CN101730990B - Ofdm-mimo射频传输系统 - Google Patents

Abstract

一种OFDM-MIMO射频传输系统采取被修改的DVB-T系统的形式，修改之处在于导频信号传输中选定的传输(特别是分散导频)的相位在发射机处被选择或改变，从而来自两个(或更多个)MIMO发射机级的对应导频信号传输中的某些传输是同相的而其它传输是相对反相的。在接收机处，接收到的导频信号(30)被提取并且被合并，从而获得传输信道特性的指示。存在三种改进：(i)与反相分散导频在相同载波上的任意连续导频也是反相的(1)，(ii)在交替导频承载载波上的那些分散导频是反相的，即使这意味着给定符号具有某些反相的和某些非反相的；(iii)在接收机处非反相的导频(34)和反相的导频(36)被分离、在频率和时间上被内插(38，40)，并且然后同时被添加和去除(42，44)。

Description

OFDM-MIMO射频传输系统

技术领域

本发明涉及一种OFDM-MIMO射频传输方法，以及涉及一种用于在这种方法中使用的发射机和接收机。

背景技术

作为背景，应当参考以下文档：

ETSI标准ETS 300744，Digital Broadcasting Systems forTelevision，Sound and Data Services；framing structure，channel codingand modulation for digital terrestrial television，1997，the DVB-TStandard.

Paulraj等人在1994年获得的专利号为5,345,599的美国专利。

G.Fischini和M.Gans在1998年3月发表的“On Limits ofWireless Communication in a Fading Environment when using MultipleAntennas”(Wireless Personal Communications，Vol.6，No.3，第311-335页)。

欧洲专利申请1221793A，其描述了DVB-T接收机的基本结构。

Sugiyama等人2004年1月在NTT Technical Review(Vol.2，No.1)上发表的SDM-COFDM Technologies for BroadbandWireless Access over 100MBIT/s。

Kim等人2004年11月22日在IEEE Trans.onCommunications上发表的Pilot-to-Data Power Ratio for Maximizingthe Capacity of MIMO-OFDM。同样还参考该论文的参考文献[1]到[7]，其描述了各种OFDM-MIMO提案，以及参考该论文的参考文献[8]到[20]，其涉及OFDM和/或MIMO系统的导频方面。

R.Monnier，J.B.Rault和T.de Couasnon在IBC Amsterdam，The Netherlands，pp.380-38，1992上发表的“Digital televisionbroadcasting with high spectral efficiency”，其描述了使用双极化传输的数字传输系统。

Schulze和Lüders在pub.John Wiley&Sons，2005，ISBN0470850698(特别参考第181-183页)上发表的“Theory andApplications of OFDM and CDMA”。

Qualcomm Inc/Wallace等的国际专利申请WO01/76110描述了通过使用导频符号在基于OFDM的MIMO系统中获取CSI信息。接收机单元确定用于携带导频符号的某些分离的子信道的CSI，以及将这些往回汇报给发射机，其产生针对不承载导频符号的分离的子信道的估计。

已经提出了许多递送陆地数字无线电视的方法，它们使用多输入多输出(MIMO)技术来允许使用双向或双极化传输。在典型的基本系统中，存在两个传输天线和两个接收天线，其具有相关联的发射机和接收机，如在附图的图1中所图示。这种系统可以递送多达常规DVB-T(陆地数字视频广播)的两倍的吞吐量，同时不需要任何额外的频谱。更为一般地，MIMO是指使用至少两个(两个或多个)发射机和两个接收机的射频链路。这种基本假设是在一种合适的环境中从每个发射机到每个接收机的RF(射频)路径充分不相似以致至少部分地表现得像两个不同的信道。

申请人在先的英国专利申请0603356.7和欧洲专利申请申请07250430.1(二者都在本申请的优先权日之后公开，并且在下文中称为“申请人的在先申请”)，描述了一种采取修改的DVB-T系统的形式的OFDM-MIMO系统，修改之处在于在发射机处导频信号传输中选定的传输(特别是分散导频)的相位被选择或改变，从而来自两个(或多个)MIMO发射机级的对应的导频信号传输中的某些传输是同相的而其它传输具有相对反相的相位。在接收机处，通过添加和去除该反相和非反相的导频，导频信号被提取并合并，从而获得了传输信道特性的指示。对标准DVB-T传输信号的这种修改允许接收机了解结果得到的2×2矩阵信道。

