CN101502022A

CN101502022A - 通信系统、发送器、接收器以及多路存取方法

Info

Publication number: CN101502022A
Application number: CNA2007800302071A
Authority: CN
Inventors: 詹姆斯·阿乌尔·奥凯洛
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2006-06-27
Filing date: 2007-06-15
Publication date: 2009-08-05
Anticipated expiration: 2027-06-15
Also published as: WO2008001627A1; US8411779B2; JPWO2008001627A1; JP5012797B2; KR101025719B1; EP2037611A4; US20090185635A1; KR20090025359A; EP2037611A1; WO2008001627A8; CN101502022B

Abstract

一种通信系统、发送器、接收器以及多路存取方法。通信系统包括用于通过传输信道发送信号的发送器以及用于接收信号的接收器。发送器包括用于滤波调制的信号以改变调制的信号的振幅和相位特性的滤波器以及用于对滤波的信号执行交织处理和/或加扰处理的第一处理器。另一方面，接收器包括用于对接收到的信号进行解交织处理和/或解扰处理的第二处理器以及用于滤波从第二处理器供给的信号的反向滤波器。

Description

通信系统、发送器、接收器以及多路存取方法

本申请基于并要求2006年6月27日提交的日本专利申请2006-176529的优先权，其公开通过引用全部并入这里。

技术领域

本发明涉及具有多输入和多输出(MIMO)信道的系统、在这样的系统中使用的发送器和接收器以及在这样的系统中的多路存取方法。

背景技术

已知具有用于在不同点之间发送多个数据的多个发送天线和多个接收天线(MIMO：多输入多输出)的系统[B1]。因为MIMO系统的信道容量随着其发送天线的数目而线性地增加[B2]，因此这样的系统已经吸引了大量的注意。为了获得最高的吞吐量，每个发送天线发送通过对要被发送的数据进行串并转换而产生的独立的数据流。

在实际中，可以有这样的系统的两种实施模式。在这些模式中，根据第一模式的系统在使用OFDM(正交频分复用)技术调制信号之后发送该信号[B3]、[B4]。根据第二模式的系统在不进行任何OFDM的情况下发送信号。在信道中，来自不同的发送天线的信号在空间上混合，而在接收器处，用于多个接收天线的信号处理技术用于分离信号。同时发送多个信号的这两种系统模式能够分别用等式(1)和等式(2)中所示的数学模型来表示。

对于OFDM-MIMO系统，每个频率仓(bin)上的接收到的信号能够被表示为：

u_k＝Hx_k+n_k ∈C^M×1 (1)

其中

OFDM-MIMO系统是不使用卷积运算的系统。

另一方面，对于具有频率选择性信道的非OFDM系统[B5]，接收到的信号能够被表示为：

u_No＝H_No ^*x_k+n_k ∈C^M×1 (2)

其中，上标“*”表示卷积运算，并且

等式(2)和(3)表示必须使用多个滤波器用于估计MIMO信道的反向传输特性。为了从接收到的信号u_No获得被发送的信号x_k，有必要如上所述在接收器处使用H_No。这种运算与OFDM-MIMO系统中的信号分离相比计算量较大。在非OFDM系统中，接收器必须估计反向滤波器以估计信道的反向特性并且这引起接收器的复杂性的增加。然而，在OFDM-MIMO系统中没有卷积运算并且没有必要估计反向滤波器。

在现有技术中，必须在信号分离之前估计信道状态信息或者反向信道。这样的估计是通过发送训练信号(training signal)来实现的，该训练信号在接收器处用于估计信道。然而，由于发送训练信号，必须付出吞吐量减少的代价。另外的方法是MIMO CSI(信道状态信息)或者ICSI(反向信道状态信息)的完全的盲识别(identification)[B1]、[B2]、[B6]-[B8]。然而，为此，存在如下可能性：分离的源产生初始发送的信号的置换，即顺序的置换[B8]。这样的置换需要使用最大似然检测器(MLD)来去除，其考虑了所有可能的列方向的组合并且选择具有最小误差的组合。

作为盲分离的源中发生置换的问题的解决方法，提出了基于向每个发送器分配唯一滤波器的加标签(tagging)方案[B9]。唯一滤波器是对于每个发送器具有不同的特性的滤波器。利用该技术，每个恒模源信号在发送前由唯一滤波器进行滤波。在接收机处，反向滤波器用于将非恒模信号转换回恒模信号。然而，因为每个源具有唯一滤波器，因此只有需要的源将被取出，并且，结果，分离的信号将不用源置换。

