CN101552564B - 功率因数校正转换器的切换控制器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种功率因数校正转换器的切换控制器。此切换控制器包括切换控制电路、电流命令电路、可编程反馈电路、调制器、过电压检测电路以及轻载检测电路。切换控制器能够依据PFC转换器的负载条件调节PFC转换器的体电压于不同的电平上。在体电压从第一电平下降到第二电平的瞬间，加速电流消弭了体电压的第一电压下冲。在体电压从第二电平开始朝第一电平增加的瞬间，令电压回路误差信号最大化以消弭体电压的第二电压下冲。

Description

功率因数校正转换器的切换控制器

技术领域

本发明涉及一种功率因数校正(power factor correction，PFC)转换器，特别是涉及一种PFC转换器的切换控制器。 

背景技术

图1是现有的PFC转换器的电路示意图。桥式整流器(bridge rectifier)10将线电压V_AC整流为输入电压V_DC。输入电压V_DC被供应到电感器(inductor)20。低通滤波器(low-pass filter)80接收输入电压V_DC以生成有效线电压(line-effective voltage)V_RMS。整流器30连接在电感器20以及PFC转换器的输出端之间。体电容器(bulk capacitor)40连接在PFC转换器的输出端与接地参考之间，以提供体电压(bulk voltage)V_BULK。体电压V_BULK是高于输入电压V_DC的升压。体电压V_BULK被用于提供电源给PFC转换器的负载，例如脉宽调制电路60。功率切换(power switch)70连接至电感器20与整流器30的结合点，功率切换70执行能量切换以校正PFC转换器的线电流以及调节体电压V_BULK。由串联的电阻器51和52组成的分压器(voltagedivider)50连接在PFC转换器的输出端以及接地参考之间。 

切换控制器(switching controller)100具有线电压端RMS、线电流端IAC、电流感测端IS、补偿端EA、反馈端FB以及输出端OUT。低通滤波器80接收输入电压V_DC并提供有效线电压V_RMS给线电压端RMS。线电流端IAC经由线电阻器12连接至桥式整流器10，以接收线参考电流(line-referencecurrent)I_AC。感测电阻器11连接至桥式整流器10。电流感测端IS连接至感测电阻器11以及桥式整流器10的结合点以获得感测电压-V_S。感测电压-V_S表示PFC转换器的整体系统电流I_S。补偿电容器45连接至补偿端EA用以频 率补偿。经由补偿电容器45以获得电压回路误差信号(voltage-loop errorsignal)V_EA。反馈端FB从电阻器51和电阻器52的结合点接收反馈电压V_FB。切换控制器100依据反馈电压V_FB、有效线电压V_RMS、线参考电流I_AC以及感测电压-V_S在输出端OUT生成切换信号V_G。 

图2是现有的PFC转换器的切换控制器100a的电路示意图。切换控制器100a包括电流命令电路(current-command circuit)、切换控制电路、可编程反馈电路(programmable feedback circuit)、轻载检测器(light-load detector)300以及过电压比较器(over-voltage comparator)310。电流命令电路包括平方电路(square circuit)305、乘除器(multiplier-divider)320、电阻器330、加法器340以及电流回路误差放大器(current-loop error amplifier)350。平方电路305的输入端连接至线电压端RMS，用以接收有效线电压V_RMS。乘除器320包括连接至线电流端IAC的第一乘法器输入端，用以接收线参考电流I_AC；第二乘法器输入端，用以接收电压回路误差信号V_EA；以及连接至平方电路305的输出端的除法器输入端，用以接收平方的有效线电压V_RMS ²。 

乘除器320生成电流命令信号I_CMD，如下列方程式(1)表示： 

$I_{\mathrm{CMD}}\∝k\×\left(\frac{I_{\mathrm{AC}}\×V_{\mathrm{EA}}}{{V_{\mathrm{RMS}}}^2}\right)------------\left(1\right)$

其中k是常数，I_AC是线参考电流，V_EA是电压回路误差信号，V_RMS是有效线电压。 

加法器340生成命令信号V_X，如下列方程式(2)表示： 

V_X＝I_CMD×R₃₃₀+(-V_S)------------------------------(2) 

其中I_CMD是电流命令信号，R₃₃₀是电阻器330的电阻值，-V_S是表示PFC转换器的整体系统电流I_S的感测电压。电流回路误差放大器350放大命令信号V_X以生成电流回路误差信号V_IEA。 

