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CN101414805B - 内置可变增益放大器的半导体集成电路 - Google Patents

内置可变增益放大器的半导体集成电路 Download PDF

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CN101414805B CN2008101665416A CN200810166541A CN101414805B CN 101414805 B CN101414805 B CN 101414805B CN 2008101665416 A CN2008101665416 A CN 2008101665416A CN 200810166541 A CN200810166541 A CN 200810166541A CN 101414805 B CN101414805 B CN 101414805B
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Abstract

一种内置有可变增益放大器的半导体集成电路，该可变增益放大器具有偏置电路(BC)(1)、匹配电路(MC)(2)、可变增益电阻反馈放大器(FA)(3)、输出跟随器(EA)(4)。负载电阻(Rc)和反馈电阻(Rf)的电阻值协调性地改变。由于使低噪声放大器为高增益，因而处于负载电阻的高电阻时反馈电阻也为高电阻，可变增益电阻反馈放大器(3)的闭环的反馈时间常数τ
Figure 200810166541.6_AB_0
大致恒定，在宽带下具有频率依赖性较小的增益。由于使低噪声放大器为低增益，因而处于负载电阻的低电阻时反馈电阻也为低电阻。负反馈量随着低电阻的反馈电阻而增大，成为低增益。负载电阻也为低增益，反馈时间常数T fb(c1)大致恒定，在高频区域下不会进一步降低增益。

Description

内置可变增益放大器的半导体集成电路
技术领域
本发明涉及内置了安置在无线通信或有线通信的收发器上的可变增益放大器的半导体集成电路，尤其涉及用于提供宽带下具有频率依赖性较小的增益的可变增益放大器而较为有效的技术。
背景技术
低噪声放大器是在无线或有线通信系统的接收系统中最先具有增益的起始电路块，因而会使系统的噪声指数原样增加低噪声放大器的噪声指数(NF)。另外，在接收系统中，为了获得尽可能大的信号功率，需要进行天线与低噪声放大器的共轭匹配。即，将低噪声放大器设计为具有50欧姆的电阻分量输入阻抗。
在下面的非专利文献1中介绍了各种设计思想下的低噪声放大器。第1种电阻终端技术中具有输入接口的实际电阻中有害效果导致的较贫乏的噪声特性。第2种1/gm终端方法(也被称作栅极接地终端方法)中为了获得较低的噪声指数性能，相比互补性金属氧化物半导体(CMOS)而更优选双极晶体管。第3种技术中的串行分流(shuntseries)反馈中，获得同等的噪声性能时相比其他方法要增加功耗。第4种技术的电感源极衰减(inductive source degeneration)方法将电感用于源极端子，来对输入阻抗生成实数项。该方法常伴随串迭(cascode)晶体管进行使用，凭借良好的噪声性能、逆向绝缘、高实现增益而广泛用于低噪声放大器的设计之中。
另外后述的非专利文献1还记载了并用串迭晶体管和串行分流反馈的电感源极衰减低噪声放大器及其衍生的完全差动低噪声放大器。进而后述的非专利文献1还记载了为实现低噪声放大器的可变增益，将N型附加MOS晶体管与串迭晶体管并联的技术。
另外，在后述的非专利文献2中，记载着用于3.1GHz到10.6GHz的超宽带(UWB)系统的电感衰减源极接地低噪声放大器。该低噪声放大器中也使用了串迭晶体管。为提高设计自由度，在源极接地晶体管的栅极串联有电感，在晶体管的栅极和源极之间连接有电容。该低噪声放大器为了在从3.1GHz到10.6GHz的整个带宽下使输入阻抗的电感项谐振，使用了双重终端带通切比雪夫滤波器。其结果，在后述非专利文献2所述的低噪声放大器中，使用共计5个电感。
进而，在后述的非专利文献2中记载有为了提高低噪声放大器的性能，把源极接地晶体管的源极和基板(主体)连接起来的技术。源极接地晶体管是N沟道MOS晶体管，是通过三阱(Triple-well)设备而制作的。三阱设备使用P型基板、形成于该P型基板中的N型阱和形成在该N型阱中的P型阱。
另外，在后述的非专利文献3中记载的低噪声放大器用于所使用的电感较少仅为2个的从3.1GHz到10.6GHz的超宽带(UWB)系统。该低噪声放大器使用SiGe异质结双极晶体管。该低噪声放大器的宽带输入匹配是通过可在10.6GHz以下的UWB频率范围下良好的噪声匹配阻抗的基极接地输入极来实现的。该基极接地输入极在原理上与后述非专利文献1记载的1/gm终端方法(栅极接地终端方法)相同。通过耦合电容向基极接地晶体管的发射极提供RF输入信号，同时基极接地晶体管的发射极通过作为第1个电感的发射极偏置电感和CR并联电路与接地电压相连。基极接地晶体管的基极通过作为第2个电感的基极终端电感被施加有基极偏置电压。通过基极终端电感的增加而基极接地输入极的增益增加至通过基极终端电感与基极接地晶体管的基极输入电容之积确定的谐振频率。伴随该增益的增加，输入换算噪声电压减少，噪声指数得以改善。该低噪声放大器中第2级的增益级是通过由发射极接地晶体管、集电极负载电阻、反馈射极跟随器和反馈电阻构成的可变增益电阻反馈放大器来构成的。另外，低噪声放大器包含第3级的输出射极跟随器。
另一方面，在后述专利文献1中记载的宽带放大器连接有开关晶体管，该开关晶体管向放大晶体管的基极偏置电路提供导通/截止切换电压。当开关晶体管处于截止状态下，基极偏置电压变高，放大晶体管的集电极电流变大，且由发射极流向基极的负反馈变大，失真变小，适用于强电场信号的放大。当开关晶体管处于导通状态下，基极偏置电压变低，放大晶体管的集电极电流变低，且由发射极流向基极的负反馈变小，增益上升，噪声指数得以改善，适用于弱电场或中电场信号的放大。
[专利文献1]日本特开2005-348101号公报
[非专利文献1]Chetty Garuda et al，“A3-5GHz Fully DifferentialCMOS LNA with Dual-gain mode for Wireless UWB Application”，2005，48th Midwest Symposium on Circuits and Systems，Vol.1，pp.790-793，7-10，Aug 2005
[非专利文献2]Andrea Bevilacqua et al，“An Uitrawideband CMOSLow-Noise Amplifier for 3.1-10.6-GHz Wireless Receivers”，IEEEJOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS，VOL.39，NO.12，DECEMBER 2004，pp.2259-2268.
[非专利文献3]Nobuhiro Shiramizu et al，“A3-10GHz BandwidthLow-Noise and Low-Power Amplifier for Full-Band UWBCommunications in 0.25-μm SiGe BiCMOS Technology”，2005IEEERadio Frequency Integrated Circuits Symposium，pp.39-42.
