CN102006015B - 一种SiGe BiCMOS射频功率放大器 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种SiGe BiCMOS射频功率放大器，包括一级预放大晶体管、二级功率放大晶体管、一级偏置电路、二级偏置电路、输入匹配网络和阻抗变换网络。本发明的电路结构分为一级预放大电路和二级功率放大电路，两级放大电路之间使用耦合电容相连。一级预放大晶体管用的是标准SiGe晶体管，并采用了RC串联反馈电路来提高电路的线性度；二级功率放大晶体管用的是高压SiGe晶体管，能够达到较高的输出功率。一级偏置电路和二级偏置电路均使用双极型晶体管电流镜结构，并且利用温度负反馈技术来提高温度稳定性。本发明具有高线性度和较高的输出功率。
Description
技术领域
本发明涉及CMOS射频集成电路设计的技术领域，特别是涉及一种基于锗硅双极性-互补氧化物晶体管工艺(简称“SiGe BiCMOS”)的射频功率放大器。
背景技术
近年来，随着无线局域网(Wireless Local Area Network，简称“WLAN”)范围的短距离无线通信技术标准的迅速发展，灵活性、方便性、传输速率快的便携式设备越来越受到人们的青睐。2.4GHz是全世界公开通用的无线ISM(Industry Science Medicine)频段，在2.4GHz频段下工作可以获得更大的使用范围和更强的抗干扰能力。ZigBee/IEEE 802.15.4、Wi-Fi/IEEE 802.11b、蓝牙(Bluetooth)/IEEE 802.15.1、无线USB(Wireless USB)的标准都是工作在2.4GHz频段上，随着产品向高端化发展，越来越多的2.4GHz无线外设开始在市场里销售。近年来，在射频集成电路领域，基于CMOS工艺的全片集成芯片射频收发机得到了广泛的应用。然而，发射机系统中的一个关键模块是射频功率放大器，射频功率放大器的功耗在发射机的总功耗中占有很大的比例，因此实现高输出功率、高效率、高集成线性化的射频功率放大器显得尤为重要。但对于射频功率放大器而言，特征尺寸的减小，使得晶体管的耐压能力也急剧下降，使得采用先进的CMOS工艺实现集成化功率放大器面临着低击穿电压、低功率增益以及大衬底的压力和挑战。所以亟需一种新的工艺或方法来实现射频功率放大器的高线性度和高输出功率。
由于射频功率放大器电路工作在高频大信号状态，所以，在工艺选择上普遍采用III/V族化合物(如InP、GaAs MESFET等)，但使用这些工艺制造的电路成本较高。射频功率放大器的工作状态主要由功率、效率、失真、稳定性、可靠性及放大信号的特性等要求来确定，根据工作状态可分为A类、B类、AB类、C类、D类、E类和F类等。其中A类、B类、AB类、C类的射频功率放大器的主要差别在于偏置情况不同，上述类型的射频功率放大器的导通角比较大，其以较低的效率来换取了高线性度。而D类、E类、F类的射频功率放大器为非线性功放，通过工作在非线性区来优化效率和输出功率，这种射频功率放大器通常被称作“开关模式”的射频功率放大器。
目前使用最普遍、最典型的射频功率放大器如图1所示。图中电感BFL把直流功率送入到晶体管T的集电极，假设电感BFL很大，足以使通过它的电流基本保持不变。集电极通过电容BFC连至一个振荡回路以防止负载中有任何直流功耗。电感L和电容C构成输出端并联谐振滤波器，削减了由非线性引起的带外的发射功率，晶体管T的输出电容可被纳入振荡回路，电阻R和电感L为下级天线的等效阻抗。这种传统结构的功率放大器可以提供滤波功能，有效避免了由非线性引起的频带外的发射信号。因为集成电路的电感品质因子Q的值比较小，所以很有可能会带来一定的损耗，这对于便携式设备来讲，是不可取的。由于电容BFC能够吸收晶体管T的输出电容，则可以很好的实现电路的匹配。