现有的切换控制器100a的切换控制电路包括振荡器110、反相器150、触发器(flip-flop)155、与门(AND gate)160以及比较器250。振荡器110生成脉冲信号PLS以及斜坡信号RMP。脉冲信号PLS经由反相器150提供 时脉到触发器155的时钟端以启用(enable)切换信号V_G。比较器250比较电流回路误差信号V_IEA以及斜坡信号RMP。一旦斜坡信号RMP高于电流回路误差信号V_IEA，则经由触发器155以及与门160来禁用切换信号V_G。 

在现有的PFC转换器中，例如，当输入电压V_DC是90VDC时，不管PFC转换器的负载条件，体电压V_BULK被升压至380VDC。当负载下降至轻负载条件时，所述现有的PFC转换器的体电压V_BULK保持在380VDC，例如第一电平。由于有效供应负载的体电压V_BULK的电平仅需300VDC，例如第二电平，因此这降低了转换效率。从而多余的功率消耗将浪费在功率切换70的切换损耗以及整流器30的功率损耗上。 

为了避免多余的功率消耗以及获得更高效率的PFC转换器，采用现有的切换控制器100a的可编程反馈电路依据PFC转换器的负载条件调节体电压V_BULK于第一电平与第二电平之间。可编程反馈电路包括电流源260、开关261、电压回路误差放大器200。电源电压V_CC供应到电流源260。开关261连接在电流源260以及电压回路误差放大器200的负输入端之间。电压回路误差放大器200的负输入端连接到现有的切换控制器100a的反馈端FB以及分压器50。反馈阈值V_R供应到电压回路误差放大器200的正输入端。电压回路误差放大器200的输出端连接到补偿端EA。 

现有的切换控制器100a还包括轻载检测器300，用以接收电压回路误差信号V_EA以及脉冲信号PLS以生成功率节约信号(power-saving signal)S_E。轻载检测器300具有迟滞特性(hysteresis characteristic)，此迟滞特性具有上阈值(upper threshold)V_TH(H)以及下阈值(lower threshold)V_TH(L)。一旦电压回路误差信号V_EA小于下阈值V_TH(L)，则代表检测到负载的轻负载条件。当轻载检测器300检测到轻负载条件时，启用功率节约信号S_E。通过功率节约信号S_E控制开关261。在一般/重负载条件下，禁用功率节约信号S_E并依据电压回路误差信号V_EA调节体电压V_BULK至第一电平V_BULK1(如图3所示)。当轻载检测器300检测到轻负载条件时，启用功率节约信号S_E以接通(turn on)开关261。电流源260提供编程电流(programming current)I_Q给分压器50。电压回路误差放大器200的负输入端上增加的反馈电压V_FB将体电压V_BULK从第一电平V_BULK1调节到第二电平V_BULK2(如图3所示)。当负载增加到一般/重负载条件时，禁用功率节约信号S_E以断开(turn off)开关261，令编程电流I_Q终止。从而降低电压回路误差放大器200的负输入端的反馈电压V_FB以将体电压V_BULK从第二电平V_BULK2再次调节到第一电平V_BULK1(如图3所示)。 

然而，如图3中的虚线圆圈W和X所示，产生了电压下冲(voltageundershooting)。在体电压V_BULK从第一电平V_BULK1下降到第二电平V_BULK2的瞬间产生第一电压下冲(如虚线圆圈W中所示)。在体电压V_BULK从第二电平V_BULK2开始朝第一电平V_BULK1增加的瞬间产生第二电压下冲(如虚线圆圈X中所示)。 

请同时参看图2和图3，第一电压下冲(如虚线圆圈W中所示)的形成解释如下。当PFC的输出端的负载减小时，切换控制器100a的反馈端FB上的反馈电压V_FB根据体电压V_BULK的增加而增加。因为反馈电压V_FB被供应到电压回路误差放大器200的负输入端，由电压回路误差放大器200所生成的电压回路误差信号V_EA与反馈电V_FB成反比例。当电压回路误差信号V_EA低于下阈值V_TH(L)时，启用功率节约信号S_E以接通开关261。如图1所示，编程电流I_Q流向分压器50。这进一步增加了反馈电压V_FB。当反馈电压V_FB超过反馈阈值V_R时，电压回路误差信号V_EA从下阈值V_TH(L)下降到零。当反馈电压V_FB超过过电压阈值V_OVP时，过电压比较器310生成过电压信号S_OV以经由与门160禁用切换信号V_G。输入电压V_DC的波形将从全波整流波形变成直流波形。如期间T₁所示，输入电压V_DC经由图1中的低通滤波器80的RC网络，将有效线电压V_RMS充电达到其最大电平V_RMS(MAX)。 

