CN103580470B - 用于开关功率变换器的混合自适应功率因数校正方案 - Google Patents

Abstract

一种开关功率变换器的控制器的方法，其提供用于开关功率变换器的可配置功率因数控制方法。该控制器将恒定导通时间控制和恒定功率控制的功率调节控制方法进行组合以调整开关功率变换器的功率因数。该控制器基于该功率变换器的输入电压在恒定导通时间控制和恒定功率控制之间进行切换。

Description

用于开关功率变换器的混合自适应功率因数校正方案

技术领域

这里公开的实施例涉及具有功率因数校正的开关功率变换器。

背景技术

开关功率变换器中的功率因数定义为向负载传送的有功功率与电源提供的视在功率之比。电业公司或者政府机构要求开关功率变换器中的功率因数超过按照规定的某一最小水平。因此，开关功率变换器应当用高功率因数和低谐波失真来从电源向负载传送功率。

当前单相有源功率因数控制技术通常划分成两类：两级方法和单级方法。在两级方法中，功率因数控制前端级将交流(AC)输入电压变换成大容量储能电容器上的直流(DC)电压。DC/DC变换器、诸如反激式开关功率变换器用作第二输出级以向负载提供隔离和调节的低输出电压或者高输出电流。与此相反，单级方法将功率因数控制级与DC/DC级组合成单级。在单级方法中，将控制单个开关以实现输入功率因数校正和输出电压/电流调节的双重功能。

通常，两级功率因数控制电路利用分离的级来使输入电流成形为接近正弦曲线并且与输入线路电压同相以实现高输入功率因数和低总谐波失真(THD)。然而，因为在两级功率因数控制电路的两级中对能量进行两次处理，所以两级功率因数控制电路的效率通常低于单级功率因数控制电路。另外，由于使用两级，所以两级功率因数控制电路与单级功率因数控制电路相比较更复杂并且成本更高。因此，由于成本和效率考虑，通常优选单级功率因数控制电路用于低功率应用。

发明内容

这里公开的实施例提供了一种用于开关功率变换器的可配置功率因数控制方法。在一个实施例中，开关功率变换器的控制器组合恒定导通时间控制和恒定功率控制的功率调节控制方法以调整开关功率变换器的功率因数。通过组合调节模式，控制器使在每个调节模式之间的权衡到达平衡以针对低功率应用和针对输出纹波性能的功率因数要求。

在一个实施例中，在向功率变换器的输入电压的每个AC周期(即单个AC周期)期间，控制器基于瞬时输入线路电压的量值确定在恒定功率模式或者恒定导通时间模式中操作功率变换器。具体而言，如果瞬时输入线路电压低于阈值电压，则控制器在输入电压的AC周期期间在恒定导通时间模式中操作功率变换器，而如果瞬时线路电压在输入电压的AC周期期间在阈值电压以上，则将操作模式切换成恒定功率模式。

说明书中描述的特征和优点并非包括了全部的，并且特别是在阅读附图和说明书之后很多额外的特征和优点对于本领域技术人员是明显的。此外，应当理解，说明书中使用的语言主要是为了可读性和教导性的目的而选择的，并且可能不是为了勾画或者限定发明主题而选择的。

附图说明

通过结合附图考虑下列详细描述，可以容易理解本发明实施方式的教导。

图1图示根据一个实施例的使用恒定导通控制和恒定功率控制的组合的开关功率变换器。

图2图示常规开关功率变换器的输入电压和输入电流波形。

图3图示根据一个实施例的开关功率变换器的控制器IC的内部电路装置。

图4图示对开关功率变换器的开关的导通时间进行示出的示例波形。

图5图示开关功率变换器的示例输入电压和输入电流波形。

图6图示根据一个实施例的控制器IC的数字逻辑控制的电路图。

图7图示对使用导通时间成形的开关功率变换器的开关的导通时间进行示出的示例波形。

具体实施方式

附图和下面的描述仅通过示例涉及优选实施例。应当注意，通过下面的讨论，将很容易认识到此处公开的结构和方法的替代实施例，作为在不偏离本发明的原理的情况下可以采用的可行的替代。