然而，在这样的加标签方案中，最终的信号会经历相位旋转，如在用于单输入单输出(SISO)系统的任何其它盲算法中一样。该问题的解决方法是差分QPSK模式调制[B10]。也能够使用信道解码器，其在配置上更为简单，因为其仅涉及处理单一源。现在，因为每个发送天线被分配了唯一滤波器，因此这些滤波器的长度还必须随着发送天线的数目增加而增加，以便于保持滤波器的唯一性。滤波器长度上的这样的增加将增加接收器的计算复杂性[B9]。当使用全通时，系统的等待时间(latency)也将增加。

图1示出基于加标签滤波器的OFDM-MIMO系统的基带模型。为了说明目的，假设恒模信号。该系统在发送侧包括多个唯一滤波器101和对各唯一滤波器提供的天线102。这里，提供N(N≥2)个唯一滤波器101。来自发送天线102的信号到达具有M个接收天线103的接收侧。在接收侧，另外设置有具有发送侧的各滤波器101的反向特性的滤波器104，以及对各滤波器104提供的信号处理器105。信号处理器105执行盲MIMO信号处理。在接收侧，从每个信号处理器105将经受了盲信号分离的信号输出。

在发送侧，在对要被发送的数据实施串并转换之后，利用唯一滤波器101对并行数据的每个元素进行滤波，所述滤波器101具有脉冲响应

这里，上标中的“(l)”对应于被缓冲的输入x_l(k)的索引(index)，其中l＝1，...，N。

通过下式给出使用第l个天线发送的基带信号：

y_{l} (k) = Σ_{n = 0}^{\infty} x_{l} (n) f_{Tx}^{(l)} (k - n) - - - (4)

其中作为y_l(k)的绝对值|y_l(k)|对于所有的k值不是恒定的。对于平坦MIMO信道，通过下式给出在天线标号为j的天线103处接收到的基带信号：

v_{j} (k) = Σ_{l = 1}^{N} h_{jl} Σ_{n = 0}^{\infty} x_{l} (n) f_{Tx}^{(l)} (k - n) + n_{j} (k) - - - (5)

其中h_jl对应于具有CSI(信道状态信息)的矩阵H的第j行和第l列的元素，并且n_j(k)是加性噪声(additive noise)矢量n_k的第j项。为了取出来自第一发送天线的信号，使用滤波器104对接收到的信号进行滤波，该滤波器104具有是

的倒数的脉冲响应

g_{R_{X}}^{(1)} (n) = (1 / f_{T_{X}}^{(1)} (n)) .

因此，在去除与第一信号关联的标签之后的从每个天线接收的信号可以被表示为：

u_{1, j} (k) = Σ_{m = 0}^{N_{R} - 1} v_{j} (k - m) g_{Rx}^{(1)} (m) - - - (6)

其中N_R是脉冲响应

的长度。一般来说，

被设计成使得：

Σ_{n = 0}^{N_{R} - 1} f_{Tx}^{(l)} (k - n) g_{Rx}^{(l)} (n) \approx δ (k - D) - - - (7)

其中，δ(n)是由下式表示的克罗内克德耳塔(Kronecker delta)

并且D是由TT滤波器(加标签滤波器)的非最小相位产生的延迟。从等式(6)，我们能够因而说，随着滤波器

的最大相位部分的阶数增加，延迟D也将增加。

在这样的OFDM系统中，唯一加标签滤波器能够放置在发送器处在图2中标有<1>的位置中，图2示出OFDM-MIMO发送器的配置。假定N是等于或者大于2的整数，该发送器使用N个发送天线#1到#N发送数据。以下，天线标号为j的发送天线，即第j个发送天线被表示为“发送天线#j”。

发送器包括：信道编码器111，用于执行二进制输入信号的信道编码；S/P转换器112，用于对经信道编码的信号执行串并转换以将数据映射到每个天线；S/P转换器113，用于对S/P转换器112的每个输出执行数据串并转换以将数据映射到子载波；IFFT单元114，其针对每个S/P转换器113被提供并且对来自对应的S/P转换器113的并行数据执行快速傅里叶逆变换；P/S转换器115，其针对每个IFFT单元114被提供并且将对应的IFFT单元114的并行输出转换为串行信号；CP附加单元116，其针对每个P/S转换器115被提供并且将循环前缀(CP)附加到数据，加标签滤波器117，其被提供在上述位置<1>的CP附加单元116的输出处；以及信号处理器118，其被提供在加标签滤波器117的输出处以执行用于发送的信号处理。