因为切换信号V_G被禁用，所以体电压V_BULK从第一电平V_BULK1线性下降。反馈电压V_FB随着体电压V_BULK的下降而线性下降。当反馈电压V_FB下 降到约反馈阈值V_R时，电压回路误差放大器200的输出电流经由补偿端EA开始对补偿电容器45充电。如期间T₂所示，电压回路误差信号V_EA因充电而往上升，其上升斜率由电压回路误差放大器200的输出电流以及补偿电容器45的电容值来决定。请参看上述的方程式(1)，此时过大的有效线电压V_RMS以及电压回路误差信号V_EA缓慢的响应，使得电流命令信号I_CMD的幅度相对较小。小的电流命令信号I_CMD使得输入电流I_DC减小。这导致了不足以将体电压V_BULK保持在第二电平V_BULK2的能量传送。如虚线圆圈W所示，从而产生了第一电压下冲。 

除了第一电压下冲之外，下面将讨论体电压V_BULK的错误操作。正常情况下，电压回路误差信号V_EA因充电往上升且应在达到下阈值时停止。然而，请继续参看方程式(1)，现有的切换控制器100a的电流回路为了保持电流命令信号I_CMD为常数，如期间T₃所示，将继续增加电压回路误差信号V_EA直到其达到上阈值V_TH(H)。 

当电压回路误差信号V_EA超过上阈值V_TH(H)时，功率节约信号S_E被禁用以终止编程电流I_Q。如粗体虚线波形所示，反馈电压V_FB被大幅下拉(pulldown)，从而错误地拉升(pull up)了体电压V_BULK。 

接下来解释第二电压下冲(如虚线圆圈X中所示)的形成。如期间T₄所示，当PFC转换器的负载增加时，电压回路误差信号V_EA将根据负载的增加而逐渐增加。当电压回路误差信号V_EA超过上阈值V_TH(H)时，禁用功率节约信号S_E以断开开关261。因而终止编程电流I_Q，从而令反馈电压V_FB下降到电压电平V_R0.反馈阈值V_R以及电压电平V_R0分别如下的方程式(3)和方程式(4)来表示： 

$V_R=I_Q\×\left(\frac{R_{51}\×R_{52}}{R_{51}+R_{52}}\right)+V_{\mathrm{BULK}}\×\left(\frac{R_{52}}{R_{51}+R_{52}}\right)-----------\left(3\right)$

$V_{R0}=V_R-\mathrm{\ΔV}=V_R-[I_Q\×\left(\frac{R_{51}\×R_{52}}{R_{51}+R_{52}}\right)]-----------\left(4\right)$

其中I_Q是编程电流，R₅₁和R₅₂分别是电阻器51和电阻器52的电阻值，以及ΔV是反馈阈值V_R与电压电平V_R0之间的差值。 

如期间T₅所示，电压回路误差信号V_EA继续因充电而上升至其最大值V_EA(MAX)，此最大值V_EA(MAX)为令电流命令信号I_CMD最大化藉以拉升体电压V_BULK而不会产生电压下冲。由于受限于电压误差信号V_EA的缓慢响应，所以当PFC转换器的负载从PFC转换器抽取电源时，如虚线圆圈X中所示，产生了第二电压下冲。 

PFC转换器的体电压的电压下冲导致了诸如脉宽调制电路60之类的负载所需要的电源供应不足。这可能导致脉宽调制电路60的过低输入电压条件(brownout condition)。尽管上述的现有技术解决了PFC转换器的轻负载条件下的多余的功率消耗问题，但是其却无法克服电压下冲问题。 

