CN101606440A - 用于在正常操作和调光期间具有高效率的高功率因数镇流器的方法和设备 - Google Patents

Abstract

用于为可调光的并具有高功率因数的镇流器供电的方法和设备。镇流器电路包括被配置成激励诸如荧光灯等的光源的谐振电路、整流器、旁路电容器以及驱动器电路。具体地，旁路电容器存储能量以产生高频电流，所述高频电流被引入谐振电路中，以使能量在谐振电路中不断地再循环，从而导致电路具有高功率因数。此外，由于流入谐振电路中的电流基本上是正弦的，因此，电路通常具有理想的顶峰因数，从而提高了光源的寿命。

Description

用于在正常操作和调光期间具有高效率的高功率因数镇流器的方法和设备

技术领域

总的来说，本发明涉及电子照明镇流器，更具体地，本发明涉及用于具有高功率因数且还可有效调光的高效镇流器的方法和设备。

发明内容

公开了用于对具有高功率因数的可调光镇流器电路供电的方法和设备。所述可调光镇流器电路包括连接到第一节点和第二节点的电源，该电源具有以线频率交变的电流。第一节点和第二节点通过用于存储能量并且提供第一(高)频率的电流的电容器形式的能量存储设备而彼此连接，这超过电源的线频率并且对线频率呈现高阻抗。这个电容器的电容值相对于负载足够小，使得其不使来自电源的整流AC输入畸变。第一开关能够选择性地通过第一节点将能量存储设备耦合到谐振电路。谐振电路具有谐振频率并且在第一频率的周期的第一部分期间存储能量，从而导致发光。第二开关能够选择性地通过第二节点来耦合谐振电路，使得在谐振电路中存储的能量基本上通过电容器再循环。当第二开关闭合时，这在第一频率的周期的第二部分期间使得灯上的电压反转，从而也导致发光。

背景技术

在光源(例如气体放电灯、荧光灯、发光二极管等)领域中，许多光源可呈现负电阻，这导致电源增大所提供的电流量。如果在工作期间不以某种方式限制所述电流，则所述电流会快速增大，直到发生光源的灾难性故障。为了限制电流，通常提供镇流器电路，镇流器电路控制提供给光源的电流量，以保持光的稳态、无闪烁的生成。最初的镇流器是磁类型的，其对电源呈现大电感。这种镇流器相对于电源提供的电压在负载处产生大部分为同相的电流，这导致高的功率因数。然而，磁镇流器的效率很低。磁镇流器还具有其它缺点，包括相对较大和沉重，并且易于产生听得见的嗡嗡声。此外，它们是温度相关的，并且在寒冷时，它们可能难以在灯中导致电离并因此难以产生光。磁镇流器基本上已被用以向荧光灯提供适当的启动和工作功率的更为安静、更小的电子镇流器所替代。此外，电子镇流器通常较小且较紧凑，并且能够与荧光灯泡(管)集成在一起以产生紧凑型荧光灯(“CFL”)。电子镇流器依赖电子开关电路来切换输入电压，以向荧光灯的各节点产生高频(通常为20kHz或更高)的电压。通常，镇流器包含“储能电路(tank circuit)”(也称作谐振电路)，该储能电路将线电压增大到更高电压，通常为从200到600伏之间的电压，以便在工作期间引发电离并保持荧光灯的光输出。

功率因数通常被定义为真实功率与视在功率的关系。然而，电子镇流器通常表现出较低的功率因数，这意味着电流与电压不同相。较低功率因数意味着电力公司在能量传输方面效率较低。此外，随着荧光照明的使用变得广泛，住宅应用中的较低的功率因数越来越受到电力公司的关注。一些镇流器已包括功率因数校正电路，所述功率因数校正电路可包括用于监视和调整电流以使电流相对于线电压同相的集成电路、电容器和其它部件，然而这种功率因数校正电路通常由于这些部件的损耗而导致效率不高，并且其增加了镇流器的成本。参见美国专利5,804,929，该专利公开了使用跨接于整流器的输出、类似于图1所示的电容器120的高频旁路电容器，该高频旁路电容器被配置为在120Hz表现出相对高的阻抗。此外，这种镇流器电路通常包括低温、高压电解电容器，这大大限制了镇流器的寿命。

由于电子镇流器相对于磁镇流器具有更小的尺寸和重量(这允许紧凑型荧光灯(“CFL”)合并灯(光源)和镇流器)，因此，通常仅在用于CFL时依赖于电子镇流器。因此，CFL具有与灯集成在一起的镇流器。在其它应用中，例如当使用“线性”或“管状”荧光灯时，镇流器是与灯分离的，从而允许灯与镇流器相分离地放置。

过去，使用镇流器就不具有对光源进行调光的能力。利用常规镇流器难以在处于低调光水平的荧光管中维持电离，从而导致灯的闪烁。现在，较新式的镇流器允许在一定程度上对光源进行调光，但是仍然存在使调光局限于窄范围的光输出的问题。具体地，许多镇流器会在光源熄灭之前有效地将调光限制到窄范围的光输出，即灯扰人地开始闪烁。此外，能量节省与调节的光量是不相称的。因而，如果光被调节到某个水平(例如其输出的25％)，则期望的是能量节省是与之相称的(例如只使用25％的能量)。然而，在许多情况下，对于给定的光输出的降低，只节省了小部分的能量。因而，节省能量的好处未充分实现。因此，需要用于照明应用的高效且可调光的镇流器。

附图说明

图1a-g示出了具有功率因数校正电路的常规的现有技术镇流器电路及其中产生的各种电压波形。

图2a-c示出了根据本发明的原则的、具有基于本发明的高功率因数的镇流器电路的一个实施例的框图及其中产生的电压波形。

图3是图2a的示例性镇流器电路可实施的过程的流程图。

图4a和4b是可实现图3的示例性过程的示例性电路的示意图。

图4c示出了结合使用调光器的情况下的电压的波形。

图4d示出了本发明的另一个实施例的示意图。

图5示出了与图4a的电路的示例性整流器的操作相关的电压波形图。

图6是示出图4a的电路的示例性调节器的操作的电压波形图。

图7和8是示出图4a的示例性电路的操作的电路。

图9是示出在图4a的谐振电路中在光源处的电压的电压波形图。

图10a-c示出了用于镇流器的储能电路中的电感器芯的一个实施例。

具体实施方式

在此描述了用于具有高功率因数的可调光镇流器的方法和设备。在所述的例子中，描述了可通过单个谐振电路使电源直接与光源接口的、具有高功率因数的可调光镇流器电路。另外，所述可调光镇流器包括高频滤波电容器，以使在操作期间降低进入电源的高频能量，从而提高效率。

图1示出了现有技术电路镇流器的一个实施例，该现有技术电路镇流器包括提供家用电力的电源102，所述家用电力在美国通常为120VAC/60Hz的形式，在其它国家为240VAC/50Hz的形式。尽管在这里公开了基于“家用电压”的各种实施例，但是这可以是任何可容易获得的电压，并且不排除对其它商用或工业电压的应用。因而，例如本发明的原理可以适用于其它电压和频率，例如商业飞机中使用的400Hz AC系统。因此，有关电源特性的其它变化是可能的，这可能影响各部件的精确值。

