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KR100926566B1 - 연판정값 산출 방법 및 송신 신호 검출 방법 - Google Patents

연판정값 산출 방법 및 송신 신호 검출 방법 Download PDF

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KR100926566B1
KR100926566B1 KR1020070126234A KR20070126234A KR100926566B1 KR 100926566 B1 KR100926566 B1 KR 100926566B1 KR 1020070126234 A KR1020070126234 A KR 1020070126234A KR 20070126234 A KR20070126234 A KR 20070126234A KR 100926566 B1 KR100926566 B1 KR 100926566B1
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calculating
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방승재
최정필
박윤옥
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한국전자통신연구원
삼성전자주식회사
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Abstract

본 발명은 연판정값 산출 방법 및 송신 신호 검출 방법에 관한 것이다.
본 발명은 수신된 신호에 기초해 채널을 추정하고, 복수의 데이터 스트림을 재정렬한다. 그리고, 재정렬된 데이터 스트림을 이용하여 복수의 후보 벡터를 선택하고, 각 후보 벡터에 대응하는 메트릭을 산출한다. 그리고, 각 후보 벡터 별로 산출된 메트릭을 이용하여 임계치를 계산하고, 각 후보 벡터에 대응하는 메트릭 및 임계치를 이용하여 송신 신호의 각 비트에 대한 연판정값을 산출한다.
연판정값, 다중송수신, MIMO, 공간 다중화, 메트릭, 로그우도비

Description

연판정값 산출 방법 및 송신 신호 검출 방법{Method for calculating soft value and detecting transmit signal}
본 발명은 연판정값 산출 방법 및 송신 신호 검출 방법에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 공간 다중화(Spatial Multiplexing, SM) 방식을 사용하는 다중 송수신(Multiple Input Multiple Output, MIMO) 시스템에서의 연판정값 산출 방법 및 송신 신호 검출 방법에 관한 것이다.
차세대 이동통신 시스템에서는 고정 및 이동 환경에서 고속의 데이터 전송이 요구된다. 이러한 요구를 충족시키기 위하여, 다중 데이터 스트림(stream) 전송을 가능하게 함으로써 고속 데이터 전송을 가능하게 하는 공간 다중화 방식(Spatial Multiplexing, SM)을 사용하는 다중 송수신(Multiple Input Multiple Output, MIMO)시스템이 주목을 받고 있다.
공간 다중화 방식을 사용하는 MIMO 시스템에서는 송신단은 각 송신 안테나 별로 각각 다른 정보를 나타내는 데이터 스트림을 전송하며, 수신단은 송신단으로부터 수신된 데이터 스트림을 분리한다.
종래 분리 기법에서는 최적의 송신 신호 검출을 위해 송신 가능한 신호 벡터 각각에 대한 최대우도(Maximum Likelihood, ML) 메트릭(Metric)을 계산하여 가장 작은 ML 메트릭(Metric)을 갖는 송신 신호 벡터를 찾는 ML 신호 검출 기법(Maximum Likelihood Bit Metric Detection)을 사용하였다.
그러나, 이러한 ML 신호 검출 기법은 최적의 송신 신호 검출 성능을 보이지만, 성상도(constellation) 크기 및 송신단 안테나 수에 대해 하드웨어 복잡도가 지수함수적으로 증가하기 때문에 매우 높은 복잡도를 요구하는 단점이 있다.
이러한 ML 신호 검출 기법의 단점을 보완하기 위해, 종래에는 복잡도를 낮춘 선형 신호 검출 기법으로 ZF(Zero Forcing) 기법과 MMSE(Minimum Mean Square Estimator) 기법 등이 제안되었다. 그러나, 이러한 기법들은 ML 신호 검출 기법에 비해 성능 저하가 심한 문제점이 있다. 또한, ML 신호 검출 기법의 단점을 보완하기 위해 복잡도를 낮춘 비선형 신호 검출 기법으로 VBLAST(Vertical Bell Lab Layered Space Time)로 알려진 OSIC(Ordered Successive Interference Cancellation)가 제안되었으나, VBLAST 기법 또한 구현이 비교적 간단하고 ZF, MMSE 기법보다 성능은 개선되지만 ML 신호 검출 기법에 비해 성능이 떨어지는 문제점이 있다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 공간 다중화 방식을 사용하는 다중 송수신 시스템에서 복잡도가 낮으면서 송신 신호 검출 성능을 향상시킨 송신 신호 검출 방법 및 연판정값 산출 방법을 제공하는 것이다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 특징에 따른 수신기의 연판정값 산출 방법은,
복수의 데이터 스트림을 이용하여 복수의 후보 벡터를 검출하는 단계; 상기 복수의 후보 벡터 별 유클리디언 거리의 제곱근에 기초해 상기 복수의 후보 벡터 각각에 대응하는 복수의 메트릭을 산출하는 단계; 상기 복수의 메트릭을 이용하여 임계치를 산출하는 단계; 및 상기 복수의 후보 벡터 및 상기 임계치를 이용하여 송신 신호의 각 비트에 대한 연판정값을 산출하는 단계를 포함한다.