发明内容
本发明人等在创造本发明之前从事于用于多带(MB)的正交频分复用(OFDM)的UWB通信系统的半导体集成电路的研究/开发。
该UWB频率被分割为从以3432MHz为中心频率而具有528MHz的带宽宽度的第1子带到以10296MHz为中心频率而具有528MHz的带宽宽度的第14子带。因此，用于MB OFDM对应的UWB通信系统的半导体集成电路需要收发从大约3GHz到大约10GHz的超宽带区域的RF信号。其结果，在MB·OFDM对应的UWB通信系统的接收系统中，需要对从大约3GHz到大约10GHz的UWB·RF接收信号进行放大的低噪声放大器。
如上述非专利文献2所述那样，通过使用应用了带通切比雪夫滤波器的电感衰减源极接地低噪声放大器，从而可以对从大约3GHz到大约10GHz的整个带域下的UWB·RF接收信号进行放大。
本发明人等对上述非专利文献2进行了详细研究，根据上述非专利文献2所述的低噪声放大器的芯片图片而明晰了如下事项。
上述非专利文献2所述的低噪声放大器除了需要源极端子的衰减电感之外，还需要带通切比雪夫滤波器的3个电感。还在串迭MOS晶体管的漏极与负载电阻之间连接有漏极端子的电感。其结果可知，共计5个螺旋电感的芯片占有面积远大于串迭MOS晶体管的有源部分的芯片占有面积。
另外，通过使用上述非专利文献3所述的由第1级基极接地输入极和第2级可变增益电阻反馈放大器构成的低噪声放大器，从而可以通过较少的电感数来对从大约3GHz到大约10GHz的整个带域下的UWB·RF接收信号进行放大。
另一方面，MB·OFDM对应的UWB通信系统根据使用环境而UWB·RF接收信号电平会发生较大变化。MB·OFDM对应的UWB通信系统的接收系统的低噪声放大器需要对从极低的电平下的RF接收信号到极高的电平下的RF接收信号进行放大。如果低噪声放大器无法对极低的电平下的RF接收信号进行放大，则由低噪声放大器提供给接收混频器的RF接收放大信号的S/N比会变差。另外，当RF接收信号成为极高电平时，需要响应这种情况来降低低噪声放大器的增益。如果不这样做，就会由于低噪声放大器的负载而产生RF接收放大信号的波形限制导致的波形失真，成为其后的OFDM解调中的解调误差的原因。
因此，在本发明人等在进行本发明之前所作的半导体集成电路的研究/开发之中，探索了以上述非专利文献3所述低噪声放大器为基础而追加用于消除波形失真的增益切换的功能。
本发明人等首先通过利用上述非专利文献1所述的低噪声放大器的可变增益的模拟，研究了将第2级的可变增益电阻反馈放大器的发射极接地晶体管的集电极负载电阻进行高低切换的情况。但是，模拟的结果可知，一旦将集电极负载电阻从高电阻切换到低电阻，则低频区域下的增益增加，高频区域侧的增益降低。高频区域侧的增益降低将成为高频区域下的S/N比变差的原因。
接着，本发明人等通过利用上述专利文献1所述的宽带放大器的负反馈量控制的模拟，研究了对第2级可变增益电阻反馈放大器的射极跟随器的输出与发射极接地晶体管的基极输入之间的反馈电阻进行高低切换的情况。但是，模拟的结果，可知一旦把反馈电阻从高电阻切换为低电阻，则增益会在高频区域下增加且在低频区域下降低。增益在低频区域下降低就成为低频区域下的S/N比变差的原因。
图1是表示本发明人等在进行本发明之前所研究的半导体集成电路(IC)10中构成的低噪声放大器的图。图1的低噪声放大器与上述非专利文献3所述的低噪声放大器同样地具有由基极接地输入极构成的匹配电路(MC)2、可变增益电阻反馈放大器(FA)3、输出射极跟随器(EA)4，还具有偏置电路(BC)1。
通过输入端子IN和耦合电容C1向匹配电路2的基极接地晶体管Q1的发射极提供RF输入信号，同时基极接地晶体管Q1的发射极通过作为第1个电感的发射极偏置电感L1和CR并联电路C2、R3与接地电压GND相连。通过作为第2个电感的基极终端电感L2向基极接地晶体管Q1的基极施加基极偏置电压。
基极偏置电压是通过在偏置电路1中串联在电源电压Vcc和接地电压GND之间的偏置电阻R1、R2的连接节点生成的。通过基极终端电感L2的增加，使匹配电路2的基极接地输入极的增益增加至由基极终端电感L2与基极接地晶体管Q1的基极输入电容C1之积确定的谐振频率。伴随该增益的增加，输入换算噪声电压减少，噪声指数得以改善。
该低噪声放大器的第2级增益级是通过由发射极接地晶体管Q2、集电极负载电阻Rc、反馈射极跟随器Q3和反馈电阻Rf构成的可变增益电阻反馈放大器3构成的。可变增益电阻反馈放大器3的放大信号通过由射极跟随器晶体管Q4和发射极电阻R6构成的输出射极跟随器4来传递给输出端子OUT的。该低噪声放大器的晶体管Q1～Q4由截止频率fT大致为90MHz的SiGe异质结双极晶体管构成。
通过上述非专利文献1的模拟，如图1所示，将第2级可变增益电阻反馈放大器3的发射极接地晶体管Q2的集电极负载电阻Rc在用于高增益的高电阻和用于低增益的低电阻上切换。用于高增益的高电阻为300欧姆，用于低增益的低电阻为220欧姆。此时反馈电阻Rf的电阻值被设定为1200欧姆。
图2是表示将图1的低噪声放大器的发射极接地晶体管Q2的集电极负载电阻Rc在高电阻和低电阻上切换而实现的低噪声放大器的增益的频率特性的图。其结果取决于工作站的模拟。图2中，特性High_Rc表示集电极负载电阻Rc为300欧姆的情况下的频率特性，特性Low_Rc表示集电极负载电阻Rc为220欧姆的情况下的频率特性。即，如果将集电极负载电阻Rc从300欧姆的高电阻切换到220欧姆的低电阻，则如图2的特性Low_Rc所示，增益在高频区域降低。增益在高频区域降低成为高频区域下S/N比变差的原因。
通过上述专利文献1的模拟，如图1所示，把第2级的可变增益电阻反馈放大器3的射极跟随器Q3的输出与发射极接地晶体管Q2的基极输入之间的反馈电阻Rf在高低间切换。用于高增益的高电阻为1200欧姆，用于低增益的低电阻为700欧姆。此时集电极负载电阻Rc的电阻值被设定为高电阻的300欧姆。
图3是表示将图1的可变增益电阻反馈放大器3的反馈电阻Rf在高电阻和低电阻上切换而实现的低噪声放大器的增益的频率特性的图。其结果取决于工作站的模拟。图3中，特性High_Rf表示反馈电阻Rf为1200欧姆的情况下的频率特性，特性Low_Rf表示反馈电阻Rf为700欧姆的情况下的频率特性。即，如果将反馈电阻Rf从1200欧姆的高电阻切换到700欧姆的低电阻，则如图3的特性Low_Rf所示，增益在低频区域降低。增益在低频区域降低成为低频区域下S/N比变差的原因。
本发明是由本发明人等在进行本发明之前如上研究而完成的。因此本发明的目的在于提供一种新的可变增益放大器。本发明的另一个目的在于提供一种在宽带下具有频率依赖性较小的增益的可变增益放大器。