包括全波桥式整流二极管组件的整流器106对AC电压进行整流，以产生未经滤波的、经整流的DC电压。可存在上述的功率因数校正电路108，并且该功率因数校正电路108通常可以合并高压电解电容器或其它电容器、集成电路和其它部件。开关电路110通常包括以高频切换的两个晶体管，并且包括用于驱动晶体管以通常为20kHz或更高的高频进行切换的自谐振电路。所谓的“储能”电路112包括电感和电容值的组合以便建立谐振频率，并且将DC线电压增大到通常为200伏左右或更高的较高值。在一些环境中，因为灯泡中的灯丝的电阻值影响储能电路的谐振频率，所以灯泡中的灯丝的电阻值可以被认为是储能电路的一部分。然而，除非另外说明，这里所指的储能电路不包括灯泡灯丝。在不同的国家中，例如在美国、欧洲或亚洲，灯泡中灯丝的电阻值分别被标准化为不同的值。

图1b中示出了电源102产生的电压波形。通常，电压波形120为频率为60Hz频率或每秒60周期的正弦形的波形，并且因此，半周期是1/120秒。在美国，电压通常额定在120伏(RMS)或约160伏的峰值，当然会存在一些小的偏差(例如一些电力公司可能以115或110VAC工作)。

提供电压波形120，以输入到图1a的整流器电路，并且图1c中的电压波形122是整流器的输出。在这种情况下，图1b中的波形的负部分被反相以形成正部分122b，从而产生经整流的(AC)正弦波形。因而，每个半周期具有正弦波的一部分的形状。每个波形122a、122b的频率是120Hz或60Hz线频率的1/2周期时间(速率的两倍)。因此，所示的波形是未经滤波的、经整流的正弦波。

在现有技术的镇流器中，通常其自身包括大型电解电容器，或者大型电解电容器自身作为功率因数校正电路108的一部分，用以过滤120Hz的波纹。被设计用于滤除在经整流的电源波中的120Hz波纹的这类滤波电容器的存在会产生图1d所示的波形132。在图1d中，电压132a的上升为电解电容器充电，直到波形132b的峰值点。在该点，输出电压通常会下降，但是电容器在132c随时间放电，从而防止经整流的输出电压的快速降低。结果是图1e所示的电压波形142，电压波形142在初始启动后具有一系列顶峰(crest)143，后面跟随的是在其之间略微降低的电压。平均电压通常略微高于标称AC线电压额定，通常在150V左右，但是为DC，然而，具有专用功率因数校正电路的其它实施例可以高达350V。

图1a的开关电路110以快速的顺序交替地使晶体管T1 105和T2 107接通和关断。通常，当T1闭合时，T2断开，反之亦然。然而，在两个开关均断开的这些事件之间通常存在一些“死时间(dead time)”。断开和闭合通常以20kHz到100kHz的任何频率发生。某些节能标准需要至少40kHz频率的开关频率。为了说明，可以假定频率为20kHz左右。通常，18kHz是下限，而80kHz可以是上限。

在图1f中，晶体管上存在的开关电压被示为方波150。与60Hz(或50Hz)的线频率相比，开关频率通常是非常高的(例如20kHz)，这样，相对于前面的附图中的时间比例，图1f中的时间比例是不同的(即扩展了)。晶体管的输出实质上是输入到图1a的储能电路112的方波。

具有谐振频率并且被调谐到略低于开关频率的频率的储能电路的功能是使导入的能量再循环，并且使导入电压“提升”到200-600伏左右。这个电压高到足够启动和保持荧光灯泡上的电离。灯泡自身一旦电离，则用于限制其端子上的电压。因而，图1g示出了由于灯泡的电离所导致的箝位而具有平顶的大体成形的正弦波160，为了实用的目的，该正弦波160可以视为方波。图1b的波形具有与图1a相同的高开关频率，但是处于通常存在于灯的端子处的高电压。DC耦合电容器滤除输入到储能电路的DC分量并且使流入灯管的电流平衡，从而产生图1g中的正弦波的负部分(例如波形的低于0伏的对称部分)。在现有技术中，灯泡一旦电离，则其在正常操作期间不断地被电离。

尽管这类现有技术电路在灯中提供适当的光生成，但其难以允许在宽范围的光输出上对光源进行调光。此外，这类现有技术电路在调光时不是能量有效的。如果不具有功率因数校正电路，则其功率因数低。如果有功率因数校正电路，则电路包含附加部分，从而增加了其成本。

图2示出了本发明的一个实施例的框图，其中，镇流器电路200被配置成具有大体上逼近功率因数一的高功率因数(例如0.90-0.99等)。具体地，示例性镇流器电路200包含在单级阻抗转换中执行的功率因数校正能力，从而在保持基本相同的功能性的同时而不需要单独的高功率因数校正电路。因而，相对于现有技术，所需部件较少。

在图2的例子中，镇流器200包含连接到整流器210的电源205。电源205通常是提供商用电压(例如120或240VAC)的交流电压源，该电压源具有以线频率(例如60赫兹(Hz))交变的幅值。通常还包括线路滤波器(未示出)，以防止噪声被导回到电力网络中。整流器210通常是全波整流器，其将通过电源提供的负电压值反相，从而将线电压的频率加倍(例如到120Hz)。整流器210将经整流的电压传送到第一节点212和第二节点214。提供给节点212和214的整流器210的输出类似于图1c所示的波形。整流器提供未经滤波的、经整流的电压。该电压是DC，并且具有经整流的AC电压波形的形状。

通过例如聚丙烯电容器215等的高频能量存储设备(这里也被称作旁路电容器)来连接第一节点212和第二节点214。在图2的例子中，选择电容器215的电容值，使得它对经整流的电压(即在线频率)呈现较大阻抗，从而在镇流器操作期间基本不影响通过整流器210提供的经整流的电压。通常，这在线频率呈现出数千欧姆的阻抗。这会在开关频率提供通常在不到30欧姆的范围内的低阻抗。这不同于使用跨接于整流器的输出的高电压、低频电容器(例如大值电解电容器)来滤除由于线频率而造成的120Hz波纹(这消除了整流器输出中的“谷”)的现有技术。选择图2的例子中的电容器215的电容值，以存储在高频(通常在千赫(20-80kHz)范围内)释放的能量。这样，图2的例子中的电容器215的值接近0.1到3微法(μF)，并且由任何适合于具有所需要的功率输出(在这个实施例中约为25瓦)的镇流器的材料(例如聚丙烯等)构成。在其它实施例中，对于具有约120到250瓦的功率输出的镇流器，电容器215的值可以为约1到30μF。以更通用的术语来说明，电容器215的电容值相对于每瓦输出照明的功率通常在4到120纳法(nF)的范围，而在使用120VAC时，通常为50nF/瓦左右。如果使用240VAC，则电容值是上述值的一半。电容器215通常是聚丙烯电容器，这种电容器的寿命远大于通常在常规镇流器中使用的大型电解电容器。

镇流器电路200还包括连接到节点212和214的调节器220(通常在业界被称作辅助供给电路(housekeeping supply circuit))。调节器220产生超过第一阈值(例如10伏等)的基本恒定的电压，以向驱动器225供电。因为节点212和214处的电压未被过滤，所以调节器需要向驱动器225提供稳定的输入电压。来自整流器的电压波形在每个半周期处具有“谷”，在所述谷中电压降到0或接近零(尽管时间短)。在所示出的例子中，驱动器225被配置成以高频交替地激励第一晶体管235和第二晶体管240中的一个，所述高频通常为20kHz或更高频率，在这里被称作开关频率。示例性晶体管235和240均是使用垂直N-沟道金属氧化物半导体(NMOS)场效应晶体管来实现的，但是，本领域的普通技术人员应理解，晶体管235和240可以由任何其他适当的固态开关设备(例如P-沟道金属氧化物场效应晶体管、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、横向N-沟道模式MOS晶体管、双极晶体管、闸流管、栅极关断(GTO)设备等)来实现。