现在将详细参考若干实施例，其示例在附图中图示。注意在任何可行的地方，附图中可能使用类似或者相同的附图标记，并且可能指示类似或者相同的功能性。附图仅为示例的目的描绘了本发明的实施例。本领域技术人员从下面的描述将容易理解此处示例的结构和方法的替代实施例可以在不偏离此处描述的本发明的原理的情况下采用。

这里公开的实施例描述一种AC/DC反激式开关功率变换器的控制器提供用于开关功率变换器的可配置功率因数控制的方法。在一个实施例中，控制器将恒定导通时间控制和恒定功率控制(即恒定电压模式和/或恒定电流模式控制)的功率调节控制方法进行组合以调整开关功率变换器的功率因数。具体而言，控制器基于在输入电压的每个AC周期内的、在恒定导通时间控制模式操作开关功率变换器的时间百分比来调整功率因数。通过将调节模式进行组合，控制器使恒定导通时间模式和恒定功率模式的权衡达到平衡以满足针对低功率应用和针对输入纹波性能的功率因数要求。

图1图示根据一个实施例的AC到DC反激式开关功率变换器。功率变换器100包括三个主要部分，即前端、功率级和次级。前端103在节点L、N连接到AC电压源(未示出)，并且包括由电感器L1、电阻器R1、电阻器F1、二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4和大容量电容器C2构成的桥整流器。节点105的整流的输入线路电压经由电阻器R10和R11向控制器IC101的电源电压管脚Vcc(管脚1)进行输入。在节点105的线路电压还耦合到电源变压器T1-A的初级绕组107。电容器C5从向电源电压管脚Vcc(管脚1)输入的整流的线路电压去除高频噪声。在节点105的前端部分的输出是未调节的DC输入电压。

功率级由电源变压器T1-A、双极结晶体管(BJT)功率开关Q1和控制器IC101构成。电源变压器T1-A包括初级绕组107、次级绕组109和辅助绕组111。控制器IC101通过经由从控制器IC101的OUTPUT管脚(管脚5)输出的控制信号115控制BJT功率开关Q1的ON和OFF状态来维持输出调节。控制信号115驱动BJT功率开关Q1的基极(B)。BJT功率开关Q1的集电极(C)连接到初级绕组107，而BJT功率开关Q1的发射极(E)连接到控制器IC101的ISENSE管脚(管脚4)并且经由电阻器R12接地。ISENSE管脚(管脚4)以跨越感测电阻器R12的电压的形式感测流过初级绕组107和BJT开关Q1的电流。控制器IC101可以采用多种调制技术诸如脉冲宽度调制(PWM)或者脉冲频率调制(PFM)和/或它们的组合中的任何一种调制技术来控制BJT开关Q1的ON和OFF状态以及占空比、以及BJT开关Q1的基极电流的幅度。在一个实施例中，控制器IC101确定和实现如下文将进一步描述的用于开关功率变换器100的可配置功率因数控制方法。控制器IC101的GND管脚(管脚2)接地。

次级由作为输出整流器来工作的二极管D6和作为输出滤波器来工作的电容器C10构成。向负载(未示出)传送在节点113所得的调节的输出电压Vout。电阻器R14是通常用于在反激式开关功率变换器100的无负载条件的情况下稳定输出的预负载。另外，ESD放电间隙(ESD1)耦合于初级绕组107与二极管D6的负极之间。

节点113处的输出电压Vout被反射跨辅助绕组111，其经由电阻器R3和R4构成的电阻性分压器输入到控制器101的VSENSE管脚(管脚3)。电容器C9用来在启动时保持来自在节点105的线路电压或者在启动之后在开关周期之间保持来自跨越辅助绕组111的电压的功率。

如先前提到的那样，单个开关Q1在单级功率因数控制电路中用来调节输出功率。然而，开关Q1也影响输入电流和输出电流二者。如果单级功率因数控制电路中的大容量电容器C2是小的，则使输入电压失真最小化，因此导致使用具有固定或者可变开关频率操作的开关Q1的恒定导通时间控制方法的高功率因数。在恒定导通时间控制方法期间，在功率变换器100的操作期间使开关Q1导通相同时间长度。