另外，本发明又一个目的在于提供一种在宽带下具有频率依赖性较小的增益的可变增益低噪声放大器。
通过本说明书的叙述和附图可明晰本发明的上述目的、其他目的以及新的特征。
如下所述简单说明本申请所公开的发明中代表性的内容。
即，在本发明中代表性的内置于半导体集成电路中的可变增益放大器的可变增益电阻反馈放大器(3)中，负载电阻(Rc)的电阻值与反馈电阻(Rf)的电阻值是响应增益控制信号(Gv_Cnt)来协调性地改变的。
换言之，当负载电阻(Rc)的电阻值较大时反馈电阻(Rf)的电阻值也较大，当负载电阻(Rc)的电阻值较小时反馈电阻(Rf)的电阻值也较小。
如下简单说明本申请所公开的发明中代表性的内容获得的效果。即可以提供新的可变增益放大器。进而可以提供在宽带下具有频率依赖性较小的增益的可变增益放大器。
附图说明
图1是表示本发明人等在进行本发明之前所研究的构成于半导体集成电路中的低噪声放大器的图。
图2是表示把图1的低噪声放大器的发射极接地晶体管的集电极负载电阻在高电阻和低电阻上进行切换实现的低噪声放大器的增益的频率特性的图。
图3是表示把图1的可变增益电阻反馈放大器的反馈电阻在高电阻和低电阻上进行切换实现的低噪声放大器的增益的频率特性的图。
图4是表示本发明的一个实施方式下构成于半导体集成电路中的低噪声放大器的图。
图5是表示图4的构成于半导体集成电路中的低噪声放大器的增益的值通过增益控制信号而在较大的状态和较小的状态间变化时的频率特性的图。
图6也是表示图4的构成于半导体集成电路中的低噪声放大器的增益的值通过增益控制信号而在较大的状态和较小的状态间变化时的频率特性的图。
图7是表示本发明的另一个实施方式下构成于半导体集成电路中的低噪声放大器的图。
图8是表示图7的构成于半导体集成电路中的低噪声放大器的增益的频率特性的图。
图9是表示本发明的又一个实施方式下构成于半导体集成电路中的低噪声放大器的图。
图10是表示图4的构成于半导体集成电路中的低噪声放大器的集电极负载电阻Rc和反馈电阻Rf中使用的可变电阻器的结构的图。
图11是表示本发明的再一个实施方式下构成于半导体集成电路中的低噪声放大器的图。
图12是表示本发明又一个实施方式下多带(MB)的正交频分复用(OFDM)对应的UWB通信系统的结构的图。
图13是表示采用了MB·OFDM方式的UWB无线通信系统的频率配置的图。
具体实施方式
《代表性实施方式》
首先说明本申请中公开的发明的代表性实施方式的概要。在关于代表性实施方式的概要说明中赋予括弧进行参照的附图中的参照编号仅举例表示附加有该编号的构成要素的概念中所包含的内容。
(1)本发明中代表性实施方式下的半导体集成电路具备可变增益电阻反馈放大器(3)，该可变增益电阻反馈放大器(3)具有放大晶体管(Q2)、负载电阻(Rc)、反馈电压跟随器(Q3、R5)和反馈电阻(Rf)。
上述放大晶体管(Q2)的发射极或源极的公共电极与规定的基准电位(GND)相连。
向上述放大晶体管(Q2)的基极或栅极的输入电极提供输入信号。
在上述放大晶体管(Q2)的集电极或漏极的输出电极与电源电压(Vcc)之间连接有上述负载电阻(Rc)。
在上述放大晶体管(Q2)的上述输出电极上连接有上述反馈电压跟随器(Q3、R5)的输入。
在上述反馈电压跟随器(Q3、R5)的输出与上述放大晶体管(Q2)的上述输入电极之间连接有上述反馈电阻(Rf)。
在上述可变增益电阻反馈放大器(3)中，上述负载电阻(Rc)的电阻值与上述反馈电阻(Rf)的电阻值响应增益控制信号(Gv_Cnt)而协调变更。
当响应用于使上述可变增益电阻反馈放大器(3)为高增益的上述增益控制信号(Gv_Cnt)，把上述负载电阻(Rc)控制为高负载电阻(RcH)时，上述反馈电阻(Rf)也被控制为高反馈电阻(RfH)。
当响应用于使上述可变增益电阻反馈放大器(3)为低增益的上述增益控制信号(Gv_Cnt)，把上述负载电阻(Rc)控制为低于上述高负载电阻(RcH)的低负载电阻(RcL)时，上述反馈电阻(Rf)也被控制为低于上述高负载电阻(RfH)的低负载电阻(RfL)(参见图4)。
根据上述实施方式，在使可变增益电阻反馈放大器(3)为高增益时，负载电阻(Rc)响应增益控制信号(Gv_Cnt)被控制为高负载电阻(RcH)，同时反馈电阻(Rf)也被控制为高反馈电阻(RfH)。
因此，电阻负反馈放大器3的闭环的反馈时间常数
Figure G2008101665416D00091
·RfCbe/(1+gmRc)的分子与分母都变大，闭环的反馈时间常数τfb(c1)大致恒定。其结果，电阻负反馈放大器3的闭环的频带几乎不产生变化，高频下的增益不会降低。另外，通过反馈电阻Rf为高电阻，从而低频区域下的负反馈量降低，低频区域下的增益会增大。
而且根据上述实施方式，当可变增益电阻反馈放大器(3)为低增益时，负载电阻(Rc)响应增益控制信号(Gv_Cnt)被控制为低负载电阻(RcL)，同时反馈电阻(Rf)也被控制为低反馈电阻(RfL)。
因此，反馈电阻(Rf)为低反馈电阻(RfL)使得低频区域下的负反馈量增加，低频区域下的增益降低。另外，通过使负载电阻(Rc)为低负载电阻(RcL)，闭环的反馈时间常数τfb(c1)式子中的分子与分母都变小，闭环的反馈时间常数τfb(c1)大致恒定。其结果，可变增益电阻反馈放大器3的闭环的频带几乎不产生变化，高频区域下的增益不会继续降低。
另外，根据上述实施方式，在上述放大晶体管(Q2)的上述输出电极上连接有上述反馈电压跟随器(Q3、R5)的输入，在上述反馈电压跟随器(Q3、R5)的输出与上述放大晶体管(Q2)的上述输入电极之间连接有上述反馈电阻(Rf)。
因此，通过上述反馈电压跟随器(Q3、R5)，可以确保负载电阻(Rc)的电阻值的控制下的可变增益电阻反馈放大器(3)的开环增益控制、与反馈电阻(Rf)的电阻值的控制下的可变增益电阻反馈放大器(3)的负反馈量控制的独立性。
在本发明的优选实施方式之中，提供到上述放大晶体管(Q2)的上述输入电极中的上述输入信号至少包括从大致3GHz到大致10GHz的频带。
在本发明的更为优选的实施方式之中，上述放大晶体管(Q2)是发射极接地双极晶体管，上述反馈电压跟随器具有射极跟随双极晶体管(Q3)。
在本发明的更为优选的实施方式之中，上述发射极接地双极晶体管和上述射极跟随双极晶体管分别为硅锗(SiGe)异质结双极晶体管。
在本发明的另一个更为优选的实施方式之中，上述放大晶体管(Q2)是源极接地场效应晶体管，上述反馈电压跟随器具有源极跟随场效应晶体管(Q3)。