驱动器225以及晶体管235和240形成为一种半桥拓扑，其实施是为了使谐振电路或“储能电路”245为所示出的例子中的光源250供电。为形成半桥拓扑，第一晶体管235的漏极连接到第一节点212，并且第二晶体管240的源极连接到第二节点214。因而，存在于节点212上和第一晶体管235的漏极上的电压是图2b所示的整流电压波形260。晶体管235和240的栅极分别被连接到驱动器225的第一和第二输出，并且晶体管235的源极被连接到晶体管240的漏极，二者还连接到谐振电路245。由于晶体管235以图2b中的高频方波265来切换来自节点212的电压，因此输入252处的结果电压是经图2c所示的线频率调制的高频方波。图2b和2c均示出了周期为两倍线频率的上述“谷”260。

谐振电路245具有略低于晶体管的开关频率的高谐振频率。通常，可用于实际目的的最低频率是18kHz，而上限受其它实际考虑因素所限制，但是可以高达80kHz。谐振电路还被连接到第二节点214和光源250(例如气体放电灯、荧光灯、发光二极管(LED)等)。

具体地，第一输入252被连接到NMOS晶体管235和240的源极和漏极。谐振电路245的第一输出253通过光源250的第一灯丝255而连接到谐振电路245的第二输入254。此外，在图2的例子中，谐振电路245的第二输出256通过光源(例如灯或灯管)250的第二灯丝260而被连接到第二节点214。如下面所详细描述的，谐振电路245可以被视为使灯管的阻抗与电源匹配的耦合设备。谐振电路的功能是存储能量并且选择性地以开关频率向光源250充能和释放能量，所述开关频率大大超过处于线频率的经整流的电流的线频率，从而激发光源250可视地发光。此外，谐振电路245对电源205呈现阻抗，从而限制流入光源250中的电流。储能电路通过使储能电路中的能量循环而增大输入的线电压，并且在灯泡250的端部上呈现交变电压。在本发明中，灯泡被电离，或可以说，在输入电源电压的每个半周期(120Hz)的开始处被点亮。

储能电路呈现可变的输入阻抗。当在节点252处的输入电压刚要上升时(例如图2c的方波270所示)，由于储能电路的高的Q因数(表示无载电路)，因此阻抗较高。当输入电压低时，灯泡还未被电离，并且储能电路具有高的Q因数。当输入电压增大时，灯泡被电离，导致储能电路的Q因数较低，从而允许更多电流流动。这意味着负载上的电流在很大程度上与来自源极的电压同相，这导致镇流器的高功率因数。

图3示出了镇流器电路200可以在连接到电源(例如交流电源等)时实现的示例性过程300。如果电被提供给镇流器，则示例性过程300开始为高频旁路电容器(对应于图2a的电容器215)充电。具体地，旁路电容器对电源的线频率电流(例如60Hz、120Hz等)呈现大的阻抗(框310)。另外，示例性过程300提供能量，以便向用于为驱动器电路供电的调节器供电(框310)。在图3的例子中，示例性过程300通过第一节点将电源(例如电源等)耦合到谐振电路(框315)。作为响应，电源以线频率(60Hz)向谐振电路供给能量，电源供给的能量与在高频(例如约40kHz或任何开关频率)的来自电容器的能量混合(框320)。具体地，在第一晶体管闭合时，旁路电容器通过第一节点以电流的形式提供高频能量。当谐振电路接收线频率能量和高频能量(以电流的形式)时，谐振电路具有正幅值的电压，从而在第一半周期使连接到谐振电路的光源将气体电离，并且从其中发光(框325)。

在从光源发光后，示例性过程300接着将谐振电路耦合到第二节点(框330)。结果，谐振电路具有负幅值的电压，并且能量在储能电路内以及在旁路电容器内循环，从而在第二半周期期间使所连接的光源将气体电离并且发光(框340)。在这个时间内，还从电源向旁路电容器充电。示例性过程300确定电源是否仍然在供电(框345)。如果供电，则示例性过程返回框305。反之，如果未向镇流器供电，则示例性过程结束。在本发明中，在经整流的、未经滤波的DC输入电压处于“谷”的短暂的时间段内不存在电离。该点对应于AC输入线电压的过零点。灯泡未被电离的时间段通常为至少200微秒。然而，这么短的时间段是人眼感知不到的，并且灯泡可以由于灯泡中荧光体的余辉而发光。

在图3的例子中，示例性过程300中的高频能量被存储在旁路电容器中，在操作中旁路电容器不断再循环高频能量。高频电流具有的频率通常在约20到80KHz的范围中。因而，根据示例性过程300，高频能量不断地通过旁路电容器以开关频率再循环，从而防止实质的能量损耗。此外，电源通过低阻抗路径被直接连接到谐振电路，以防止实质的能量损耗。因此，所得到的电路实现了总体上具有高功率因数、高效率和接近理想顶峰的因数的过程。

图4a是可以实现示例性过程300(图3)的示例性电路400的示意图。在图4中，电源205通过线路滤波器401连接到整流器210，线路滤波器401将电源205与镇流器电路的其余部分所产生的噪声(例如电磁干扰等)隔离开。下面会对此作更详细的讨论。更具体地，提供家用电力的电源205的第一端子402通过滤波器405而被连接到二极管403的阳极和二极管404的阴极。二极管403的阴极被连接到第一节点212，并且二极管404的阳极被连接到第二节点214。此外，电源205的第二端子405通过滤波器405而被连接到二极管406的阳极和二极管408的阴极。二极管406的阴极被连接到第一节点212，并且二极管408的阳极被连接到第二节点214。第一节点212和第二节点214通过电容器215连接在一起，电容器215对高频能量呈现低阻抗。

对于23瓦的光源，电容器215的值通常为0.8-1.5μF的聚丙烯电容器，而对于5瓦的光源，电容器215的值为0.22μF。可以根据输出负载而适当地调整该值，但是对于典型的CFL，该值通常是4μF或更低。电容器215的值足够小，以便不影响节点212处的输出的经整流的电压。具体地，该值不应使得节点212处存在的输出电压下降15％或比其在每个半周期的末尾处的整流器输出的峰值电压低。换言之，“谷”底处的电压应当不超过10-18伏。

电压调节器220还连接到第一和第二节点212和214，并且被配置成向驱动器电路提供基本恒定的输出电压。在所示出的例子中，使用通过电阻器412连接到第一节点212的NMOS晶体管410来实现电压调节器220。NMOS晶体管410的漏极通过电阻器414而被连接到其相应栅极。NMOS晶体管410的栅极还通过可选的电阻器421而连接到晶体管416的集电极，晶体管416的基极连接到齐纳二极管418的阳极。电阻器421降低晶体管的增益，从而降低晶体管410中振荡的可能性。齐纳二极管418的阴极被连接到NMOS晶体管410的源极。

另外，晶体管416的基极通过电阻器420而被连接到第二节点214，并且其发射极通过电阻器422而被连接到第二节点214。在图4的例子中，NMOS晶体管410的源极被连接到二极管424的阴极，并且二极管424的阳极通过例如为通常具有10-30μF的值的电容器426(在这里被称作辅助滤波电容器(Housekeeping filter capacitor))的能量存储设备而被连接到第二节点214。如下所述，电容器426在其中存储能量，以辅助向驱动器225提供基本恒定的电压，甚至与调光器的操作相结合。电容器426也被用作“自举充电电容器”，用于协助二极管430为下面要讨论的电容器432充电。因而，电容器426还与驱动器225结合而起作用，但是为了说明的目的，其被示出为调节器220的部件。