因此，需要提供一种PFC转换器，其不仅能够根据不同的负载条件调节体电压，而且能够平滑地调节体电压而不会产生电压下冲。 

发明内容

本发明提供了一种PFC转换器的切换控制器。此切换控制器包括切换控制电路、电流命令电路、可编程反馈电路、调制器、过电压检测电路以及轻载检测电路；所述电流命令电路包括第一箝位电路，其中所述第一箝位电路包括串联的第一开关以及第一箝位装置。切换控制电路生成切换信号。电流命令电路接收有效线电压、线参考电流以及电压回路误差信号，以提供电流回路误差信号给切换控制电路。轻载检测电路连接至切换控制电路以及调制器，用于通过检测电压回路误差信号生成功率节约信号，其中当启用所述功率节约信号时，所述有效线电压被所述第一箝位装置箝位在第一箝位电压。可编程反馈电路连接至轻载检测电路以根据PFC转换器的轻负载而生成编程电流。调制器连接至轻载检测电路以生成电压回路误差信号。过电压检测电路连接至可编程反馈电路以及调制器，以调制电压回路误差信号。 

根据本发明的一目的，依据负载条件调节PFC转换器的体电压于不同电平上。 

根据本发明的另一目的，在体电压从第一电平下降达到第二电平的瞬间，采用加速电流(turbo current)来弭除PFC转换器的体电压的第一电压下冲。 

根据本发明的又一个目的，利用有效线电压以及电压回路误差信号以避免PFC转换器的体电压的错误操作。 

根据本发明的又一个目的，在体电压从第二电平朝第一电平增加的瞬间，令电压回路误差信号最大化以弭除PFC转换器的体电压的第二电压下冲。 

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，并可依照说明书的内容予以实施，以下以本发明的较佳实施例并配合附图详细说明如后。 

附图说明

图1为现有的PFC转换器的电路示意图。 

图2为现有的PFC转换器的切换控制器的电路示意图。 

图3为现有的PFC转换器的切换控制器的主要波形图。 

图4为本发明实施例的PFC转换器的切换控制器的电路示意图。 

图5为本发明实施例的PFC转换器的切换控制器的主要波形图。 

图6为本发明实施例的切换控制器的轻载检测器的电路图。 

图7为本发明实施例的切换控制器的单击电路(one shot circuit)的电路图。 

具体实施方式

下面将以本发明的较佳实施例并配合附图详细说明本发明，但这些实施例并非用于限定本发明。说明书中的具有相似或者相同功能的组件将用相同的数字来表示。 

图4为本发明实施例的PFC转换器的切换控制器的电路示意图，即本发明根据图1中的PFC转换器的切换控制器100b的实施例。切换控制器100b包括切换控制电路、电流命令电路、可编程反馈电路、调制器、过电压检测 电路、轻载检测电路、线电压端RMS、线电流端IAC、电流感测端IS、补偿端EA、反馈端FB以及输出端OUT。 

如图4所示，电流命令电路包括平方电路305、乘除器320、电阻器330、加法器340、电流回路误差放大器350以及第一箝位电路(clamping circuit)。平方电路305的输入端连接至线电压端RMS，用以接收有效线电压V_RMS。第一箝位电路包括开关302以及箝位装置，此箝位装置如齐纳二极管(zenerdiode)301，此齐纳二极管具有反相击穿电压(reverse breakdown voltage)V_Z1，开关302与齐纳二极管301串联在线电压端RMS以及接地参考之间。乘除器320包括连接至线电流端IAC的第一乘法器输入端，用以接收线参考电流I_AC；第二乘法器输入端，用以接收电压回路误差信号V_EA；以及连接至平方电路305的输出端的除法器输入端，用以接收平方的有效线电压V_RMS ²。乘除器320生成电流命令信号I_CMD。加法器340的第一输入端接收由电阻器330转换电流命令信号I_CMD后的电压。加法器340的第二输入端在电流感测端IS接收感测电压-V_S。在加法器340的输出端生成的命令信号V_X被供应到电流回路误差放大器350的正输入端。电流回路误差放大器350的负输入端连接到接地参考。电流回路误差放大器350放大命令信号V_X以在其输出端生成电流回路误差信号V_IEA。 

切换控制电路包括振荡器110、反相器150、触发器155、与门(AND gate)160以及比较器250。振荡器110生成脉冲信号PLS以及斜坡信号RMP。脉冲信号PLS经由反相器150供应到触发器155的时钟端以启用(enable)切换信号V_G。比较器250比较电流回路误差信号V_IEA以及斜坡信号RMP。如果斜坡信号RMP高于电流回路误差信号V_IEA，则经由触发器155以及与门160来禁用切换信号V_G。 