图2图示在使用恒定导通时间控制的常规单级功率因子控制电路中的、相对于输入电流的输入电流波形203的在大容量电容器C2的电压的电压波形201。如图2中所示，使用恒定导通时间控制方法，平均输入电流203跟随大容量电容器C2上的电压201。因此，如果大容量电容器C2上有很少的电压失真，则去往功率变换器100的输入电流跟随去往功率变换器100的输入电压。因此使用具有恒定导通时间控制的开关Q1的单级方法来确保高功率因数。然而，使用恒定导通时间控制方法导致在功率变换器100的输出的大输出纹波，其需要大的输出电容器以过滤输出纹波。

为了获得良好输出纹波性能，使用在恒定电压模式或者恒定电流模式中的在交流(AC)周期期间的恒定功率传送。下式表示开关功率变换器100的功率(P)，其中V_in是在大容量电容器C2的输入电压，L_m是初级绕组电感，T_on是开关Q1的导通时间，并且F_s是开关功率变换器100的开关频率：

$P=\frac{{(V_{\mathrm{in}}\·T_{\mathrm{on}})}^2}{2\·L_m}\·F_s$

根据上式，为了维持向负载的恒定功率传送，向开关功率变换器100的输入电压与开关Q1的导通时间的乘积必须恒定。因此，在输入电压增加时，开关Q1的导通时间必须减少以维持向负载的恒定功率传送。然而，如果使用恒定功率控制，则向开关功率变换器100的输入电流将由于单级功率因数控制方法的功率平衡要求(即向负载传送的恒定功率)而具有高失真(即输入电流从正弦曲线转移)、由此造成不能实现高功率因数。

对于许多低功率应用，功率因数要求未必很高。例如0.7或者更少的功率因数足以用于10瓦特的消费型发光二极管(LED)的照明。然而，使用恒定导通时间控制方法可能例如产生0.95的功率因数，这可能对于低功率应用而言是过量的。因此，对于低功率应用，在整个AC周期上的恒定导通控制方法未必满足功率因数要求以及满足谐波规定要求诸如EN61000-3-2。因而，控制器IC101将恒定导通时间控制和恒定功率控制(即恒定电压模式和/或恒定电流模式)的功率调节控制方法进行组合以调整开关功率变换器100的功率因数以使恒定导通时间模式和恒定功率模式的权衡达到平衡以满足针对低功率应用和针对输出纹波性能的功率因数要求。

图3图示根据一个实施例的控制器101的内部电路装置。控制器101接收模拟参数诸如在管脚3的Vsense电压和在管脚4的Isense电压，但是使用数字电路装置和数字状态机(未示出)来自适应地处理这些参数以生成在管脚5(Output)的适当基极驱动信号。控制器101包括若干主要电路块，这些电路块包括V_SENSE信号调节块301、I_SENSE信号调节块303和数字逻辑控制块305。控制器IC101借助于自适应数字初级侧反馈控制来调节开关功率100的输出电压Vout和输出电流Iout。

V_SENSE信号调节块301接收V_SENSE电压作为模拟电压信号并且生成反映在节点113的输出电压(Vo)的一个或者多个电压反馈信号307。I_SENSE信号调节块303接收I_SENSE电压作为模拟电压信号并且生成反映流过开关Q1的初级侧电流的一个或者多个电流反馈信号309。感测V_SENSE电压允许精确输出电压调节，并且感测I_SENSE电压允许精确逐个周期峰电流控制并且在恒定电压和恒定电流模式二者中以及对变压器T1-A的磁化电感Lm不敏感的精确恒定电流(输出电流Iout)控制进行限制。

数字逻辑控制块305处理电压反馈信号307和电流反馈信号309以生成控制信号311，该控制信号支配开关Q1的操作和通/断状态用于调节输出电压(Vo)和输出电流(Iout)。虽然未示出，但是数字逻辑控制块305包括确定开关功率变换器100应当操作的恰当操作模式的数字电路装置。这一数字电路装置自适应地选择用于控制开关频率的脉冲宽度调制(PWM)或者脉冲频率调制(PFM)以及用于输出调节的恒定功率模式(即恒定电压(CV)模式或者恒定电流(CC)模式)或者恒定导通时间模式。例如，在利用CC模式的恒定功率模式期间，在功率变换器100的输出的负载可以是发光二极管(LED)串，其中跨越LED的电压降是跨越LED施加的恒定电流的函数。因此，因为向LED供应恒定电流，所以跨越LED的电压降恒定，从而导致向负载传送恒定功率。