在图4a示出的例子中，使用用于选择性地激励晶体管235和240的任何适当的电路来实现驱动器225。图4a的示例性电路中的驱动器225包括例如International Rectifier^TM(国际整流器)2153，该整流器是自振荡半桥驱动器电路428。然而，本领域的普通技术人员应理解，可以实现任何适当的驱动器电路用于执行驱动器225提供的功能(例如555定时器、处理器或包括PWM方波生成器等的其他的适当脉冲的源等)。在其它实施例中，晶体管235和240可以与驱动器电路428集成在一起(例如诸如STMicroelectronics^TM L6574等的集成电路等)。

参照驱动器225，调节器220通过二极管424来提供基本恒定的(即经调节的)电压，二极管424还将电压调节器220与驱动器225隔离。不同的是，二极管424在第一节点212的电压低于电容器426中存储的电压时防止电流从电容器426流到调节器220中。在图4的实施例中，电容器426和二极管424的阴极还被连接到驱动器电路428的供电电压(Vcc)，以向驱动器电路428提供基本恒定的电压。电容器的值可以调整大小，以便能与例如相位控制调光器等的调光器一起操作，调光器可以限制提供给整流器并因此到镇流器的电压。因而，即使调光器在某个时间段通过对到镇流器的输入电压波形进行箝位而对输入电压进行调节，电容器也必须调整大小，以向驱动器提供足够的电力，以允许它继续在最大的调光范围中工作。电容器426和二极管424的阴极还被连接到二极管430的阳极，二极管430的阳极通过相应的阴极连接到驱动器电路428的高端浮动供电电压(V_B)。此外，二极管430的阴极通过电容器432而连接驱动器电路428的高端浮动供电偏置电压(Vs)，该电容器向开关FET 235提供驱动电力。

在图4a所示的实施例中，驱动器电路428的频率是通过选择不同的电阻和电容值来调整的。更具体地，驱动器电路428的管脚3上的振荡定时电容器输入(C_T)通过电容器434而被连接到第二节点214。此外，驱动器电路428的振荡器定时电阻器输入(R_T)通过可调节的电阻器436或阻抗(例如电位计、呈现可变电阻或阻抗的晶体管等)而被连接到驱动器电路428的振荡定时电容器输入(C_T)。在这种结构中，驱动器电路428的开关频率可以通过调整电阻器436的电阻而被可变地控制，电阻器436的电阻通常是在例如制造期间设定的。在其它实施例中，对于电阻器436，可以使用固定的电阻值。

在所示出的例子中，电阻器436的电阻值和电容器434的电容值将驱动器电路428配置成：产生频率在约20到100kHz的范围内的脉冲。具体地，由驱动器电路428交变地产生脉冲，并且通过高端栅极驱动输出(HO)和低端栅极驱动输出(LO)来输出所述脉冲。换句话说，在开关频率的周期的第一个半周期内(即单个周期的时间段的一半)，驱动器电路428的高端栅极驱动输出产生脉冲。在开关频率的周期的第二个半周期内(即周期的低端)，驱动器电路428的低端栅极驱动输出产生脉冲。通常，脉冲之间存在晶体管都未接通的死时间，例如在第一个脉冲结束之后而第二个脉冲开始之前的时间。

在图4a的实施例中，高端栅极驱动输出(HO)还被连接到NMOS晶体管235的栅极，并且管脚5上的低端栅极驱动输出(LO)被连接到NMOS晶体管240的栅极。在其它例子中，驱动器电路428可以通过电阻器而被连接到晶体管235和240的栅极，以阻止例如寄生振荡。如果存在电阻器，则这些电阻器在31欧姆左右。NMOS晶体管235和240也分别通过其源极和漏极而连接到驱动器电路428的高电压浮动供电返回(Vs)。NMOS晶体管235的漏极被连接到第一节点212，并且NMOS晶体管240的源极被连接到第二节点214。

如上所述，NMOS晶体管235的源极和NMOS晶体管240的漏极被连接到用于选择性地在其中存储电荷的谐振或“储能”电路245。在所示出的例子中，谐振电路245包括与电感器444串联的电容器442。电容器442部分起到隔直流电容器的作用。在一些实施例中，根据经验，其值大约是电容器215的值的1/10。然而，可以使用其它比率，但是所述其他比率不能优化功率因数。通常，电容器442的值为从1μF到0.01μF。

电感器444通常是能够处理大的峰值电流的有隙芯电感器(gappedcore inductor)。由于该电感器既处理较低的线频率电流(例如120Hz)又处理较高的开关频率电流(例如20-100kHz)并且必须避免在较低频率的饱和，因此，这个电感器比用于相同功率的典型的现有技术镇流器中的电感器大。这与处理经滤波整流的DC输出电压从而产生具有小波纹的大体上恒定的DC电压的现有技术的镇流器是不同的。因此，储能电路中的现有技术电感器未被设计成传导线频率电流。在图4a中，电感器存储来自低频和高频电流二者的能量。电感器有间隙以便减少在操作期间产生的热量并消除低频电流的峰值电流(在某些实施例中可以是3-4安培)的饱和。间隙的大小取决于芯材的磁导率，并且通常在0.1”到0.3”的范围内，该间隙远大于可在典型的现有技术镇流器中找到的间隙。此外，为处理大电流，所使用的接线通常是“利兹(Litz)”线(也称为绞合线(Litzendrahtwire))，该接线由一定数量的精细的、分别绝缘的铰线制成，所述铰线被特别编织或交织在一起，以降低外皮影响，并且因而对高频电流呈现较低电阻以便降低RF损耗。电感器的等级主要由高频操作来确定，并且可以通过下面的公式来粗略确定大小：30/瓦＝X mH，其中“瓦”表示来自光源的期望输出。电感器的值必须使得该电容器允许电路在所期望的频率范围(18-80kHz)内工作，并且最好高于40kHz，以便满足特定的能量效率标准。因而，根据经验，15瓦的光源通常需要30/15＝2mH的电感器。此外，电感的值根据下面的等式(1)随所需的工作频率而变化。因而，可以使用范围达到结果电感的3倍或上述结果的1/3的各种值，换言之，该范围可以从低至2/3mH到高至6mH。当储能电路的谐振频率增大时，电感器的电感值降低。图10a-c示出典型电感器芯的一部分的尺度，其中，图10a示出了电感器的侧视图1000a，图10b示出了端视图1000b。在图10c中示出了包括“双E”芯1004a、1004b的电感器1002。下列值通常可用于在40kHz达到38瓦的功率输出的范围，其中A＝1”，B＝0.63”，C＝0.25”，D＝0.507”，E＝.74”，F＝0.25”，并且间隙在0.1和0.3”之间。但是可以高至0.5”。本领域的技术人员应认识到，各种形状、接线、材料和结构均是可能的，以便满足电感器的功能性需求。

电感器444通过电容器446而被连接到第二节点214，以在其中存储电荷并且激发光源。此外，电感器确保电流与电源电压同相，从而有利于电路的高功率因数。此外，电感器444通过第一灯丝255而被连接到电容器448。电容器448还通过第二灯丝260连接到第二节点214。电容器448接收电流并且在其中存储电荷，以通过流过灯丝255和260的电流来激发光源。下面的等式1描述了示例性谐振电路245的谐振频率：

等式[1]：

$f_R=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{\frac{L_{444}{C}_{442}(C_{446}+C_{448})}{(C_{442}+C_{446}+C_{448})}}}$

