统参数。在图3E中，将R_{DS_ON_max}设置为R1。R1可以用与上文描述的确定T1的方式类似的方式来确定。当不良V_SENSE信号404从低过渡到高时，指示失真的V_SENSE，R_{DS_ON_max}的值降低ΔR，从R1降低到R1-ΔR。ΔR的值可以为预定值，该值基于用于开关功率变换器100中的功率晶体管的类型和/或其他系统参数。在一个示例中，可以将R_{DS_ON}设置为50欧姆，可以将R_{DS_ON_max}设置为300欧姆，并且可以将ΔR设置为20欧姆。在另一个示例中，可以将R_{DS_ON}、R_{DS_ON_max}和ΔR设置为其它值，以适于使得控制器102能够动态地调整R_{DS_ON}的值以维持不失真的V_SENSE，同时将脉冲序列中的脉冲的“导通”持续时间(T_ON时间)固定在T_{ON_min}或者固定在大于T_{ON_min}的值，T_{ON_min}根据在图3D中所描述的动态T_{ON_min}控制算法确定。每当存在R_{DS_ON_max}的值的调整时，将计时器402重置成“零”并且重新计数。当计时器402达到预定阈值时，将R_{DS_ON_max}的值增加ΔR，从R1-ΔR增加到R1。示例性动态R_{DS_ON_max}控制算法如下运行：

1.在任何开关周期，如果不良V_SENSE信号404变高，则将R_{DS_ON_max}减少一个步长ΔR，至R1-ΔR。

2.在任何开关周期，如果计时器402达到预置阈值，则将R_{DS_ON_max}增加一个步长ΔR回到R1。

3.在任何开关周期，如果不良V_SENSE信号404变高或如果计时器402达到预设阈值，则将计时器402重置至零。否则，计时器402继续计数。

示例性动态R_{DS_ON_max}控制算法只是控制功率晶体管驱动强度(即开关功率变换器100的功率开关导通将有多快)的一种方式。如上所述，动态R_{DS_ON}控制和R_{DS_ON_max}控制的相同的概念可以应用于控制双极结型晶体管(BJT)功率开关的基极电流(Ib)。应用于用作开关功率变换器的开关设备的BJT，另一个示例性动态最小基极电流Ib_min控制算法如下运行：

1.在任何开关周期，如果不良V_SENSE信号变高，则将Ib_min增加一个步长ΔI，从I1到I1+ΔI。

2.在任何开关周期，如果计时器达到预设阈值，则将Ib_min减小一个步长ΔI，回至I1。

3.在任何开关周期，如果不良V_SENSE信号变高或如果计时器达到预设阈值，则将计时器重置为零。否则，计时器继续计数。

在阅读了本公开内容之后，本领域普通技术人员将认识到还有用于功率开关变换器的附加备选设计。例如，虽然图2中所示的控制器IC 102和它的应用电路基于初级侧反馈控制，但是本公开内容的同一原理也适用于基于次级侧反馈控制的备选设计。因此，虽然已经说明和描述了本公开内容的特定实施例和应用，但是应该理解，本公开内容不限于本文所公开内容的精确结构和组件，以及对于本领域技术人员而言将是显而易见的各种修改、改变和变化可以在本文公开的本公开内容的方法和装置的布置、操作和细节方面做出，而不会背离本公开内容的精神和范围。

Claims

1.一种开关功率变换器，包括：

变压器，包括耦合到输入电压的初级绕组和耦合到所述开关功率变换器的输出的次级绕组；

耦合到所述变压器的所述初级绕组的开关，当所述开关导通时产生流经所述初级绕组的电流，当所述开关断开时不产生电流；以及

控制器，其被配置成产生控制信号以导通或断开所述开关，所述开关响应于所述控制信号处于第一状态而被导通，并且所述开关响应于所述控制信号处于第二状态而被断开，其中：

响应于在所述开关功率变换器的所述输出处的电流大于第一电流电平，所述控制器进一步被配置成基于第一脉冲宽度调制模式产生所述控制信号；

响应于在所述开关功率变换器的所述输出处的所述电流小于所述第一电流电平但是大于第二电流电平，所述控制器进一步被配置成基于第一脉冲频率调制模式产生所述控制信号，所述第二电流电平小于所述第一电流电平；

响应于在所述开关功率变换器的所述输出处的所述电流小于所述第二电流电平但是大于第三电流电平，所述控制器进一步被配置成基于第二脉冲宽度调制模式产生所述控制信号，所述第三电流电平小于所述第二电流电平；

响应于在所述开关功率变换器的所述输出处的所述电流小于所述第三电流电平但是所述开关功率变换器的输入功率大于第一功率电平，所述控制器进一步被配置成基于第二脉冲频率调制模式产生所述控制信号；

响应于所述开关功率变换器的所述输入功率小于所述第一功率电平但是大于第二功率电平，所述控制器进一步被配置成基于第三脉冲宽度调制模式产生所述控制信号，所述第二功率电平小于所述第一功率电平；以及