또한, 본 발명의 다른 특징에 따른 수신기의 송신 신호 검출방법은,
복수의 데이터 스트림을 재정렬하는 단계; 상기 재정렬된 복수의 데이터 스트림을 이용하여 복수의 후보 벡터를 선택하는 단계; 상기 복수의 후보 벡터 별 유클리디언 거리의 제곱근에 기초해 상기 복수의 후보 벡터 각각에 대응하는 복수의 메트릭을 산출하는 단계; 상기 복수의 메트릭 및 상기 복수의 메트릭을 이용하여 산출한 임계치를 이용하여 송신 신호의 각 비트에 대한 연판정값을 산출하는 단계; 및 상기 연판정값에 기초해 상기 송신 신호를 검출하는 단계를 포함한다.
본 발명에 따르면, 공간 다중화 방식을 사용하는 다중 송수신 시스템에서 수신기는 복잡도는 낮으면서 성능이 뛰어난 연판정값 산출 방법을 이용하여 송신 신호 검출을 구현할 수 있다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. 또한, 명세서에 기재된 "…부", "…기" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.
이제 아래에서는 본 발명의 실시 예에 따른 공간 다중화(Spatial Multiplexing, SM) 방식을 사용하는 다중 송수신(Multiple Input Multiple Output, MIMO) 시스템에서의 연판정값 산출 방법, 송신 신호 검출 방법 및 수신기에 대하여 도면을 참고로 하여 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 송신기(100) 및 수신기(200)를 도시한 구조도로서, MIMO 시스템의 송수신기(100, 200)를 도시한 것이다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 송신기(100) 및 수신기(200)는 서로 다른 개수의 송수신 안테나를 가질 수 있으나, 이하, 설명의 편의를 위하여 송신기(100)는 4개의 송신 안테나를 가지며, 수신기(200)는 4개의 수신 안테나를 갖는 4X4 MIMO 시스템을 이용하여 송수신기의 구조를 설명한다.
도 1을 참조하면, 송신기(100)는 신호 처리부(110), 심볼 매핑부(120) 및 역다중화부(130)를 포함한다.
신호 처리부(110)는 송신 데이터에 대해 스크램블링(Scrambling), 오류 정정 부호화(Error Correction Coding) 및 인터리빙(Interleaving) 등의 신호 처리를 수행하여 심볼 매핑부(120)로 전달한다. 이때, 신호 처리부(110)에 입력되는 송신 데이터는 매체 접속 제어(Medium Access Control, MAC) 계층에서 물리 계층으로 전달된 이진 데이터를 의미한다.
심볼 매핑부(120)는 신호 처리부(110)에서 신호처리 되어 출력되는 송신 데이터를 변조 방식에 기초해 고속의 심볼로 변환한다.
역다중화부(130)는 심볼 매핑부(120)에서 변환된 고속의 심볼들을 송신안테나 수에 기초해 4개의 저속 데이터 스트림(stream)으로 나누어 출력하고, 출력된 4개의 데이터 스트림은 각각의 송신 안테나를 통해 동시에 전송된다.
수신기(200)는 채널 추정 및 스트림 정렬부(210), 후보군 설정부(220), 연판정값 계산부(230), 다중화부(240) 및 신호 처리부(250)를 포함한다.
채널 추정 및 스트림 정렬부(210)는 수신 안테나를 통해 수신되는 신호를 이용해 채널 추정을 수행하고, 데이터 스트림 및 채널을 재정렬하여 출력한다. 이때, 데이터 스트림의 재정렬 방법은 신호대 잡음비(SNR, Signal to Noise Ratio)가 가장 높은 데이터 스트림부터 순차적으로 정렬한다.