其中f_R是电路的谐振频率，L₄₄₄是电感器444的电感值，C₄₄₂是电容器442的电容值，C₄₄₆是电容器446的电容值，并且C₄₄₈是电容器448的电容值。在所示出的实施例中，电容器446被配置成具有不同的值，使得电容器446具有与电容器448不同的能量潜力。具体地，电容器446提供较大的电压，以允许开启灯250(图2)。电容器446和电容器448的总和影响储能电路的谐振频率。通常，电容器448的值由流过灯丝的期望电流来确定，灯丝具有通常由制造商设定或由具体国家的工业标准主体设定的电阻。电容器215、电容器442和电容器446通常由聚丙烯制成，但是可以由聚酯制成，只要每个电容器均具有低的等效串联电阻(ESR)值即可。由于电解电容器通常具有大的ESR特性，因此，这些电容器通常不是电解电容器。

电路中的部件的值根据灯的输出功率和所期望的谐振频率而变化。下表中示出了在某些实施例中某些部件用于120VAC操作的值：

实施例	输出功率	电容器442	电容器446	电容器448	电感器(通常0.034利兹导线)	频率(kHz)
							1	42W	0.047μF	15nF	8.2nF	.72mH	47
2	32W	0.1μF	37nF	15nF	.901mH	27
							3	15W	0.1μF	12nF	10nF	1.672mH	30

在实施例1和3中，操作是针对CFL灯泡的，而实施例2是针对一对4脚的管状灯泡的。对于实施例1和2，电感器可由Elna线轴部分#CPH-E34/14/9-1S-12PD-Z制成。对于实施例3，电感器可由Elna/Fair-Rite芯#9478375002制成。在上述实施例中，对于15-42瓦的输出功率，可以使用1μF的电容器。

图4a中示出的电路的其它值概括如下：

驱动器428	IR公司IR2153或IR2153D
		晶体管235，240	N FET 250v，0.47欧姆
电容器215	1μF 250v，聚丙烯
		二极管406，403，408，404，424	1A，400v通用二极管，1N4004
二极管430	1A，400v快速二极管，1NF4004
		晶体管416	2N2222
电容器432	1μF 25v，电解
		电容器426	22μF 25v，电解
电阻器412	220欧姆
		电阻器414	1M欧姆

电阻器422，421	1k欧姆
		二极管418	14v，10％，200mW，齐纳
电阻器436	50k电位计
		电容器434	220pF，云母

本领域的技术人员应理解，可以使用其它值或类型的部件。

由于电压调节器电路220的存在，图4a的实施例适于与调光器一起操作。由于节点212上存在的电压是未经滤波的、经整流的AC电压(例如DC)，因此，该电压具有零伏的周期性谷。图4c示出了节点212处存在的典型半周期的经整流的电压波形472。当在节点212处DC电压为零时，电压调节器电路220保证仍然向驱动器电路225提供稳定的DC输出电压。

当与调光器一起工作时，提供给镇流器电路的电压可以不是图4c中的波形472所示的电源。当工作时，调光器通常在某限定的时间段内将一部分波形箝位到零。该时间段部分地通过用户改变调光器中的电位计以影响不同的调光电平来确定。因而，在一种情况下，如图4c所示，时间可以被设定在t1470。结果的电压波形474具有在t1之前的被箝位到零的部分，使得结果波形具有输入到镇流器的电源电压为零的时间段。波形474下面的阴影部分表示提供给镇流器的能量，并且提供给镇流器的能量越少，则光源产生的光越少。

因而，在直到t1的时间段内，电压调节器电路220保证驱动器电路仍然接收到DC工作电压。然而，如果镇流器电路从不与调光器一起使用(或调光器本身从未被使用过)，则类似于474的电压波形不会出现，并且节点212处的电压总是与波形472相似。

在这种情况下，电压调节器电路220可以被简化成图4d所示的实施例。在图4d中，电压调节器电路包括三个部件：电容器426、电阻器485和二极管495。在这个实施例中，电阻器通常具有47k-90k欧姆的值并且，向驱动器电路428提供足够的平均电压。可能有必要使用具有内部齐纳二极管的驱动器电路428的版本，内部齐纳二极管提供过压保护并使用被添加到驱动器电路的调节版本的串联二极管。当节点212处的电压低于所需的Vcc电压时，电容器426放电，从而提供必要电压以驱动所述电路428。二极管495阻止电容器426中的电荷通过电阻器485放电。这个二极管是可选的，这依赖于所期望的灯泡的光激发的速度。然而，在这个实施例中，由于调光器对输入电压的箝位，电容器426可能未被足够快速地充电以在使用调光器时提供必要的电压。然而，尽管不可调光，但这个实施例提供了高功率因数的镇流器，这种整流器可提供许多益处。

结合图示了电路400的操作的图5-9来解释图4a的例子中的操作。如上所述，整流器电路210对通过电源205提供的电流进行整流，从而产生在120Hz的电压波形。图5的示例性波形示出了第一节点212和第二节点214之间的电压差，该电压差由附图标记505表示。如图所见，由于电容器215如前所述对电源205的线频率呈现大的阻抗并且基本不影响节点212和214处的经整流的交变电流(DC)，所以波谷到达零或接近零(小于10-18伏)。因此，节点212处的电压在每个半周期从峰值电压下降到基本上为零伏。电容器215的值不应明显影响整流器的低频输出电压波形。

另外，线路滤波器401被配置成阻止来自电容器215的高频能量回到电源205。线路滤波器401不必存在于实现本发明的商业产品中，但是，当镇流器被设计成为40瓦或更高的荧光灯供电时，通常包括某种形式的滤波器电路。如图4b所示，线路滤波器可以包括其它部件，例如可熔断的链接464和瞬时抑制器466(这些尽管不是滤波所必需的，但仍然可以存在)。滤波器包括跨接于输入干线的电容器462以及与输入干线串联的扼流圈460a和460b。电容器通常为0.1μF，并且每个扼流圈通常为190μH。该线路滤波器使由镇流器产生的高频信号衰减，以使其不被回引到电源。瞬时抑制器被示出为线路滤波器的一部分，而其保护来自电源的瞬时电压尖峰。除了滤波器401，还可以包括电阻器465，该电阻器有效地吸收对于某些应用可利于镇流器的调光的能量。如果存在该电阻，则对于10瓦的CFL，可以使用30欧姆、5瓦的值。

返回图4a，电压调节器220和电阻器414的操作使NMOS晶体管410具有栅极源极电压，并且作为响应，NMOS晶体管410接通以传导电流。在所示的例子中，电阻器412通常将晶体管410配置成在安全工作区中并且在过多的电流流动的情况下工作，其经历失败，从而使晶体管410与节点212分开。最初，齐纳二极管418向晶体管416的基极传导电流，从而通过呈现晶体管410的大阻抗而使得NMOS晶体管410阻断流入第二节点214的电流，晶体管410使电流流向驱动器电路428的管脚1上的栅极驱动供电电压(Vcc)。当电流流向栅极驱动供电电压时，电容器426将电流能量存储为电压，以向驱动器电路428提供基本恒定的电压。结果，驱动器电路428接通，并且通过其相应的输出以由可调节的电阻器436的电阻值和电容器434的电容值确定的频率而产生脉冲。在某些实施例中，可调节的电阻器可以被连接到另一个串联电阻(通常为33k左右)，以避免可调节的电阻器被设置成零(或极低的)电阻而导致可能损坏驱动器集成电路的情况。在其它实施例中，可以在制造期间设置可调节的电阻器，以便调整在谐振电路中的不准确的部件，并且设置晶体管的开关频率。在其它实施例中，可调节的电阻器436可以是固定值的电阻器或依赖于期望工作频率的等效物。

