CN101517921B - 信号分离装置以及信号分离方法 - Google Patents

Abstract

能够削减运算量，并且提高通信质量的信号分离装置。该装置，在信道矩阵替换单元(110)中，生成多个用于与关联于最终阶段的码元候补相乘的、替换了信道估计矩阵的元素的矩阵。在QR分解/Q^H乘法单元(121，122)中，利用所生成的多个矩阵的每个矩阵来进行QR分解，并且对每个所生成的矩阵进行基于该矩阵的Q矩阵的转置矩阵与接收信号之间的乘法运算。在最大似然判定单元(131，132)中，在最终阶段，利用QR分解/Q^H乘法单元(121，122)的计算结果，只计算表示固定了最终阶段的前一阶段为止的码元候补的组合时的信号点与最接近该信号点的关联于最终阶段的候补点之间的平方欧几里德距离的量值，从而防止比特似然的不存在，削减运算量。

Description

信号分离装置以及信号分离方法

技术领域

本发明涉及信号分离装置以及信号分离方法，特别涉及用于MIMO(Multi-Input Multi-Output，多输入多输出)方式的无线接收装置的信号分离装置以及信号分离方法。

背景技术

作为利用现有的QRM-MLD法(使用了QR分解和M算法的最大似然判定(MLD：Maximum Likelihood Detection))进行信号分离的接收机，存在专利文献1所公开的接收装置。该文献所示的接收机如图1所示，包括：多个接收天线10-1、10-2、10-3和10-4、信道估计单元20、排序单元30、重新排列单元40、QR分解单元50、信号变换单元60、最大似然判定单元70、以及似然输出单元80。最大似然判定单元70包括四个判定单元72-1、72-2、72-3、72-4。判定单元数与发送信号数匹配地设置。

因为各个判定单元具有同样的处理块，所以以第四判定单元72-4为代表来说明它们。判定单元包括码元复本生成单元74-4、平方欧几里德距离计算单元76-4、以及残存码元候补选择单元78-4。这里，设信号x＝(x₁...x₄)^T为以16QAM的调制方式通过4个发送天线分别发送的信号(上标文字的标记T表示转置)。信号x也称为发送信号向量，设其为构成一个码元的信号。x₁、x₂、x₃、x₄也称为发送信号或者向量分量。

信道估计单元20基于包括在发送以及接收的双方都已知的导频信号的接收信号，求信道脉冲响应值(CIR：channel impulse response)或者信道估计值。将信道估计值h_nm作为矩阵元素的矩阵H被称为信道矩阵。其中，h_nm表示第m发送天线与第n接收天线之间的信道估计值。

排序单元30按照功率的大小顺序，将所接收的多个接收信号y₁，...，y₄划分等级或者排序。

重新排列单元40将多个接收信号的排列顺序通知给QR分解单元50以及信号变换单元60。

QR分解单元50求矩阵Q、R(H＝QR)，以使由信道估计单元20求出的信道矩阵H通过酉阵(Unitary Matrix)Q与上三角矩阵R的积来表现。此时的酉阵Q满足Q^HQ＝QQ^H＝I，并且既可以为方阵，也可以行数与列数互相不同。上标文字的H表示共轭转置，I表示酉阵。

信号变换单元60通过将酉阵Q的共轭转置矩阵Q^H与接收信号向量y＝(y₁...y₄)^T相乘，进行信号变换。在发送信号以及接收信号之间，y＝Hx＝QRx成立。若用Q^H左乘此式，则左边为Q^Hy＝z，右边为Q^HQRx＝Rx，因此发送以及接收信号的关系能够如z＝Rx所示表现。其中，z＝(z₁...z₄)T＝Q^Hy。z称为酉变换后的接收信号向量。

接收向量z的各个元素可以写为：

z₁＝r₁₁x₁+r₁₂x₂+r₁₃x₃+r₁₄x₄

z₂＝r₂₂x₂+r₂₃x₃+r₂₄x₄

z₃＝r₃₃x₃+r₃₄x₄

z₄＝r₄₄x₄。

最大似然判定单元70通过最大似然判定法(MLD法)锁定发送信号的候补(也被称为码元候补)，即减少候补数量。判定单元72-4的码元复本生成单元74-4使用上三角矩阵R的矩阵元素，生成与接收信号y₄对应的发送信号的候补。候补数量例如被固定地设定为C个。

平方欧几里德距离计算单元76-4计算变换后的接收信号z₄与C个信号点候补之间的平方欧几里德距离。平方欧几里德距离表示计算似然时的基础的度量。平方欧几里德距离较小的候补被判断为与所发送的码元较近的候补。

残存码元候补选择单元78-4基于对于各个候补的平方欧几里德距离，输出S1(≤C)个候补作为残存候补。

似然输出单元80计算从最终级的残存码元候补选择单元输出的候补的、似然或者可靠性。进一步具体而言，该似然以对数似然比(LLR：LogLikelihood Ratio)表现。来自似然输出单元80的输出表示信号分离结果，并被传输到后级的解调单元(例如特播解码器)。

下面说明其动作。接收机以4个接收天线接收发送信号作为接收信号y₁～y₄。它们被提供给信道估计单元20以及信号变换单元60。通过信道估计单元20、排序单元30以及重新排列单元40决定多个接收信号的排列顺序。这里，按照接收功率的大小顺序排列接收信号，为了简化说明，设接收功率按照x₁、x₂、x₃、x₄的顺序变大。信号变换单元60如z＝(z₁...z₄)^T＝Q^Hy所示那样对接收信号进行酉变换，变换后的信号被输入到最大似然判定单元70。

在最大似然判定单元70的第一阶段(first stage)中，由判定单元72-4进行相当于初始设定的处理。在该阶段中，着眼于与上述z₄有关的式子。可知：矩阵元素r₄₄已知，z₄与其它信号互不干扰，只依赖于一个发送信号x₄。因此，对于发送信号x₄而言，最多只有16种信号点候补。码元复本生成单元74-4生成与x₄有关的16个(C＝16)信号点候补。换言之，信号的星座图(constellation)上的16个信号点被选择。这些候补与第四变换后的接收信号z₄之间的平方欧几里德距离由平方欧几里德距离计算单元76-4计算，按照距离由小到大的顺序选择S₁个候补，它们成为残存候补。

第二阶段(second stage)由判定单元72-3进行。这里，着眼于与上述z₃有关的式子。矩阵元素r₃₃、r₃₄已知，x₄存在16种候补，x₃也存在16种信号点候补。作为与x₃有关的新信号点的16个信号点，由码元复本生成单元74-3导入。因此，可能存在16×16＝256种信号点组合(存在256个候补)。计算这些候补与第3接收信号z₃之间的256种平方欧几里德距离，并按照其值由小到大的顺序选择16个(S2＝16)组合，由此候补被锁定。

第三阶段(third stage)由判定单元72-2进行同样的处理。在该阶段中，着眼于与z₂有关的式子。矩阵元素r₂₂、r₂₃、r₂₄已知，发送信号x₃、x₄的组合在前级被锁定为16种候补，对于x₂存在16种信号点候补。因此，码元复本生成单元74-2生成与x₂有关的16个候补。此时也通过从256种信号点组合中选择平方欧几里德距离小的16种(S₃＝16)候补来锁定候补。

第四阶段(fourth stage，这里为最终阶段)由判定单元72-1进行同样的处理。在该阶段中，着眼于与z₁有关的式子。矩阵元素r₁₁、r₁₂、r₁₃、r₁₄已知，发送信号x₂、x₃、x₄的组合在前级被锁定为16种候补，对于x₁存在16种信号点候补。因此，码元复本生成单元74-1生成与x1有关的16个候补。此时也通过从256种信号点组合中选择平方欧几里德距离小的16种(S₄＝16)候补来锁定候补。

这样，通过在各个阶段将候补数量限制在一定数量(S1≤C等)以下，能够不对所有可能的信号点组合进行平方欧几里德距离计算地锁定发送信号的信号点候补。

【专利文献1】日本专利特开2006-157390号公报

发明内容

发明所要解决的课题

但是，在上述现有的信号分离方法中，运算量也较多，希望进一步削减运算量。然而，只是单纯地减少码元候补，虽然可削减运算量，但是有可能不存在比特似然，此时后级的解调的正确性降低，从而通信质量有可能劣化。而且，特别是在发送天线数量较少且调制阶数较大时，最终阶段的运算量的大小会成问题。例如，在2×2MIMO、64QAM、QRM-MLD的情况下，若设第一阶段的码元候补选择数量为N，则第一阶段以及第二阶段中的平方欧几里德距离计算次数分别为64次、N×64次。