후보군 설정부(220)는 채널 추정 및 스트림 정렬부(210)로부터 수신한 재정 렬된 데이터 스트림 및 채널을 이용하여 송신 신호의 후보군을 결정한다.
연판정값 계산부(230)는 후보군 설정부(220)에서 결정된 송신 신호의 후보군을 이용하여 복수의 데이터 스트림의 각 비트(bit)들의 연성판정값(soft value)를 산출한다.
다중화부(240) 및 신호 처리부(250)는 송신기(100)의 역다중화부(130) 및 신호 처리부(110)의 역 기능을 수행하며, 연판정값 계산부(230)에서 산출된 연성판정값을 이용하여 채널 복호를 수행하고 송신 신호를 검출한다.
다음, 도 2 내지 도 5를 참조하여, 본 발명의 실시 예에 따른 수신기(200)의 송신 신호 검출 방법에 대하여 상세하게 설명한다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 수신기(200)의 송신 신호 검출 방법을 도시한 흐름도이고, 도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 후보군 설정부(220)를 상세하게 도시한 구조도이다.
도 2를 참조하면, 수신기(200)의 안테나를 통해 신호가 수신 되면, 채널 추정 및 스트림 정렬부(210)는 수신된 신호를 이용하여 채널 추정을 수행하고(S101), 송신 신호 즉, 데이터 스트림을 재정렬한다(S102). 이때, 채널 추정 및 스트림 정렬부(210)는 SNR이 높은 데이터 스트림부터 낮은 데이터 스트림 순으로 순차적으로 데이터 스트림을 재정렬한다.
재정렬 이후의 시스템 모델은 다음의 수학식 1과 같이 표현된다.
Figure 112007087922818-pat00001
여기서,
Figure 112007087922818-pat00002
,
Figure 112007087922818-pat00003
,
Figure 112007087922818-pat00004
및
Figure 112007087922818-pat00005
는 각각 재정렬된 수신 신호, 송신 신호, 잡음 그리고 4X4 채널 행렬을 나타낸다. 따라서, x1은 SNR이 가장 높은 데이터 스트림의 심볼을 나타내고, x4는 SNR이 가장 낮은 데이터 스트림의 심볼을 나타낸다.
전술한 바와 같이 채널 추정 및 스트림 정렬부(210)에서 재정렬된 채널 행렬(H) 및 데이터 스트림(x)은 후보군 설정부(220)로 입력되고, 후보군 설정부(220)는 이를 이용하여 송신 신호의 후보군을 결정한다(S103).
도 3은 이러한 후보군 설정부(220)의 동작을 단계 별로 상세하게 도시하고 있다.
도 3을 보면, 후보군 설정부(220)는 4X4 MIMO 시스템의 경우, (x1) 후보군 설정부(221), (x1, x2)후보군 설정부(222), (x1, x2, x3)후보군 설정부(223) 및 (x1, x2, x3, x4)후보군 설정부(224)의 총 4단계에 걸쳐서 해당 데이터 스트림의 후보군을 결정하고, 결정된 후보군을 연판정값 계산부(230)에 전달한다. 이러한 각 단계의 동작 및 설명은 다음과 같다.
먼저, (x1) 후보군 설정부(221)에서의 동작을 살펴보면, x1은 SNR이 가장 높은 데이터 스트림의 심볼이므로 수학식 1은 다음의 수학식 2와 같이 전개할 수 있다.
Figure 112007087922818-pat00006
여기서, x1에 해당하는 채널을 제외한 채널들(h 2 , h 3 , h 4 )로 구성할 수 있는 신호 부공간에 직교하는 잡음 부공간으로 투사하는 행렬을 P 1이라 정의하면,
Figure 112007087922818-pat00007
인 경우, P 1은 다음의 수학식 3을 만족한다.
Figure 112007087922818-pat00008
여기서, 투사 행렬 P 1의 특성은
Figure 112007087922818-pat00009
임을 알 수 있다. 그리고 정확한 x1을 알고 있다면 다음의 수학식 4를 구할 수 있다.
Figure 112007087922818-pat00010
한편, 정확한 x1을 알고 있지 못한 경우 즉,
Figure 112007087922818-pat00011
이 정확한 송신 심볼이 아닌 경우, 다음의 수학식 5를 구할 수 있다.