发明内容

本发明提供一种OFDM-MIMO射频传输方法以及一种供在该方法中使用的发射机和接收机。本发明涉及在申请人的在先申请中的系统中的各种改进。

在下面的独立权利要求中限定了本发明的改进，现在将参考下面的独立权利要求。在从属权利要求中给出了有利的特征。特别地，应当注意各种改进可以被独立地使用，或者可以以不同的组合一起使用。

附图说明

参考附图，将通过举例的方式，更为详细地描述本发明。

图1是具有两个发射机和两个接收机的MIMO系统的示意图；

图2是图示根据DVB-T标准(上面的参考文档〔1〕)所使用的OFDM信号中的导频的时序图。

图3图示了用于DVB-T的利用双向Yagi天线的2×2OFDM-MIMO系统；

图4是该系统中的发射机的框图；

图5是该系统中的接收机的框图；

图6是用于处理接收到的导频的接收机电路的部分的框图；

图7是示出根据本发明的第一改进的修改的类似图2的时序图；

图8是示出根据本发明的第二改进的修改的类似图2的时序图；

图9是根据本发明的第三改进的针对图6中所示出的用于处理接收到的导频的接收机电路的部分的备选形式的框图。

具体实施方式

申请人的在先申请的发明

上面提到的申请人的在先申请公开的OFDM-MIMO系统将首先被详细描述。

使用DVB-T标准的数字陆地电视(DTT)现在是可用的，并且对于本领域的普通技术人员是公知的。它使用COFDM(编码的分正交频分复用或编码的OFDM)，其是在单个频带内使用大量正交的紧密间隔的载波的多载波系统。待传输的数据被分布在多个载波上，由此极大地降低了每个载波上的数据速率。数据是在一连串的符号周期中被传输的，每个符号周期在所述多个数据承载载波中的每个载波上传送一个QAM(正交幅度调制)符号。

为了帮助进行频率同步和信道估计，信号包括不携带数据的两类导频信号，这两类导频信号是多个载波中选定的载波。这些导频或训练信号以限定的结构在频率或时间上排列。如在DVB-T标准中(上面的参考文档〔1〕)所定义的，除了分散导频之外还提供连续导频。根据载波索引中的伪随机序列，应用到连续和分散导频的调制通常可以是+4/3或-4/3。在许多出版物中，包括诸如上面的参考文档〔8〕的教材，很好地描述了这种载波，其给出了用于这种导频的两种可能的网格(grid)。这些网格中的一种，也即对角线网格，还在附图中的图2中示出。导频由黑色圆来指示，数据载波由空心圆来指示。

在图1中图示了2×2的MIMO系统。在该系统中，存在向两个接收机Rx1和Rx2进行传输的两个发射机Tx1和Tx2。根据分集技术或空间复用技术来选择传输路径，从而接收机Rx1从发射器Tx1接收主(想要的)信号并且仅仅从发射机Tx2接收次(干扰)信号，并且相反地接收机Rx2从发射机Tx2接收主信号而仅仅从发射机Tx1接收次信号。这可以通过例如许多可能的方式来实现，例如通过将空间分隔开的天线放在不同的地理位置中，如图3中所图示。一种备选方案是使用从相同发射机位置(单个天线杆)进行的定向正交双极化传输，在接收机地点处使用具有不同天线极化的定向双极化天线。当在所传输的信号之间存在最小交叉耦合时，信道容量就达到最大。使用双极化方案，如果信道要接近单元矩阵以使容量达到最大，则极化的分辨力需要尽可能高。否则，该信道可能表现出很差的容量。尽管在上面提到主信号和次信号，但是假设信道矩阵基本上是正交的，则该系统可以容忍两者是相当的级别。也即，只要接收天线中的单元保持正交，则相对于发射机单元的角度偏移不会削弱容量，因为信道矩阵仅仅与正交旋转矩阵相乘。这让容量保持不变。

两个发射机Tx1和Tx2每个都传输一半的所需信号。数据以任意方便的方式分配在这两个信道之间。每个发射机的结构是公知的，并且如在上面的例如参考文档〔1〕和〔4〕中所描述的和在图4中所图示的那些。类似地，接收机每个都接收一半的数据，并且接收机也是公知的，并且每个都具有在上面的参考文档〔4〕中所描述的和在图5中所图示的形式。然而，接收机还会从“其它”发射机接收次信号形式的干扰信号。下面描述图4和图5。

如果发射机和接收机之间的路径是非时变的，则与图1相关联的复合信道可以由2×2的复系数矩阵来描述，即：

$H=\left(\begin{array}{cc}{h}_{11}& h_{12}\\ h_{21}& h_{22}\end{array}\right).................................................\left(1\right)$