本发明的目的在于提供信号分离装置以及信号分离方法，其通过在削减运算量的同时降低比特似然的不存在几率，能够削减运算量，并且能够提高通信质量。

解决问题的方案

本发明实施例的信号分离装置，用于多输入多输出方式的无线接收装置，通过最大似然判定方式的两个阶段进行信号分离，其包括：信道矩阵替换单元，替换第一信道估计矩阵的列而生成第二信道估计矩阵；分解单元，分别利用所述第一信道估计矩阵以及第二信道估计矩阵，进行QR分解，从而计算与所述第一信道估计矩阵以及第二信道估计矩阵分别对应的酉阵和上三角矩阵；乘法单元，对每个所述第一信道估计矩阵以及第二信道估计矩阵，进行所述酉阵的共轭转置矩阵与接收信号之间的乘法运算，从而计算第一正交化后的接收信号和第二正交化后的接收信号；最大似然判定单元，包括：用于第一阶段的码元复本生成单元、平方欧几里德距离计算单元、以及用于第二阶段的信号点生成单元、码元复本生成/选择单元、平方欧几里德距离计算单元、阈值判定单元、平方欧几里德距离加法单元，在第一阶段中，所述平方欧几里德距离计算单元使用第一发送信号候补和对应于所述第二信道估计矩阵的上三角矩阵的元素来接收所述码元复本生成单元生成的第一码元复本，并对所有的第一发送信号候补，利用所述第一码元复本与所述第二正交化后的接收信号计算平方欧几里德距离，在第二阶段中，所述阈值判定单元对从所述信号点生成单元输入的所有的信号点进行IQ轴的各个轴上的阈值判定，检测作为在星座图上最接近的最近邻信号点的所述第二阶段的第二发送信号候补，并将其输出到所述码元复本生成/选择单元，所述码元复本生成/选择单元使用第二发送信号候补和对应于所述第二信道估计矩阵的上三角矩阵的元素来生成第二码元复本，所述平方欧几里德距离计算单元根据从所述信号点生成单元输入的所有的信号点和所述第二码元复本计算表示所述第二阶段的平方欧几里德距离的量，所述平方欧几里德距离加法单元对所有的所述第一发送信号候补，将在所述第一阶段中计算出的平方欧几里德距离与在所述第二阶段中计算出的平方欧几里德距离进行加法运算，输出与所有的所述第一发送信号候补一对一对应的加法运算结果；以及对数似然比计算单元，对于所述第一发送信号候补的各比特，从所述加法运算结果中选择0的情况下为最小的平方欧几里德距离和1的情况下为最小的平方欧几里德距离，根据所选择的所述0的情况下为最小的平方欧几里德距离和所述1的情况下为最小的平方欧几里德距离的差算出所述第一发送信号候补的各比特的对数似然比。

本发明实施例的信号分离方法，用于多输入多输出方式的无线接收装置，通过最大似然判定方式的两个阶段进行信号分离，其包括：信道矩阵替换步骤，替换第一信道估计矩阵的列而生成第二信道估计矩阵；分解步骤，分别利用所述第一信道估计矩阵以及第二信道估计矩阵，进行QR分解，从而计算与所述第一信道估计矩阵以及第二信道估计矩阵分别对应的酉阵和上三角矩阵；乘法步骤，对每个所述第一信道估计矩阵以及第二信道估计矩阵，进行所述酉阵的共轭转置矩阵与接收信号之间的乘法运算，从而计算第一正交化后的接收信号和第二正交化后的接收信号；以及最大似然判定步骤，在第一阶段中，使用第一发送信号候补和对应于所述第二信道估计矩阵的上三角矩阵的元素来接收码元复本生成单元生成的第一码元复本并对所有的第一发送信号候补，利用所述第一码元复本与所述第二正交化后的接收信号计算平方欧几里德距离，在第二阶段中，对输入的所有的信号点进行IQ轴的各个轴上的阈值判定，检测作为在星座图上最接近的最近邻信号点的所述第二阶段的第二发送信号候补，使用第二发送信号候补和对应于所述第二信道估计矩阵的上三角矩阵的元素来生成第二码元复本，根据输入的所有的信号点和所述第二码元复本计算表示所述第二阶段的平方欧几里德距离的量，对所有的所述第一发送信号候补，将在所述第一阶段中计算出的平方欧几里德距离与在所述第二阶段中计算出的平方欧几里德距离进行加法运算，输出与所有的所述第一发送信号候补一对一对应的加法运算结果；以及对数似然比计算步骤，对于所述第一发送信号候补的各比特，从所述加法运算结果中选择0的情况下为最小的平方欧几里德距离和1的情况下为最小的平方欧几里德距离，根据所选择的所述0的情况下为最小的平方欧几里德距离和所述1的情况下为最小的平方欧几里德距离的差算出所述第一发送信号候补的各比特的对数似然比。

本发明的信号分离装置，用于多输入多输出方式的无线接收装置，通过最大似然判定方式的两个阶段进行信号分离，其采用的结构包括：信道矩阵替换单元，替换第一信道估计矩阵的列而生成第二信道估计矩阵；分解单元，分别利用所述第一信道估计矩阵以及第二信道估计矩阵，进行QR分解，从而计算分别与所述第一信道估计矩阵以及第二信道估计矩阵对应的酉阵和三角矩阵；乘法单元，对每个所述第一信道估计矩阵以及第二信道估计矩阵，进行所述酉阵的共轭转置矩阵与接收信号之间的乘法运算；发送信号候补检测单元，检测与信号点距离最近的第二阶段的发送信号候补，所述信号点是在第二阶段中利用所述分解单元和所述乘法单元的计算结果以及第一阶段的各个发送信号候补计算而得到的信号点；以及距离计算单元，计算所述信号点与由所述发送信号候补检测单元计算出的发送信号候补之间的距离。

另外，本发明信号分离装置，用于多输入多输出方式的无线接收装置，通过最大似然判定方式的三个以上的阶段进行信号分离，其采用的结构包括：信道矩阵替换单元，至少将第一信道估计矩阵的第一列替换为不同的任意列而生成第二信道估计矩阵；分解单元，分别利用所述第一信道估计矩阵以及第二信道估计矩阵，进行QR分解，从而计算分别与所述第一信道估计矩阵以及第二信道估计矩阵对应的酉阵和三角矩阵；乘法单元，对每个所述第一信道估计矩阵以及第二信道估计矩阵，进行所述酉阵的共轭转置矩阵与接收信号之间的乘法运算；发送信号候补检测单元，在最终阶段中，检测与信号点距离最近的发送信号候补，所述信号点是利用所述分解单元和所述乘法单元的计算结果以及到最终阶段前为止的各个发送信号候补的组合计算而得到的信号点；以及距离计算单元，计算所述信号点与由所述发送信号候补检测单元计算出的发送信号候补之间的距离。

本发明的信号分离方法，用于多输入多输出方式的无线接收装置，通过最大似然判定方式的两个阶段进行信号分离，其包括：信道矩阵替换步骤，替换第一信道估计矩阵的列而生成第二信道估计矩阵；分解步骤，分别利用所述第一信道估计矩阵以及第二信道估计矩阵，进行QR分解，从而计算分别与所述第一信道估计矩阵以及第二信道估计矩阵对应的酉阵和三角矩阵；乘法步骤，对每个所述第一信道估计矩阵以及第二信道估计矩阵，进行所述酉阵的共轭转置矩阵与接收信号之间的乘法运算；发送信号候补检测步骤，检测与信号点距离最近的第二阶段的发送信号候补，所述信号点是在第二阶段中利用所述分解步骤和所述乘法步骤的计算结果以及第一阶段的各个发送信号候补计算而得到的信号点；以及距离计算步骤，计算所述信号点与在所述发送信号候补检测步骤计算出的发送信号候补之间的距离。

另外，本发明的信号分离方法，用于多输入多输出方式的无线接收装置，通过最大似然判定方式的三个以上的阶段进行信号分离，其包括：信道矩阵替换步骤，至少将第一信道估计矩阵的第一列替换为不同的任意列而生成第二信道估计矩阵；分解步骤，分别利用所述第一信道估计矩阵以及第二信道估计矩阵，进行QR分解，从而计算分别与所述第一信道估计矩阵以及第二信道估计矩阵对应的酉阵和三角矩阵；乘法步骤，对每个所述第一信道估计矩阵以及第二信道估计矩阵，进行所述酉阵的共轭转置矩阵与接收信号之间的乘法运算；发送信号候补检测步骤，在最终阶段中，检测与信号点距离最近的最终状态的发送信号候补，所述信号点是利用所述分解步骤和所述乘法步骤的计算结果以及到最终阶段前为止的各个发送信号候补的组合计算而得到的信号点；以及距离计算步骤，计算所述信号点与在所述发送信号候补检测步骤计算出的发送信号候补之间的距离。