Figure 112007087922818-pat00012
위 수학식 4 및 수학식 5의 결과 벡터의 크기를 비교하면, 정확한 x1을 알고 처리하는 경우가 적은 값을 가질 확률이 높음을 알 수 있다. 이와 같은 특성을 이 용하면, x1후보군 설정을 위해 r 1,k는 다음의 수학식 6으로 정의할 수 있다.
Figure 112007087922818-pat00013
여기서 Ω는 성상점들의 집합이고 그 개수를 C=|Ω|라고 정의한다.
또한, (x1) 후보군 설정부(221)는
Figure 112007087922818-pat00014
의 모든 심볼에 대한 성상점의 경우를 다 고려하여 적은 P 1 r 1 ,k을 갖는 β개의 심볼집합 즉, 제1 후보군(
Figure 112007087922818-pat00015
)을 선택한다.
다음, (x1, x2)후보군 설정부(222)에서의 동작을 설명하도록 한다.
(x1, x2)에 해당하는 채널을 제외한 채널들 h 3,h 4로 구성할 수 있는 신호 부공간에 직교한 부공간으로 투사하는 행렬을 P 2라 정의하면,
Figure 112007087922818-pat00016
인 경우 P 2는 다음의 수학식 7과 같이 구할 수 있다.
Figure 112007087922818-pat00017
이때, (x1, x2)후보군 설정부(222)는
Figure 112007087922818-pat00018
로 정의하고(여기서
Figure 112007087922818-pat00019
),
Figure 112007087922818-pat00020
의 모든 심볼에 대한 성상점의 경우를 다 고려하여, β개의
Figure 112007087922818-pat00021
에 대하여 적은 P 2 r 2 ,k을 갖는 β개의 심볼집합 즉, 제2 후보 군(
Figure 112007087922818-pat00022
)을 선택한다. 따라서, 총 (β×C)개의 (x1, x2)중에서 β 개의 후보군(x1, x2)이 선택된다.
다음, (x1, x2, x3)후보군 설정부(223)에서의 동작을 설명하도록 한다.
(x1, x2, x3)후보군 설정부(223)는 (x1, x2)후보군 설정부(222)와 동일한 방법으로 P 3를 다음의 수학식 8과 같이 구한다.
Figure 112007087922818-pat00023
이때, (x1, x2, x3)후보군 설정부(223)는
Figure 112007087922818-pat00024
로 정의하고(여기서
Figure 112007087922818-pat00025
), 의 모든 심볼에 대한 성상점의 경우를 다 고려하여 β개의
Figure 112007087922818-pat00027
에 대하여 적은 P 3 r 3 ,k갖는 β개의 심볼 집합 즉, 제3 후보군(
Figure 112007087922818-pat00028
)을 선택한다. 따라서, 총 (β×C)개의 (x1, x2, x3)중에서 β 개의 후보군(x1, x2, x3)이 선택된다.
다음, (x1, x2, x3, x4)후보군 설정부(224)에서의 동작을 설명하도록 한다.
(x1, x2, x3, x4)후보군 설정부(224)는 전 단계까지 구한 β개의 심볼 집합
Figure 112007087922818-pat00029
에 기초해, 다음의 수학식 9를 사용하여 x4를 찾아낸다.
Figure 112007087922818-pat00030
따라서 전 단계까지 구한 각각의 후보군(x1, x2, x3)에는 대응되는 하나의 x4만이 존재하며, 이에 따라, (x1, x2, x3, x4)후보군 설정부(224)는 β개의 심볼집합 즉, 최종적으로 선택된 후보 벡터의 집합인 후보군(
Figure 112007087922818-pat00031
)을 얻을 수 있다.
이후, 후보군 설정부(220)는 전술한 과정을 통해 얻은 후보군(B4)을 연판정값 계산부(230)로 전달한다.
한편, 본 발명의 실시 예에서는 수신기(200)는 채널 복호 시에 보다 큰 코딩 이득을 얻기 위해 송신 신호의 각 비트들의 연판정값을 사용한다. 즉, 복수의 데이터 스트림에 포함된 심볼의 각 비트에 해당하는 연판정값를 이용하여 연판정을 수행함으로써 송신 신호를 검출한다. 이를 위해, 연판정값 계산부(230)는 송신 신호의 각 비트에 대한 연판정값을 산출하여 출력한다. 이때, 연판정값 계산부(230)에서 출력되는 연판정값은 로그우도비(Log Likelihood Ratio, LLR)가 된다.