在该发送器中，用于执行天线映射的S/P转换器112具有N个输出。用于执行子载波映射的S/P转换器113、IFFT单元114、P/S转换器115、CP附加单元116、加标签滤波器117以及用于发送的信号处理器118被以该顺序级联并且连接到S/P转换器112的每个输出。每个信号处理器118的输出被供给到发送天线#1到#N中对应的发送天线。

这里，在信道编码器111中实施诸如加扰、CRC(循环冗余校验)、FEC(前向纠错)、交织和调制之类的处理。在信号处理器118中实施诸如上采样、通过带滤波器进行的滤波、预失真、放大之类的处理。

在这样的发送器中，加标签滤波器的位置不限于位置<1>。能够将加标签滤波器重新布置在位置<2>处，即IFFT单元114的输出的位置处，或者位置<3>处，即S/P转换器113的输出的位置处，或者位置<4>，即S/P转换器112的输出的位置处。

在接收器处，反向加标签滤波器将被设计为使其满足上述等式(7)和等式(8)。在图3中示出了这些反向加标签滤波器的位置。图3示出在OFDM-MIMO系统中的接收器的配置的示例。

图3中所示的接收器被提供有N个接收天线103。该接收器包括：模拟处理器121，其针对每个接收天线103被提供并且对接收到的信号执行放大、调制、模拟到数字转换等；数字处理器122，其被提供在模拟处理器121的输出处并且执行包括快速傅里叶变换(FFT)的处理；M个反向加标签滤波器123；MIMO信号处理器124，其被供给来自M个反向加标签滤波器123的信号并且执行MIMO信号处理；P/S转换器125，其被提供用于来自MIMO信号处理器124的M组并行输出的每个组并且将对应的并行输出转换为串行信号；P/S转换器126，其被并行地供给各P/S转换器125的输出并且将这些输出转换为串行数据；以及信道解调器127，其被提供在P/S转换器126的输出处以执行信道解码和解调。N个数字处理器122中的每个包括M个输出，其被输入到M个反向加标签滤波器123的任何一个。因此，任何反向加标签滤波器123被供给来自M个数字处理器122的输出。

每个数字处理器122执行诸如OFDM帧同步、下采样、循环前缀的去除以及快速傅里叶变换(FFT)之类的处理。P/S转换器125可以或可以不被提供有解交织矩阵。如果P/S转换器125包括解交织矩阵，则P/S转换器125执行基于解交织矩阵的交织。P/S转换器126对来自天线的数据执行解映射。

然而，在基于加标签滤波器的MIMO系统中需要解决以下问题：

(1)为了说明的目的，考虑下述情况，即使用二阶全通滤波器，并且滤波器的所有极点位于距离复平面(z平面)的中心(原点)0.5的半径距离处。如图4A中所示，当有两个源或者天线时，这两个源的极点之间的最大分离(P_s)将为“1”。如图4B中所示，当有八个源或者天线时，两个极点之间的最大分离将为

| 0.25 \sqrt{2} (1 + i) - 0.5 | = 0.3827

。因此，随着源的数目增加，其极点彼此邻近的两个滤波器之间的类似性增加。对已经使用滤波器加标签的信号进行区分将因此变得愈加地困难，其中所述滤波器的极点的位置彼此邻近。阶数的增加将导致乘法器的数目的增加并且因此系统的复杂性也将增加，这增加了系统的成本。

(2)类似地，随着全通滤波器阶数的增加，与其反向功能关联的延迟也将增加。这样长的延迟对于在延迟敏感的应用中使用的系统来说不是优选的。这样的延迟敏感的系统的示例包括诸如远程控制的无人空间飞行器的设备。如果延迟超过对人类来说可接受的某一阈值，其还会在通过语音呼叫而进行的交谈期间引起烦恼。

应注意，在PCT公开WO2006/059767[A1]中，本发明人已经提出了一种具有多个天线或者源的系统，其中每个源被唯一滤波器滤波。

日本专利特开申请No.2000-286821(JP-2000-286821A)[A2]公开了一种OFDM通信设备，其使用少量的导频符号来补偿由于发送路径(信道)中的多径衰落的变化而导致的接收失真并且能够减少由于噪声导致的发送路径估算误差。该设备使用具有发送路径的特性的反向特性的滤波器，滤波对应于信道状态信息的信号并且通过将导频数据乘以FFT之后的信号来获得时域中的信道状态信息。