发明效果

根据本发明，能够削减运算量，并且能够实现通信质量的提高。

附图说明

图1是表示利用现有的QRM-MLD法进行信号分离的接收机的结构的方框图。

图2是表示本发明的实施方式1的信号分离装置的结构的方框图。

图3是表示图2所示的第一信号处理单元的最大似然判定单元的结构的方框图。

图4是用于说明阈值判定单元的动作的方框图。

图5是表示图2所示的第二信号处理单元的最大似然判定单元的结构的方框图。

图6是用于说明本发明的实施方式1的信号分离装置中的平方欧几里德距离计算次数的图。

图7是表示本发明的实施方式2的信号分离装置的结构的方框图。

图8是表示图7所示的第一信号处理单元的最大似然判定单元的结构的方框图。

图9是表示图7所示的第二信号处理单元的最大似然判定单元的结构的方框图。

具体实施方式

以下，参照附图详细地说明本发明的实施方式。另外，假设本实施方式中的信号分离装置用于MIMO方式的无线接收机。

(实施方式1)

图2为表示本发明的实施方式1的信号分离装置100的结构的方框图。

图2所示的信号分离装置100包括：信道矩阵替换单元110、QR分解/Q^H乘法单元121和122、最大似然判定(MLD)单元131和132、以及LLR计算单元141和142。另外，在该信号分离装置100中，第一信号处理单元151由QR分解/Q^H乘法单元121、最大似然判定单元131以及LLR计算单元141构成，而与第一信号处理单元151不同系统的第二信号处理单元152由QR分解/Q^H乘法单元122、最大似然判定单元132以及LLR计算单元142构成。该第一信号处理单元151以及第二信号处理单元152具有同样的电路结构，只是输入输出信号不同而已。另外，虽然第一信号处理单元151以及第二信号处理单元152在这里进行并行处理，但是并不仅限于此，也可以通过一个处理单元以时间序列进行第一信号处理单元151以及第二信号处理单元152的各个处理。

信道矩阵替换单元110生成多个用于与关联于最终阶段的码元候补相乘的、替换了接收信号的信道估计矩阵的元素的矩阵。

在信道矩阵替换单元110中，作为替换了信道估计矩阵的元素的矩阵，生成使信道估计矩阵中最开始(最左端)的列向量配置得不同的多个矩阵。例如，在接收4个接收信号的情况下，生成两个以上的信道估计矩阵，在所述矩阵的最开始的列向量中，存在与4个发送流中不同的发送流对应的列向量。此时，对于最开始的列向量以外的列向量而言，无论怎样配置与剩余的发送流对应的列向量都可以。

这里，对第一信号处理单元151输出信道矩阵H，对第二信号处理单元152输出替换了下式(1)所示的信道矩阵H的发送流分量的列向量的、下式(1)所示的信道矩阵H’。

$H=\left(\begin{array}{cc}{h}_{\mathrm{1,1}}& h_{\mathrm{1,2}}\\ h_{\mathrm{2,1}}& h_{\mathrm{2,2}}\end{array}\right),$ $H^{\′}=\left(\begin{array}{cc}{h}_{1,2}& h_{1,1}\\ h_{2,2}& h_{2,1}\end{array}\right)$     式(1)

来自信道矩阵替换单元110的信道矩阵H和接收信号Y(y₁，y₂)输入到第一信号处理单元151的QR分解/Q^H乘法单元121。QR分解/Q^H乘法单元121对所输入的信道矩阵H进行QR分解，从而将所输入的信道估计值H分解成酉阵Q和上三角矩阵R，同时利用接收信号Y和所生成的Q矩阵，生成正交化后的接收信号Z＝Q^HY。由此，QR分解/Q^H乘法单元121将接收信号Z和R矩阵输出到最大似然判定单元131。

来自信道矩阵替换单元110的替换了输入到第一信号处理单元151的QR分解/Q^H乘法单元121的信道矩阵H的发送流分量的信道矩阵H’、以及接收信号Y(y₁，y₂)输入到第二信号处理单元152的QR分解/Q^H乘法单元122。

该QR分解/Q^H乘法单元122与QR分解/Q^H乘法单元121同样地，对所输入的信道矩阵H’进行QR分解，从而将所输入的信道估计值H’分解成酉阵Q’和上三角矩阵R’，同时利用接收信号Y和所生成的Q’矩阵，生成正交化后的接收信号Z’＝Q’^HY。由此，QR分解/Q^H乘法单元122将接收信号Z’和R’矩阵输出到最大似然判定单元132。

最大似然判定单元131利用从QR分解/Q^H乘法单元121输入的接收信号Z和R矩阵，通过相当于所接收的发送流数的阶段(这里为两阶段)，计算用于表示平方欧几里德距离的量值。

特别是在最终阶段(这里为第2阶段)中，最大似然判定单元131只计算表示固定了到最终阶段前(这里为第一阶段)为止的码元候补的组合时的信号点与最接近该信号点的关联于最终阶段的候补点之间的平方欧几里德距离的量值，并将其输出到LLR计算单元141。

最大似然判定单元132利用从QR分解/Q^H乘法单元122输入的接收信号Z’和R’矩阵，通过相当于所接收的发送流数的阶段(这里为两阶段)，计算用于表示平方欧几里德距离的量值。

特别是在最终阶段(这里为第2阶段)中，在最大似然判定单元132中，只计算表示固定了到最终阶段前(这里为第一阶段)为止的码元候补的组合时的信号点与最接近该信号点的关联于最终阶段的候补点之间的平方欧几里德距离的量值，并将其输出到LLR计算单元142。

另外，后面论述最大似然判定单元131和132的详细说明。

LLR计算单元141利用从最大似然判定单元131输入的第一阶段的平方欧几里德距离e₁和第二阶段的平方欧几里德距离e₂，计算第一阶段的码元候补d₂的各个比特的似然，也就是计算包含第一阶段的码元候补d₂的所有比特的对数似然值的对数似然值。

LLR计算单元142利用从最大似然判定单元132输入的第一阶段的平方欧几里德距离e₁’和第二阶段的平方欧几里德距离e₂’，计算第二阶段的码元候补d₁的各个比特的似然，也就是计算包含码元候补d₁的所有比特的对数似然值的对数似然值。

这里，详细地说明各个信号处理单元151和152中的最大似然判定单元131和132。

图3是表示图2所示的最大似然判定单元131的结构的方框图。

最大似然判定单元131具有粗分为用于第一阶段和第二阶段的各个结构要素，作为用于第一阶段的结构要素具有码元复本生成单元161和平方欧几里德距离计算单元162。

R矩阵的元素的r_2，2输入到码元复本生成单元161。该码元复本生成单元161利用这些所输入的信号，对所有种类的(在64QAM的情况下为64个)d₂生成码元复本r_2，2d₂，并将其输出到平方欧几里德距离计算单元162。

接收信号z₂和从码元复本生成单元161输出的码元复本r_2，2d₂被输入到平方欧几里德距离计算单元162。另外，z₂为第一阶段的“信号点”，d₂为第一阶段的码元候补，r_2，2d₂为第一阶段的候补点。

平方欧几里德距离计算单元162使用所输入的信号，对所有种类的(在64QAM的情况下为64个)d₂计算接收信号z₂与码元复本r_2，2d₂之间的平方欧几里德距离e₁(e₁＝|z₂-r_2，2d₂|²)。计算出的平方欧几里德距离e₁被输出到平方欧几里德距离加法单元167。另外，该第一阶段的平方欧几里德距离计算次数为64次。

作为用于第二阶段的结构要素包括：信号点生成单元163、阈值判定单元164、码元复本生成/选择单元165、平方欧几里德距离计算单元166、以及平方欧几里德距离加法单元167。

接收信号z₁和R矩阵的元素的r_1，2被输入到信号点生成单元163。信号点生成单元163利用这些所输入的信号，对所有种类的(在64QAM的情况下为64个)d₂生成信号点z₁-r_1，2d₂，并将其输出到阈值判定单元164。另外，z₁-r_1，2d₂为第二阶段的“码元候补固定时的信号点”。

阈值判定单元164在关联于最终阶段的判定单元131b中，检测与固定了到最终阶段前为止的码元候补的组合时的信号点最接近的、关联于最终阶段的候补点。

这里，阈值判定单元164对从信号点生成单元163输入的所有信号点z₁-r_1，2d₂(64个)进行IQ轴的各个轴上的阈值判定，检测在星座图上最接近的最近邻信号点的码元候补(候补点)d₁，并将其输出到码元复本生成/选择单元165。

这里，具体说明阈值判定单元164中的阈值判定。

图4是用于说明阈值判定单元164的动作的图。

在对图4中以·表示的信号点z₁-r_1，2d₂进行阈值判定时，决定其包含于星座图上的哪个区划内。

在图4中，例如，进行符号的正负的判定、相对于±4r_1，1的大小判定、相对于±2，6r_1，1的大小判定等判定，决定作为最接近信号点的关联于最终阶段的候补点的码元候补(d₁＝000001)。