但是，通过观察现有的便携式产品，可以发现通过典型的射频功率放大器实现的大部分外设都是基于窄带工作的，所以亟需一种基于宽带工作的射频功率放大器来满足便携式产品的需求。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种SiGe BiCMOS射频功率放大器，能够实现高线性度和较高的输出功率。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：提供一种SiGe BiCMOS射频功率放大器，包括一级预放大晶体管、二级功率放大晶体管、一级偏置电路、二级偏置电路、输入匹配网络和阻抗变换网络，所述的输入匹配网络的输出端和一级偏置电路的输出端分别与所述的一级预放大晶体管的基极相连；所述的一级预放大晶体管的集电极与基极之间连有相互串联的电阻和电容，所述的电阻和电容组成所述的一级预放大晶体管的反馈电路；所述的一级预放大晶体管的发射极接地，集电极通过一个电感与电源相连；所述的一级预放大晶体管的集电极通过耦合电容与所述的二级功率放大晶体管的基极相互连接；所述的二级偏置电路的输出端与所述的二级功率放大晶体管的基极相连；所述的二级功率放大晶体管的发射极接地，集电极通过一个电感与所述的电源相连；所述的二级功率放大晶体管的集电极还连接有阻抗变换网络；所述的输入匹配网络的输入端作为所述的SiGe BiCMOS射频功率放大器的射频输入端，所述的阻抗变换网络的输出端作为所述的SiGe BiCMOS射频功率放大器的射频输出端；所述的一级预放大晶体管为标准SiGe晶体管；所述的二级功率放大晶体管为高压SiGe晶体管。
所述的一级偏置电路和二级偏置电路均采用双极型晶体管电流镜结构。
所述的一级偏置电路和二级偏置电路均包括三个晶体管和三个电阻；所述的第一晶体管的基极与集电极相互连接并与第二晶体管的发射极相连；所述的第一晶体管的发射级接地；所述的第二晶体管的基极与所述的第三晶体管的基极之间跨接有所述的第二电阻；所述的第二晶体管的集电极与所述的第三晶体管的基极相连；所述的第二晶体管的集电极与所述的第三晶体管的集电极之间跨接有所述的第一电阻；所述的第三晶体管的发射极与所述的一级预放大晶体管的基极之间连接有第三电阻；所述的第三晶体管的集电极与电源相连。
所述的第一晶体管、第二晶体管和第三晶体管为SiGe NPN管。
所述的第三电阻两端并联有电容。
所述的输入匹配网络为T型匹配网络。
所述的输入匹配网络的输出端与所述的一级预放大晶体管的基极之间设有隔直电容；所述的一级预放大晶体管的集电极与所述的二级功率放大晶体管的基极之间设有隔直电容。
所述的SiGe BiCMOS射频功率放大器的工作中心频率为2.4～2.5GHz。
有益效果
由于采用了上述的技术方案，本发明与现有技术相比，具有以下的优点和积极效果：
1、线性度比较高
本发明采用SiGe BiCMOS技术不仅能充分改善Bipolar器件的大信号性能，提高器件击穿电压，而且还可实现更高集成度，既不牺牲性能，又特别适合于射频功率放大器的应用。与传统的Si CMOS技术的射频功率放大器相比实际仿真表明，本发明的输出P1dB压缩点达到约20.6dBm，对应的输入P1dB压缩点约为0dBm。该射频功率放大器比传统基于Si CMOS工艺的射频功率放大器线性度要高。
2、对温度变化不敏感
本发明采用的偏置电路为一种电流镜结构，利用其温度负反馈的原理，可以在温度变化范围较大的情况下实现稳定的偏置电流的供给，在偏置电路中并联了一个电容可以降低偏置电路的功率消耗，因此也具有很好的线性度调节作用。
3、高输出功率和低成本