다시, 도 2를 보면, 연판정값 계산부(230)는 채널 복호를 위해 송신 신호의 각 비트에 해당하는 연판정값 즉, 로그우도비를 산출한다(S104). 그리고, 다중화부(240) 및 신호 처리부(250)는 연판정값 계산부(230)에서 산출된 연판정값을 이용 하여 채널 복호를 수행하고 송신 신호를 검출한다(S105).
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 연판정값 계산부(230)를 도시한 구조도이고, 도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 연판정값 산출 방법을 도시한 흐름도로서, 연판정값 계산부(230)의 동작을 단계 별로 상세하게 도시하고 있다.
우선, 수학식 10은 m번째 송신 심볼의 k번째 비트로 정의되는 b k,m 의 로그우도비를 산출하는 일반적인 로그우도비 함수를 나타낸다.
Figure 112007087922818-pat00032
여기서, D(x)는 송신 신호의 각 비트(b k,m )의 후보 벡터에 대한 유클리디언(Euclidean) 거리를 의미하며, 본 발명의 실시 예에서는
Figure 112007087922818-pat00033
로 정의 된다. 또한, S(k,m) + 는 송신 신호의 각 비트(b k,m )에 해당하는 후보 벡터 중 +1(b k,m = + 1)에 해당하는 후보 벡터 집합이고, S(k,m) -는 송신 신호의 각 비트(b k,m )에 해당하는 후보 벡터 중 -1(b k,m = - 1)에 해당하는 후보 벡터 집합이다. 한편, S(k,m) + 및 S(k,m) -이 동시에 존재하는 송신 신호의 비트에 대해서는 수학식 10을 사용하여 로그우도비를 계산할 수 있지만, 둘 중 하나만 존재하는 경우에는 수학식 10을 사용해 로그우도비를 계산할 수 없다. 따라서, S(k,m) + 또는 S(k,m) -이 없는 비트에 대한 로그우도비 산출을 위한 방법이 필요하다.
아래에서는 도 4 및 도 5를 참조하여 본 발명의 실시 예에 따른 연판정값 계산부(230)의 로그우도비 산출 방법에 대하여 설명한다.
본 발명의 실시 예에서는 전술한 수학식 10의 D(x)를 다음의 수학식 11과 같이 후보 벡터 각각에 대응되는 메트릭(metric)으로 정의한다.
Figure 112007087922818-pat00034
여기서,
Figure 112007087922818-pat00035
는 송신 신호의 각 비트의 후보 벡터에 대한 유클리디언(Euclidean) 거리를 의미하며, 유클리디언 거리의 제곱근(square root)을 각 후보 벡터에 대한 메트릭으로 사용한다.
따라서, 전술한 수학식 10은 다음의 수학식 12와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007087922818-pat00036
그리고, 연판정값 계산부(230)는 후보 벡터들이 입력되면(S201), 우선 S(k,m) + 또는 S(k,m) -이 없는 비트에 대한 로그우도비 산출에 사용되는 임계치(Th)를 다음의 수학식 13 또는 수학식 14를 이용하여 산출한다(S202). 도 4를 보면, 각 후보 벡터에 대응하는 메트릭이 임계치(Th) 산출에 사용됨을 알 수 있다.
Figure 112007087922818-pat00037
Figure 112007087922818-pat00038
수학식 13은 각 후보 벡터에 대응하는 메트릭 중 최대값을 임계치(Th)로 사용하는 방법이고, 수학식 14는 각 후보 벡터에 대응하는 메트릭의 평균값을 임계치(Th)로 사용하는 방식을 나타낸다.
한편, 연판정값 계산부(230)는 전술한 바와 같이 산출한 임계치(Th)를 이용해 송신 신호의 각 비트 중 S(k,m) + 또는 S(k,m) -이 존재하지 않는 비트에 대해 로그우도비를 산출한다. 즉, 송신 신호의 각 비트들에 대하여 S(k,m) + 및 S(k,m) -이 모두 존재하는지 확인하고(S203), 둘 다 존재하는 경우에는 전술한 수학식 12를 이용해 로그우도비를 산출하고(S204), 둘 중 하나가 존재하지 않는 경우,
Figure 112007087922818-pat00039
또는
Figure 112007087922818-pat00040
값 대신에 다음의 수학식 15와 같이 임계치(Th)를 사용하여 로그우도비를 산출한다(S205).