在本发明的又一个更为优选的实施方式之中，上述源极接地场效应晶体管和上述源极跟随场效应晶体管分别为MOS晶体管。
在本发明的具体实施方式之中，上述高负载电阻(RcH)的平方的电阻值与上述高反馈电阻(RfH)的电阻值大致成比例，上述低负载电阻(RcL)的平方的电阻值与上述低反馈电阻(RfL)的电阻值大致成比例。
(2)本发明的其他观点下的代表性实施方式中的半导体集成电路具有可变增益电阻反馈放大器(3)，该可变增益电阻反馈放大器(3)具有匹配电路(1)、放大晶体管(Q2)、负载电阻(Rc)、反馈电压跟随器(Q3、R5)和反馈电阻(Rf)。
向上述匹配电路(1)提供由无线系统的接收机的天线所接收的RF输入信号。
上述放大晶体管(Q2)的发射极或源极的公共电极与规定的基准电位(GND)相连。
向上述放大晶体管(Q2)的基极或栅极的输入电极提供来自上述匹配电路(1)的输出信号。
在上述放大晶体管(Q2)的集电极或漏极的输出电极与电源电压(Vcc)之间连接有上述负载电阻(Rc)。
上述放大晶体管(Q2)的上述输出电极连接有上述反馈电压跟随器(Q3、R5)的输入。
在上述反馈电压跟随器(Q3、R5)的输出与上述放大晶体管(Q2)的上述输入电极之间连接有上述反馈电阻(Rf)。
在上述可变增益电阻反馈放大器(3)中，上述负载电阻(Rc)的电阻值与上述反馈电阻(Rf)的电阻值响应增益控制信号(Gv_Cnt)而协调变更。
当响应用于使上述可变增益电阻反馈放大器(3)为高增益的上述增益控制信号(Gv_Cnt)，把上述负载电阻(Rc)控制为高负载电阻(RcH)时，上述反馈电阻(Rf)也被控制为高反馈电阻(RfH)。
当响应用于使上述可变增益电阻反馈放大器(3)为低增益的上述增益控制信号(Gv_Cnt)，把上述负载电阻(Rc)控制为低于上述高负载电阻(RcH)的低负载电阻(RcL)时，上述反馈电阻(Rf)也被控制为低于上述高负载电阻(RfH)的低负载电阻(RfL)(参见图4)。
在本发明的优选实施方式中，上述匹配电路(1)具有基极接地双极晶体管(Q1)，该基极接地双极晶体管(Q1)的基极被施加有基极偏置电压，发射极被提供有通过上述天线所接收的上述RF输入信号。
被提供给上述匹配电路(1)的上述基极接地双极晶体管(Q1)的上述发射极的上述RF信号是至少包括从大致3GHz到大致10GHz的频带的超宽带RF输入信号。
在本发明的更为优选的实施方式中，上述放大晶体管(Q2)是发射极接地双极晶体管，上述反馈电压跟随器具有射极跟随双极晶体管(Q3)。
在本发明的更为优选的实施方式中，上述基极接地双极晶体管和上述发射极接地双极晶体管以及上述射极跟随双极晶体管分别为硅锗(SiGe)异质结双极晶体管。
在本发明的另一个优选的实施方式中，上述放大晶体管(Q2)是源极接地场效应晶体管，上述反馈电压跟随器具有源极跟随场效应晶体管(Q3)。
在本发明的另一个优选的实施方式中，上述源极接地场效应晶体管和上述源极跟随场效应晶体管分别为MOS晶体管。
在本发明的具体实施方式之中，上述高负载电阻(RcH)的平方的电阻值与上述高反馈电阻(RfH)的电阻值大致成比例，上述低负载电阻(RcL)的平方的电阻值与上述低反馈电阻(RfL)的电阻值大致成比例。
在本发明的更为具体的实施方式下的半导体集成电路还具备输出电压跟随器(4)、接收混频器(45)、基带信号处理单元(51)和接收信号强度指示器(48)。
向上述输出电压跟随器(4)提供有上述可变增益电阻反馈放大器(3)的输出信号。
向上述接收混频器(45)提供输出电压跟随器(4)的输出信号(OUT)。
向上述基带信号处理单元(51)提供来自上述接收混频器(45)的接收基带信号。
通过向上述接收信号强度指示器(48)提供来自上述接收混频器(45)的上述接收基带信号，从而生成由上述接收信号强度指示器(48)提供给上述可变增益电阻反馈放大器(3)的上述增益控制信号(Gv_Cnt)(参见图12)。
在本发明的另一更为具体的实施方式下的半导体集成电路中，上述输出电压跟随器(4)具有输出射极跟随双极晶体管(Q4)。
在本发明最为具体的实施方式下的半导体集成电路中，上述输出射极跟随双极晶体管(Q4)也是硅锗(SiGe)异质结双极晶体管。
在本发明的又一更为具体的实施方式下的半导体集成电路中，上述输出电压跟随器(4)具有输出源极跟随场效应晶体管(Q4)。
在本发明最为具体的实施方式下的半导体集成电路中，上述输出源极跟随场效应晶体管(Q4)也是MOS晶体管。
《实施方式的说明》
下面进一步详细描述实施方式。
《MB·OFDM对应的低噪声放大器的结构》
图4是表示本发明的一个实施方式下构成于半导体集成电路(IC)10中的低噪声放大器的图。图4的低噪声放大器与图1的低噪声放大器同样具有由基极接地输入极构成的匹配电路(MC)2、可变增益电阻反馈放大器(FA)3、输出射极跟随器(EA)4，还具有偏置电路(BC)1。
向匹配电路2的基极接地晶体管Q1的发射极提供由无线系统的接收机的天线通过输入端子IN和耦合电容C1接收到的RF输入信号。该基极接地晶体管的发射极Q1通过作为第1个电感的发射极偏置电感L1和CR并联电路C2、R3，与接地电压GND相连。
该RF输入信号是从以3432MHz为中心频率且具有528MHz的带宽的第1子带至以10296MHz为中心频率且具有528MHz的带宽的第14子带的某个带的UWB频率信号。并且耦合电容C1被设定为5pF的电容值，发射极偏置电感L1被设定为5nH的电感，CR并联电路的电容C2和电阻R3分别被设定为5pf的电容值和400欧姆的电阻值。RF频带下的发射极偏置电感L1的高阻抗使提供给输入端子IN的RF输入信号中泄漏到接地电压GND的RF泄漏分量减少。
通过作为第2个电感的基极终端电感L2向基极接地晶体管Q1的基极施加有基极偏置电压。基极终端电感L2被设定为0.3nH的电感，基极偏置电压被设定为1.66伏。
基极偏置电压是通过偏置电路1中串联在电源电压Vcc与接地电压GND之间的偏置电阻R1、R2的连接节点而生成的。通过基极终端电感L2的增加，匹配电路2的基极接地输入极的增益增加至基极终端电感L2和基极接地晶体管Q1的基极输入电容C1之积所确定的谐振频率。通过该增益的增加，输入换算噪声电压减少，噪声指数得以改善。
该低噪声放大器的第2级增益级是由可变增益电阻反馈放大器3构成的，该可变增益电阻反馈放大器3具有发射极接地晶体管Q2、集电极负载电阻Rc、反馈射极跟随器晶体管Q3和反馈电阻Rf。可变增益电阻反馈放大器3的放大信号通过由晶体管Q4和发射极电阻R6构成的输出射极跟随器4而传递到输出端子OUT。该低噪声放大器的晶体管Q1～Q4由截止频率fT大致为90MHz的SiGe异质结双极晶体管构成。并且发射极偏置电感L1与基极终端电感L2分别通过构成有SiGe异质结双极晶体管的半导体集成电路上的单片螺旋电感构成。