本发明为0.18μm SiGe BiCMOS工艺的射频功率放大器，结合了Biploar和CMOS工艺的优点，不仅制造成本比III/V族化合物(如InP、GaAs MESFET等)低，而且具有比较高的特征频率。0.18um SiGe BiCMOS技术则具有50GHz以上的特征频率，可以有效减少噪声。另外，SiGe BiCMOS工艺是一种兼容工艺，是在已有先进CMOS工艺中嵌入双极性(Biploar)器件工艺而形成的，使收发机的成本大幅降低。本发明采用两级共发射极结构，以达到所需的功率增益和输出功率。
附图说明
图1是现有技术中射频功率放大器的电路图；
图2是本发明的电路图；
图3是本发明的线性度示意图；
图4本发明的仿真S参数结果示意图。
具体实施方式
下面结合具体实施例，进一步阐述本发明。应理解，这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围。此外应理解，在阅读了本发明讲授的内容之后，本领域技术人员可以对本发明作各种改动或修改，这些等价形式同样落于本申请所附权利要求书所限定的范围。
本发明涉及一种SiGe BiCMOS射频功率放大器，如图2所示，包括一级预放大晶体管T4、二级功率放大晶体管T8、一级偏置电路、二级偏置电路、输入匹配网络和阻抗变换网络。所述的输入匹配网络的输出端和一级偏置电路的输出端分别与所述的一级预放大晶体管T4的基极相连；所述的一级预放大晶体管T4的集电极与基极之间连有相互串联的电阻R4和电容C3，所述的电阻R4和电容C3组成所述的一级预放大晶体管T4的RC串联反馈电路，提高了线性度。所述的一级预放大晶体管T4的发射极接地，集电极通过电感L2与电源相连。一级预放大晶体管T4和二级功率放大晶体管T8的级间匹配采用的是分级匹配后再级联的方式，即所述的一级预放大晶体管T4的集电极通过耦合电容C6和C7与所述的二级功率放大晶体管T8的基极相互连接，以使经过一级预放大晶体管T4放大后的信号可以顺利地流入二级功率放大晶体管T8，从而进行放大。所述的二级偏置电路的输出端与所述的二级功率放大晶体管T8的基极相连。所述的二级功率放大晶体管T8的发射极接地，集电极通过电感L5与所述的电源相连，考虑到二级功率放大晶体管T8的集电极寄生电容，故在此处设置电感L5用于与二级功率放大晶体管T8的集电极寄生电容在中心工作频率上谐振，此处可选用不同的电感L5来调节整个SiGe BiCMOS射频功率放大器的中心工作频率，如将中心工作频率在2.4～2.5GHz的范围内进行调节。所述的二级功率放大晶体管T8的集电极还连接有阻抗变换网络。所述的输入匹配网络的输入端作为整个SiGe BiCMOS射频功率放大器的射频输入端，所述的阻抗变换网络的输出端作为整个SiGeBiCMOS射频功率放大器的射频输出端。其中，所述的一级预放大晶体管T4采用标准的SiGe NPN管。所述的二级功率放大晶体管T8采用高压SiGe NPN管，其宽度和长度可根据需要得到的输出功率进行选择。本发明通过通过两种不同的放大方式，能够有很好的功率输出和线性度。又因为SiGe晶体管具有宽带隙的发射区的异质结结构，大大提高了发射结的载流子注入效率，加速载流子在基区的漂移运动，提高了特征频率，从而可以减小噪声，具有很好的线性度。
所述的输入匹配网络为T型匹配网络，由电容C1和电感L1组成。所述的输入匹配网络的输出端与所述的一级预放大晶体管T4的基极之间设有隔直电容C2，所述的一级预放大晶体管T4的集电极与所述的二级功率放大晶体管T8的基极之间设有隔直电容C5。通过电容C2和C5的隔直，使得一级偏置电路和二级偏置电路产生的偏置电流不受来自输入端的影响。阻抗变换网络由电容C9与电感L6组成，可通过变换两者的参数使得负载电阻变换到一个目标值。