Figure 112007087922818-pat00041
한편, 연판정값 계산부(230)는 송신 신호의 모든 비트들의 로그우도비를 산 출할 때까지 로그우도비 산출 과정(S203 내지 S205)을 반복해서 수행한다(S206).
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 수신기(200)를 사용하여 송신 신호를 검출하는 경우의 블록 에러율(Block Error Rate)의 일 예를 도시한 것으로서, 4개의 송수신 안테나와 16-QAM 변조, 1/2 부호화율(code rate) CTC(Convolutional Turbo Code)를 사용한 경우를 도시한 것이다.
여기서 한 블록, 즉 하나의 코드워드를 생성하기 위한 정보bit 크기는 960bits이며, 후보벡터의 수는 =16이다. 도 6에서, 본 발명의 실시 예에 따른 연판정값 계산 방법을 이용하여 송신 신호를 검출하는 경우 경판정값을 이용하여 송신 신호를 검출하는 방법에 비해 약 2dB 정도의 이득을 얻는 것을 볼 수 있다.
즉, 본 발명의 실시 예에 따른 수신기(200)는 송신 신호 검출 성능은 뛰어난 장점이 있다.
이상에서 설명한 본 발명의 실시예는 장치 및 방법을 통해서만 구현이 되는 것은 아니며, 본 발명의 실시예의 구성에 대응하는 기능을 실현하는 프로그램 또는 그 프로그램이 기록된 기록 매체를 통해 구현될 수도 있으며, 이러한 구현은 앞서 설명한 실시예의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야의 전문가라면 쉽게 구현할 수 있는 것이다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 송신기 및 수신기를 도시한 구조도이다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 수신기의 송신 신호 검출 방법을 도시한 흐름도이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 후보군 설정부를 도시한 구조도이다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 연판정값 계산부를 도시한 구조도이다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 연판정값 산출 방법을 도시한 흐름도이다.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 수신기를 사용하여 송신 신호를 검출하는 경우의 블록 에러율의 일 예를 도시한 것이다.

Claims (9)

  1. 수신기의 연판정값 산출 방법에 있어서,
    복수의 데이터 스트림을 이용하여 복수의 후보 벡터를 검출하는 단계;
    상기 복수의 후보 벡터 별 유클리디언 거리의 제곱근에 기초해 상기 복수의 후보 벡터 각각에 대응하는 복수의 메트릭을 산출하는 단계;
    상기 복수의 메트릭을 이용하여 임계치를 산출하는 단계; 및
    상기 복수의 후보 벡터 및 상기 임계치를 이용하여 송신 신호의 각 비트에 대한 연판정값을 산출하는 단계
    를 포함하는 연판정값 산출 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 임계치를 산출하는 단계는,
    상기 복수의 메트릭 중 최대값을 상기 임계치로 선택하는 단계인 연판정값 산출 방법.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 임계치를 산출하는 단계는,
    상기 복수의 메트릭의 평균값을 상기 임계치로 선택하는 단계인 연판정값 산출 방법.
  4. 제 2항에 있어서,
    상기 연판정값을 산출하는 단계는,
    상기 각 비트 중 제1 값만 후보 벡터로 가지는 비트를 검출하는 단계; 및
    상기 검출된 비트에 대해 상기 제1 값을 가지는 후보 벡터의 메트릭 중 최소 메트릭과 상기 임계치를 이용하여 상기 검출된 비트의 연판정값을 산출하는 단계
    를 포함하는 연판정값 산출 방법.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 송신 신호의 각 비트에 대한 연판정값을 산출하는 단계는,
    상기 각 비트 중 상기 제1 값과 다른 제2 값만 후보 벡터로 가지는 비트를 검출하는 단계; 및
    상기 제2 값만 후보 벡터로 가지는 비트에 대해 상기 제2 값을 가지는 후보 벡터의 메트릭 중 최소 메트릭과 상기 임계치를 이용하여 연판정값을 산출하는 단계
    를 더 포함하는 연판정값 산출 방법.