图4的构成于半导体集成电路10的低噪声放大器中，集电极负载电阻Rc的电阻值与反馈电阻Rf的电阻值通过提供到半导体集成电路10的控制输入端子的增益控制信号Gv_Cnt而协调性地改变。
即，当集电极负载电阻Rc的电阻值通过低电平的增益控制信号Gv_Cnt而变大时，反馈电阻Rf的电阻值变大；当集电极负载电阻Rc的电阻值通过高电平的增益控制信号Gv_Cnt而变小时，反馈电阻Rf的电阻值变小。集电极负载电阻Rc的较大电阻值和较小电阻值分别被设定为300欧姆和220欧姆，反馈电阻Rf的较大电阻值和较小电阻值分别被设定为1200欧姆和700欧姆。被控制为较大电阻值和较小电阻值的集电极负载电阻Rc和反馈电阻Rf可例如构成为图10那样。
图10是表示图4的构成于半导体集成电路10中的低噪声放大器的集电极负载电阻Rc和反馈电阻Rf中使用的可变电阻器的构成的图。
如图10所示，在可变电阻器的一个端子T1和另一个端子T2之间连接有第1电阻R10，在这些端子之间串联有第2电阻R11和CMOS模拟开关。该CMOS模拟开关是通过分别设定为较小导通电阻的N沟道MOS晶体管Qn1和P沟道MOS晶体管Qp1的并联而构成的。
CMOS模拟开关的N沟道MOS晶体管Qn1的栅极是通过控制输入端子Tc的控制信号来直接驱动的，CMOS模拟开关的P沟道MOS晶体管Qp1的栅极是通过反相器的反转输出信号来驱动的，该反相器的输入被提供控制输入端子Tc的控制信号。
控制输入端子Tc的控制信号为低电平的情况下，CMOS模拟开关为截止，可变电阻器一个端子T1与另一个端子T2之间的电阻通过第1电阻R10而成为高电阻。
控制输入端子Tc的控制信号为高电平的情况下，CMOS模拟开关导通，可变电阻器一个端子T1与另一个端子T2之间的电阻通过第1电阻R10和第2电阻R12的并联而成为低电阻。并且，反相器为通过串联于电源电压Vcc和接地电压GND之间的P沟道MOS晶体管Qp2和N沟道MOS晶体管Qn2构成的CMOS反相器。
如上所述，在图4的构成于半导体集成电路10的低噪声放大器中，集电极负载电阻Rc的电阻值和反馈电阻Rf的电阻值通过提供给半导体集成电路10的控制输入端子的增益控制信号Gv_Cnt而协调性地改变。
即，当集电极负载电阻Rc的电阻值通过低电平的增益控制信号Gv_Cnt而为较大的300欧姆时，反馈电阻Rf的电阻值为较大的1200欧姆。另外，当集电极负载电阻Rc的电阻值通过高电平的增益控制信号Gv_Cnt而为较小的220欧姆时，反馈电阻Rf的电阻值为较小的700欧姆。
另外，当集电极负载电阻Rc的电阻值和反馈电阻Rf的电阻值都通过低电平的增益控制信号Gv_Cnt而为较大的值时，低噪声放大器被控制为高增益的状态。当集电极负载电阻Rc的电阻值和反馈电阻Rf的电阻值都通过高电平的增益控制信号Gv_Cnt而为较小的值时，低噪声放大器被控制为低增益的状态。
《低噪声放大器的增益频率特性》
图5是表示图4的构成于半导体集成电路10中的低噪声放大器的增益的值通过增益控制信号Gv_Cnt而在较大的状态和较小的状态间变化时的频率特性的图。其结果也取决于工作站所进行的模拟。
图5的特性High_Rc&High_Rf是较大电阻300欧姆的集电极负载电阻Rc和较大电阻1200欧姆的反馈电阻Rf下的高增益状态的频率特性，图5的特性High_Rc&High_Rf与图2的特性High_Rc和图4的特性High_Rf对应。图5的特性High_Rc&High_Rf是下降3dB的频带为大致1GHz到大致22.5GHz的超宽带，而且表示出从大致5GHz到大致17GHz几乎平坦的高增益极为良好的频率特性。
图5的特性Low_Rc&Low_Rf是较小电阻220欧姆的集电极负载电阻Rc和较小电阻700欧姆的反馈电阻Rf下的低增益状态的频率特性。图5的特性Low_Rc&Low_Rf是下降3dB的频带为大致1GHz到大致24GHz的超宽带，而且表示出从大致5GHz到大致17GHz几乎平坦的低增益极为良好的频率特性。
与此相对，图5还表示了集电极负载电阻Rc为较小的电阻220欧姆、反馈电阻Rf为较大的电阻1200欧姆的情况下的特性Low_Rc&High_Rf，和集电极负载电阻Rc为较大的电阻300欧姆、反馈电阻Rf为较小的电阻700欧姆的情况下的特性High_Rc&Low_Rf。
图5的特性Low_Rc&High_Rf可理解为下降3dB的频带是大致1GHz到大致19GHz的较窄的窄带，尤其在大致5GHz以上的频带的增益降低较大。并且图5的特性Low_Rc&High_Rf对应于图2的特性Low_Rc。图5的特性High_Rc&Low_Rf可理解为下降3dB的频带是大致2GHz到大致23.5GHz的较宽的宽带，尤其在大致18GHz以下的频带的增益降低较大。并且图5的特性High_Rc&Low_Rf对应于图4的特性Low_Rf。
图6也是表示图4的构成于半导体集成电路10中的低噪声放大器的增益的值通过增益控制信号Gv_Cnt而在较大的状态和较小的状态间变化时的频率特性的图。
但是图6是为了易于再现结果，没有使用工作站而使用了个人计算机，简化晶体管模型而表示出模拟结果的图。图6所示的增益的频率依赖性大小小于图5所示的增益的频率依赖性大小，然而倾向都相同。
如图5所示，关于当集电极负载电阻Rc为低电阻而反馈电阻Rf为高电阻的情况下的特性Low_Rc&High_Rf在高频区域下增益降低，当集电极负载电阻Rc为高电阻而反馈电阻Rf为低电阻的情况下的特性High_Rc&Low_Rf在低频区域下增益变大的情况，将在下面进行说明。
《增益的频率依赖性原理》
众所周知，通过传递函数H(s)的前馈和传递函数G(s)的反馈构成的负反馈系统的闭环传递函数是如H(s)/(1+H(s)G(s))那样，使前馈传递函数H(s)除以(1+H(s)G(s))得到的。
图4的构成于半导体集成电路10之中的低噪声放大器的电阻负反馈放大器3的前馈传递函数H(s)为gmRc。gm是集电极电流Ic的变化与发射极接地晶体管Q2的基极/发射极电压Vbe的变化之比ΔIC/Δvbe的电导，Rc是发射极接地晶体管Q2的集电极负载电阻Rc的电阻值。由直流工作区域到低频工作区域的电阻负反馈放大器3的反馈传递函数G(s)为
Figure G2008101665416D0018081312QIETU
。这是由于在该工作频率区域中，发射极接地晶体管Q2的基极发射极电容Cbe(大致50fF)的阻抗远大于反馈电阻Rf的阻抗。