然而，当齐纳二极管418上的电压超过相应的击穿电压(例如大约-14.0伏等)时，齐纳二极管418进入通常被称作“雪崩击穿模式”的模式，并且允许电流从其阴极流向其阳极。作为响应，电流流过电阻器420，并且使晶体管416具有基极-发射极电压(V_BE)，从而接通晶体管416。晶体管416将电流汲到第二节点214，这降低NMOS晶体管410的栅极-源极电压和通过齐纳二极管418的电流。一旦齐纳二极管418中的电流未超过设计的调节器值的输出，则齐纳二极管418恢复到设计值，并且减少流入电阻器420中的电流。换言之，如图6的例子所示，通过降低由附图标记605表示的NMOS晶体管410的源极处的电压，提供给驱动器电路428的电压基本上不超过预定的阈值电压(V_max)。在图4的例子中，选择电阻器422的电阻值，使得减少晶体管416的环路增益，以防止振荡，并且选择电阻器420的电阻值，以阻止泄漏电流经由齐纳二极管418流到晶体管416的基极。

因而，示例性电压调节器220被配置成向驱动器225提供基本恒定的(即经调节的)电压。当经由整流器210提供的经整流的电压降低到预定的阈值电压(V_T)以下时，电压调节器220输出的电压降低。然而，如图6的例子所示，能量存储设备426具有超过最小阈值电压(V_T)的相应电压，并且持续向驱动器电路428提供能量。另外，当节点212处的电压降低到调节器120的电压以下时，二极管424阻止电流从电容器426回流到NMOS晶体管410并阻止电流经由212从不断放电的储能电路回流到电阻器412。

驱动器电路428被配置成产生以远高于线频率的开关频率交替地激励晶体管235和240之一的信号。具体地，在开关频率的单个周期的第一个半周期(或其中一部分)期间，驱动器电路428的高端输出(HO)产生高端脉冲，以导通晶体管235，同时使晶体管240关断。通常，高端脉冲的时长不超过开关频率的一个周期的时间段的一半。当驱动器电路428导通晶体管235时，晶体管235将节点212经由低阻抗路径而耦合到谐振电路245。

图7的例子示出了图4a的镇流器电路400的等效电路700。在这个图示中，经整流的AC电压(例如每个波形是正弦波的一半的时变DC电压波形)被表示成未经滤波的经整流的电源705，电源705产生类似于图5中所示波形的波形。最初，由于晶体管740被关断，由附图标记702表示的电流所表示的能量从电源705和电容器715流入谐振电路中。电流702包括基于(两倍)线频率(2×60Hz＝120Hz)的电流和高频电流(例如20kHz)的电流二者。在图7的例子中，电容器742对低频电流呈现高阻抗，从而使流入电感器744中的线频率电流成形。当电流离开电感器744时，由附图标记704表示的具有高频电流的电流流入电容器746中，电容器746将一部分电流存储为电压。另外，由附图标记706表示的具有线频率电流和高频电流的电流流入灯丝755中，并且一部分电流在电容器748中被存储为电压。当这个过程发生在经整流的AC电压的半周期的开始处时，在灯泡上没有足够的电压来导致电离以及产生光。然而，当节点712处的输入电压增大并且谐振电路中存储的能量也增加时，光源750上的电压快速地增大到足以启动电离的电压点，并且保持在光源750处产生光。当这出现时，作为光源750中线路电流和高频电流的结果，光源750发出通常在视觉上可察觉的光。另外，在所示的例子中由附图标记708表示的线频率电流和一部分高频电流离开谐振电路245并且返回到电源705和电容器715。在开关频率的第一个半周期结束之前，电容器715中存储的能量被释放至其最低水平。由于晶体管在储能电路的谐振频率以上的频率下工作，所以晶体管在零或接近零的电流电平被切换。

在开关频率的时间周期的第二个一半内，驱动器电路428的低端输出(LO)产生低端脉冲，以刚好在晶体管235关断之后导通晶体管240。当驱动器电路428导通晶体管240时，晶体管240将节点214经由低阻抗路径而耦合到谐振电路245。第二脉冲的时长通常小于于开关频率的时间周期的50％(例如小于半周期)。

图8的例子示出了当开关840闭合时的镇流器电路400(图4)的等效电路800。发生了两个同时事件。首先，低频电流807不断地对电容器815充电。注意，在开关835闭合之后电容器815被放电至其最低点。在开关835断开之后，电容器815不再放电，而是通过来自源805的未经滤波的经整流的电压被再充电。第二，当开关840闭合时，没有电流流动并且没有存储在电感器中的能量。一旦开关840闭合，则谐振电路中的电容器放电，从而产生电流。当晶体管840将节点814耦合到谐振电路时流动的电流806a是电流802和804的和(来自电容器846和848中的电荷)。与电容器846和848相比，电容器842基于先前流过其的低频电流(未被灯泡箝位)而存储了额外的电荷。电流806a流过开关840回到806b所示的谐振电路。因而，谐振电路中的能量再循环。同时，电感器和电容器846和848上的电压改变极性，而这导致光源750上的电压经历在之前的开关半周期中出现的电压的负“镜像”。

如上所述，通过接通晶体管840，谐振电路通过低阻抗路径而被连接到第二节点814。作为响应，电容器842、846和848将其中的电压释放为分别由附图标记806a、802和804表示的电流。电流802和804流入电感器844中，并且对电容器842充电作为电压，从而使谐振电路245具有相对于第二节点814的负电压。由于电流离开电容器846和848，光源850被激发以发出可视光。在一延迟后，电容器842放电，从而产生流入节点814中的、由附图标记806表示的电流。在载波频率的第二个半周期的末尾，谐振电路基本上没有存储能量，并且全部能量被存储在电感器中，其中电流流动(如果有的话)非常少。因而，即使在没有电流流过开关时，驱动器电路也不断地驱动开关835和840。

因而，在图7中，当开关735闭合时，由线电压(未经滤波的DC电压)和电容器715中的很少的能量两者给谐振电路加电，这被加入到已经存储在谐振电路中的能量。接着，在图8中，在开关周期的下一个半周期中，开关835断开，而开关840闭合。谐振电路中的电容器放电，从而使灯泡上的电压变成负电压。假定灯泡已被电离，灯泡充当电压调节器，用于限制可存在于其端子上的最大绝对电压。在灯泡的电离期间，电流802大部分是恒定的，并且电流804随AC输入线路电流而变化。应当注意，这个说明是根据处于高频的单个开关周期来进行的，而对于其中来自电源的输入电压可以是较低或较高的电压从而影响电路中各元件的相关电荷、电压和电流的其它开关周期，重复所述过程。

图9所示的电压波形示出了在操作期间跨接于光源的谐振电路中的电压。图9示出了一定数量的半线路周期(120Hz)，其中给定的半周期A906是线频率的一半(例如120Hz或.008秒)。以图9中示出的时间比例，处于开关频率(例如40kHz)的各电压901是难以单独辨识的，因而附图不必按比例绘制。(如果按比例绘制，那么高开关频率的波形会难以辨别)。

时间段A 906中的每个半线路周期示出了类似的图案。在出现在半周期的开始处的时间段B 900中，图7的开关735引入来自经整流的AC线路的能量。然而，由于经整流的AC电压刚好从零伏起增大，因此，引入谐振电路的能量相对较小。此外，旁路电容器715中存储的任何能量同样被加到谐振电路。能量作为电压被存储在谐振电路的电容器中。由于谐振电路中存储的能量的累积，与经整流的AC电压的增加相比，光源上的电压增加得更快。接着，开关735断开，并且在此后不久，图8中描述的开关740闭合。在该点，能量从电容器转换到电感器并且以相反的极性回到电容器，而灯泡上的电压被反转。在图9中的短时间段B 900内，由于灯管未被电离，在无负载的谐振电路中电压快速地增大。在灯管中没有发生电离，并且尽管可能存在某些由灯管中的磷光而产生的持续的光，但是没有发生用以产生光的激活的电离。