  6. 제 5항에 있어서,
    상기 송신 신호의 각 비트에 대한 연판정값을 산출하는 단계는,
    상기 각 비트 중 상기 제1 값 및 상기 제2 값의 후보 벡터를 동시에 가지는 비트를 검출하는 단계; 및
    상기 제1 값 및 상기 제2 값의 후보 벡터를 동시에 가지는 비트에 대해 상기 제1 값을 가지는 후보 벡터의 메트릭 중 최소 메트릭과 상기 제2 값을 가지는 후보 벡터의 메트릭 중 최소 메트릭을 이용하여 연판정값을 산출하는 단계
    를 더 포함하는 연판정값 산출 방법.
  7. 수신기의 송신 신호 검출방법에 있어서,
    복수의 데이터 스트림을 재정렬하는 단계;
    상기 재정렬된 복수의 데이터 스트림을 이용하여 복수의 후보 벡터를 선택하는 단계;
    상기 복수의 후보 벡터 별 유클리디언 거리의 제곱근에 기초해 상기 복수의 후보 벡터 각각에 대응하는 복수의 메트릭을 산출하는 단계;
    상기 복수의 메트릭 및 상기 복수의 메트릭을 이용하여 산출한 임계치를 이용하여 송신 신호의 각 비트에 대한 연판정값을 산출하는 단계; 및
    상기 연판정값에 기초해 상기 송신 신호를 검출하는 단계
    를 포함하는 송신 신호 검출 방법.
  8. 제 7항에 있어서,
    상기 재정렬하는 단계는,
    상기 복수의 데이터 스트림을 신호대 잡음비의 내림차 순으로 재정렬하는 단계인 송신 신호 검출 방법.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 연판정값을 산출하는 단계는,
    상기 복수의 메트릭을 이용하여 상기 임계치를 산출하는 단계;
    상기 각 비트에 대해 대응하는 후보 벡터 중 제1 값인 후보 벡터들의 제1 최소 메트릭을 산출하는 단계;
    상기 각 비트에 대해 대응하는 후보 벡터 중 상기 제1 값과 다른 제2 값인 후보 벡터들의 제2 최소 메트릭을 산출하는 단계;
    상기 각 비트 중 상기 제1 값인 후보 벡터와 상기 제2 값인 후보 벡터를 동시에 갖는 비트의 경우, 상기 제1 최소 메트릭 및 상기 제2 최소 메트릭을 이용하여 연판정값을 산출하는 단계; 및
    상기 각 비트 중 상기 제1 값인 후보 벡터 및 상기 제2 값인 후보 벡터 중 하나만 갖는 비트의 경우, 상기 제1 최소 메트릭 및 상기 제2 최소 메트릭 중 대응하는 최소 메트릭과 상기 임계치를 이용하여 연판정값을 산출하는 단계
    를 포함하는 송신 신호 검출 방법.
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8184750B2 (en) * 2009-01-22 2012-05-22 Freescale Semiconductor, Inc. Techniques for increasing decoding reliability in an adaptive minimum mean squared error with successive interference cancellation (MMSE/SIC) decoder
KR20120129174A (ko) * 2011-05-19 2012-11-28 한국전자통신연구원 복수의 메트릭들을 선택하는 방법 및 이를 이용한 수신기

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20070052037A (ko) * 2005-11-16 2007-05-21 삼성전자주식회사 다중 안테나 통신시스템에서 로그 우도 율 생성 장치 및방법
KR20080050239A (ko) * 2006-12-01 2008-06-05 한국전자통신연구원 다중 송수신 시스템에서 비트 우도비 계산 방법 및 송신심볼 검출 방법

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7817754B2 (en) * 2004-12-01 2010-10-19 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. M-algorithm with prioritized user ordering
US7562021B2 (en) * 2005-07-15 2009-07-14 Microsoft Corporation Modification of codewords in dictionary used for efficient coding of digital media spectral data
KR20070042223A (ko) * 2005-10-18 2007-04-23 삼성전자주식회사 이동통신시스템에서 오류정정부호를 위한 엘엘알 처리 장치및 방법

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20070052037A (ko) * 2005-11-16 2007-05-21 삼성전자주식회사 다중 안테나 통신시스템에서 로그 우도 율 생성 장치 및방법
KR20080050239A (ko) * 2006-12-01 2008-06-05 한국전자통신연구원 다중 송수신 시스템에서 비트 우도비 계산 방법 및 송신심볼 검출 방법

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