另一方面，图4的构成于半导体集成电路10之中的低噪声放大器的电阻负反馈放大器3的开环的反馈时间常数τfb(op)为τfb(op)。因此，低噪声放大器的电阻负反馈放大器3的闭环的反馈时间常数τfb(c1)就为τfb(c1)＝τfb(op)/(1+H(s)G(s))。
因此，电阻负反馈放大器3的闭环的反馈时间常数τfb(c1)如下所示。
Figure G2008101665416D0018081355QIETU
     ...式(1)
如图5的特性Low_Rc&High_Rf所示，通过使集电极负载电阻Rc为低电阻且使反馈电阻Rf为高电阻，从而上述式(1)的分子和分母分别变大变小，上述式(1)赋予的闭环的反馈时间常数τfb(c1)变大。其结果，电阻负反馈放大器3的闭环下的频带变小，高频下的增益降低。但是通过反馈电阻Rf为高电阻，从而低频区域下的负反馈量降低，低频区域下的增益增大。
如图5的特性High_Rc&Low_Rf所示，通过使集电极负载电阻Rc为高电阻而反馈电阻Rf为低电阻，从而上述式(1)的分子与分母分别变小变大，上述式(1)赋予的闭环的反馈时间常数τfb(c1)变小。其结果，电阻负反馈放大器3的闭环下的频带变大，高频下的增益增加。但是通过反馈电阻Rf为低电阻，从而低频区域下的负反馈量增大，低频区域下的增益降低。
如图5的特性High_Rc&High_Rf所示，通过使集电极负载电阻Rc为高电阻而电阻负反馈放大器3的开环增益增加。另外，通过使集电极负载电阻Rc为高电阻而反馈电阻Rf为高电阻，从而上述式(1)的分子与分母都变大，上述式(1)赋予的闭环的反馈时间常数τfb(c1)大致恒定。其结果，电阻负反馈放大器3的闭环下的频带几乎不发生变化，高频区域下的增益不会降低。另外，通过反馈电阻Rf为高电阻，从而低频区域下的负反馈量降低，低频区域下的增益增加。
如图5的特性Low_Rc&Low_Rf所示，通过使反馈电阻Rf为低电阻，低频区域下的负反馈量增加，低频区域下的增益降低。另外，通过使集电极负载电阻Rc为低电阻，从而上述式(1)的分子与分母都变小，上述式(1)赋予的闭环的反馈时间常数τfb(c1)大致恒定。其结果，电阻负反馈放大器3的闭环下的频带几乎不发生变化，高频区域下的增益也不会继续降低。
并且，在300欧姆的高集电极电阻RcH和1200欧姆的高反馈电阻RfH之间、220欧姆的低集电极电阻RcL和700欧姆的低反馈电阻RfL之间分别成立如下的关系。
RcH 2＝αH·RfH     ...式(2)
RcL 2＝αL·RfL     ...式(3)
实际上，如果代入数值，则αH＝90000/1200＝75，αL＝48400/700＝69.14，因此αH
Figure G2008101665416D0019113018QIETU
αL的关系成立。该关系式并非根据作为反馈时间常数τfb(c1)的近似式的式(1)导出的，而是对包含图4电路的寄生元件在内的复杂的传递函数式进行模拟，以更高的精度计算出来的。按照近似式(1)使Rc与Rf之比恒定，按照式(2)、式(3)和式(4)设计高增益时和低增益时各自的电阻值，就可以在高增益时和低增益时各自的状态下扩大成为大致平坦的增益的频率范围。
《其他结构的低噪声放大器的构成》
图7是表示本发明的另一个实施方式下构成于半导体集成电路(IC)10中的低噪声放大器的图。图7的低噪声放大器与图4的低噪声放大器的不同之处在于，图4的可变增益电阻反馈放大器3的反馈射极跟随器晶体管Q3在图7中被置换为由差动对晶体管Q3A、Q3B、负载电阻R7、缓冲晶体管Q3C构成的反馈电压跟随器。
《其他结构的低噪声放大器的增益的频率特性》
图8是表示图7的构成于半导体集成电路10中的低噪声放大器的增益的频率特性的图。其结果也取决于个人计算机进行的模拟。图7的低噪声放大器中反馈电路由高性能反馈电压跟随器(Q3A、Q3B、R7、Q3C)构成，因此图8的增益的频率依赖性小于图6的增益的频率依赖性，它们的倾向都相同。
《又一个其他结构下的低噪声放大器的结构》
图9是表示本发明的又一个实施方式下构成于半导体集成电路(IC)10中的低噪声放大器的图。图9的低噪声放大器与图4的低噪声放大器的不同之处在于，省略了图4的可变增益电阻反馈放大器3的反馈射极跟随器晶体管Q3，把晶体管Q2的输出电极与反馈电阻Rf连接起来。本结构之中，由于可以削减晶体管Q3所消耗的电流，因而可以减少功耗。另一方面，Q2的输出电极的寄生电容与反馈电阻Rf之间无法进行电压跟随器进行的分离，因此反馈时间常数τfb(c1)通过Q2的输出电极的寄生电容导致的时间常数的追加而增大。因此，相比图4的电路结构，图6所示的大致平坦的频率范围趋向更低频率范围变窄，然而电阻控制的效果与图6的倾向相同。
图11是表示本发明的再一个实施方式下构成于半导体集成电路(IC)10中的低噪声放大器的图。图11的低噪声放大器与图4的低噪声放大器的不同之处在于，通过图4的可变增益电阻反馈放大器3和输出射极跟随器4的SiGe异质结双极晶体管构成的晶体管Q2～Q4被置换为N沟道MOS晶体管。并且，该N沟道MOS晶体管可以使用CMOS的N沟道型MOS晶体管。
图11的低噪声放大器中，匹配电路2为了获得良好的噪声指数性能，使用了由SiGe异质结双极晶体管构成的基极接地晶体管Q1。在允许噪声指数性能些许变差的情况下，匹配电路2的基极接地晶体管Q1也可以置换为N沟道MOS晶体管的栅极接地MOS晶体管。
《MB·OFDM对应的UWB通信系统的结构》
图12是表示本发明又一个实施方式下多带(MB)的正交频分复用(OFDM)对应的UWB通信系统的结构的图。
图13是表示采用了MB·OFDM方式的UWB无线通信系统的频率配置的图。如图13所示，UWB频率被分割为从以3432MHz为中心频率且具有528MHz带宽的第1子带到以10296MHz为中心频率且同样具有528MHz带宽的第14子带。
这15个子带在3个子带中分别被分组，通过第1到第3、第4到第6、第7到第9、第10到第12、第13和第14所形成的5个组构成。各子带的中心频率按从低到高的顺序为3432、3960、4488、5016、5544、6072、6600、7128、7656、8184、8712、9240、9768、10296(单位：MHz)。
这15个子带中的某个子带的RF信号将被图12的MB·OFDM对应的UWB通信系统的天线(ANT)41来接收。天线41通过收发切换的开关(SW)42与用于收发信号处理的半导体集成电路52连接。