根据该决定，阈值判定单元164决定与各个信号点z₁-r_1，2d₂(64个)对应的d₁，并将其输出到码元复本生成/选择单元165。

另外，对于该第二阶段中的码元候补d₁而言，在第一阶段将码元候补d₂固定为任意的某个值时，平方欧几里德距离e₂＝|z₁-r_1，2d₂-r_1，1d₁|²)的关系成立，因此取最小的平方欧几里德距离e₂。

R矩阵的元素r_1，1和来自阈值判定单元164的码元候补d₁(这里为64个候补)被输入到码元复本生成/选择单元165。码元复本生成/选择单元165利用所输入的信号，生成与所有种类的码元候补(因为是64QAM所以为64个)d₁对应的码元复本r_1，1d₁，根据从阈值判定单元164输入的码元候补d₁(在固定了码元候补d₂时平方欧几里德距离为最小的候补)选择r_1，1d₁(64个)。

另外，码元候补d₁为第二阶段的码元候补，r_1，1d₁为第二阶段的候补点。对于码元候补d₂而言，在64QAM的情况下，存在64个不同的码元候补d₂，因此与该码元候补d₂对应的码元候补d₁也存在64个。但是，不同的码元候补d₂有时共用对应的码元候补d₁。

平方欧几里德距离计算单元166只计算表示最接近固定了到最终阶段前为止(这里为关联于第一阶段的判定单元131a)的码元候补d₂的组合时的信号点(z₁-r_1，2d₂)的、关联于最终阶段的候补点d₁，与固定时的信号点(z₁-r_1，2d₂)之间的平方欧几里德距离的量值。

也就是说，平方欧几里德距离计算单元166根据各个信号点z₁-r_1，2d₂(64个)以及与该信号点对应的码元复本r_1，1d₁(64个)计算平方欧几里德距离e₂。

平方欧几里德距离计算单元166只计算根据各个码元候补d₂取最小的平方欧几里德距离的e₂。因此，在本实施方式中，第二阶段的平方欧几里德距离计算次数为64次。

该平方欧几里德距离计算单元166将计算出的平方欧几里德距离e₂输出到平方欧几里德距离加法单元167。

平方欧几里德距离加法单元167将对应于各个码元候补d₂的第一阶段的平方欧几里德距离e₁与对应于各个d₂，d₁的组的第二阶段的平方欧几里德距离e₂相加，从而计算最终的平方欧几里德距离e(＝e₁+e₂)。计算出的最终的平方欧几里德距离e(＝e₁+e₂)被输出到LLR计算单元141(参照图2)。

接下来，说明第二信号处理单元152中的最大似然判定单元132。另外，该第二信号处理单元152与第一信号处理单元151相比较，不同之处只是所输入的值从Z、R改变为Z’、R’，其它的基本结构以及动作与第一信号处理单元同样。

图5是表示图2所示的最大似然判定单元132的结构的方框图。

最大似然判定单元132具有粗分为用于第一阶段和第二阶段的各个结构要素，作为用于第一阶段的结构要素具有码元复本生成单元171和平方欧几里德距离计算单元172。

将替换了所输入的信道矩阵的发送流分量的信号、即与输入到第一信号处理单元151的码元复本生成单元161的信号不同的R’矩阵的元素的r_2，2’输入到码元复本生成单元171。该码元复本生成单元171利用所输入的信号，对所有种类的(在64QAM的情况下为64个)d₁生成码元复本r_2，2’d₁，并将其输出到平方欧几里德距离计算单元172。

接收信号z₂’和从码元复本生成单元171输出的码元复本r_2，2’d₁被输入到平方欧几里德距离计算单元172。平方欧几里德距离计算单元172使用所输入的信号，对所有种类的(在64QAM的情况下为64个)d₁计算接收信号z₂’与码元复本r_2，2’d₁之间的平方欧几里德距离e₁’(e₁’＝|z₂’-r_2，2’d₁|²)。计算出的平方欧几里德距离e₁被输出到平方欧几里德距离加法单元177。该第一阶段的平方欧几里德距离计算次数为64次。

用于第二阶段的结构要素也与第一信号处理单元151的结构要素同样地包括：信号点生成单元173、阈值判定单元174、码元复本生成/选择单元175、平方欧几里德距离计算单元176、以及平方欧几里德距离加法单元177。

接收信号z₁’和R矩阵的元素的r_1，2’被输入到信号点生成单元173。信号点生成单元173利用这些所输入的信号，对所有种类的(在64QAM的情况下为64个)d₁生成信号点z₁’-r_1，2’d₁，并将其输出到阈值判定单元174。

阈值判定单元174在关联于最终阶段的判定单元132b中，检测与固定了到最终阶段前为止的码元候补的组合时的信号点最接近的、关联于最终阶段的候补点。

这里，阈值判定单元174对从信号点生成单元173输入的所有信号点z₁’-r_1，2’d₂(64个)进行IQ轴的各个轴上的阈值判定，检测在星座图上最接近的最近邻点的码元候补(候补点)d₂，并将其输出到码元复本生成/选择单元175。

阈值判定单元174中的、对于所输入的所有的信号点z₁’-r_1，2’d₁的阈值判定与阈值判定单元164中的阈值判定同样地进行。也就是说，参照图5，在图5的星座图上，对信号点z₁’-r_1，2’d₁，进行符号的正负的判定、相对于±4r_1，1的大小判定、相对于±2，6r_1，1的大小判定等判定，并与第一信号处理单元151同样地决定其包含于星座图上的哪个区划内。

根据该判定，阈值判定单元174决定与各个信号点z₁’-r_1，2’d₁(64个)对应的d₂，也就是作为与信号点最接近的、关联于最终阶段的候补点d₂，并将其输出到码元复本生成/选择单元175。

另外，对于该第二阶段中的码元候补d₂而言，将在第一阶段的码元候补d₁固定为任意的某个值时，平方欧几里德距离e₂’＝|z₁’-r_1，2’d₁-r_1，1’d₂|²)的关系成立，因此取最小的平方欧几里德距离e₂’。

R矩阵的元素r_1，1’和来自阈值判定单元174的码元候补d₂(这里为64个候补)被输入到码元复本生成/选择单元175。码元复本生成/选择单元175利用所输入的信号，对所有种类的码元候补(因为是64QAM所以为64个)d₂生成码元复本r_1，1’d₂，根据从阈值判定单元174输入的码元候补d₂(在固定了码元候补d₁时平方欧几里德距离为最小的候补)选择r_1，1’d₂(64个)。

另外，对于码元候补d₁而言，在64QAM的情况下，存在64个不同的码元候补d₁，因此与该码元候补d₁对应的码元候补d₂也存在64个。但是，不同的码元候补d₁有时共用对应的码元候补d₂。

平方欧几里德距离计算单元176只计算表示最接近固定了到最终阶段前为止(这里为关联于第一阶段的判定单元132a)的码元候补d₂的组合时的信号点(z₁’-r_1，2’d₂)的、关联于最终阶段的候补点d₂，与固定时的信号点(z₁’-r_1，2’d₂)之间的平方欧几里德距离的量值。

也就是说，平方欧几里德距离计算单元176根据各个信号点z₁’-r_1，2’d₁(64个)以及与该信号点对应的码元复本r_1，1’d₂(64个)计算平方欧几里德距离e₂’。

平方欧几里德距离计算单元176只计算根据各个码元候补d₁取最小的平方欧几里德距离的e₂’。因此，在本实施方式中，第二阶段的平方欧几里德距离计算次数为64次。

平方欧几里德距离计算单元176将计算出的平方欧几里德距离e₂’输出到平方欧几里德距离加法单元177。

平方欧几里德距离加法单元177将对应于各个码元候补d₁的第一阶段的平方欧几里德距离e₁’与对应于各个d₂，d₁的组的第二阶段的平方欧几里德距离e₂’相加，从而计算最终的平方欧几里德距离e’(＝e₁’+e₂’)。计算出的最终的平方欧几里德距离e’(＝e₁’+e₂’)被输出到LLR计算单元142(参照图2)。

下面说明动作。信道矩阵H被输入到第一信号处理的QR分解/Q^H乘法单元121，通过该单元进行QR分解而生成Q矩阵和R矩阵，同时通过使用接收信号Y和所生成的Q矩阵而生成接收信号Z＝Q^HY。由此，接收信号Z和R矩阵从第一信号处理的QR分解/Q^H乘法单元121输出到最大似然判定单元131。

替换了输入到第一信号处理的QR分解/Q^H乘法单元121的信道矩阵H的发送流分量的、信道矩阵H’(式5)输入到第二信号处理的QR分解/Q^H乘法单元122，通过与第一信号处理同样地进行QR分解，生成Q’矩阵和R’矩阵。另外，同样地，通过使用接收信号Y和所生成的Q’矩阵，QR分解/Q^H乘法单元122生成接收信号Z’＝Q’^HY，并将接收信号Z’和R’矩阵输出到最大似然判定单元132。