所述的一级偏置电路和二级偏置电路均采用双极型晶体管电流镜结构。一级偏置电路均包括三个晶体管和三个电阻。所述的晶体管T1的基极与集电极相互连接并与晶体管T2的发射极相连。晶体管T1的发射级接地，晶体管T2的基极与晶体管T3的基极之间跨接有电阻R2。晶体管T2的集电极与晶体管T3的基极相连。晶体管T2的集电极与晶体管T3的集电极之间跨接有电阻R1。晶体管T3的发射极与一级预放大晶体管T4的基极之间连接有电阻R3；所述的晶体管T3的集电极与电源相连；晶体管T1、晶体管T2和晶体管T3为相同规格的SiGeNPN管。二级偏置电路与一级偏置电路的结构完全相同，其中，晶体管T5、晶体管T6和晶体管T7为SiGe NPN管。偏置电路可以根据输入信号的功率在一定程度上调节偏置电流。一级偏置电路通过合理地选取电阻R1、电阻R2和电阻R3的阻值来为一级预放大晶体管提供偏置电流，这样可以有助于提高线性度。同样二级偏置电路可合理地选取电阻R5、电阻R6和电阻R7的阻值来为二级功率放大晶体管提供偏置电流。其中，电阻R2和电阻R6还起到了利用温度负反馈技术来提高偏置电路的温度稳定性。为了降低一级偏置电路的功率消耗可以在电阻R3两端并联电容C4来实现，同样为了降低二级偏置电路的功率消耗可以在电阻R7两端并联电容C8来实现，与此同时电容C4和C8也具有很好的线性调节作用。
由此可见，本发明通过采用两级共发射极结构，实现了对输入信号的功率放大，满足了线性度高的要求。在一级预放大电路中采用了一种双极型晶体管电流镜结构的偏置电路提供偏置电流，并利用温度负反馈原理来保证电路工作的温度稳定性，在偏置电路的输出负载两端并联了一个电容可以降低偏置电路的功率消耗，因此也具有很好的线性度调节作用。在一级预放大电路还采用了RC串联反馈电路，输入匹配网络采用T型匹配网络，同时利用隔直电容使偏置电流不受来自输入端的影响，很好地提高了一级预放大电路的线性度。在一级预放大电路和二级功率放大电路之间采用的是分级匹配后再级联的方式进行连接，从而使一级预放大电路放大后的信号可以顺利地流入二级功率放大电路。功率放大器目的是将信号提升到一定的功率，有时根据发送协议需要将信号线性放大到一定的输出功率。由于作为功率放大器组件的晶体管自身要有一定的功率消耗，并且各种电路元件(电阻、电感、电容等)要消耗一定的功率，为了评估功率放大器的效率，有三种常用的定义：漏极效率、功率附加效率和整体转换效率。由于本发明中的晶体管采用的是SiGe晶体管，由于SiGe晶体管其具有宽带隙的发射区的异质结结构，大大提高了发射结的载流子注入效率，从而使漏极效率、功率附加效率和整体转换效率均得到了提高，使得本发明具有高线性度和高输出功率。
表1为工作中心频率为2.4GHz的SiGe BiCMOS射频功率放大器各个器件的规格汇总，即图2中各个元器件的规格，电源VDD为3.3V。采用表1中元器件组成的射频功率放大器适用于基于WLAN 802.11b/g等技术标准的射频发射系统，也可应用于2.4GHz频段GFSK等恒包络信号的功率放大。
表1 器件规格汇总
| 器件名 | 规格 | 器件名 | 规格 |
| 电容C1 | 0.695pF | 电阻R7 | 143.8Ω |
| 电容C2 | 1.92pF | 电感L1 | 1.923nH |
| 电容C3 | 0.291pF | 电感L2 | 2.19nH |
| 电容C4 | 0.596pF | 电感L3 | 2.498nH |
| 电容C5 | 2.876pF | 电感L4 | 1.809nH |
| 电容C6 | 1.932pF | 电感L5 | 1.576nH |
| 电容C7 | 1.917pF | 电感L6 | 1.576nH |
| 电容C8 | 0.596pF | 晶体管T1 | 0.3um*10um*4 |
| 电容C9 | 3.437pF | 晶体管T2 | 0.3um*10um*4 |
| 电阻R1 | 179Ω | 晶体管T3 | 0.3um*10um*4 |
| 电阻R2 | 215.7Ω | 晶体管T4 | 0.8um*20um*48 |
| 电阻R3 | 215.7Ω | 晶体管T5 | 0.3um*10um*12 |
| 电阻R4 | 43Ω | 晶体管T6 | 0.3um*10um*8 |