其中，每个系数h_ij具有以下形式(i＝接收机索引，j＝发射机索引)

h_ij＝A_ij exp jθ_ij............................................(2)

在每个载波位置处，系数h_ij必须由每个接收机来推导出。假设信道在每个单个载波上都是平滑衰落的。实际上，对于DVB-T，这是通过相当大数量的载波和它们的紧密间隔来保证的。一旦矩阵H已知，则许多技术可用于使信道“反相(invert)”，最简单的是对接收到的信号加噪声应用逆矩阵。例如，这可以通过使用强制归零(ZF)矩阵求逆或使用最小均方误差方法(MMSE)来完成。这些技术对于本领域的普通技术人员而言是公知的。

在所描述的DTT-MIMO系统中，两输入接收机已经知道描述传输路径特征的2×2的复信道。在常规DVB-T系统中，这类信息被封装在信道估计的复矢量中。该矢量是通过对发射机处引入的DVB-T导频结构的时间和频率内插来获得的。矢量的每个元素是表示在特定载波位置处的信道的复数(h⁰......h¹⁷⁰⁴)。

在2×2的MIMO情况下，由第i个接收机所获得的信道估计分别对应着复传输路径h_i1和h_i2的和。接收机所需要的是一种单独估计h_i1和h_i2的方法。根据申请人的在先专利申请的发明，申请人提出每隔一个符号，让两个发射机之一处的分散导频反相。这使接收机在所谓的偶数标号的符号期间估计复传输路径h_i1和h_i2的和，以及在交替的奇数标号的符号期间估计复传输路径h_i1和h_i2的差。现在，因为已经具有了通过这种方式所获得的复传输路径h_i1和h_i2的和与差，于是单独的项h_i1和h_i2可以通过简单的算术来提取。更为一般地，改变导频的相位，使得导频中选定的导频以可预测的方式被相对反相。

图6示出需要用来接收该结果的功能。图6可以用硬件来实现，尽管更为常见地将是用软件来实现，在这种情况下该图实际上可以被看成是流程图。该图图示了根据在输入10处所接收的导频之一所获得的信道估计。这被应用到缓冲器12和反相器14二者，缓冲器12提供一个符号周期的延迟，反相器14在输入16处接收周期等于两个符号周期的方波控制信号。也即对于一个符号周期，输入16处的信号是1，而对于另一个符号周期，输入16处的信号是0。缓冲器12和反相器14的输出每个都被施加到加法器18和减法器20二者上。加法器18和减法器20中的一个将提供输出h_i1而另一个将提供输出h_i2。将意识到，图6是非常简化的版本，其简化在于它没有示出信号的复数性质，以及实际上其将通过如上所述的矩阵求逆来实现。尽管如此，仍然可以从该图中看出运算的原理。

因此，接收机被安排为对一对连续信道估计执行必须的和运算以及差运算，以便找到复传输路径h_i1和h_i2。无疑，接收机必须被修改以对一对连续信道估计执行必须的和运算以及差运算，以便找到复传输路径h_i1和h_i2。该过程以及用以恢复所传输的数据的随后的矩阵求逆，类似于在常规DVB-T接收机中可找到的强制归零均衡器。

在实际实现中，一旦2×2的接收机中的每个“半个”已经确定了它所关联的信道系数h_i1和h_i2，则矩阵求逆可以通过使用强制归零(ZF)求逆或最小均方误差(MMSE)求逆来进行，如上所述。如其名字所暗示的，后者使总误差达到最小。

ZF求逆是由以下来给出的：

(H^HH)^-1H^H

其中，H^H表示Hermitian转置。对于满秩方阵，ZF求逆化简为H-¹。

MMSE求逆是由以下给出的：

(αI+H^HH)^-1H^H

其中，α是功率噪声与信号比而I是单位矩阵。

对于每个载波位置，存在不同的信道矩阵，其性质确定了所恢复的信号矢量中的每个元素的信噪比。优选地，信道矩阵是近似正交的以使噪声峰值达到最小。利用在所描述的双向和双极化版本的系统中的固有的矩阵结构，这种条件在很大程度上被满足。由此，所传输的数据被恢复。