可编程反馈电路包括电流源260、开关261、电压回路误差放大器200。电源电压V_CC供应到电流源260。开关261连接在电流源260以及电压回路误差放大器200的负输入端之间。电压回路误差放大器200的负输入端连接 到切换控制器100b的反馈端FB以及图1中的分压器50。反馈阈值V_R供应到电压回路误差放大器200的正输入端。电压回路误差放大器200的输出端连接到补偿端EA以生成误差信号V_EA。 

调制器包括开关230、开关370、加法器220以及第二箝位电路。第二箝位电路包括开关380以及另一箝位装置，如具有反相击穿电压V_Z2齐纳二极管390。加速电流I_TB被供应到开关370的第一端。开关370的第二端连接到电压回路误差放大器200的输出端、补偿端EA以及加法器220的第一输入端。加法器220的输出端生成电压回路误差信号V_VEA。最大电压回路误差信号V_VEA(MAX)被供应到开关230的第一端。最大电压回路误差信号V_VEA(MAX)可最大化电流命令信号I_CMD藉以拉升体电压V_BULK而不会产生电压下冲。开关230的第二端连接到加法器220的第二输入端。开关380以及齐纳二极管390串联在加法器220的输出端以及接地参考之间。 

轻载检测电路包括轻载检测器300、反相器360以及单击电路270。轻载检测器300接收电压回路误差信号V_EA以及脉冲信号PLS以生成功率节约信号S_E。功率节约信号S_E控制可编程反馈电路的开关261以及第一箝位电路的开关302。具有迟滞特性(hysteresis characteristic)的轻载检测器300具有上阈值V_TH(H)以及下阈值V_TH(L)。一旦电压回路误差信号V_VEA低于下阈值V_TH(L)，则检测出轻负载条件。当轻载检测器300检测到轻负载条件时，则启用功率节约信号S_E。单击电路270经由反相器360接收功率节约信号S_E以控制调制器的开关230。 

过电压检测电路包括比较器311、反相器151以及与门210。比较器311的正输入端连接到反馈端FB以从分压器50接收反馈信号V_FB。过电压阈值V_OVP被供应到比较器311的负输入端。比较器311的输出端连接到与门210的输入端。当反馈电压V_FB超过过电压阈值V_OVP时，比较器311经由反相器151生成过电压信号S_OV，以经由与门160来禁用切换信号V_G。功率节约信号S_E被供应到与门210的另一输入端。与门210的输出端被连接以控制调制 器的开关370和380。 

下面将介绍本发明如何克服现有技术中的在体电压V_BULK从第一电平V_BULK1下降达到第二电平V_BULK2的瞬间所产生的第一电压下冲(如图3中的虚线圆圈W所示)。当PFC转换器处于一般/重负载条件下时，体电压V_BULK被调节在第一电平V_BULK1。当PFC转换器的输出端的负载减小时，因为反馈电压V_FB被供应到电压回路误差放大器200的负输入端，所以在电压回路误差放大器200的输出端生成的误差信号V_EA也将下降。当开关230被断开时，电压回路误差信号V_VEA等于误差信号V_EA。 

一旦电压回路误差信号V_VEA小于下阈值V_TH(L)，则启用功率节约信号S_E以接通开关261。开关302被接通，从而有效线电压V_RMS被箝位在齐纳二极管301的反相击穿电压V_Z1。编程电流I_Q流向图1中的分压器50，令反馈电压V_FB大幅增加。当反馈电压V_FB超过电压阈值V_OVP，则比较器311与功率节约信号S_E将令与门210的输出端生成逻辑高电平。此时开关370和380被同时接通。当开关370接通时，加速电流I_TB与电压回路误差放大器200的输出电流相加并经由补偿端EA来对补偿电容器45充电。如期间T₆所示，电压回路误差信号V_VEA继续爬升直到被齐纳二极管390箝位在其反相击穿电压V_Z2。下阈值V_TH(L)的值被预定为齐纳二极管390的反相击穿电压V_Z2。相较于现有技术，改进后的本发明提前将电压回路误差信号V_VEA充电至下阈值V_TH(L)的值。此时，因为有效线电压V_RMS正被箝位在齐纳二极管301的反相击穿电压V_Z1，增加了电流命令信号I_CMD。因而立刻拉升了体电压V_BULK(如图5中的虚线圆圈Y中所示)，成功地避免了体电压V_BULK的第一电压下冲。 