日本专利特开申请No.2002-111756(JP-2002-111756A)[A3]公开了一种无线电通信系统，其中滤波器被提供在发送器和接收器二者中并且执行适于传播环境的衰落失真补偿从而减少误比特率。在该通信系统中，在发送之前通过具有比输入信号的最大带宽窄的带宽的滤波器对信号的带宽进行限制。

日本专利特开申请No.2005-318117(JP-2005-318117A)[A4]公开了一种闭环型MIMO发送系统，其通过在发送和接收天线以及流间选择不同的编码率和不同的调制方案来实施数据发送。在该系统中，使用加扰器来将数据映射到不同的天线。

日本专利特开申请No.H05-219488(JP-5-219488A)[A5]公开了一种用于发送和接收运动图像信号的系统，其中交织器和加扰器被放置在发送器中并且解交织器和解扰器被放置在接收器中。在该系统中，发送信号经受交织处理，并且NRZI(非归零反向)转换之前的加扰处理被执行，其被认为是一种调制。

日本专利特开申请No.H11-215091(JP-11-215091A)[A6]描述了一种OFDM信号传输系统，其中发送信号序列在调制之前在发送器处经受加扰处理或者交织处理并且解调之后的信号在接收器处经受解扰处理或者解交织处理。

在下面，列出本说明中提到的参考：

[A1]WO2006/059767

[A2]JP-2000-286821A

[A3]JP-2002-111756A

[A4]JP-2005-318117A

[A5]JP-5-219488A

[A6]JP-11-215091A

[B1]1998年，Wireless Personal Communications，第6卷，第311-335页，以G.J.Foschini和M.J.Gans名义的“On limits of wirelesscommunications in a fading environment when using multiple antennas”。

[B2]2003年6月，IEEE期刊Selected Areas in Communications，第21卷No.5第684-702页，以A.Goldsmith，S.A.Jafar，N.Jindal和S.Vishwanath名义的“Capacity limits of MIMO channels”。

[B3]2003年，2003IEEE 58th Vehicular Technology Conference，第1卷第493-497页，以Y.Ogawa，K.Nishio，T.Nishimura和T.Ohgane名义的“A MIMO-OFDM system for high-speed transmission”。

[B4]2005年1月，IEEE Communications Magazine，第43卷，No.1，第53-60页，以H.Yang名义的“A road to future broadband wireless access：MIMO-OFDM-based air interface”。

[B5]1998年11月，IEEE会报，Signal Processing，第46卷，No.11，第2888-2897页，以A.Belouchrani和M.G.Amin名义的“Blind sourceseparation based on time-frequency signal representations”。

[B6]1999年9月22-24日，“Communication，Control，andComputing”的第37次外文学术会议的会议录，第958-966页，以T.LMarzetta名义的“BLAST training：Estimating channel characteristics forhigh capacity space-time wireless”。

[B7]2003年12月14-17，“Neural Networks and Signal Processing”的IEEE国际会议的会议录的第2卷，第1429-1432页，以Y.Li和L.Yang名义的“Semi-blind MIMO channel identification based on erroradjustment”。

[B8]1998年11月，IEEE会报on Information Theory，第44卷，No.7，第2864-2876页，以Y.Li和K.J.R.Liu名义的“Adaptive blindsource separation and equalization for Multiple-Input/Multiple-Outputsystems”。

[B9]2005年11月-12月，IEEE Globecom 2005，第4卷，第2145-2149页，以J.Okello和M.Ikekawa名义的“Tagging-filter based blind MIMOequalization without signal permutation”。

[B10]1994年9月，“Electrical and Computer Engineering”加拿大会议的会议录的第234-237页，以W.Zhuang和V.Huang名义的“Channel precoding using phase distortion for slowly fading channels”。

[B11]2005年2月，IEICE Trans.Commun.，第E88-B卷，No.2，第487-498页，以N.Maeda，Y.Kishiyama，H.Atarashi和M.Sawahashi名义的“Variable spreading factor-OFCDM with two dimensional spreadingthat prioritizes time domain spreading for forward link broadband wirelessaccess”。

[B12]1980年11月，IEEE会报Communications，第28卷，No.11，第1867-1875页，以D.N.Godard名义的“Self-recovering equalizationand carrier tracking in two-dimensional data communication systems”。

[B13]1995年6月，IEEE ICC会议录，第1卷，第498-502页，以K.N.Oh和Y.O.Chin名义的“Modified constant modulus algorithm：Blindequalization and carrier phase recovery algorithm”。

[B14]2002年12月，IEEE会报Signal Processing，第50卷，No.12，第3083-3097页，以A.van der Veen名义的“Statistical performanceanalysis of the algebraic constant modulus algorithm”。