重要的是在对接收机自动频率控制(AFC)的影响方面将上述连续导频破坏的效应考虑在内。现在，考虑这一点。

如果在某些DVB-T符号期间分散导频在它们的载波位置上与连续导频是一致的，则困难出现了。例如，载波索引0是连续导频并且参考图2，因此它在时刻0、4、8等等与分散导频一致。如果这发生于具有导频反相的符号，则该反相具有优先权并且该连续导频实际上被破坏了。这使得对接收机AFC的改变成为必要，其在下面将被考虑。

在DVB-T接收机中，AFC通过如下方式来进行工作：确定在已解调制的信号矢量中的连续导频的位置，并接着以如下这种方式来积累导频的相位，从而确定任意频率误差的符号和大小。

在MIMO的上下文中，通过使用所述的分散导频反相，已经被破坏的连续导频(通过对一个或多个所传输的源进行求逆)被确定并且被从AFC处理中移除。例如，考虑2K模式的DVB-T，其具有45个连续导频。假设图2中的符号0在任意一个发射机上不没进行任何导频反相，符号1在发射机中的一个上进行了导频反相，依此类推。于是，虽然偶数标号的符号绝对不会具有被破坏的连续导频，但是奇数标号的符号有时会具有被破坏的连续导频。

在45个连续导频中，证明在符号1中11个导频被破坏而在符号3中不同的11个导频被破坏。因此，如果在频率获取(acquisition)过程中忽略所有22个可能被破坏的导频并且仅仅使用剩余的23个，则该系统将像以前一样工作。虽然具有稍差的AFC信噪比。一旦完全的接收机同步被获得，并且DVB-T超帧位置被确定，则在符号1和3中的每一个上仅仅11个导频需要被忽略，在符号0和2上完全使用所有连续导频。相比在全部时间中都仅使用23个连续导频，这给出了在AFC锁相环内的改善的带宽或信噪比。

如下所述，最后提到的一点在4×4的系统中尤为重要，其中四个符号中仅仅一个符号完全没有被破坏，并且最初仅仅12个连续导频可以依靠。在超帧获取之后，除了最多11个不可用之外，所有连续导频都如前面那样是可用的。

出于示例说明的目的，假设了2k模式的DVB-T(1705个载波)，但是通过考虑177个而不是45个连续导频的合适列表，扩展到8k是直接明了的，并且实际上也是优选的。为了与单频率网络相兼容，优选的是基本DVB-T模式选择成是8k，其中保护间隔与所提议的发射机密度和功率相一致。典型的参数设置和结果所得的数据速率示出在下面的表1中。

参数	值
		调制	64QAM
错误编码率	2/3
		保护间隔(μs)	28(1/32)

模式	8k
		数据速率(Mbits/s)	24.1×2＝48.2

现在，将参考图4描述发射机结构。在终端50处接收输入信号，并且在锁定到输入传送流的电路52中，信号被分成两部分以馈给两个发射机中的每个发射机的调制器。仅详细示出了一个发射机。在这个发射机中，信号被应用到MPEG复用器和能量扩散电路54，并且从该处被应用到外部的Reed Solomon编码器56。这是前向纠错器中的第一部分，其还包括字节交织电路58、卷积编码器60和比特交织电路62。接着，该信号被应用到字节至符号映射器64，并且从该处被应用到符号交织器66。这形成了前向纠错器的输出，其被应用到映射器和帧调整电路68。映射器将该图映射成QAM形式。就是在此点处，来自导频和传输参数信令(TPS)生成电路70中的导频被添加到信号。映射器和帧调整电路68的输出被应用到OFDM编码器，OFDM编码器包括逆FFT电路72和保护间隔内插电路74。在sinc(x)乘积滤波器76中进行恰当的滤波之后，信号接着被应用到数模转换器78，并且最终被应用到RF上变频电路或发射机前端80，并且最终被应用到传输天线。根据申请人的在先申请的发明，导频生成电路70被如上所述调整以在相继的符号上在所选载波上交替改变相位。

图5中图示了相应的接收机。来自输入天线之一的信号在终端100处被接收，并且被应用到RF前端102，在RF前端102中对信号进行下变频。接着，信号被应用到模数转换器104，并且从该处被应用到信道滤波器106。这个输出被应用到时间同步电路108，并且接着被应用到快速傅里叶变换电路110形式的OFDM解码器。FFT的输出被应用到自动频率控制电路112。AFC电路112的输出被应用到MIMO信道估计和均衡电路122，其还在输入120处从两个接收机中的另一个接收相应的输入。信道估计和均衡电路如上所述被调整，并且将输出提供给TPS解码器124(其提供帧脉冲和配置信息)，并且提供给电路126(其从电路122中获得的信道状态指示生成比特度量)。在常规形式中，接着这被应用到内部符号和比特解交织器128、维特比解码器130、传送流帧同步器132、外部字节解交织器134、Read Solomon解码器136以及最后的解扰器138，以便提供传送流输出140。根据本发明，在均衡电路处的MIMO信道估计如上所述被调整，以便通过利用在发射机处引入的导频相位反相，获得针对在接收机处所接收到的信号的独立的信道估计。