下面将继续介绍本发明如何克服现有技术中的在体电压V_BULK从第二电平V_BULK2开始朝第一电平V_BULK1增加的瞬间而产生第二电压下冲(如图3中的虚线圆圈X中所示)。如期间T₇所示，当PFC转换器的负载增加时，电压回路误差信号V_VEA将根据负载的增加而逐渐增加。当电压回路误差信号V_EA超过上阈值V_TH(H)时，禁用功率节约信号S_E以断开开关261。令编程电流 I_Q终止，从而反馈电压V_FB下降到电压电平V_R0。当功率节约信号S_E被禁用时，则单击电路270生成短逻辑高脉冲(short logic-high pulse)以接通开关230。开关230将最大电压误差信号V_VEA(MAX)传导至加法器220的第二输入端。此立刻将电压回路误差信号V_VEA从上阈值V_TH(H)的电平拉升到最大电压回路误差信号V_VEA(MAX)的值。电流命令信号I_CMD随即被最大化，使得输入电流I_DC也随着增加。体电压V_BULK被拉升(如图5中的虚线圆圈Z中所示)，以成功地避免了现有技术中的第二电压下冲。 

图6为本发明实施例的切换控制器100b的轻载检测器300的电路图。轻载检测器300包括迟滞比较器(hysteresis comparator)391和延迟电路351。在本发明的一个实施例中，通过多个串接的触发器306-308以形成延迟电路351，以提供延迟期间。迟滞比较器391比较电压回路误差信号V_VEA以及其迟滞参考，此迟滞参考是轻载检测电路的上阈值V_TH(H)以及下阈值V_TH(L)。当电压回路误差信号V_VEA小于下阈值V_TH(L)时，代表了轻负载条件，迟滞比较器391即启用延迟电路351。在延迟电路351的延迟期间之后，触发器308生成功率节约信号S_E。只有在PFC转换器的轻负载条件维持的时间大于延迟电路351的延迟期间的情况下，才会启用功率节约信号S_E。 

图7为本发明实施例的切换控制器的单击电路270的电路图。单击电路270包括反相器91、反相器94、电流源90、晶体管92、电容器93以及与门95。单击电路270的输入端IN经由反相器91连接到晶体管92的栅极。单击电路270的输入端IN也连接到与门95的输入端。电流源90连接在电源电压V_CC以及晶体管92的漏极之间。晶体管92的源极连接到接地参考。电容器93连接在晶体管92的漏极与接地参考之间。反相器94连接在晶体管92的漏极以及与门95的另一输入端之间。与门95的输出端连接到单击电路270的输出端OUT。当单击电路270的输入端IN变成逻辑高电平时，单击电路270的输出端OUT将生成短逻辑高脉冲，此短逻辑高脉冲的脉冲宽度由电流源90的电流振幅以及电容器90的电容值来决定。 

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的结构及技术内容作出些许的更动或修饰为等同变化的等效实施例，但是凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。 

Claims (14)

1.一种功率因数校正转换器的切换控制器，其特征在于，所述切换控制器包括：

切换控制电路，用以生成切换信号；

电流命令电路，用以接收有效线电压、线参考电流、第一误差信号以及感测电压，以提供第二误差信号给所述切换控制电路，其中所述电流命令电路包括第一箝位电路，其中所述第一箝位电路包括串联的第一开关以及第一箝位装置；

轻载检测电路，连接至所述切换控制电路，用以通过检测所述第一误差信号来生成功率节约信号，其中当启用所述功率节约信号时，所述有效线电压被所述第一箝位装置箝位在第一箝位电压；

可编程反馈电路，连接至所述轻载检测电路，用以依据所述功率因数校正转换器的负载条件而生成编程电流；

调制器，连接至所述轻载检测电路，用以生成所述第一误差信号；以及

过电压检测电路，所述过电压检测电路连接至所述可编程反馈电路以及所述调制器以调制所述第一误差信号，以及所述过电压检测电路连接至所述切换控制电路以禁用所述切换信号。

2.根据权利要求1所述的切换控制器，其特征在于，所述电流命令电路包括：

乘除器，连接至所述第一箝位电路，用以生成电流命令信号，其中所述电流命令信号与所述线参考电流以及所述第一误差信号成正比例，以及所述电流命令信号与所述有效线电压成反比例；