在一个实施例中，在向功率变换器100的输入电压的每个AC周期(即单个AC周期)期间，数字逻辑控制块305如在开关功率变换器100的开关频率一样频繁地基于瞬时输入线路电压的量值确定是否在恒定功率模式或者恒定导通时间模式中操作功率变换器100。在其它实施例中，数字逻辑控制块305可以在开关功率变换器100的仅某些开关周期基于瞬时输入线路电压的量值确定是否在恒定功率模式或者恒定导通时间模式中操作功率变换器100。注意输入电压的频率不同于功率变换器100的开关频率。与功率变换器100的开关Q1的在kHz范围中的更高开关频率(例如40kHz-200kHz)相比较，输入电压的频率是50Hz或者60Hz。

具体而言，如果瞬时输入线路电压低于阈值电压，则数字逻辑控制块305在输入电压的AC周期期间在恒定导通时间模式中操作功率变换器100，并且如果瞬时线路电压如在开关功率变换器100的开关频率一样频繁地在阈值电压以上，则将操作模式切换成恒定功率模式。备选地，如果瞬时线路电压在开关功率变换器100的仅某些开关周期在阈值电压以上，则数字逻辑控制块305将操作模式从恒定导通时间模式切换成恒定功率模式。因此，数字逻辑控制块305监视瞬时输入线路电压以确定瞬时输入线路电压是否低于或者高于阈值电压并且基于瞬时输入线路电压的量值在向功率变换器100的输入电压的AC周期内的下一开关周期在恒定导通时间模式或者恒定功率模式中操作功率变换器100。

假设输入线路电压是正弦曲线，在向功率变换器100的输入电压的单个AC周期内，数字逻辑控制块305在瞬时线路电压在阈值电压以下时在恒定导通时间模式中操作开关功率变换器100。一旦AC周期的瞬时输入线路电压超过阈值电压，数字逻辑控制块305将开关功率变换器100的操作切换成恒定功率模式。更具体而言，在功率变换器100在AC周期的瞬时输入线路电压超过阈值电压之后的下一开关周期，数字逻辑控制块305将功率变换器100的操作从恒定导通时间模式切换成恒定功率模式。

由于输入线路电压是正弦曲线，所以输入线路电压在向功率变换器100的输入电压的AC周期期间最终减少至阈值电压以下并且数字逻辑控制块305将开关功率变换器100的操作切换回到恒定导通时间模式。也就是说，在功率变换器100在AC周期的瞬时输入线路电压减少至阈值电压以下之后的下一开关周期，数字逻辑控制块305将功率变换器100的操作从恒定功率模式切换成恒定导通时间模式。

在一个实施例中，阈值电压是基于功率变换器100被配置为在输入电压的AC周期内在恒定导通时间模式中操作的时间百分比的。例如假设在北美的110伏特线路电压，如果功率变换器100被配置为针对输入电压的AC周期的百分之50在恒定导通时间模式中操作，则阈值电压是77.8伏特(即110*sin(45°))。

在恒定导通时间模式期间，数字逻辑控制块305输出控制信号311以用导通开关Q1于期间的恒定导通时间导通开关Q1。也就是说，在恒定导通时间模式期间，在功率变换器100的开关周期上开关Q1的导通时间是恒定的(即保持相同)。在恒定功率模式期间，根据一个实施例，数字逻辑控制块305输出控制信号311以用导通时间导通开关Q1，该导通时间可以随着开关周期变化并且小于在恒定功率模式期间开关Q1的恒定导通时间。在恒定功率模式期间，功率变换器100可以根据用来向负载传送恒定功率的控制方法来输出恒定电流和/或电压。因此，基于瞬时输入电压相对于阈值电压的量值、在单个AC周期内的功率变换器100的开关周期期间，数字逻辑控制块305在恒定导通时间模式与恒定功率模式之间将操作切换任何次数。通过对在向功率变换器100的输入电压的AC周期期间、在恒定导通时间模式与恒定功率模式之间的功率变换器的操作进行切换，满足功率因数要求同时提供良好输出纹波性能。