接下来说明第一信号处理中的最大似然判定单元131的动作。

第一阶段，也就是最终阶段前的判定单元131a中的码元复本生成单元161输入R矩阵的元素的r_2，2后，对所有种类的(因为是64QAM所以为64个)d₂生成码元复本r_2，2d₂。平方欧几里德距离计算单元162对所有种类的(因为是64QAM所以为64个)d₂计算接收信号z₂与码元复本r_2，2d₂之间的平方欧几里德距离e₁(e₁＝|z₂-r_2，2d₂|²)。因此，最终阶段前的判定单元131a中的平方欧几里德距离计算次数为64次。

第二阶段，也就是最终阶段的判定单元131b中的信号点生成单元163输入接收信号z₁和R矩阵的元素的r_1，2后，对所有种类的(因为是64QAM所以为64个)d₂生成z₁-r_1，2d₂。阈值判定单元164对所有的信号点z₁-r_1，2d₂(64个)进行IQ轴的各个轴上的阈值判定(1.信号点的符号为正还是负？2.与±4r_1，1相比大还是小？3.与±2，6r_1，1相比大还是小？)，决定包含于星座图(参照图4)上的哪个区划内，并决定与各个信号点z₁-r_1，2d₂(64个)对应的d₁。

对该d₁而言，d₂被固定为任意的某个值时，平方欧几里德距离e₂＝|z₁-r_1，2d₂-r_1，1d₁|²)的关系成立，因此取最小的平方欧几里德距离e₂。

R矩阵的元素的r_1，1被输入到码元复本生成/选择单元165，该单元对所有种类的(因为是64QAM所以为64个)d₁生成码元复本r_1，1d₁，并根据从阈值判定单元164输入的、在固定了码元候补d₂时平方欧几里德距离为最小的d₁来选择r_1，1d₁(64个)。

平方欧几里德距离计算单元166根据各个信号点z₁-r_1，2d₂(64个)以及与该信号点对应的码元复本r_1，1d₁(64个)计算平方欧几里德距离e₂。此时，如图6的右上所示，只计算根据各个d₂取最小的平方欧几里德距离的e₂。因此，第二阶段的平方欧几里德距离计算次数为64次。

最后，在平方欧几里德距离加法单元167中，将对应于各个d₂的第一阶段的平方欧几里德距离与对应于各个d₂，d₁的组的第二阶段的平方欧几里德距离相加，从而计算最终的平方欧几里德距离e(＝e₁+e₂)。根据到此为止的处理，d₂的各个比特的对数似然比计算所需的平方欧几里德距离都齐备了。另外，在对数似然比(LLR)计算中，只能使用各个比特为0或者1的情况下的最小的平方欧几里德距离。因此，在计算d₂的对数似然值时，若d₂的比特值为共用的比特值，则只能选择取最小的平方欧几里德距离的信号点。

接下来说明第二信号处理中的最大似然判定单元132的动作。

该第二处理的基本的动作与第一处理单元同样，只是所输入的值从Z，R变更为Z’，R’这一点不同。

第一阶段，也就是最终阶段前的判定单元132a中的码元复本生成单元171输入R’矩阵的元素的r_2，2’后，对所有种类的(因为是64QAM所以为64个)d₁(因为信道矩阵的发送流分量被替换，所以在第二信号处理的第一阶段中为d₁)生成码元复本r_2，2’d₁。在平方欧几里德距离计算单元172中，对所有种类的(因为是64QAM所以为64个)d₁计算接收信号z₂’与码元复本r_2，2’d₁之间的平方欧几里德距离(e₁’＝|z₂’-r_2，2’d₁|²)。

因此，最终阶段前的判定单元132b中的平方欧几里德距离计算次数为64次。

在第二阶段也是同样地，接收信号z₁’和R矩阵的元素的r_1，2’被输入到信号点生成单元173，该单元对所有种类的(因为是64QAM所以为64个)d₁生成z₁’r_1，2’d₁。阈值判定单元174对所有信号点z₁’-r_1，2’d₁(64个)进行IQ轴的各个轴上的阈值判定，与第一信号处理同样地决定其包含于星座图上的哪个区划内，并决定与各个信号点z₁’-r_1，2’d₁(64个)对应的d₂。

对该d₂而言，d₁被固定为任意的某个值时，平方欧几里德距离e₂’＝|z₁’-r_1，2’d₁-r_1，1’d₂|²)的关系成立，因此取最小的平方欧几里德距离e₂’。

R矩阵的元素的r_1，1’被输入到码元复本生成/选择单元175，该单元对所有种类的(因为是64QAM所以为64个)d₂生成码元复本r_1，1’d₂，并根据从阈值判定单元174输入的、在固定了d₁时平方欧几里德距离为最小的d₂来选择r_1，1’d₂(64个)。

平方欧几里德距离计算单元176根据各个信号点z₁’-r_1，2’d₁(64个)以及与该信号点对应的码元复本r_1，1’d₂(64个)计算平方欧几里德距离e₂’。此时，如图6的右下所示，只计算根据各个d₁取最小的平方欧几里德距离的e₂’。因此，第二阶段的平方欧几里德距离计算次数为64次。

最后，平方欧几里德距离加法单元177将对应于各个d₁的第一阶段的平方欧几里德距离与对应于各个d₁，d₂的组的第二阶段的平方欧几里德距离相加，从而计算最终的平方欧几里德距离e’(＝e₁’+e₂’)。根据以上的处理，d₁的各个比特的对数似然比计算所需的平方欧几里德距离都齐备了。在对数似然比(LLR)计算中，只能使用各个比特为0或者1的情况下的最小的平方欧几里德距离。因此，在计算d₁的对数似然值时，若d₁的比特值为共用的比特值，则只能选择取最小的平方欧几里德距离的信号点。

接下来，说明利用了从最大似然判定单元131、132输出的平方欧几里德距离的LLR计算单元141、142的动作。

第一信号处理单元151的LLR计算单元141从所输入的平方欧几里德距离e(d₂)中选择d₂的各个比特的0和1时的、成为最小的平方欧几里德距离，并根据该最小平方欧几里德距离的差计算d₂的各个比特的对数似然比(LLR)。

例如，在以d₂的最高位比特为对象的情况下，LLR计算单元141从d₂＝000000～011111的平方欧几里德距离e中选择0中的最小平方欧几里德距离，并从d₂＝100000～111111的平方欧几里德距离e中选择1中的最小平方欧几里德距离。

同样地，第二信号处理单元152的LLR计算单元142从所输入的平方欧几里德距离e(d₁)中选择d₁的各个比特的0和1时的、成为最小的平方欧几里德距离，并根据该最小平方欧几里德距离的差计算d₁的各个比特的对数似然比(LLR)。

例如，在以d₁的最高位比特为对象的情况下，LLR计算单元142从d₁＝000000～011111的平方欧几里德距离e’中选择0中的最小平方欧几里德距离，并从d₁＝100000～111111的平方欧几里德距离e’中选择1中的最小平方欧几里德距离。

像这样在本实施方式中，对多个信道矩阵的每个信道矩阵进行QR分解，该多个信道矩阵是为了使最终的阶段的码元候补不同的两个以上的R矩阵存在而将信道矩阵H的元素以发送流为单位替换的信道矩阵。接下来，在各个最初的阶段中，进行所有码元候补的平方欧几里德距离的计算，在最终阶段中，只计算表示将到最终阶段前为止的码元候补的组合固定时的信号点与最接近该信号点的关联于最终阶段的候补点之间的平方欧几里德距离的量值，也就是对每个最初阶段的码元候补，只计算平方欧几里德距离的和为最小的码元候补点的组合的平方欧几里德距离。接下来，使用计算出的平方欧几里德距离，只分别计算最初的阶段的码元候补点的对数似然比，从而计算所有比特的对数似然比。

另外，在计算最终阶段的平方欧几里德距离的和为最小的码元候补点的组合时，关于码元候补点，通过进行IQ轴上的阈值判定决定成为最邻近的码元候补点。

根据该结构，从各个信号处理系统(信号处理单元151，152)分别输出第一阶段的码元候补d₂、第二阶段的码元候补d₁的各个比特值的似然，并无一遗漏地输出所有的比特的对数似然比，从而在2×2MIMO的信号分离中，能够计算与QR-MLD一致的似然，同时能够将平方欧几里德距离(e₁，e₂)的计算次数，从现有的QR-MLD的{(2^m)+(2^m)²}削减到(2^m)×4。

与现有例进行比较地说明通过该信号分离装置100计算的平方欧几里德距离计算次数。另外，这里为了简化说明，对适用2×2MIMO通信以及64QAM的情形进行说明，但是并不只限于此。

这里，重新说明伴随QR分解的现有的MLD。

在QR-MLD中，对信道矩阵H进行QR分解，分解为酉阵Q和上三角矩阵R。将Q^H与接收信号向量Y相乘，从而计算正交化后的接收信号向量Z。其中，X为发送信号向量，N为噪声分量向量。表示该关系的式子为下式(2)。