这个过程在灯管上增加电压，直到发生电离(20-35伏左右的谐振电路的输入电压)，电离在时间段C 902的开始处发生。灯管充当电压箝位调节器，以保持其上的电压恒定(即电压的幅值或绝对值，而不管它是正值还是负值)，该电压在图9中被示出为平均电离电压电平910。在该半周期的剩余部分的大部分中，这个过程持续，直到至谐振电路的未经滤波的DC输入电压处于不再保持电离的点以下。这示出为时间段D 904。因而，在电离之前，谐振电路中的所有能量被循环，并且在电离之后，谐振电路中的大部分能量被循环(因为一部分被传送到灯泡用于产生光)。

在输入到储能(由晶体管735和740来切换)的经整流的AC的开始、峰和下降电压边缘上，电压是变化的，并且灯泡的恒定电离电压导致要被电容器742和电感器744线性处理的电流的大的变化。与具有经滤波的DC供给的常规镇流器相比，电流中的该变化导致Q值的大的变化。

因而，在半周期开始和半周期结束处存在示出为周期E 908的短时间段，其中在灯管上未发生电离，并且没有由于电离而产生的光。因此，不同于启动灯管中的电离并且在正常操作(例如当向镇流器供电时)期间保持电离的现有技术，本发明在每个半周期或每秒120次启动电离。此外，每隔半个周期存在由于电离停止而没有产生光的时间段。然而，电压过低不能产生电离的时间段是非常短的，并且不会产生人可察觉的状况。

以线频率流入谐振电路中的电流在很大程度上被保持为正弦波，这意味着电流负载在很大程度上与来自电源的处于线频率的电压同相。此外，谐振电路在半周期之间的时间段内不存储任何使低频电流畸变的显著的能量(电感性或电容性)，从而使得谐振电路对电源表现为电阻负载。因而，本电路在操作期间保持高的功率因数。具体地，由于流过谐振电路的电流大体上类似于正弦波，因此所示例子的顶峰因数大约为2的平方根(例如约1.5)，这接近理想的顶峰因数。这与需要专用的功率因数校正电路以得到适当的顶峰因数的现有技术的镇流器形成对比。

另外，由于高频能量通过非电解的旁路电容器不断地再循环，因此，本发明的示例性镇流器电路不需要在常规镇流器中使用的大电解电容器来存储相当量的低频能量。此外，对电源205呈现的阻抗仅通过谐振电路来改变，并且示例性电路400只包含单个电感器。这样，这里描述的实施例相对于电源能够利用单级处理来实现高功率因数(通在.9以上)，而无需包括在常规的功率因数校正电路中找到的部件。另外，由于所述例子不需要大的、高压、低温电解电容器，因此，本发明的镇流器的寿命大大增加。

本发明的其它益处包括在可预测且较宽的范围中有效对光源调光的能力。尽管镇流器自身未提供任何调光并且需要为此与调光器电路交互，但镇流器电路可有效地与在2008年9月5日提交的第12/205,564号美国专利申请中公开的调光器一起使用，根据35U.S.C.§119(e)，该申请要求2008年2月8日提交的标题为“Two-Wire Dimmer Switch forDimmable Fluorescent Lights”的序列号61/006,967的美国临时专利申请的权益，在此通过引用将二者中的每个申请的所有教导合并于此。对电压调节器中的辅助电解电容器的充电是在从调光器的输出产生的电压波形的最开始处进行的，其中调光器消耗当相位控制的调光器接通为镇流器的输入旁路电容器充电时所产生在室内接线中的存储的电感。正好在辅助电容器充电期间的这个时间内，如果输入旁路电容器的电流未被串联调节器所呈现的负载所抑制，这通常导致该电流环绕(ringing)。

尽管这里已描述了某些方法、设备、系统和制造的物品，但是该专利所涵盖的范围不限于此。相反，该专利涵盖在文字上或者在等效原则下清楚地落入所附权利要求书的范围内的所有方法、设备、系统和制造的物品。

Claims (28)

1.一种镇流器电路，包括：

连接到第一节点和第二节点的整流器，该整流器被配置成提供以线频率的两倍而变化的未经滤波的DC电压的输出，所述DC电压是从以所述线频率交变的AC电压电源中整流的，其中所述第一节点被连接到旁路电容器的第一端子，并且所述第二节点被连接到所述旁路电容器的第二端子，所述旁路电容器以超过所述线频率的第一频率存储能量，其中在所述线频率，所述旁路电容器对所述未经滤波的DC电压呈现高阻抗；

连接到所述第一节点的第一开关，所述第一开关能够选择性地将所述第一节点耦合到谐振电路，所述谐振电路具有谐振频率并且被配置成连接到光源，其中所述谐振电路在所述第一频率的周期的第一部分期间存储能量；

第二开关，所述第二开关能够选择性地将所述谐振电路连接到所述第二节点，所述第二开关使在所述谐振电路中存储的所有或一部分能量在所述第一频率的周期的第二部分期间再循环到所述谐振电路中。

2.如权利要求1所述的镇流器电路，其中，所述旁路电容器的值使得所述未经滤波的DC电压在所述线频率的每个半周期下降到小于18伏。

3.如权利要求1所述的镇流器电路，其中，所述旁路电容器在所述线频率的每个半周期被放电。

4.如权利要求1所述的镇流器电路，还包括：以高于所述第一频率的开关频率交替地驱动所述第一和第二开关之一的驱动器电路。

5.如权利要求1所述的镇流器电路，其中，所述谐振电路包括：

第一电容器，所述第一电容器具有连接到所述第一和第二开关的第一端子；

电感器，所述电感器具有连接到所述第一电容器的第二端子的第一端子，其中，所述电感器的值允许所述线频率的未经滤波的直流电流以及所述第一频率的第二电流同时流过所述电感器而不使所述电感器饱和；

第二电容器，所述第二电容器具有连接到所述电感器的第二端子的第一端子，该电容器的第二端子连接到所述第二节点；以及

第三电容器，所述第三电容器具有第一端子和第二端子，该第一端子和该第二端子被配置成连接到所述光源的第一和第二灯丝。

6.如权利要求5所述的镇流器电路，其中，所述旁路电容器的值被选择成使得所述光源在所述线频率的每个半周期点亮。

7.如权利要求5所述的镇流器电路，其中，被配置成连接到所述光源的谐振电路被连接到所述光源，其中，所述电感器和所述第一电容器能够同时限制提供给所述光源的第二电流以及所述线频率的未经滤波的DC电流的流动。

8.如权利要求1所述的镇流器电路，其中，被配置成连接到所述光源的谐振电路被连接到所述光源，其中，所述整流器的第一端子在所述第一频率的第一部分期间通过谐振网络而被连接到所述光源，而所述整流器的第二端子在所述第一频率的第二部分期间通过谐振网络而被连接到所述光源，其中，所述光源在某个时间段以与所述线频率的周期的两倍对应的速率而周期性地不被电离。

9.如权利要求1所述的镇流器电路，其中，被配置成连接到所述光源的谐振电路连接到所述光源，并且其中，所述光源在所述AC电压跨越零伏时不被电离。

10.如权利要求2所述的镇流器电路，其中，所述电容器包括聚丙烯电容器，当家用电力是120v时，该聚丙烯电容器的电容值相对于每瓦要被连接到所述谐振电路的光源的电力在25-100纳法的范围内。