在一个实施例中，数字逻辑控制块305使用在控制器101的Isense管脚的电压来确定输入线路电压。因为通过关系Vin＝Lm(dI_p/dt)，经过开关Q1的初级电流I_p(由Isense电压代表)的上升斜率与输入线路电压基本上成比例，所以将在Isense管脚的电压作为用于输入线路电压Vin的代理，其中Lm是变压器T1-A的初级绕组107的磁化电感。具体而言，控制器101如在通过引用将其全部结合于此的、于2008年10月28日向Yan等人授权并且转让给iWatt公司的第7,443,700号美国专利中描述的那样在CV模式中使用Isense电压作为用于线路电压Vin的代理并且也可以在CC模式中使用Isense电压(代表初级电流I_p)以维持来自开关功率变换器100的恒定的、调节的输出电流。

图4图示使用恒定功率模式和恒定导通时间模式的组合的、功率变换器100的导通时间(Ton)相对于时间的波形。在图4中，功率变换器100在恒定导通时间模式中的操作在时间t₁至时间t₂期间出现。因此，时间t₁至时间t₂对应于在功率变换器100的输入线路电压小于阈值电压时。如图4中所示，在时间t₁至时间t₂期间的导通时间波形的平顶401代表在恒定导通时间模式期间的恒定导通时间的利用。

在图4中，功率变换器100在恒定功率模式中的操作在时间t₂至时间t₃期间出现。因此，时间t₂至时间t₃对应于在功率变换器100的输入线路电压大于阈值电压时。如图4中所示，在时间t₂至t₃期间，功率变换器100的导通时间可以变化403。控制器IC101变化(即增加或者减少)开关功率变换器在时间段t₂至t₃期间的导通时间以根据用来向负载传送恒定功率的控制方法来输出恒定电流和/或电压。通过在输入电压的周期内在恒定导通时间模式和恒定功率模式二者中操作功率变换器100，控制器101提供足够功率因数以至少满足针对低功率应用的功率因数要求而同时提供良好输出纹波性能。

通常，功率变换器100的功率因数是基于开关Q1的导通时间是恒定的时间在向功率变换器100的输入电压的AC周期内的百分比。也就是说，功率变换器100的功率因数是基于在向功率变换器100的输入电压的AC周期期间内、相对于在恒定功率模式中操作功率变换器100的在恒定导通时间模式中操作功率变换器100的时间的百分比。在一个实施例中，由参数PF_Index代表开关Q1的导通时间是恒定的时间在AC周期内的百分比。因此，PF_Index代表在向功率变换器100的输入电压的AC周期内、在恒定导通时间模式中操作功率变换器的时间的百分比。例如25％的PF_Index使功率因数和输出纹波性能达到平衡。

通常，更高PF_Index导致更高功率因数和更低输入谐波失真。然而，更高PF_Index牺牲输出纹波性能。更高PF_Index指示在AC周期期间内的、与在恒定功率模式中操作功率变换器100的时间的百分比相比较、在恒定导通时间模式中将功率变换器100操作更长时间百分比。与此相反，更低PF_Index通过使输出纹波最小化来提高输出纹波性能。然而，更低PF_Index产生更低功率因数和更高输入谐波失真。更低PF_Index指示在AC周期期间内的、与在恒定功率模式中操作功率变换器100的时间的百分比相比较、在恒定导通时间模式中将功率变换器100操作更短时间百分比。配置PF_Index允许设计灵活性以解决在输入功率因数、输入谐波失真和输出纹波性能之间的权衡。在一个实施例中，PF_Index是基于图4中所示以下参数的：

·TON_MAX，其代表开关Q的最大导通时间；

·T_on_const，其代表开关Q1的导通时间恒定在TON_MAX的持续时间；以及

·Tp_ac，其代表输入线路电压的AC时间段的一半。

在一个实施例中，通过下式描述上述参数的关系：

$\mathrm{PF}\_\mathrm{Index}=\frac{T\_\mathrm{on}\_\mathrm{const}}{\mathrm{TP}\_\mathrm{ac}}$

如上文所示，PF_Index是基于开关Q的导通时间恒定在TON_MAX的持续时间(即T_on_const)与AC时间段的一半(即Tp_ac)之比的。

图5图示使用恒定导通时间控制和恒定功率控制的功率调节控制方法二者的、相对于功率变换器100的输入电流的输入电流波形503的在大容量电容器C2的电压的电压波形501的一个示例。注意在图5所示示例中，在恒定功率控制期间使用恒定电流模式。