Z＝Q^HY

 ＝Q^H(HX+N)

 ＝RX+N′    式(2)

$\left[\begin{array}{c}{z}_1\\ z_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{r}_{11}& r_{12}\\ 0& r_{22}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_1\\ d_2\end{array}\right]+\begin{array}{}\left[\begin{array}{c}{n^{\′}}_1\\ {n^{\′}}_2\end{array}\right]\end{array}$

在QR-MLD中，在第一阶段求z₂与r_2，2d₂之间的平方欧几里德距离e₁(式(3))。在第二阶段求z₁与r_1，1d₁+r_1，2d₂之间的平方欧几里德距离e₂(式(4))。然后，求在第一阶段以及第二阶段求出的平方欧几里德距离的和e_sum(式(5))。

式(3)

e₁＝|z₂-r₂₂d₂|²    式(3)

e₂＝|z₁-r₁₂d₂-r₁₁d₁|²    式(4)

e_SUM＝e₁+e₂    式(5)

相对于此，本实施方式的信道分离装置100首先通过信道矩阵替换单元110生成多个用于与关联于最终阶段的码元候补相乘的、替换了接收信号的信道估计矩阵的元素的矩阵。

具体而言，利用上式(1)所示的信道矩阵H，生成将信道估计矩阵中最开始(最左端)的列向量配置得不同的多个矩阵。这里，生成上式(1)所示的矩阵H和作为替换了信道估计矩阵H的元素的矩阵，上式(1)所示的矩阵H’，并将矩阵H输出到第一信号处理单元151，将矩阵H’输出到第二信号处理单元152。

第一信号处理单元151中，对信道矩阵H进行QR分解(参照下式(6))，并根据QR分解后的第一阶段的信号点(z₂)和候补点(r_2，2d₂)，计算第一阶段的所有平方欧几里德距离(下式(7))。接下来，决定与第一阶段的各个码元候补(d₂)对应的第二阶段的信号点(z₁，-r_1，2d₂)各自最近的第二阶段的候补点(r_1，1d₁)，在计算第二阶段的平方欧几里德距离的同时计算最终的平方欧几里德距离(式(8))，从而基于这些平方欧几里德距离只计算d₂的各个比特的对数似然比。

进一步，在第二信号处理单元152中，在将信道矩阵H的发送流的分量替换后的信道矩阵H’(参照上式(1))中，进行与第一信号处理单元151同样的处理。也就是说，根据QR分解后的第一阶段的信号点(z₂’)和候补点(r_2，2’d₂)，计算第一阶段的所有平方欧几里德距离(下式(7))。接下来，决定与第一阶段的各个码元候补(d₂)对应的第二阶段的信号点(z₁’-r_1，2’d₂)各自最近的第二阶段的候补点(r_1，1’d₁)，在计算第二阶段的平方欧几里德距离的同时计算最终的平方欧几里德距离(下述式(8))，从而只计算d₁(从第一阶段开始存在的码元候补为d₁)的各个比特的对数似然比。

$\left[\begin{array}{c}{z}_1\\ z_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{r}_{\mathrm{1,1}}& r_{\mathrm{1,2}}\\ 0& r_{\mathrm{2,2}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n_1}^{\′}\\ {n_2}^{\′}\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}{z_1}^{\′}\\ {z_2}^{\′}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{r_{\mathrm{1,1}}}^{\′}& {r_{\mathrm{1,2}}}^{\′}\\ 0& {r_{\mathrm{2,2}}}^{\′}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_2\\ x_1\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n_1}^{\′\′}\\ {n_2}^{\′\′}\end{array}\right]$     式(6)

e₁＝|z₂-r_2，2d₂|²，e₁′＝|z₂′-r_2，2′d₁|²    式(7)

e₂＝|z₁-r_1，2d₂-r_1，1d₁|²，e₂′＝|z₁′-r_1，2′d₁-r_1，1′d₂|²    式(8)

图6是用于说明基于本发明的平方欧几里德距离计算次数的图。另外，在图6中，比较调制次数m＝6(64QAM)时的、QR-MLD与本发明的平方欧几里德距离计算次数，图6A是表示基于本发明的平方欧几里德距离计算次数的图，图6B是表示基于现有的QR-MLD的平方欧几里德距离计算次数的图。

如图6B所示，对于使用了现有的QR-MLD的平方欧几里德距离计算次数而言，在第一阶段中，需要计算相当于调制阶数(64：与d₂对应)的平方欧几里德距离，在第二阶段中，需要对第一阶段的每个码元候补d₂计算相当于调制阶数(64：与d₁对应)的平方欧几里德距离。因此，需要进行64(第一阶段)+64×64(第二阶段)＝4160次的平方欧几里德距离计算。

相对于此，对于本发明的信号分离装置100中的平方欧几里德距离计算而言，以在第一信号处理中只计算d₂的对数似然比为目的。因此，如图6A所示，在第一信号处理的第二阶段中，对第一阶段的每个码元候补d₂计算一个(从某个d₂延伸的分支e₂中为最小的分支min(e₂))的平方欧几里德距离。这是因为，在计算d₂的对数似然比时，只要是d₂为共用的平方欧几里德距离，则无法使用最小的分支(e₁(d₂＝xxxxxx)+min(e₂(d₂＝xxxxxx)))以外的分支。

接下来，在第二信号处理中，因为替换了信道矩阵的分量，从第一阶段开始出现的码元候补变为d₁，若只计算d₁的对数似然比，与第一信号处理同样地，在第二阶段中对第一阶段的每个码元候补d₁计算一个的平方欧几里德距离即可。

根据以上的结果，能够将平方欧几里德距离计算次数削减到64(第一信号处理的第一阶段)+64(第一信号处理的第二阶段)+64(第二信号处理的第一阶段)+64(第二信号处理的第二阶段)＝256次。

因此，根据本实施方式，平方欧几里德距离计算电路占用QR-MLD电路中的电路规模、耗电的大部分，因此通过削减平方欧几里德距离计算次数，能够大幅度地削减电路规模、耗电。

另外，虽然在上述实施方式1的信号分离装置100中，在信道矩阵替换单元110中生成相当于发送流数的信道矩阵，但是最低限只要存在关联于最终阶段的码元候补不同的两个信道矩阵即可，因此不仅限于该数。

(实施方式2)

利用图7～9说明本实施方式2的信号分离装置。图7是表示本发明实施方式2的信号分离装置200的结构的方框图，图8是表示图7所示的第一信号处理单元的最大似然判定单元的结构的方框图，图9是表示图7所示的第二信号处理单元的最大似然判定单元的结构的方框图。

该实施方式2的信号分离装置200与图2至图5所示的实施方式1相对应的信号分离装置100比较，除了所输入的信号数为4个，并且各个信号处理单元151A、152A中的最大似然判定单元231、232的判定单元数不同以外，具有大致同样的基本结构。

因此，详细说明不同的最大似然判定单元的结构，对于其它部分，对相同的结构要素标注相同的名称并标注相同的标号，省略该说明。

实施方式2的信号分离装置被设为适用4×4MIMO、64QAM，其具备两个系统的信号处理单元151A、152A而构成，所述信号处理单元分别包括：与信道矩阵替换单元110同样的结构的信道矩阵替换单元110A、QR分解/Q^H乘法单元121A、122A、最大似然判定(MLD)单元231、232、以及LLR计算单元141A、142A。另外，该两个系统的信号处理单元(这里为具有与在实施方式1的说明同样的基本结构的第一信号处理单元151A和第二信号处理单元152A)与实施方式1同样地，也可以在同一个处理单元以时间顺序进行两个系统的处理。另外，还可以采用作为多个信号处理单元，具有相当于发送流数的信号处理单元的结构。这里采用以下的结构：对4个发送流使用两个信号处理单元，即第一信号处理单元151A和第二信号处理单元152A，由第一信号处理单元151A进行对于发送流1、2的处理，由第二信号处理单元152A进行对于发送流3、4的处理。

该实施方式2的信道分离装置200中的信道矩阵替换单元110A与实施方式1的信道矩阵替换单元110同样地生成多个矩阵，所述矩阵为替换了与关联于最终阶段的码元候补相乘而得的接收信号的信道估计矩阵的元素的矩阵。

这里，生成并输出两个矩阵，也就是说对第一信号处理单元151A输出信道矩阵H，对第二信号处理单元152A输出将信道矩阵H的发送流分量的列向量(h_1，1h_2，1h_3，1h_4，1)替换为其它列向量的矩阵而生成的H’矩阵。