开关42在接收时把接收信号输入端子RXin与天线41连接起来，发送时把发送信号输出端子TXout和天线41连接起来。开关42由如此区分发送信号和接收信号来适当耦合接收信号输入端子Rxin和发送信号输出端子TXout的双工器构成。
图12的半导体集成电路52作为接收系统具有可变增益宽带低噪声放大器(LNA)43、向下转换混频器(MIX)45、接收模拟基带电路(RxBB)49。可变增益宽带低噪声放大器43使用图4、图7、图9、图11中的某个低噪声放大器。可变增益宽带低噪声放大器43对由开关42提供给接收信号输入端子(RXin)的RF接收输入信号进行放大。
即天线41所接收的RF接收输入信号通过开关42被提供到低噪声放大器43。通过低噪声放大器43，所提供的RF接收输入信号被尽可能放大到低噪声且为线性。向下转换混频器45中，来自可变增益宽带低噪声放大器43的RF接收放大信号和来自局部振荡器46的接收局域信号进行混合，从而由向下转换混频器45生成接收模拟基带信号。
接收模拟基带电路49具有把接收模拟基带信号转换为接收数字基带信号的A/D转换器。接收模拟基带电路49的A/D转换器所转换的接收数字基带信号通过数字基带信号处理单元51进行处理，由接收信号输出端子RXout生成接收信号。该处理是按照正交相移键控(QPSK)或正交频分复用(OFDM)等规定的调制解调方式来进行的解调处理。
图12的半导体集成电路52具有用于收发的数字基带信号处理单元(DSP)51和局部振荡器(LO)46。半导体集成电路52作为发送系统具有发送模拟基带电路(TxBB)50、向上转换混频器(MIX)47、发送RF功率放大器(PA)44。另外，半导体集成电路52还具有接收信号强度指示器(RSSI)48。
发送时，利用数字基带信号处理单元51以规定的调制解调方式对提供到发送信号输入端子TXin的发送信号进行调制，从而生成接收数字基带信号。由数字基带信号处理单元51生成的接收数字基带信号，通过发送模拟基带电路50的D/A转换器而转换为接收模拟基带信号。通过在向上转换混频器47中混合来自发送模拟基带电路50的发送模拟基带信号和来自局部振荡器46的发送局域信号，从而由向上转换混频器47生成RF接收信号。来自向上转换混频器47的RF接收信号被发送RF功率放大器44放大，来自发送RF功率放大器44的RF发送放大信号通过发送信号输出端子TXout和开关42被提供到天线41。
图12的MB·OFDM对应的UWB通信系统的接收工作中，接收信号强度指示器(RSSI)48根据向下转换混频器45的接收模拟基带信号来测量RF接收输入信号强度，该测量值被提供给数字基带信号处理单元51。数字基带信号处理单元51响应该测量值，生成用于接收系统的可变增益宽带低噪声放大器43的增益控制信号Gv_Cnt，并将其提供给可变增益宽带低噪声放大器43。
当接收信号强度指示器48的测量值为弱信号强度的情况下，数字基带信号处理单元51把低电平的增益控制信号Gv_Cnt提供给可变增益宽带低噪声放大器43。其结果，通过低电平的增益控制信号Gv_Cnt使得可变增益宽带低噪声放大器43的集电极负载电阻Rc为较大的300欧姆，反馈电阻Rf也为较大的1200欧姆。可变增益宽带低噪声放大器43如上被控制为高增益状态。
当接收信号强度指示器48的测量值为强信号强度的情况下，数字基带信号处理单元51把高电平的增益控制信号Gv_Cnt提供给可变增益宽带低噪声放大器43。其结果，通过高电平的增益控制信号Gv_Cnt使得可变增益宽带低噪声放大器43的集电极负载电阻Rc为较小的220欧姆，反馈电阻Rf为较小的700欧姆。
可变增益宽带低噪声放大器43如上被控制为低增益状态。因此可以减少强信号强度情况下的可变增益宽带低噪声放大器43的波形限制导致的波形失真。另外，在把可变增益宽带低噪声放大器43的增益控制为高或低时，可以减少增益的频率依赖性。
以上根据实施方式具体说明了本发明人所实施的发明，然而本发明不限于此，当然可以在不脱离其主旨的范围内进行各种变更。
例如，本发明的宽带可变放大器还可以应用于光纤接收机的变压阻抗放大器。在光纤接收机中，被光纤接收的光通过逆偏置光电二极管而转换为电流。
该转换电流可在通过变压阻抗放大器转换为电压时进行电压放大。该变压阻抗放大器通过可变增益放大器向峰值监测器进行提供。可应用本发明的宽带可变放大器作为该变压阻抗放大器或可变增益放大器。
其中，由于光纤接收机中不存在天线，所以不需要用于与天线匹配的匹配电路2。即，在光纤接收机中，在图4、图7、图9、图11的所有低噪声放大器中都省略了匹配电路2，光电二极管的转换电流可以被提供到可变增益电阻反馈放大器3的发射极接地晶体管Q2的基极端子上。
作为数据传送速度在20Gb/s以上的光纤接收机的变压阻抗放大器或可变增益放大器，频率带宽需要20GHz以上的宽带。可使用本发明的宽带可变放大器作为这种具有20GHz以上的频带宽度的变压阻抗放大器或可变增益放大器。
另外，本发明的宽带可变放大器还可以应用于MB·OFDM对应的UWB通信系统之外的无线LAN等各种RF线通信电路或串列型有线通信电路等。
进而，本发明的宽带可变低噪声放大器的集电极负载电阻Rc和反馈电阻Rf中所用的可变电阻器，除了在1位的控制信号为低电平和高电平下被控制为高电阻和低电阻这2个等级之外，还可以通过多位的控制信号以多值来控制电阻值。

Claims (22)

1.一种半导体集成电路，其特征在于，具有可变增益电阻反馈放大器，该可变增益电阻反馈放大器包含放大晶体管、负载电阻、反馈电压跟随器和反馈电阻，
上述放大晶体管的发射极或源极的公共电极与规定的基准电位相连接，
向上述放大晶体管的基极或栅极的输入电极提供输入信号，
在上述放大晶体管的集电极或漏极的输出电极与电源电压之间连接有上述负载电阻，
在上述放大晶体管的上述输出电极上连接有上述反馈电压跟随器的输入，
在上述反馈电压跟随器的输出与上述放大晶体管的上述输入电极之间连接有上述反馈电阻，
在上述可变增益电阻反馈放大器中，上述负载电阻的电阻值与上述反馈电阻的电阻值响应增益控制信号而协调变更，
当响应用于使上述可变增益电阻反馈放大器为高增益的上述增益控制信号而将上述负载电阻控制为高负载电阻时，上述反馈电阻也被控制为高反馈电阻，
当响应用于使上述可变增益电阻反馈放大器为低增益的上述增益控制信号而将上述负载电阻控制为低于上述高负载电阻的低负载电阻时，上述反馈电阻也被控制为低于上述高反馈电阻的低反馈电阻。
2.根据权利要求1所述的半导体集成电路，其特征在于，提供给上述放大晶体管的上述输入电极的上述输入信号至少包括从大致3GHz到大致10GHz的频带。