如图5中所示，在向功率变换器100的输入电压的AC周期内的恒定导通时间(Ton)操作期间，数字逻辑控制305将开关Q1的导通时间(Ton)固定在TON_MAX。因此，开关Q1的导通时间在恒定导通时间控制期间恒定。另外，如图5中所示，输入电流波形503在恒定导通时间控制期间跟随电压波形501。与此相反，在输入电压的周期期间的恒定功率控制操作期间，导通时间可以变化并且小于TON_MAX以维持向负载的恒定功率传送。此外，如图5中所示，输入电流波形503在恒定功率模式控制期间未跟随电压波形501。例如，由于在恒定功率模式中时恒定电流控制的使用，在恒定功率模式期间输入电流的峰505维持恒定。

回顾图3，在一个实施例中，数字逻辑控制305包括导通时间计算块313。该导通时间计算块313确定TON_MAX值，该TON_MAX值将产生满足期望功率因数的配置的PF_INDEX。在一个实施例中，导通时间计算块313可以选择初始TON_MAX(例如4微秒)作为基础导通时间。导通时间计算块313对使用初始TON_MAX而产生的PF_INDEX进行评估以确定产生配置的PF_INDEX的TON_MAX。也就是说，导通时间计算块313对初始TON_MAX进行调整直至达到配置的PF_INDEX。

在一个实施例中，导通时间计算块313包括图6中所示用来标识产生配置的PF_INDEX的TON_MAX的闭环系统。该闭环系统包括加法器601、滤波器603、Ton_control块605和测量的PF_index块607。在一个实施例中，测量的PF_index块607测量由导通时间计算块313设置的初始TON_MAX而产生的PF_INDEX。测量的PF_index块607向加法器601输出测量的PF_INDEX609。加法器601从配置的PF_INDEX提取测量的PF_INDEX。将在配置的PF_INDEX与测量的PF_INDEX之间的误差(即差值)611向滤波器603输出。在一个实施例中，滤波器603是从接收的误差611去除高频噪声的低通滤波器。滤波器603向Ton_control块605输出滤波的误差613。

在一个实施例中，如果滤波的误差613是指示测量的PF_INDEX大于配置的PF_INDEX的负值，则Ton_control块605增加TON_MAX并且输出增加的TON_MAX值作为开关Q1的导通时间(Ton)615。在一个实施例中，Ton_control块605将TON_MAX增加TON_MAX的百分比直至实现如下TON_MAX值，该值造成测量的PF_INDEX与配置的PF_INDEX基本上相同。因此，使功率变换器在TON_MAX的恒定导通时间模式中操作的时间百分比减少。如果滤波的误差613是指示测量的PF_INDEX小于配置的PF_INDEX的正值，则Ton_control块605减少TON_MAX并且输出减少的TON_MAX值作为开关Q1的导通时间(Ton)615。在一个实施例中，Ton_control块605将TON_MAX减少TON_MAX的百分比直至实现如下TON_MAX值，该值造成测量的PF_INDEX与配置的PF_INDEX基本上相同。因此，使功率变换器100在恒定导通时间模式中操作的时间百分比减少。

还Ton_control块605输出的调整的TON_MAX的值向测量的PF_index块607传输。测量的PF_index块607再次基于从Ton_control块605接收的调整的TON_MAX的值来测量PF_INDEX，由加法器601将该PF_INDEX与配置的PF_index进行比较。因此，导通时间计算块313重复TON_MAX的调整直至测量的PF_INDEX等于配置的PF_INDEX。备选地，导通时间计算块313重复TON_MAX的调整直至测量的PF_INDEX在配置的PF_INDEX的阈值或者阈值百分比内。

在另一实施例中，导通时间计算块313可以修改TON_MAX以进一步优化功率因数和输出纹波。也就是说，导通时间计算块313可以对开关Q1的导通时间成形使得导通时间即使在恒定导通时间模式期间也不恒定。图7图示使用TON_MAX成形的、功率变换器100的导通时间(Ton)相对于时间的波形700的一个示例。平顶401代表与图7中所示成形的导通时间700相比较的、图4的开关Q1的恒定导通时间。在一个实施例中，导通时间波形700图示开关Q1的导通时间增加701直至在导通时间开始减少之前达到的峰703(即TON_MAX_SHAPED)。因此，成形的导通时间超过平顶401代表的导通时间的值。