详细地，在本实施方式2的信号分离装置200中的信道矩阵替换单元110A中，作为替换了信道估计矩阵的元素的矩阵，生成将信道估计矩阵中最开始(最左端)的列向量配置得不同的两个矩阵。这里，为接收4个发送信号的情况，因此生成两个信道估计矩阵，在所述矩阵的最开始的列向量中，存在与4个发送流中不同的发送流对应的列向量。此时，对于最开始的列向量以外的列向量而言，无论怎样配置与剩余的发送流对应的列向量都可以。

将这样生成的两个矩阵分别输入到信号处理单元151A、152A，各个信号处理单元151A、152A分别利用由与QR分解/Q^H乘法单元121、122同样的QR分解/Q^H乘法单元121A、122A处理后的信号，分别在最大似然判定231、232计算平方欧几里德距离，并通过与LLR计算单元141、142同样的LLR计算单元141A、142A计算各个阶段的码元候补的各个比特的对数似然比。这里，由第一信号处理单元151A的LLR计算单元141A计算第一、第二阶段的码元候补d₄、d₃的各个比特的对数似然比(LLR)，由第二信号处理单元152A的LLR计算单元142A计算第一、第二阶段的码元候补d₁、d₂的各个比特的对数似然比(LLR)。

另外，特别是在最终阶段(这里为第4阶段)中，由最大似然判定单元231、232只计算表示固定了到最终阶段前(这里为第一阶段～第三阶段)为止的码元候补的组合时的信号点与最接近该信号点的关联于最终阶段的候补点之间的平方欧几里德距离的量值，并分别输出到LLR计算单元141A、142A。

这里说明最大似然判定单元231。

最大似然判定单元231利用从QR分解/Q^H乘法单元121A输入的接收信号Z和R矩阵，通过相当于所接收的发送流数的阶段(这里为四阶段)，计算用于表示平方欧几里德距离的量值。

在最大似然判定单元231中，与第一阶段～第三阶段对应的第一判定单元231a～第三判定单元231c的动作与通常的QR-MLD的动作同样。详细地，第一判定单元231a与第一阶段对应，第二判定单元231b与第二阶段对应，第三判定单元231c与第三阶段对应，第四判定单元231d与作为最终阶段的第四阶段对应。另外，以下，有时将第一判定单元231a～第四判定单元231d分别简称为判定单元。

也就是说，如图8所示的判定单元231a的码元复本生成单元261为与图3所示的码元复本生成单元161同样的单元，且平方欧几里德距离计算单元262为与平方欧几里德距离计算单元162同样的单元。另外，各个判定单元231b、231c中的码元复本生成单元271、281也同样地具有与图3所示的码元复本生成单元161同样的功能，且平方欧几里德距离计算单元272、282也同样地为与平方欧几里德距离计算单元162同样的单元。另外，平方欧几里德距离加法单元273、283具有与平方欧几里德距离加法单元167同样的功能。

与最终阶段的第四阶段对应的判定单元231d包括：信号点生成单元291、阈值判定单元292、码元复本生成/选择单元293、平方欧几里德距离计算单元294、平方欧几里德距离加法单元295、以及最小平方欧几里德距离选择单元296。

该判定单元231d与图3的最大似然判定单元131的最终阶段所对应的判定单元131b比较，具有最小平方欧几里德距离选择单元296之处不同。

该最小平方欧几里德距离选择单元296从与第一阶段对应的第一判定单元231a的码元候补d₄的值共用的64²个平方欧几里德距离中选择最小值，并将其输出到平方欧几里德距离加法单元295。同样地，从与第二阶段对应的第二判定单元231b的码元候补d₃的值共用的64²个平方欧几里德距离中选择最小值，并将其输出到平方欧几里德距离加法单元295。另外，虽然在本实施方式中，使用两个电路(信号处理单元)分别计算两个LLR，但是也可以使用一个电路计算三个LLR而使用另一个电路计算一个LLR。另外，最小平方欧几里德距离选择单元296将与所选择的最小值对应的d₄、d₃、d₂的组输出到信号点生成单元291。另外，在实施方式1的信号分离装置100中不存在该最小平方欧几里德距离选择单元296。这是因为信号分离装置100适用2×2MIMO，与第一阶段的码元候补d₂的值共用的平方欧几里德距离不存在。

信号点生成单元291为具有与信号点生成单元163同样的基本功能的单元，利用所输入的接收信号z₁、作为R矩阵的元素的r_1，2、r_1，3、r_1，4，以及来自最小平方欧几里德距离选择单元296的码元候补d₄、d₃、d₂的组(64+64个)，生成与码元候补d₄、d₃、d₂的组(64+64个)对应的信号点z₁-r_1，2d₂-r_1，3d₃-r_1，4d₄。其后的处理与实施方式1的处理的2×2MIMO的情形同样，因此省略说明。

也就是说，阈值判定单元292、码元复本生成/选择单元293、平方欧几里德距离计算单元294、以及平方欧几里德距离加法单元295，分别为与图3所示的阈值判定单元164、码元复本生成/选择单元165、平方欧几里德距离计算单元166、以及平方欧几里德距离加法单元167同样的结构，进行同样的处理。

最大似然判定单元232利用从QR分解/Q^H乘法单元122A输入的接收信号Z’和R’矩阵，通过相当于所接收的发送流数的阶段(这里为四阶段)，计算用于表示平方欧几里德距离的量值。

在最大似然判定单元232中，与第一阶段～第三阶段对应的第一判定单元232a～第三判定单元232c与最大似然判定单元231的第一判定单元231a～第三判定单元231c同样，它们的动作与通常的QR-MLD的动作同样。详细地，第一判定单元232a与第一阶段对应，第二判定单元232b与第二阶段对应，第三判定单元232c与第三阶段对应，第四判定单元232d与作为最终阶段的第四阶段对应。另外，以下有时将第一判定单元232a～第四判定单元232d分别简称为判定单元。

该最大似然判定单元232基本上具有与最大似然判定231同样的结构，与最大似然判定单元231比较，只是所输入的矩阵不同。最大似然判定单元232使用与输入到最大似然判定231的矩阵不同的矩阵，进行与最大似然判定231同样的处理。

也就是说，如图9所示的判定单元232a的码元复本生成单元311为与图8所示的码元复本生成单元261同样的单元，且平方欧几里德距离计算单元312为与平方欧几里德距离计算单元262同样的单元。另外，各个判定单元232b、232c中的码元复本生成单元321、331也同样地具有与图8所示的码元复本生成单元271、281同样的功能，且平方欧几里德距离计算单元322、332也同样地具有与平方欧几里德距离计算单元272、282同样的功能。另外，平方欧几里德距离加法单元323、333具有与平方欧几里德距离加法单元273、283同样的功能。

与最终阶段的第四阶段对应的判定单元232d与判定单元231d(参照图8)具有同样的结构，包括：信号点生成单元341、阈值判定单元342、码元复本生成/选择单元343、平方欧几里德距离计算单元344、平方欧几里德距离加法单元345、以及最小平方欧几里德距离选择单元346。

也就是说，该判定单元232d与图5的最大似然判定单元132的最终阶段所对应的判定单元132b比较，与判定单元231d同样，具有最小平方欧几里德距离选择单元346之处不同。

该最小平方欧几里德距离选择单元346从与第一阶段对应的第一判定单元232a的码元候补d₁的值共用的64²个平方欧几里德距离中选择最小值，并将其输出到平方欧几里德距离加法单元345。同样地，从与第二阶段对应的第二判定单元232b的码元候补d₂的值共用的64²个平方欧几里德距离中选择最小值，并将其输出到平方欧几里德距离加法单元345。

另外，最小平方欧几里德距离选择单元296将与所选择的最小值对应的d₁、d₂、d₃的组(64+64个候补)输出到信号点生成单元341。另外，在实施方式1的信号分离装置100中不存在该最小平方欧几里德距离选择单元346。这是因为信号分离装置100适用2×2MIMO，与第一阶段的码元候补d₁的值共用的平方欧几里德距离不存在。

信号点生成单元341为具有与信号点生成单元173同样的基本功能的单元，利用所输入的接收信号z₁’、作为R矩阵的元素的r_1，2’、r_1，3’、r_1，4’，以及来自最小平方欧几里德距离选择单元346的码元候补d₁、d₂、d₃的组(64+64个)，生成与码元候补d₁、d₂、d₃的组(64+64个)对应的信号点z₁’-r_1，2’d₃-r_1，3’d₂-r_1，4’d₁。其后的处理与实施方式1的处理的2×2MIMO的情形同样，因此省略说明。

也就是说，阈值判定单元342、码元复本生成/选择单元343、平方欧几里德距离计算单元344、以及平方欧几里德距离加法单元345，分别为与图5所示的阈值判定单元174、码元复本生成/选择单元175、平方欧几里德距离计算单元176、以及平方欧几里德距离加法单元177同样的结构，进行同样的处理。