3.根据权利要求1所述的半导体集成电路，其特征在于，上述放大晶体管是发射极接地双极晶体管，上述反馈电压跟随器包含射极跟随双极晶体管。
4.根据权利要求3所述的半导体集成电路，其特征在于，上述发射极接地双极晶体管和上述射极跟随双极晶体管分别为硅锗异质结双极晶体管。
5.根据权利要求1所述的半导体集成电路，其特征在于，上述放大晶体管是源极接地场效应晶体管，上述反馈电压跟随器包含源极跟随场效应晶体管。
6.根据权利要求5所述的半导体集成电路，其特征在于，上述源极接地场效应晶体管和上述源极跟随场效应晶体管分别为MOS晶体管。
7.根据权利要求4所述的半导体集成电路，其特征在于，上述高负载电阻的平方的电阻值与上述高反馈电阻的电阻值大致成比例，上述低负载电阻的平方的电阻值与上述低反馈电阻的电阻值大致成比例。
8.一种半导体集成电路，其特征在于，具有可变增益电阻反馈放大器，该可变增益电阻反馈放大器具有放大晶体管、负载电阻和反馈电阻，
上述放大晶体管的发射极或源极的公共电极与规定的基准电位相连接，
向上述放大晶体管的基极或栅极的输入电极提供输入信号，
在上述放大晶体管的集电极或漏极的输出电极与电源电压之间连接有上述负载电阻，
在上述放大晶体管的上述输出电极与上述放大晶体管的上述输入电极之间连接有上述反馈电阻，
在上述可变增益电阻反馈放大器中，上述负载电阻的电阻值与上述反馈电阻的电阻值响应增益控制信号而协调变更，
当响应用于使上述可变增益电阻反馈放大器为高增益的上述增益控制信号而将上述负载电阻控制为高负载电阻时，上述反馈电阻也被控制为高反馈电阻，
当响应用于使上述可变增益电阻反馈放大器为低增益的上述增益控制信号而将上述负载电阻控制为低于上述高负载电阻的低负载电阻时，上述反馈电阻也被控制为低于上述高反馈电阻的低反馈电阻。
9.一种半导体集成电路，其特征在于，具有可变增益电阻反馈放大器，该可变增益电阻反馈放大器具有匹配电路、放大晶体管、负载电阻、反馈电压跟随器和反馈电阻，
向上述匹配电路提供由无线系统的接收机的天线所接收的RF输入信号，
上述放大晶体管的发射极或源极的公共电极与规定的基准电位相连接，
向上述放大晶体管的基极或栅极的输入电极提供来自上述匹配电路的输出信号，
在上述放大晶体管的集电极或漏极的输出电极与电源电压之间连接有上述负载电阻，
在上述放大晶体管的上述输出电极上连接有上述反馈电压跟随器的输入，
在上述反馈电压跟随器的输出与上述放大晶体管的上述输入电极之间连接有上述反馈电阻，
在上述可变增益电阻反馈放大器中，上述负载电阻的电阻值与上述反馈电阻的电阻值响应增益控制信号而协调变更，
当响应用于使上述可变增益电阻反馈放大器为高增益的上述增益控制信号而将上述负载电阻控制为高负载电阻时，上述反馈电阻也被控制为高反馈电阻，
当响应用于使上述可变增益电阻反馈放大器为低增益的上述增益控制信号而将上述负载电阻控制为低于上述高负载电阻的低负载电阻时，上述反馈电阻也被控制为低于上述高反馈电阻的低反馈电阻。
10.根据权利要求9所述的半导体集成电路，其特征在于，上述匹配电路包含基极接地双极晶体管，进行上述天线与输入阻抗的匹配，该基极接地双极晶体管的基极被施加有基极偏置电压，发射极被提供通过上述天线而接收到的上述RF输入信号，集电极与上述放大晶体管相连接。
11.根据权利要求10所述的半导体集成电路，其特征在于，被提供给上述匹配电路的上述基极接地双极晶体管的上述发射极的上述RF输入信号，是至少包括从大致3GHz至大致10GHz的频带的超宽带RF输入信号。
12.根据权利要求9所述的半导体集成电路，其特征在于，上述放大晶体管是发射极接地双极晶体管，上述反馈电压跟随器包含射极跟随双极晶体管。
13.根据权利要求12所述的半导体集成电路，其特征在于，上述基极接地双极晶体管、上述发射极接地双极晶体管以及上述射极跟随双极晶体管分别为硅锗异质结双极晶体管。
14.根据权利要求9所述的半导体集成电路，其特征在于，上述放大晶体管是源极接地场效应晶体管，上述反馈电压跟随器包含源极跟随场效应晶体管。
15.根据权利要求14所述的半导体集成电路，其特征在于，上述源极接地场效应晶体管和上述源极跟随场效应晶体管分别为MOS晶体管。
16.根据权利要求13所述的半导体集成电路，其特征在于，上述高负载电阻的平方的电阻值与上述高反馈电阻的电阻值大致成比例，上述低负载电阻的平方的电阻值与上述低反馈电阻的电阻值大致成比例。
17.根据权利要求9所述的半导体集成电路，其特征在于，还具有输出电压跟随器、接收混频器、基带信号处理单元和接收信号强度指示器，
向上述输出电压跟随器提供有上述可变增益电阻反馈放大器的输出信号，
向上述接收混频器提供有输出电压跟随器的输出信号，
向上述基带信号处理单元提供有来自上述接收混频器的接收基带信号，
通过向上述接收信号强度指示器提供来自上述接收混频器的上述接收基带信号，来生成由上述接收信号强度指示器提供给上述可变增益电阻反馈放大器的上述增益控制信号。
18.根据权利要求17所述的半导体集成电路，其特征在于，上述输出电压跟随器包含输出射极跟随双极晶体管。
19.根据权利要求18所述的半导体集成电路，其特征在于，上述输出射极跟随双极晶体管也是硅锗异质结双极晶体管。
20.根据权利要求17所述的半导体集成电路，其特征在于，上述输出电压跟随器包含输出源极跟随场效应晶体管。
21.根据权利要求20所述的半导体集成电路，其特征在于，上述输出源极跟随场效应晶体管也是MOS晶体管。
22.一种半导体集成电路，其特征在于，具有可变增益电阻反馈放大器，该可变增益电阻反馈放大器具有匹配电路、放大晶体管、负载电阻和反馈电阻，
向上述匹配电路提供由无线系统的接收机天线所接收的RF输入信号，
上述放大晶体管的发射极或源极的公共电极与规定的基准电位相连接，
向上述放大晶体管的基极或栅极的输入电极提供来自上述匹配电路的输出信号，
在上述放大晶体管的集电极或漏极的输出电极与电源电压之间连接有上述负载电阻，
在上述放大晶体管的上述输出电极与上述放大晶体管的上述输入电极之间连接有上述反馈电阻，
在上述可变增益电阻反馈放大器中，上述负载电阻的电阻值与上述反馈电阻的电阻值响应增益控制信号而协调变更，
当响应用于使上述可变增益电阻反馈放大器为高增益的上述增益控制信号而将上述负载电阻控制为高负载电阻时，上述反馈电阻也被控制为高反馈电阻，
当响应用于使上述可变增益电阻反馈放大器为低增益的上述增益控制信号而将上述负载电阻控制为低于上述高负载电阻的低负载电阻时，上述反馈电阻也被控制为低于上述高反馈电阻的低反馈电阻。
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