11.如权利要求10所述的镇流器电路，其中，所述第二电容器是具有从0.01μF到1μF的值的聚丙烯电容器。

12.如权利要求1所述的镇流器电路，其中，所述镇流器与荧光灯泡集成在一起，以形成紧凑型荧光灯。

13.如权利要求1所述的镇流器电路，其中，所述谐振电路被配置成连接到管状荧光灯泡。

14.如权利要求1所述的镇流器电路，其中，所述谐振电路被配置成将所述光源的阻抗与未经滤波的经整流的DC电压源的输出相匹配。

15.如权利要求1所述的镇流器电路，还包括：

电压调节器电路，该电压调节器电路被配置成向用于驱动所述第一开关和所述第二开关的驱动器电路提供经调节的DC输入电压，其中，所述电压调节器电路被配置成：在来自所述电源的所述AC电压由调光器处理时向所述驱动器提供所述经调节的DC输入电压。

16.一种为镇流器电路供电的方法，包括：

在连接到全波桥式整流器的输出的非电解旁路电容器中充电，其中，所述旁路电容器的值使得所述旁路电容器在线频率的每个半周期被放电；

在所述旁路电容器中存储能量，以随后从所述旁路电容器产生高频电流，所述旁路电容器连接到第一节点和第二节点；

在第一时间段，选择性地将所述旁路电容器经由所述第一节点耦合到谐振电路，其中，将所述谐振电路耦合到所述第一节点导致在光源处的电压，其中，在所述光源处的所述电压是来自全波桥式整流器的以所述线频率输出的第一电流、来自所述旁路电容器的高频电流以及在所述谐振电路中存在的第二电流的组合的结果；以及

在第二时间段，选择性地将所述谐振电路耦合到所述第二节点，其中，耦合所述第二节点在所述光源处的谐振电路中产生负电压，并且允许来自所述全波桥式整流器的能量被存储在所述旁路电容器中。

17.如权利要求16所述的方法，其中，选择性地将所述旁路电容器经由所述第一节点耦合到谐振电路的步骤包括：将所述谐振电路耦合到整流器的第一端子，其中，所述整流器生成未经滤波的DC电压，所述未经滤波的DC电压具有在所述线频率的两倍的经整流的正弦波形。

18.如权利要求17所述的方法，其中，当所述整流器的输入处的AC电压跨越零电压点时，所述光源处的所述电压不足以使灯泡电离。

19.如权利要求17所述的方法，还包括以下步骤：

调节连接到用于驱动所述第一开关和所述第二开关的驱动器电路的可变电阻器，以改变所述第一时间段和所述第二时间段。

20.一种镇流器电路，包括：

全波桥，所述全波桥被配置成接收线频率的AC电压，所述全波桥具有第一节点和第二节点，所述全波桥被配置成在所述第一节点处提供具有经整流的AC电压波形的未经滤波的DC电压，所述全波桥被配置成提供所述线频率的第一电流；

旁路电容器，所述旁路电容器包括具有小于3μF的值的非电解电容器，所述旁路电容器具有连接到所述第一节点的第一端子和连接到所述第二节点的第二端子，所述旁路电容器被配置成提供高频的第二电流；

驱动器电路，所述驱动器电路被配置成周期性产生第一驱动信号和第二驱动信号；

第一固态开关，所述第一固态开关被连接以接收所述第一驱动信号，所述第一固态开关具有连接到所述第一节点的第一端子和连接到第三节点的第二端子，所述第一固态开关被配置成在被所述第一驱动信号驱动时将所述第一节点连接到所述第三节点，从而向所述第三节点提供所述第一电流和所述第二电流；

第二固态开关，所述第二固态开关被连接以接收所述第二驱动信号，所述第二固态开关具有连接到所述第三节点的第一端子和连接到所述第二节点的第二端子；以及

谐振电路，所述谐振电路包括第一电容器、电感器、第二电容器和第三电容器，其中：

所述第一电容器具有连接到所述第三节点的第一端子，所述第一电容器具有小于0.2μF的值；

所述电感器具有连接到所述第一电容器的第二端子的第一端子，并且具有连接到所述第二电容器的第一端子的第二端子，

所述第二电容器具有连接到所述第二节点的第二端子，

所述电感器的第二端子被配置成经由气体放电灯的第一灯丝的第一灯丝端子而连接到所述第三电容器的第一端子，

具有第二端子的所述第三电容器被配置成连接到所述气体放电灯的第一灯丝的第二灯丝端子，

其中，所述第三电容器被配置成连接到所述气体放电灯的第二灯丝的第一灯丝端子，并且所述第二节点被配置成连接到所述气体放电灯的第二灯丝的第二灯丝端子，以及

其中，所述电感器被调整大小，使得所述电感器在峰值电流流过所述电感器期间不饱和，当整流器的输出处于其最高输出电压时所述峰值电流包括所述第一电流和所述第二电流。

21.如权利要求20所述的镇流器电路，还包括：

辅助供给电路，所述辅助供给电路被连接以接收在所述第一节点处的所述未经滤波的DC电压，所述辅助供给电路被配置成向所述驱动器电路提供输入电力。

22.如权利要求21所述的镇流器电路，其中，所述辅助供给电路包括：

电阻器，该电阻器具有第二端子以及连接到所述第一节点的第一端子；及

辅助滤波电容器，该辅助滤波电容器具有连接到所述电阻器的所述第二端子的第一端子和连接到所述第二节点的第二端子，其中该第一端子向所述驱动器电路提供输入电力。

23.如权利要求21所述的镇流器电路，其中，所述辅助电路包括：

第一电阻器，该第一电阻器具有第二端子及连接到所述第一节点的第一端子；

第一晶体管，该第一晶体管具有第一端子和第二端子，该第一端子连接到所述第一电阻器的第二端子，所述第一晶体管的所述第二端子连接到第四节点；

二极管，该二极管具有连接到用于提供经调节的输出电压的第四节点的阳极和连接到第四电容器的第一端子的阴极，所述第四电容器具有连接到所述第二节点的第二端子；以及

齐纳二极管，该齐纳二极管具有连接到所述第四节点的阴极和经由第二电阻器连接所述第二节点的阳极。

24.如权利要求21所述的镇流器电路，还包括：

所述气体放电灯，其中，所述气体放电灯包括荧光灯。

25.如权利要求21所述的镇流器电路，其中，所述镇流器被配置成与包括至少一个管状荧光灯的所述气体放电灯一起工作。

26.如权利要求21所述的镇流器电路，其中，对于输出额定在小于42瓦的灯，所述电感器的值在0.23和2.1mH之间。

27.如权利要求24所述的镇流器电路，其中，所述气体放电灯在每个半周期期间周期性地不被电离。

28.一种操作镇流器以使荧光灯泡发光的方法，包括以下步骤：

由第一固态开关选择性地以开关频率切换线频率的经整流的AC电压，从而向谐振电路提供多个经切换的DC电压；

由所述谐振电路向所述荧光灯泡产生多个交变的灯泡电压，其中：

在所述荧光灯泡未被电离的第一时间段，所述多个交变的灯泡电压的第一部分增大电压的幅值，

在第二时间段，由于发生在所述荧光灯泡中的电离，所述多个交变的灯泡电压的第二部分保持电压的幅值的恒定，

在所述荧光灯泡未被电离的第三时间段，所述多个交变的灯泡电压的第三部分降低电压的幅值，以及

其中，所述第一时间段、所述第二时间段和所述第三时间段发生在所述线频率的半周期期间。

Images