所描述的基本的2×2系统可以扩展到同时包括双极化和双向接收。接着，该系统将递送高至四倍的原始的DVB-T的容量，或者更为实际地为三倍，同时具有通过应用空时编码所贡献的增强的鲁棒性。代价是增加的系统复杂度和稍高的接收机天线成本。

该方法不限于具有两个发射机和两个接收机的2×2的MIMO系统，而是还可以被用于诸如3×3的系统或4×4的系统之类的其它系统。信道容量随着传输天线和接收天线的数目增加而增加。可能存在不同数目的发射机和接收机。上面的2×2的情况被推广为首先认识到所传输的分散导频序列(忽略伪随机乘法器)可以由2×2的Hadamard矩阵来表示，如：

$\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right)$

这里，行索引可以被认为是发射机索引而列索引可被认为是时间索引。

4×4的系统可以以类似的方式通过使用4×4的Hadamard矩阵来定义。在这种情况中，每个接收机学习在四个符号上的它的四个特定路径。一个适当的矩阵是

$\left(\begin{array}{cccc}1& 1& 1& 1\\ 1& -1& 1& -1\\ 1& 1& -1& -1\\ 1& -1& -1& 1\end{array}\right)$

不过这不是唯一的，因为例如列可以被重新排列。

对于3×3和许多更高的N值，其中Hadmard矩阵不可用，替代性的非Hadamard的但是满秩的N矩阵可以被使用，诸如(对于3×3)，使用：

$\left(\begin{array}{ccc}1& 1& 1\\ 1& 1& -1\\ 1& -1& -1\end{array}\right)$

因此，申请人的在先申请的发明提供了一种在修改的DVB-T系统中使用MIMO信道的方法，通过使用选择性地反相DVB-T分散导频来增强信道估计。对于2×2和4×4的系统，优选的实现是基于Hadamard矩阵。对于3×3以及其它系统，非Hadamard的但是满秩的矩阵可以被使用。对接收机中的AFC处理的改变可能是期望的，以使连续导频的破坏的影响达到最小。初始获取可以通过使用连续导频的缩减的集合来进行，但是一旦超帧获取被获得，可用导频的数目可以基本上被恢复。

该系统可以合并在单频网络陆地数字电视系统中，并且同样具有高度频谱效率的特征。该系统可以是基于双向传输，或更为简单地可基于双极化传输。

第一改进

在如上所述使用分散导频反相的MIMO上下文中以及在申请人的在先申请中，当要反相的分散导频与连续(固定)导频在位置上一致时，连续导频被破坏。接着，这些导频被描述为被从处理中移除。这需要在接收机处的特殊处理并且当然降低了连续导频的有效性。该问题在于：如果给定载波的相位有时被反相，则接收机中的AFC电路将不工作。

申请人已经意识到，如果连续导频在每个符号(包括连续导频与分散导频出现一致的符号)中一直用相同的相位来传输，则该系统可以被改进。出于这个原因，如果特定载波上的分散导频要被反相，则在该载波上的任意连续导频也应当在它们出现的任何符号上被反相。于是，在接收机中的AFC算法不需要从用于非MIMO或常规运算所需的算法作出重大改变，但是在不做任何修改的情况下基本上仍能工作，并且获得更好的结果。

现在这在图7中被示出来，其是用于该改进的类似于图2的图。假设在符号0、2、4等等上载波是非反相的，并且符号1、3、5等等上载波被反相。这些符号当然被示出在时间轴上。在图7中，反相的载波由黑色方块来表示，而非反相的载波像前面一样由黑色圆圈来表示。这意味着载波3和9等等承载反相的分散导频。根据本发明的该方面，无论何时连续导频出现在载波3、9、...上，则这些连续载波也被反相。也即，出现在图7中的阴影位置处的任意连续载波被反相，与反相的载波相关的这些由图的顶部的字母I所示出。