响应于所述开关功率变换器的所述输入功率小于所述第二功率电平，所述控制器进一步被配置成基于第三脉冲频率调制模式产生所述控制信号。

2.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中，在所述第三脉冲宽度调制模式中：

响应于所述输入功率小于所述第一功率电平但是大于第三功率电平，所述控制器在所述输入功率降低时减小处于所述第一状态的所述控制信号的持续时间，以减小所述开关的实际的导通持续时间，所述第三功率电平大于所述第二功率电平但是小于所述第一功率电平；以及

响应于所述输入功率小于所述第三功率电平但是大于所述第二功率电平，所述控制器在所述输入功率降低时减小所述开关导通的速度，以减小所述开关的实际的导通持续时间。

3.根据权利要求2所述的开关功率变换器，其中，所述开关是双极结型晶体管，所述控制器进一步被配置成在所述输入功率降低时通过降低施加到所述开关的基极电流(Ib)来减小所述开关导通的速度，以减小所述开关的实际的导通持续时间。

4.根据权利要求2所述的开关功率变换器，其中，所述开关是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，并且所述控制器进一步被配置成在所述输入功率降低时而通过增加所述开关的导通电阻(R_{DS_ON})来减小所述开关导通的速度，以减小所述开关的实际的导通持续时间。

5.根据权利要求2所述的开关功率变换器，其中，响应于所述输入功率电平大于所述第二功率电平但是小于所述第三功率电平，所述控制器进一步被配置成将处于所述第一状态的所述控制信号的持续时间维持在预定值。

6.根据权利要求5所述的开关功率变换器，其中，所述控制器进一步被配置成通过在第一导通持续时间值和第二导通持续时间值之间切换来调整所述预定值，所述第一导通持续时间值表示在所述第三功率电平处的处于所述第一状态的所述控制信号的持续时间，所述第二导通持续时间值表示所述第一导通持续时间值加上所述开关周期的预定增量。

7.根据权利要求6所述的开关功率变换器，其中，所述控制器进一步被配置成响应于确定所述开关功率变换器的输出电压满足指示所述输出电压的波形的失真的预定状态而将所述预定值从所述第一导通持续时间值调整到所述第二导通持续时间值。

8.根据权利要求7所述的开关功率变换器，其中，所述控制器被配置成：

检测所述输出电压的波形；以及

将所述输出电压的波形的一个或多个属性的值与一个或多个预定输出电压波形阈值进行比较以基于所述比较确定所述输出电压波形的波形是否失真。

9.根据权利要求3所述的开关功率变换器，其中，所述控制器进一步被配置成通过在第一基极电流值和第二基极电流值之间切换来调整在所述第二功率电平处的所述基极电流的值，所述第二基极电流值表示所述第一基极电流值减去预定增加的基极电流值。

10.根据权利要求9所述的开关功率变换器，其中，所述控制器进一步被配置成响应于确定所述开关功率变换器的输出电压满足预定状态将所述基极电流的值从所述第一基极电流值调整到所述第二基极电流值。

11.根据权利要求4所述的开关功率变换器，其中，所述控制器进一步被配置成通过在第一导通电阻值和第二导通电阻值之间进行切换来调整在所述第二功率电平处的所述导通电阻的值，所述第二导通电阻值表示所述第一导通电阻值加上预定增加的导通电阻值。

12.根据权利要求11所述的开关功率变换器，其中，所述控制器进一步被配置成响应于确定所述开关功率变换器的输出电压满足预定状态将所述导通电阻的值从所述第一导通电阻值调整到所述第二导通电阻值。

13.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中，所述第一电流电平为所述开关功率变换器的最大输出电流电平的约百分之五十。

14.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中，所述第二电流电平为所述开关功率变换器的最大输出电流电平的约百分之二十。

15.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中，所述第三电流电平为所述开关功率变换器的最大输出电流电平的约百分之五。

16.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中，所述第一功率电平为所述开关功率变换器的最大输入功耗的约百分之二。

17.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中，所述第二功率电平为所述开关功率变换器的最大输入功耗的约百分之零点五。

18.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中，所述第三功率电平为所述开关功率变换器的最大输入功耗的约百分之一。

19.一种控制开关功率变换器的方法，所述开关功率变换器包括具有耦合到输入电压的初级绕组和耦合到所述开关功率变换器的输出的次级绕组的变压器，以及耦合到所述变压器的所述初级绕组的开关，当所述开关被导通时产生所述初级绕组中的电流，当所述开关被断开时不产生所述初级绕组中的电流，所述方法包括：

产生控制信号以导通或者断开所述开关，所述开关响应于所述控制信号处于第一状态而被导通，并且所述开关响应于所述控制信号处于第二状态而被断开，其中：

响应于在所述开关功率变换器的输出处的电流大于第一电流电平，基于第一脉冲宽度调制模式产生所述控制信号；

响应于在所述开关功率变换器的所述输出处的所述电流小于所述第一电流电平但是大于第二电流电平，基于第一脉冲频率调制模式产生所述控制信号，所述第二电流电平小于所述第一电流电平；