第一加法器，连接至所述乘除器，用以将所述电流命令信号以及所述感测电压相加来生成命令信号；以及

第二误差放大器，连接至所述第一加法器，用以放大所述命令信号以生成所述第二误差信号。

3.根据权利要求2所述的切换控制器，其特征在于，所述可编程反馈电路包括：

被所述功率节约信号控制的第二开关，其中所述第二开关传导编程电流以调制反馈电压，以及所述反馈电压与所述功率因数校正转换器的所述负载条件相关；以及

第一误差放大器，具有用以接收所述反馈电压的第一输入端以及用以接收反馈阈值的第二输入端，其中所述第一误差放大器放大所述反馈阈值与所述反馈电压之间的差值，以在所述第一误差放大器的输出端生成误差信号。

4.根据权利要求3所述的切换控制器，其特征在于，所述调制器包括：

第二加法器，具有第一输入端、第二输入端以及输出端，其中所述误差信号供应到所述第二加法器的所述第一输入端，以及所述第二加法器的所述输出端生成所述第一误差信号；

第三开关，具有第一端以及第二端，其中最大误差信号供应到所述第三开关的所述第一端，以及所述第三开关的所述第二端连接到所述第二加法器的所述第二输入端；

第四开关，具有第一端以及第二端，其中加速电流供应到所述第四开关的所述第一端，以及所述第四开关的所述第二端连接到所述第一误差放大器的所述输出端；以及

第二箝位电路，包括相互串联的第五开关以及第二箝位装置，其中所述第二箝位电路连接在所述第二加法器的所述输出端以及接地参考之间。

5.根据权利要求4所述的切换控制器，其特征在于，所述过电压检测电路包括：

比较器，具有第一输入端、第二输入端以及输出端，其中所述反馈电压供应到所述比较器的所述第一输入端，过电压阈值供应到所述比较器的所述第二输入端，所述比较器的所述输出端经由第一反相器生成过电压信号，以禁用所述切换信号；以及

与门，具有第一输入端、第二输入端以及输出端，其中所述与门的所述第一输入端连接到所述比较器的所述输出端，所述功率节约信号供应到所述与门的所述第二输入端，以及所述与门的所述输出端控制所述第四开关以及所述第五开关。

6.根据权利要求4所述的切换控制器，其特征在于，所述轻载检测电路 包括：

轻载检测器，当所述第一误差信号低于所述轻载检测器的下阈值时，所述轻载检测器启用所述功率节约信号，以及当所述第一误差信号高于所述轻载检测器的上阈值时，所述轻载检测器禁用所述功率节约信号；以及

单击电路，具有输入端以及输出端，其中所述功率节约信号经由第二反相器供应到所述单击电路的所述输入端，以及所述单击电路的所述输出端控制所述第三开关。

7.根据权利要求1所述的切换控制器，其特征在于，所述第二误差信号用于禁用所述切换信号。

8.根据权利要求1所述的切换控制器，其特征在于，所述感测电压表示所述功率因数校正转换器的整体系统电流。

9.根据权利要求3所述的切换控制器，其特征在于，所述第一误差放大器的所述输出端还连接到补偿电容器，以生成所述误差信号。

10.根据权利要求4所述的切换控制器，其特征在于，所述最大误差信号的幅度等于所述第一误差信号的最大幅度。

11.根据权利要求4所述的切换控制器，其特征在于，接通所述第三开关将所述第一误差信号增加至所述最大误差信号的幅度，以最大化电流命令信号。

12.根据权利要求6所述的切换控制器，其特征在于，当所述第一误差信号超过所述第二箝位装置的第二箝位电压时，通过所述第二箝位装置来箝位所述第一误差信号。

13.根据权利要求6所述的切换控制器，其特征在于，所述上阈值的幅度大于所述下阈值的幅度。

14.根据权利要求12所述的切换控制器，其特征在于，所述第二箝位电压等于所述轻载检测电路的所述下阈值。 

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