该改进的实现是如下获得的。如在申请人的在先申请中的基本系统中，两个2×2的MIMO发射机中的一个是常规的，而另一个被改变。然而，在该被改变的发射机中，导频信号生成电路70现在被调整，使得与相位被反相的分散导频出现在相同载波上的任意导频载波的相位被反相。通常，这是通过对发射机中所安装的软件进行的小改变来实现的。类似地，在接收机处，该改善是通过如图5中所示改变接收机来实现的。该接收机，特别是AFC块112，被调整从而补偿与相位被反相的分散导频出现在相同载波上的任意连续导频的相位的反转。通常，这是通过对接收机中所安装的软件的小改变来实现的。更为普遍地，在N×N的MIMO系统(N＞2)中，改变是在至少除一个之外所有(all but one)的发射机中以及接收机电路中做出的。软件改变的细节这里未给出，因为它们将依赖于特定应用，并且可以通过许多不同方式来实现，这对于本领域的普通技术人员是显而易见的。

上面参考2×2以及其它N阶矩阵的讨论是可等同地应用的，除了Hadamard矩阵的行索引如前面一样可以被看成发射机索引，而列索引现在指示它与导频的两个子集(反相的和正常的)中的哪个相关。如果在N×N的MIMO配置中，每个OFDM编码器(也即发射机)具有索引i，并且根据从它们的导频承载载波索引模N所计算出的索引j，导频承载载波被分成N个子集，接着根据行号是i而列号是j的N×N的满秩矩阵的元素，分散导频被反相或未被反相。第二改进

在申请人的在先申请中所描述的以及与图7相关的例子中，分散导频每隔一个其他符号(也即在时间上(in time))被反相。也即，偶数标号的符号是非反相的而奇数标号的符号被反相。这在图8(a)处示出，其中反相的载波被示出为黑色方块，并且在交替的行上进行交替，如图中所看到那样，而非反相的载波如前面那样由黑色圆圈来示出。

在每个符号上，分散导频每隔12个载波出现一次，并且在一个符号和下一个符号之间这些载波移位3个载波。在图8(a)处也可以清楚地看出这一点。这意味着在给定载波上，分散的导频每隔四个符号出现一次。一方面，四是偶数，并且由此是反相的分散导频，另一方面，非反相的分散导频分别出现在奇数标号和偶数标号的载波上。

这可以与图8(b)处所示出的情况形成对比。这里，分散导频被假定每9个载波出现一次，而在一个符号和下一个符号之间这些载波仍然移位3个载波。在这种情况下，在任何给定的载波上，某些分散导频被反相而其它没有被反相。例如，在载波3上，在符号1上进行了反相而符号4上未进行反相。

因此，在申请人的在先申请的系统(其中在给定载波上导频每四个符号出现一次)中，随着对每隔一个其他符号(也即，在时间上)执行反相，获得的结果为在任意给定的载波上，分散导频将或者一直是正常的，或者一直被反相。然而，在重复图样是三(如刚刚所图示那样)或者五(如也可能在DRM(全球范围的数字射频)中出现)的时候，就不是这种情况，并且任何给定的载波将使某些分散导频反相而使某些不反相。

根据这种改进，提议选择或改变导频信号传输(其是分散导频)的相位，从而来自两个发射机的导频传输中的某些传输是相同的相对非反相的相位，而其它传输是相对反相的相位，并且其中相位被选择或改变为使得具有相对反相的导频传输在一组导频承载载波上，而具有相对非反相的相位的导频传输是在另一不同组的导频承载载波上。优选地，这两组导频承载载波沿着导频承载载波是交替的形式。

这在图8(c)处被图示，其不同于(b)之处在于所有这些导频承载载波(图8(c)中的列)或者承载反相的载波或者承载非反相的载波。然而，任意给定的符号(图8(c)中的行)现在承载某些反相的载波(方块)和某些非反相的载波(圆圈)。在更为一般的情况下，这将适用于符号中的至少某些符号。

使用上面的术语，在2×2的MIMO情况中，由第i个接收机所获得的信道估计分别对应于复传输路径h_i1和h_i2的和。接收机需要的是一种单独估计h_i1和h_i2的方法。根据申请人的在先申请，申请人提出每隔一个其他符号(也即导频承载载波)在两个发射机之一处对分散导频进行反相。这导致接收机在一组导频单元上测量复传输路径h_i1和h_i2的和，以及在交替的导频单元上测量复传输路径h_i1与h_i2的差。如果接收机对每组导频执行单独的内插处理，则对于每个符号上的每个载波，这将得到对复传输路径h_i1和h_i2的和与差的估计。由此，单独的项h_i1和h_i2可以通过简单的算法被提取。更为一般地，导频的相位被改变，使得导频中的选定导频以可预见的方式进行相对反相。