[B15]2002年5月，IEEE国际会议，Acoustics，Speech，and SignalProcessing，2002会议录(ICASSP’02)，第3卷，第III-2285-III-2288页，13-17，以P.A.Regalia名义的“A finite-interval constant modulusalgorithm”。

[B16]McGraw Hill出版的，以J.G.Proakis名义的DigitalCommunications，第4版本，第840-852页。

发明内容

本发明要解决的问题

本发明的一个目的是提供一种通信系统，其中在不使用训练信号的情况下解决了置换(permutatation)的问题并且减少了加标签滤波器的阶数的增加。

本发明的另一目的是提供一种多路存取方法，其中在不使用训练信号的情况下解决了置换的问题并且减少了加标签滤波器的阶数的增加。

本发明的又一目的是提供一种发送器和接收器，用于构造下述通信系统，其中在不使用训练信号的情况下解决了置换的问题并且减少了加标签滤波器的阶数的增加。

解决问题的方法

根据本发明的第一示例性方面，提供了一种通信系统，包括：发送器，用于通过传输信道发送信号；以及接收器，用于接收信号，其中所述发送器包括：滤波器，用于滤波调制的信号以修改调制的信号的振幅和相位特性；以及第一处理装置，用于对滤波的信号执行交织处理和/或加扰处理，并且其中所述接收器包括：第二处理装置，用于对接收到的信号执行解交织处理和/或解扰处理；以及反向滤波器，用于滤波从第二处理装置供给的信号。

根据本发明的第二示例性方面，提供了一种用于通过传输信道发送信号的发送器，包括：滤波器，用于滤波调制的信号以修改调制的信号的振幅和相位特性；以及处理装置，用于对滤波的信号执行交织处理和/或加扰处理。

根据本发明的第三示例性方面，提供了一种用于接收信号的接收器，包括：处理装置，用于对接收到的信号执行解交织处理和/或解扰处理；以及反向滤波器，用于滤波从处理装置供给的信号。

根据本发明的第四示例性方面，提供一种在包括用于发送信号的发送器和用于接收信号的接收器的系统中的多路存取方法，所述方法包括：向每个发送器唯一地分配标签，所述标签包括滤波器、交织器和/或加扰码的组合，所述标签是从池或者组中取出的；使用该标签来处理每个发送器或者每个源的信号；以及在具有多个接收天线或者接收传感器的接收器处，使用反向滤波器、解交织器和/或解扰器并且基于发送器的唯一标签解码来自每个发送源或者每个发送天线的信号，使得只有来自具有相同标签的发送器的信号被再生。

根据本发明的第五示例性方面，提供一种根据OFDM方案的通信系统，包括具有交织器的上述发送器，其中所述交织器被配置成交织二维数据块，在该二维数据块中，行对应于子载波索引，而列对应于OFDM符号标号，该交织器执行交织，其中对于每个行，行中的数据被置换。

根据本发明的第六示例性方面，提供了一种根据OFDM方案的通信系统，包括具有交织器的上述发送器，其中所述交织器被配置成交织二维数据块，在该二维数据块中，行对应于子载波索引，而列对应于OFDM符号标号，该交织器执行交织，其中对于每个行，行中的数据被置换，然后行的顺序被置换。