| 电阻R5 | 64.7Ω | 晶体管T7 | 0.4um*10um*8 |
| 电阻R6 | 431.5Ω | 晶体管T8 | 0.5um*20um*112 |
图3为本发明的线性度示意图，图4为本发明的仿真S参数结果示意图。从图3中可知，2.4GHz SiGe BiCMOS射频功率放大器的输出P1dB压缩点达到约20.6dBm，对应的输入P1dB压缩点约为0dBm。该功率放大器比传统基于Si CMOS工艺的射频功率放大器具有更高的线性度。从图4中可知，在中心工作频率为2.4GHz处时S11＜-15dB，S22＜-12dB，S21＞20dB，基本满足基于WLAN 802.11b/g等技术标准的射频发射系统。
Claims (8)
1.一种SiGe BiCMOS射频功率放大器，包括一级预放大晶体管、二级功率放大晶体管、一级偏置电路、二级偏置电路、输入匹配网络和阻抗变换网络，其特征在于，所述的输入匹配网络的输出端和一级偏置电路的输出端分别与所述的一级预放大晶体管的基极相连；所述的一级预放大晶体管的集电极与基极之间连有相互串联的电阻和电容，所述的电阻和电容组成所述的一级预放大晶体管的反馈电路；所述的一级预放大晶体管的发射极接地，集电极通过一个电感与电源相连；所述的一级预放大晶体管的集电极通过耦合电容与所述的二级功率放大晶体管的基极相互连接；所述的二级偏置电路的输出端与所述的二级功率放大晶体管的基极相连；所述的二级功率放大晶体管的发射极接地，集电极通过一个电感与所述的电源相连；所述的二级功率放大晶体管的集电极还连接有阻抗变换网络；所述的输入匹配网络的输入端作为所述的SiGe BiCMOS射频功率放大器的射频输入端，所述的阻抗变换网络的输出端作为所述的SiGeBiCMOS射频功率放大器的射频输出端；所述的一级预放大晶体管为标准SiGe晶体管；所述的二级功率放大晶体管为高压SiGe晶体管。
2.根据权利要求1所述的SiGe BiCMOS射频功率放大器，其特征在于，所述的一级偏置电路和二级偏置电路均采用双极型晶体管电流镜结构。
3.根据权利要求2所述的SiGe BiCMOS射频功率放大器，其特征在于，所述的一级偏置电路和二级偏置电路均包括第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管和第一电阻、第二电阻、第三电阻；所述的第一晶体管的基极与集电极相互连接并与第二晶体管的发射极相连；所述的第一晶体管的发射级接地；所述的第二晶体管的基极与所述的第三晶体管的基极之间跨接有所述的第二电阻；所述的第二晶体管的集电极与所述的第三晶体管的基极相连；所述的第二晶体管的集电极与所述的第三晶体管的集电极之间跨接有所述的第一电阻；所述的第三晶体管的发射极与所述的一级预放大晶体管的基极之间连接有第三电阻；所述的第三晶体管的集电极与电源相连。
4.根据权利要求3所述的SiGe BiCMOS射频功率放大器，其特征在于，所述的第一晶体管、第二晶体管和第三晶体管为SiGe NPN管。
5.根据权利要求3所述的SiGe BiCMOS射频功率放大器，其特征在于，所述的第三电阻两端并联有电容。
6.根据权利要求1所述的SiGe BiCMOS射频功率放大器，其特征在于，所述的输入匹配网络为T型匹配网络。
7.根据权利要求1所述的SiGe BiCMOS射频功率放大器，其特征在于，所述的输入匹配网络的输出端与所述的一级预放大晶体管的基极之间设有隔直电容；所述的一级预放大晶体管的集电极与所述的二级功率放大晶体管的基极之间设有隔直电容。
8.根据权利要求1所述的SiGe BiCMOS射频功率放大器，其特征在于，所述的SiGeBiCMOS射频功率放大器的工作中心频率为2.4～2.5GHz。
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