现在，申请人意识到如果导频图样是对角线的并且在偶数编号的符号之后重复，则对在交替的导频承载载波上的分散导频进行反相等同于在交替符号上对它们进行反相，如在申请人的在先申请中所描述的那样。然而，如果重复图样是奇数编号的符号，则这两者不是等同的。这可能带来对连续导频的不利的牵连(implication)。在N×N的MIMO的更为一般的情况下，为了让这两种情况等同，重复图样的长度需要是N的倍数。

对于N×N的MIMO(N＞2)，也会出现于上面参考图8(b)所描述的类似的问题，并且解决方案是相同的，即在在频率上的相继的导频承载载波上(而不是在时间上的相继的符号上)以重复的图样来进行反相(或不进行反相)。

如将认识到的那样，图8(c)的改进可以容易地结合图7的第一改进来使用。

本改进的实现是通过与图7中的第一改进基本类似的方式(即如下)来获得的。如在申请人的在先申请的发明中的基本系统一样，两个2×2MIMO发射机中的一个发射机是常规的，而另外一个被改变。然而，在这个被改变的发射机中，导频信号生成电路70现在被调整使得对出现在承载分散导频的载波中的交替载波上的分散导频的相位进行反相。正常地，这将通过对发射机安装的软件进行小改变来实现。类似地，在接收机处，改进是通过改变如图5中所示的接收机来实现的。信道估计和均衡电路122被调整从而补偿出现在交替导频承载载波上的分散导频的相位的反转。通常，这将通过对接收机中安装的软件的小改变来实现。更为一般地，在N×N的MIMO系统(N＞2)的系统中，改变是在至少除一个之外所有(all butone)的发射机中以及接收机电路中做出的。这里，没有给出软件改变的细节，因为它们依赖于特定的应用，并且可以通过许多不同方式来实现，本领域的普通技术人员将明白这些。

参考2×2以及其它N阶矩阵的上述讨论是可等同的应用的，除了Hadamard矩阵的行索引可以如前面那样被看成发射机索引，但是列索引现在指示它与N个导频子集中的哪一个(也即重复图样中的哪个相位)相关。如果在N×N的MIMO配置中每个OFDM编码器(也即发射机)具有索引i，并且导频承载载波根据从它们的导频承载载波的索引模N计算出的索引j被分成N个子集，则根据行号为i而列号为j的满秩的N×N矩阵的元素，分散导频被反相或者没有被反相。

最后，图8还在(d)处示出另一配置，其表示在(c)处所示出的导频配置的稍微修改。在(d)中，以交替的形式，第一组两个导频承载载波是正常的(非反相的)，下一组两个导频承载载波被反相，等等，但是一次是两个导频而不是如(c)处那样一次一个导频。这在例如仅仅频域内插被使用而时间内插没被使用(参见下面的第三改进)的情况下是特别有价值的，因为关于值h的和与差二者的信息可以从每个符号自身上获得。也可以设想可能具有特殊优点的其它反相样式。

第三改进

图6示出获取对h_i1和h_i2的单独估计的一个方法。图6可以用硬件来实现，虽然更为通常的是用软件来实现，在这种情况下该图可以被看成实际上是一种流程图。该图图示了仅仅使用在输入10处所接收到的当前符号上的导频而获得的信道估计，也即申请人的在先申请中的系统。如上所述，这些被同时应用到缓冲器12和反相器14，缓冲器12提供一个符号周期延迟，反相器14在输入16处接收周期等于两个符号周期的方波控制信号。也即，对于一个符号周期，输入16处的信号是1，而对于另一个符号周期，它是0。缓冲器12和反相器14的输出每个都被应用到加法器18和减法器20。加法器18和减法器20中的一个将提供输出h_i1而另一个将提供输出h_i2。

除了由一符号缓冲器所表示的“零阶保持”之外，前一段对应于仅仅基于符号内的频率内插并且没有任何时间内插的均衡器。在图9中示出了更为一般的改进方法。在输入30处接收到的导频被导频划分电路32划分成从两个发射机都正常传输的一组导频34和从一个发射机处被反相的第二组导频36。每组导频分别被馈给它自己的时间和频率内插器38、40，它们的输出分别是每个符号上的每个载波的两个信道响应的和与差。这些输出每个都被应用到加法器42和减法器44上。如前面一样，这里，加法器42和减法器44中的一个将提供输出h_i1而另一个将提供输出h_i2，如图6中那样，它们被称为h₀和h₁。