响应于在所述开关功率变换器的所述输出处的所述电流小于所述第二电流电平但是大于第三电流电平，基于第二脉冲宽度调制模式产生所述控制信号，所述第三电流电平小于所述第二电流电平；

响应于在所述开关功率变换器的所述输出处的所述电流小于所述第三电流电平但是所述开关功率变换器的输入功率大于第一功率电平，基于第二脉冲频率调制模式产生所述控制信号；

响应于所述开关功率变换器的所述输入功率小于所述第一功率电平但是大于第二功率电平，基于第三脉冲宽度调制模式产生所述控制信号，所述第二功率电平小于所述第一功率电平；以及

响应于所述开关功率变换器的所述输入功率小于所述第二功率电平，基于第三脉冲频率调制模式产生所述控制信号。

20.根据权利要求19所述的方法，其中，在所述第三脉冲宽度调制模式中：

响应于所述输入功率小于所述第一功率电平但是大于第三功率电平，在所述输入功率降低时减小处于所述第一状态的所述控制信号的持续时间，以减小所述开关的实际的导通持续时间，所述第三功率电平大于所述第二功率电平但是小于所述第一电流电平；以及

响应于所述输入功率小于所述第三功率电平但是大于所述第二功率电平，在所述输入功率降低时减小所述开关导通的速度，以减小所述开关的实际的导通持续时间。

21.根据权利要求20所述的方法，其中，所述开关是双极结型晶体管，所述方法进一步包括在所述输入功率降低时通过降低施加到所述开关的基极电流(Ib)来减小所述开关导通的速度，以减小所述开关的实际的导通持续时间。

22.根据权利要求20所述的方法，其中，所述开关是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，并且所述方法进一步包括在所述输入功率降低时通过增加所述开关的导通电阻(R_{DS_ON})来减小所述开关导通的速度，以减小所述开关的实际的导通持续时间。

23.根据权利要求20所述的方法，其中，响应于所述输入功率电平大于所述第二功率电平但是小于所述第三功率电平，将处于所述第一状态的所述控制信号的持续时间维持在预定值。

24.根据权利要求23所述的方法，其中，所述控制器进一步被配置成通过在第一导通持续时间值和第二导通持续时间值之间切换来调整所述预定值，所述第一导通持续时间值表示在所述第三功率电平处的处于所述第一状态的所述控制信号的持续时间，所述第二导通持续时间值表示所述第一导通持续时间值加上所述开关周期的预定增量。

25.根据权利要求24所述的方法，其中，所述控制器进一步被配置成响应于确定所述开关功率变换器的输出电压满足指示所述输出电压的波形的失真的预定状态而将所述预定值从所述第一导通持续时间值调整到所述第二导通持续时间值。

26.根据权利要求25所述的方法，其中，所述控制器被配置成：

检测所述输出电压的波形；以及

27.根据权利要求21所述的方法，其中，所述控制器进一步被配置成通过在第一基极电流值和第二基极电流值之间切换来调整在所述第二功率电平处的所述基极电流的值，所述第二基极电流值表示所述第一基极电流值减去预定增加的基极电流值。

28.根据权利要求27所述的方法，其中，所述控制器进一步被配置成响应于确定所述开关功率变换器的输出电压满足预定状态将所述基极电流的值从所述第一基极电流值调整到所述第二基极电流值。

29.根据权利要求22所述的方法，其中，所述控制器进一步被配置成通过在第一导通电阻值和第二导通电阻值之间进行切换来调整在所述第二功率电平处的所述导通电阻的值，所述第二导通电阻值表示所述第一导通电阻值加上预定增加的导通电阻值。

30.根据权利要求29所述的方法，其中，所述控制器进一步被配置成响应于确定所述开关功率变换器的输出电压满足预定状态将所述导通电阻的值从所述第一导通电阻值调整到所述第二导通电阻值。

31.根据权利要求19所述的方法，其中，所述第一电流电平为所述开关功率变换器的最大输出电流电平的约百分之五十。

32.根据权利要求19所述的方法，其中，所述第二电流电平为所述开关功率变换器的最大输出电流电平的约百分之二十。

33.根据权利要求19所述的方法，其中，所述第三电流电平为所述开关功率变换器的最大输出电流电平的约百分之五。

34.根据权利要求19所述的方法，其中，所述第一功率电平为所述开关功率变换器的最大输入功耗的约百分之二。

35.根据权利要求19所述的方法，其中，所述第二功率电平为所述开关功率变换器的最大输入功耗的约百分之零点五。

36.根据权利要求19所述的方法，其中，所述第三功率电平为所述开关功率变换器的最大输入功耗的约百分之一。