在一个实施例中，导通时间计算块313基于开关Q1的、在由平顶401代表的TON_MAX的恒定导通时间期间向功率变换器100的瞬时输入AC电压Vin以及感测的电压Vin_hit来计算TON_MAX_SHAPED。在一个实施例中，Vin_hit是在输入电压的AC周期期间从恒定导通时间模式向恒定功率模式的转变705期间的感测的输入AC电压。在一个实施例中，导通时间计算块313根据下式计算TON_MAX_SHAPED：

$\mathrm{TON}\_\mathrm{MAX}\_\mathrm{SHAPED}=\frac{(2\·\mathrm{Vin}\_\mathrm{hit}-\mathrm{Vin})\·\mathrm{TON}\_\mathrm{MAX}}{\mathrm{Vin}\_\mathrm{hit}}$

如上文所示，在Vin接近零时，将TON_MAX_SHAPED固定在最大值为TON_MAX值的两倍。然而，注意在其它实施例中可以将TON_MAX_SHAPED固定在其它值。通过对TON_MAX成形，与运用恒定TON_MAX时相比较，提高了输出纹波性能。例如，使用恒定TON_MAX可以产生0.7的功率因数和35％的输出纹波。与此相反，对TON_MAX成形可以产生0.7的功率因数、但是仅30％的输出纹波。在恒定导通时间模式与恒定功率模式之间的更顺利转变也减少输入电流中的谐波含量。

当阅读本公开，本领域技术人员将理解还有的其他的开关功率变换器的替代设计。因此，尽管已经示例说明和描述了具体实施例和应用，将理解这里讨论的实施例不限于此处公开的确切构造和部件，并且在不偏离本发明精神和范围的情况下，对于本领域技术人员很明显可以在此处公开的本发明的方法和设备的布置、操作和细节中做出各种修改，改变和变化。

Claims (12)

1.一种开关功率变换器，包括：

变压器，包括耦合到输入电压的初级绕组和耦合到所述开关功率变换器的输出的次级绕组；

开关，耦合到所述变压器的所述初级绕组，在所述开关导通时生成经过所述初级绕组的电流并且在所述开关关断时不生成经过所述初级绕组的电流；以及

控制器，被配置为生成控制信号以在所述开关的多个开关周期的每个开关周期导通或者关断所述开关；

其中所述控制器还被配置为响应于所述输入电压小于阈值电压生成所述控制信号以在所述多个开关周期中的每个开关周期期间在所述开关功率变换器的恒定导通时间模式中导通所述开关持续与所述输入电压的AC周期中的至少单个AC周期的第一部分对应的第一持续时间，所述第一持续时间在所述多个开关周期中的每个开关周期期间恒定；以及

其中所述控制器还被配置为响应于所述输入电压大于所述阈值电压生成所述控制信号以在所述多个开关周期中的每个开关周期期间在所述开关功率变换器的恒定功率模式中导通所述开关持续与所述输入电压的所述AC周期中的所述至少单个AC周期的第二部分对应的第二持续时间，所述第二持续时间在所述多个开关周期中的至少一些开关周期期间变化；

其中所述控制器不接收所述输入电压的电平并且还被配置为基于经过所述初级绕组的所述电流的斜率来确定所述输入电压小于或者大于所述阈值电压，经过所述初级绕组的所述电流的斜率被所述控制器用作所述输入电压的所述电平的代理；

其中所述控制器还被配置为通过以下操作来生成所述控制信号以在所述恒定导通时间模式中导通所述开关：

确定与至所述开关功率变换器的所述输入电压的所述AC周期中的所述至少单个AC周期的所述第一部分对应的、导通所述开关持续的所述第一持续时间的配置的时间百分比；

随着所述第一持续时间设置在所述恒定导通时间模式期间将要导通所述开关的初始持续时间；

计算在至所述开关功率变换器的所述输入电压的所述AC周期中的所述至少单个AC周期内导通所述开关持续所述初始持续时间的所述时间百分比；以及

调整所述初始持续时间直至达到在至所述开关功率变换器的所述输入电压的所述AC周期中的所述至少单个AC周期内导通所述开关的所述配置的时间百分比。

2.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中所述控制器还被配置为在所述AC周期中的所述至少单个AC周期的所述开关的所述多个开关周期中的至少一些开关周期期间确定所述输入电压小于所述阈值电压或者大于所述阈值电压。