接下来说明最大似然判定单元231的动作的具有特征性的地方。

对于与最终阶段的第四阶段对应的判定单元231而言，在最小平方欧几里德距离选择单元296中，从第一阶段的码元点d₄(因为是64QAM所以为64个)的值共用的64²个(d₃的码元点数×d₂的码元点数)的平方欧几里德距离中选择最小值，并将其输出到平方欧几里德距离加法单元295。同样地，从第二阶段的码元点d₃(因为是64QAM所以为64个)的值共用的64²个(d₄的码元点数×d₂的码元点数)的平方欧几里德距离中选择最小值，并将其输出到平方欧几里德距离加法单元295。

而且，将与该最小值对应的码元候补d₄、d₃、d₂的组(64+64个)输出到信号点生成单元291。

在信号点生成单元291中，输入接收信号z₁和R矩阵的元素的r_1，2、r_1，3、r_1，4后，对从最小平方欧几里德距离选择单元296输入的d₄、d₃、d₂的组(64+64个)生成信号点z₁-r_1，2d₂-r_1，3d₃-r_1，4d₄。其后的处理与2×2MIMO同样。

另外，因为最大似然判定单元232进行与最大似然判定单元231基本同样的动作，所以省略说明。

如上所述，根据本实施方式2，与平方欧几里德距离计算次数为64+64²+64³+64⁴＝17043520的现有的QR-MLD的方法比较，能够将平方欧几里德距离计算次数削减到532864(＝(64(第一阶段)+64²(第二阶段)+64³(第三阶段)+2×64(第四阶段)×2(第一、第二信号处理))，并且能够伴随其大幅度地削减QR-MLD电路的电路规模、耗电。

换言之，根据实施方式2的信号分离装置，能够将运算量从根据现有的QR-MLD的{(2^m)+(2^m)²+(2^m)³+...+(2^m)^X}次减少到{(2^m)+(2^m)²+(2^m)³+...+(2^m)^X-1+(X/2)×(2^m)}×2次(X为发送天线数)。因此，通过在削减运算量的同时降低比特似然的不存在几率，能够削减运算量，并且能够提高通信质量。

另外，用于说明上述的各个实施方式的各个功能模块，典型的被实现为由集成电路构成的LSI(大规模集成电路)。这些既可以分别实行单芯片化，也可以包含其中一部分或者是全部而实行单芯片化。每个功能块在此虽然称作LSI，但根据集成度的不同也可以称为“IC”、“系统LSI”、“超大LSI”和“极大LSI”等。另外，集成电路化的技术不只限于LSI，也可以使用专用电路或通用处理器来实现。LSI制造后也可以利用能够编程的FPGA(FieldProgrammable Gate Array，现场可编程门阵列)，或可以利用对LSI内部的电路块的连接或设定进行重新构置的可重构处理器(Reconfigurable Processor)。再有，如果随着半导体技术的进步或者其他技术的派生，出现了取代LSI集成电路化的技术，当然也可以利用该技术来实现功能块的集成化。也有适用生物技术等的可能性。

另外，上述的本发明的形态为用于多输入多输出方式的无线接收装置、通过伴随有QR分解的最大似然判定方式的多个阶段进行信号分离的信号分离装置，其可以包括：信道矩阵生成单元，生成多个用于与关联于最终阶段的码元候补相乘的、替换了信道估计矩阵的元素的矩阵；QR分解单元，使用所生成多个矩阵的每个矩阵进行QR分解，从而计算与所述生成的每个矩阵的对应的酉阵与上三角矩阵；正交化单元，对所述生成的每个矩阵，进行基于该矩阵的所述酉阵的转置矩阵与接收信号之间的乘法运算；以及最大似然判定单元，在最终阶段中，利用所述QR分解单元与所述正交化单元的计算结果，只计算表示固定了到最终阶段前为止的码元候补的组合时的信号点与最接近该信号点的关联于最终阶段的候补点之间的平方欧几里德距离的量值。另外，还可以进一步包括似然计算单元，使用所述计算出的、表示平方欧几里德距离的量值，对每个所述所生成的矩阵只计算所述码元候补的对数似然比。

2006年9月25日提交的特愿第2006-259710号的日本专利申请所包含的说明书、附图以及说明书摘要的公开内容都引用于本申请。

工业上的可利用性

本发明的信号分离装置以及信号分离方法具有能够在保持通信质量的状态下削减运算量的效果，特别适于进行MIMO通信的无线接收装置。

Claims (2)

1.信号分离装置，用于多输入多输出方式的无线接收装置，通过最大似然判定方式的两个阶段进行信号分离，其包括：

信道矩阵替换单元，替换第一信道估计矩阵的列而生成第二信道估计矩阵；

分解单元，分别利用所述第一信道估计矩阵以及第二信道估计矩阵，进行QR分解，从而计算与所述第一信道估计矩阵以及第二信道估计矩阵分别对应的酉阵和上三角矩阵；

乘法单元，对每个所述第一信道估计矩阵以及第二信道估计矩阵，进行所述酉阵的共轭转置矩阵与接收信号之间的乘法运算，从而计算第一正交化后的接收信号和第二正交化后的接收信号；

最大似然判定单元，包括：用于第一阶段的码元复本生成单元、平方欧几里德距离计算单元、以及用于第二阶段的信号点生成单元、码元复本生成/选择单元、平方欧几里德距离计算单元、阈值判定单元、平方欧几里德距离加法单元，

在第一阶段中，所述平方欧几里德距离计算单元使用第一发送信号候补和对应于所述第二信道估计矩阵的上三角矩阵的元素来接收所述码元复本生成单元生成的第一码元复本，并对所有的第一发送信号候补，利用所述第一码元复本与所述第二正交化后的接收信号计算平方欧几里德距离，

在第二阶段中，所述阈值判定单元对从所述信号点生成单元输入的所有的信号点进行IQ轴的各个轴上的阈值判定，检测作为在星座图上最接近的最近邻信号点的所述第二阶段的第二发送信号候补，并将其输出到所述码元复本生成/选择单元，所述码元复本生成/选择单元使用第二发送信号候补和对应于所述第二信道估计矩阵的上三角矩阵的元素来生成第二码元复本，所述平方欧几里德距离计算单元根据从所述信号点生成单元输入的所有的信号点和所述第二码元复本计算表示所述第二阶段的平方欧几里德距离的量，

所述平方欧几里德距离加法单元对所有的所述第一发送信号候补，将在所述第一阶段中计算出的平方欧几里德距离与在所述第二阶段中

计算出的平方欧几里德距离进行加法运算，输出与所有的所述第一发送

信号候补一对一对应的加法运算结果；以及

对数似然比计算单元，对于所述第一发送信号候补的各比特，从所述加法运算结果中选择0的情况下为最小的平方欧几里德距离和1的情况下为最小的平方欧几里德距离，根据所选择的所述0的情况下为最小的平方欧几里德距离和所述1的情况下为最小的平方欧几里德距离的差算出所述第一发送信号候补的各比特的对数似然比。

2.信号分离方法，用于多输入多输出方式的无线接收装置，通过最大似然判定方式的两个阶段进行信号分离，其包括：

信道矩阵替换步骤，替换第一信道估计矩阵的列而生成第二信道估计矩阵；

分解步骤，分别利用所述第一信道估计矩阵以及第二信道估计矩阵，进行QR分解，从而计算与所述第一信道估计矩阵以及第二信道估计矩阵分别对应的酉阵和上三角矩阵；

乘法步骤，对每个所述第一信道估计矩阵以及第二信道估计矩阵，进行所述酉阵的共轭转置矩阵与接收信号之间的乘法运算，从而计算第一正交化后的接收信号和第二正交化后的接收信号；以及

最大似然判定步骤，在第一阶段中，使用第一发送信号候补和对应于所述第二信道估计矩阵的上三角矩阵的元素来接收码元复本生成单元生成的第一码元复本，并对所有的第一发送信号候补，利用所述第一码元复本与所述第二正交化后的接收信号计算平方欧几里德距离，在第二阶段中，对输入的所有的信号点进行IQ轴的各个轴上的阈值判定，检测作为在星座图上最接近的最近邻信号点的所述第二阶段的第二发送信号候补，使用第二发送信号候补和对应于所述第二信道估计矩阵的上三角矩阵的元素来生成第二码元复本，根据输入的所有的信号点和所述第二码元复本计算表示所述第二阶段的平方欧几里德距离的量，

对所有的所述第一发送信号候补，将在所述第一阶段中计算出的平方欧几里德距离与在所述第二阶段中计算出的平方欧几里德距离进行加法运算，输出与所有的所述第一发送信号候补一对一对应的加法运算结果；以及

对数似然比计算步骤，对于所述第一发送信号候补的各比特，从所述加法运算结果中选择0的情况下为最小的平方欧几里德距离和1的情况下为最小的平方欧几里德距离，根据所选择的所述0的情况下为最小的平方欧几里德距离和所述1的情况下为最小的平方欧几里德距离的差算出所述第一发送信号候补的各比特的对数似然比。

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