附图说明

图1是示出关于基于加标签滤波器的多输入多输出(MIMO)系统的一般化基带模型的框图；

图2是示出基于加标签滤波器的OFDM-MIMO发送器的示例的框图；

图3是示出基于加标签滤波器的OFDM-MIMO接收器的示例的框图；

图4A和4B是分别示出对于源的数目为两个和八个的情况下基于加标签滤波器的全通滤波器中的极点和零点位置的图；

图5是示出基于包括滤波器、交织器和/或加扰器的加标签滤波器的OFDM-MIMO发送器的框图；

图6是用于交织的数据块的示图；

图7是对于具有天线标号为1的天线的情况的内子载波交织的示图；

图8是示出为每个天线或者每个多输入系统的标签产生加扰码的简单方式的视图；

图9是示出用于分离已经被加标签并且被使用N个发送天线发送的N个信号的、具有M个接收天线的接收器的框图；

图10A和10B是调制和映射之后的信号的星座图(constellationdiagram)；

图11A和11B是对调制的信号进行滤波之后的信号的星座图；

图12A和12B是用BPSK(二进制相移键控)加扰码加扰之后的信号的星座图；

图13A和13B是通过两个接收天线接收到的信号的星座图；

图14A和14B是通过两个接收天线接收到的信号的星座图，其中使用“○”和“×”示出两种混合的信号；

图15A和15B是解扰之后的接收到的信号的星座图；

图16A和16B是解扰之后的接收到的信号的星座图，其中使用“○”和“×”示出两种混合的信号；

图17A和17B是反向滤波之后的接收到的信号的星座图；

图18A和18B是反向滤波之后的接收到的信号的星座图，其中使用“○”和“×”示出两种混合的信号；

图19是示出根据另一示例的发送器的框图，其执行加标签并且包括N个发送天线；

图20是示出包括具有多个接收天线的基站以及每个具有单发送天线的多个发送器的系统的视图；

图21是示出发送器的另一示例的框图；

图22是示出接收器的另一示例的框图；

图23是示出发送器的又一示例的框图；

图24是示出接收器的又一示例的框图；

图25是示出发送器的再一示例的框图；以及

图26是示出接收器的再一示例的框图。

附图标记的说明：

101 唯一滤波器；

102 发送天线；

103 接收天线；

104、211 滤波器；

105、118 信号处理器；

111、261 信道编码器；

112、113、201、202 S/P转换器；

114、204 IFFT单元；

115、125、126、244、245 P/S转换器；

116 CP附加单元；

117 加标签处理器；

121 模拟处理器；

122 数字处理器；

123 反向加标签滤波器；

124、243 MIMO信号处理器；

127、246 信道解调器；

203 加标签单元；

212 交织器；

213 加扰器；

231 伪随机二进制码生成器；

232 BPSK调制器；

233 延迟元件；

234 复制器；

241 预处理器；

242 反向加标签单元；

251 加扰码生成器；

252 乘法器；

253 解交织器；

254 反向滤波器；

262 矩阵合成器；

263 发送处理器；

301 发送器；和

302 接收器。

具体实施方式

在本发明的示例性实施例中，被配置为通信系统的MIMO系统由发送器、接收器以及发送器和接收器之间的MIMO信道组成。

图5示出用于OFDM-MIMO系统的发送器的模型。为了说明的目的，这里考虑基于OFDM的系统，但是如果信道不是频率选择性的，那么相同的方法也自然地能够应用于非基于OFDM的MIMO系统。

假定N是等于或者大于2的整数，图中示出的发送器被配置成接收经信道编码的信号作为输入信号并且从N个发送天线发送信号。该发送器包括：S/P转换器201，用于对经信道编码的信号执行串并转换以将数据映射到每个天线；S/P转换器202，用于对S/P转换器201的每个输出执行串并转换以将数据映射到子载波；加标签单元203，用于对来自各S/P转换器202的并行数据加标签；以及IFFT单元204，用于对被加标签的并行数据执行快速傅里叶逆变换。来自IFFT单元204的输出数据被发送到对应的发送天线，如图2中所示的发送器的情况。根据发送天线的数目提供N个S/P转换器202和N个IFFT单元204。每个S/P转换器202可以或者可以不被提供有交织矩阵。

加标签单元203具有下述结构，其中滤波器211、交织器212和加扰器213针对每个S/P转换器202的每个输出被以该顺序串联。加扰器213的输出被供给到对应的IFFT单元204。如后面所描述的，交织器212和加扰器213的排列可以与这里所示的排列相反。替换地，可以省略交织器212和加扰器213中的一个。

在图5中，要被发送的信号，即经信道编码的信号，已经通过加扰、信道编码、交织以及调制被编码。因此要被发送的信号被称为“调制的信号”。首先在S/P转换器201中使用任意串并数据转换技术而将该调制的信号从串行数据转换为N个流的并行数据。一旦信号流已经被划分为N个流，即已经执行了天线映射，每个流将被进一步通过相应的S/P转换器202划分为N_SC个流。这里N_SC对应于用于OFDM的子载波的数目。注意，如现有技术的方法中那样，由于空子载波能够用作防护带，因此N_SC不需要对应于IFFT(快速傅里叶逆变换)的大小(N_IFFT)。如早先所说明的，能够使用还可以包括扩展的任何方法来完成用于IFFT子载波的串并转换[B11]。

在已经将数据映射到每个分配的子载波之后，将用滤波器211(标签滤波器TF_l)滤波数据，其中下标“l”对应于发送天线的索引。因此，l＝1，2，...，N。与[B9]中示出的情况相比，滤波器TF_l不需要不同于滤波器TF_j。为了区分唯一滤波器与非唯一滤波器，我们将唯一滤波器定义为

其中NTF是唯一滤波器的数量。通过唯一性，每个滤波器具有这样的唯一相位特性和/或振幅特性，使得对于所有的i，j(i≠j)，

{TF}_{i}^{(u)} &NotEqual; {TF}_{j}^{(u)} .