3.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中所述第二持续时间小于所述第一持续时间。

4.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中在至所述开关功率变换器的所述输入电压的所述AC周期中的所述至少单个AC周期内导通所述开关持续所述第一持续时间的所配置的时间百分比指示所述开关功率变换器的功率因数。

5.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中所述控制器还被配置为基于在所述恒定导通时间模式期间的所述输入电压确定在所述恒定导通时间模式期间导通所述开关的第三持续时间，其中所述第三持续时间大于所述第一持续时间。

6.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中所述控制器被配置为响应于所述输入电压大于所述阈值电压生成所述控制信号以在所述输入电压的所述AC周期中的所述至少单个AC周期的下一开关周期在所述恒定功率模式中导通所述开关。

7.一种在控制器中的控制开关功率变换器的方法，所述开关功率变换器包括：变压器，耦合在输入电压与所述开关功率变换器的输出之间，所述变压器包括耦合到所述输入电压的初级绕组和耦合到所述开关功率变换器的所述输出的次级绕组；以及开关，耦合到所述变压器的所述初级绕组，在所述开关导通时生成经过所述初级绕组的电流并且在所述开关关断时不生成经过所述初级绕组的电流，所述方法包括：

生成控制信号以在所述开关的多个开关周期的每个开关周期导通或者关断所述开关；

其中响应于所述输入电压小于阈值电压生成所述控制信号以在所述多个开关周期中的每个开关周期期间在所述开关功率变换器的恒定导通时间模式中导通将所述开关持续与所述输入电压的AC周期中的至少单个AC周期的第一部分对应的第一持续时间，所述第一持续时间在所述多个开关周期中的每个开关周期期间恒定；以及

其中响应于所述输入电压大于所述阈值电压生成所述控制信号以在所述多个开关周期中的每个开关周期期间在所述开关功率变换器的恒定功率模式中导通所述开关持续与所述输入电压的所述AC周期中的所述至少单个AC周期的第二部分对应的第二持续时间，所述第二持续时间在所述多个开关周期中的至少一些开关周期期间变化；

其中生成所述控制信号以使用经过所述初级绕组的所述电流的斜率在所述恒定导通时间模式或者所述恒定功率模式中导通所述开关而无需接收所述输入电压的电平，所述电流的所述斜率是所述输入电压的所述电平的代理；

其中生成所述控制信号以在所述恒定导通时间模式中导通所述开关包括：

确定与至所述开关功率变换器的所述输入电压的所述AC周期中的所述至少单个AC周期的所述第一部分对应的、导通所述开关持续的所述第一持续时间的配置的时间百分比；

随着所述第一持续时间设置在所述恒定导通时间模式期间将要导通所述开关的初始持续时间；

计算在至所述开关功率变换器的所述输入电压的所述AC周期中的所述至少单个AC周期内导通所述开关持续所述初始持续时间的所述时间百分比；以及

调整所述初始持续时间直至达到在至所述开关功率变换器的所述输入电压的所述AC周期中的所述至少单个AC周期内导通所述开关的所述配置的时间百分比。

8.根据权利要求7所述的方法，还包括：

在所述AC周期中的所述至少单个AC周期的所述开关的所述多个开关周期中的至少一些开关周期期间确定所述输入电压小于所述阈值电压或者大于所述阈值电压。

9.根据权利要求7所述的方法，其中所述第二持续时间小于所述第一持续时间。

10.根据权利要求7所述的方法，其中在至所述开关功率变换器的所述输入电压的所述AC周期中的所述至少单个AC周期内导通所述开关持续所述第一持续时间的所配置的时间百分比指示所述开关功率变换器的功率因数。

11.根据权利要求7所述的方法，还包括：

基于在所述恒定导通时间模式期间的所述输入电压确定在所述恒定导通时间模式期间导通所述开关的第三持续时间，其中所述第三持续时间大于所述第一持续时间。

12.根据权利要求7所述的方法，还包括：

响应于所述输入电压大于所述阈值电压生成所述控制信号以在所述输入电压的所述AC周期中的所述至少单个AC周期的下一开关周期在所述恒定功率模式中导通所述开关。