因此，接收机被配置用于对一对信道估计执行必要的和与差运算，目的是找到复传输路径h_i1和h_i2。显然，接收机必须被修改以在频率和时间上执行内插以及对一对信道估计执行必要的和与差运算，以便找到复传输路径h_i1和h_i2。这里，没有给出这些修改的细节，因为它们依赖于特定应用，并且可以通过许多不同方式来实现，这对于本领域的普通技术人员是显而易见的。如申请人的在先申请中的一样，用以恢复传输的数据的后续矩阵求逆类似于在常规DVB-T接收机中所发现的强制归零均衡器。

已经描述的若干改进可以被独立使用或组合使用。本领域的普通技术人员将意识到可以对所给出的纯示例性的具体例子做出许多修改。

Claims (7)

1.一种OFDM-MIMO发射机，包括：

输入，用于接收待传输的数字数据信号；

至少两个OFDM编码器，每个编码器用于将在所述输入处接收到的所述数据信号中的各数据比特与导频信号一起编码成多载波信号，其中每个载波传送一连串符号，并且其中所有所述编码器中的导频信号传输位于所述载波中的限定的导频承载载波上，所述导频信号包括连续导频和分散导频；以及

对应数目的射频发射机级，其分别耦合到所述OFDM编码器的输出，以在相同频带上传输所述OFDM编码器的输出；

其中所述分散导频信号传输的相位被选择或改变，从而来自两个或更多发射机级的对应的所述分散导频信号传输中的某些传输处于相同的相对非反相相位，而对应的所述分散导频信号传输中的其它传输具有相对反相的相位，来自至少一个发射机级的所述分散导频信号传输对于选定的导频承载载波是反相的，并且对于其它导频承载载波是非反相的；以及

其中发生在所述分散导频传输被反相的导频承载载波上的连续导频信号传输自身也被反相。

2.根据权利要求1所述的发射机，为了在2×2的MIMO配置中使用，其中来自所述OFDM编码器之一的分散导频在每隔一个其他分散导频承载载波上被反相。

3.根据权利要求1所述的发射机，为了在N×N的MIMO配置中使用，其中，如果每个OFDM编码器具有索引i，并且根据从它们的导频承载载波索引模N而计算出的索引j，所述导频承载载波被分成N个子集；根据满秩的N×N矩阵中行号为i列号为j的元素，分散导频被反相或者不进行反相。

4.根据权利要求3所述的发射机，其中所述矩阵是Hadamard矩阵。

5.根据权利要求1到4中的任何一个所述的发射机，其中所述发射机是DVB-T发射机。

6.根据权利要求1到4中的任何一个所述的发射机，其中在所述符号中的至少某些符号上的传输包括在给定符号上同时包括反相和非反相的导频信号传输。

7.一种OFDM-MIMO传输的方法，包括以下步骤：

在发射机处，

接收待传输的数字数据信号；

将所述数据信号中的各数据比特与导频信号一起编码成至少两个OFDM多载波信号，其中每个载波传送一连串符号，并且其中所有编码器中的导频信号传输位于所述载波中的限定的导频承载载波上，所述导频信号包括连续导频和分散导频；以及

在相同频带上传输至少两个多载波信号，作为对应数目的射频传输信号；以及

在接收机处，

在所述相同频带上的传输信道上接收至少两个射频传输信号，所述射频传输信号每个都包括许多载波，每个载波都传输一连串符号；

对每个所接收到的射频传输信号进行解码以从接收到的传输解码数据比特和导频信号传输，所有解码器的导频信号传输位于所述载波中限定的导频承载载波上，所述导频信号包括连续导频和分散导频；以及

将解码器的数据输出组装成单个数字输出信号；

其中，在所述发射机处所述分散导频信号传输的相位被选择或被改变，从而在不同的多载波信号中的对应的分散导频信号传输中的某些传输是处于相同的相对非反相的相位而其它传输是具有相对反相的相位，至少一个传输中的分散导频信号传输对于选定的导频承载载波是反相的而对于其它导频承载载波是非反相的，而且其中发生在分散导频传输被反相的导频承载载波上的连续导频信号传输它们自己自身也被反相；以及

在接收机处，通过合并具有相对非反相的相位的分散导频信号传输和具有相对反相的相位的分散导频信号传输来提取所述导频信号，从而获取传输信道特性的指示。

Images