在对信号进行滤波之后，然后在唯一交织器∏_l，即交织器211处以下面的方式对信号进行交织：

(1-a)创建用于交织的数据块。该数据块具有与OFDM符号的符号标号相对应的索引，以及与将用于发送的子载波的索引相对应的索引。为了说明目的，假定行索引，其是水平方向上的索引，对应于符号标号，而列索引，其是竖直方向上的索引，对应于子载波。在图6中示出这类索引的示例。

(1-b)对于每个子载波，使用交织图形(interleaving pattern)P_c，l对符号进行交织，其中c是子载波索引，而l是天线的索引。交织图形P_c，l应被设计为使得对于所有的c和所有的i，j(i≠j)，P_c，i≠P_c，j。图7示出对于天线标号为1，即l＝1的情况的内子载波交织。注意在单载波系统中，N_SC为1，因此c＝0。

(1-c)还能够将子载波的位置从c交换到c′。然而，索引的交换必须以下述方式进行，即新的索引满足上面(1-b)。注意索引的该交换并不总是必要的。

唯一交织器∏_l是下述交织器，即其被设计为使得在上述(1-b)和(1-c)中定义的组合交织器导致对于发送源或者天线的每个对应子载波不同的置换。

经交织的数据然后被加扰器213用随机加扰码进行加扰，在经交织的数据块中说明该随机加扰码。如上述交织器的情况中一样，该数据块具有对应于符号索引的水平轴和对应于被分配用于发送的子载波的索引的竖直轴。使用C_c，l(k)为每个子载波定义天线或者源的加扰码，其中c是子载波索引，k是OFDM符号的索引，并且l是天线的索引，使得对于所有的c和所有的i，j(i≠j)，C_c，i≠C_c，j。用于天线#l的加扰码然后被描述为：

C_{l} (k) = [\begin{matrix} C_{0, l} (k) \\ \cdot \\ \cdot \\ \cdot \\ C_{N_{SC} - 1, l} (k) \end{matrix}] - - - (9)

在发送器中，由于为每个发送天线或者每个源唯一地建立的标签在加标签单元203中被定义为滤波器、交织器以及加扰码的组合，在每个标签中这三项中的至少一项对于标签必须不同以有资格成为唯一标签。图8示出能够为多输入系统的每个输入或每个天线生成不同的加扰码的方法中的一种。

在图8中，使用单伪随机二进制码生成器231。在使用BPSK调制方案进行调制之后，随机码被延迟以便于为多输入系统的每个输入生成码。在图8中的示例中，M个延迟元件(D)233被串联连接到BPSK调制器232的输出，该BPSK调制器232对通过伪随机二进制码生成器231生成的伪随机数序列执行BPSK调制。当延迟不为零时，最终的加扰码对于每个天线或者每个源来说是唯一的。在该示例中生成的简单码满足条件

C_{0, l} = C_{1, l} = \cdot \cdot \cdot = C_{N_{SC} - 1, l .}

已经生成的码通过针对各延迟元件233而被提供的复制器123被复制到N_SC个子载波，并且然后与已经映射到各子载波的经交织的数据符号进行相乘。

接下来，说明接收器。在该示例性实施例中，对应于发送器的输入(天线)标号“1”的标签被用于在接收器处取出已经通过输入(天线)标号“1”发送的信号。图9示出用于分离已经使用N个发送天线发送的N个源的、具有M个接收天线的接收器的示例。这里假定N≥M。

示出的接收器包括：针对每个接收天线103而被提供的预处理器241；N个反向加标签单元242，其中的每一个从M个预处理器241接收信号；MIMO信号处理器243，用于对来自N个反向加标签单元242的信号执行MIMO信号处理；P/S转换器244，其针对来自MIMO信号处理器243的M组并行输出中的每一组被提供并且将对应的并行输出转换为串行信号；P/S转换器245，用于并行地接收各P/S转换器244的输出以将这些输出转换为串行数据；以及信道解调器246，其被提供在P/S转换器245的输出处并且执行信道解码和解调制。N个反向加标签单元242分别对应于N个发送天线。预处理器241对已在接收天线处接收的接收到的信号执行诸如放大、解调制、模拟到数字转换、OFDM帧同步、下采样、去除循环前缀、快速傅里叶变换(FFT)之类的处理。P/S转换器244可以或者可以不被提供有解交织矩阵。P/S转换器245对来自天线的数据执行解映射。

对应于第l个发送天线的反向加标签单元242被配置为执行对应于已经与在发送器处的第l个发送天线关联地执行的加标签的反向的处理。该反向加标签单元包括：码生成器251，用于生成与已经用于第l个发送天线的加扰码相同的加扰码C_l(k)；乘法器252，用于将来自每个预处理器241的信号乘以加扰码C_l(k)以执行解扰；解交织器253，用于解交织由乘法器252解扰的信号；以及反向滤波器254，用于对经解交织的信号进行滤波。乘法器252用作解扰器。

在该示例中，如果我们对已经使用天线标号“1”发送的信号感兴趣，那么来自接收天线中的每一个的每个信号将使用加扰码C₁(k)被解扰。接下来将通过解交织器253和反向滤波器254进行处理。在该情况中，反向滤波器254和解交织器253分别对应于与天线标号“1”关联的标签的滤波器211和交织器212。换句话说，解交织器253执行通过交织器212执行的操作∏₁的反向操作

。反向滤波器254具有滤波器211的反向滤波器特性。

在滤波之后，然后将用于基于初始发送的信号的属性来分离信号的自适应算法应用到来自在MIMO信号处理器243处的反向滤波器254的信号。作为示例，如果初始信号是QPSK信号，那么已知恒模算法[B12]-[B15]中的任何一个能够被应用来仅取出已经从天线#1发送的信号。此后，信号被通过P/S转换器244、245以及信道解码器246输出，如图3中所示的现有技术中的接收器一样。

将详细地描述该通信系统中的操作。

为了说明的目的，假定有两个发送(Tx)天线，并且在数据通过串并转换映射到天线和子载波之后，信号为QPSK信号，其在加标签之前的初始属性是其恒模的本质。恒模是指其绝对值恒定的信号，而与能够被假定为随机的符号无关。图10示出在到用于每个发送天线的子载波之后的串到并数据映射后在发送器处信号的星座图。该星座图是示出在取水平轴用于同相分量(I)并且取竖直轴用于正交分量(Q)的平面上信号点所在的位置的图。

如上所述，用于两个发送天线中的每一个的标签由滤波器、交织器和加扰码组成。因此，唯一标签能够因此通过仅改变加扰码来创建。在该情况中，加扰码是BPSK调制的信号。为了说明目的，假定使用了两个标签

{Tag}_{1} = \{\begin{matrix} {TF}_{1}^{(u)} & Π_{1} & C_{1} \end{matrix}\}

和

{Tag}_{2} = \{\begin{matrix} {TF}_{2}^{(u)} & Π_{2} & C_{2} \end{matrix}\}

这些标签Tag₁和Tag₂分别对应于天线标号“1”和天线标号“2”，即发送天线#1和发送天线#2。在该示例中，

是全通滤波器，其被定义为

{TF}_{1}^{(u)} = \frac{0.5 + z^{- 1}}{1 + {0.5 z}^{- 1}} - - - (10)

图11示出在使用组成他们唯一标签的相同滤波器进行滤波之后的两个QPSK信号的星座图。能够注意到，因为在图中信号点被分散地分布，因此滤波破坏了QPSK信号的恒模属性。

在滤波之后，在该示例性实施例中对被滤波的数据进行交织。因为交织仅改变在其上将发送QPSK信号的子载波和符号，因此期望在星座图中的没有改变。

图12示出用通过BPSK调制的加扰码C₁、C₂加扰两个经交织的信号之后的星座图。注意在本示例中，信号不被扩展，并且，结果，不能应用使用已知的CDMA解扩和信号搜索技术的信号分离。

在图13中示出当接收到的信号通过等式(1)被调制时其星座图。在该点，在图13中示出的信号由在图14中被描绘为“○”和“×”的两个信号之和组成。注意由于MIMO信道或者MIMO介质的特性，来自发送天线#1(或者发送天线标号#2)的信号被两个接收器(Rx)天线接收，而以相加的方式混合。图14示出在用BPSK码C₁解扰之后来自接收天线即，接收天线#1和接收天线#2的每一个的信号的星座。

图15示出在解扰时的接收到的信号的星座图。与图13中一样，图15中描述的信号是在图16中被描绘为“○”和“×”的信号之和。

在进行解交织和使用已经在发送器处使用的滤波器的反向滤波器进行滤波之后，能够获得在图17中示出其星座图的信号。该信号由在图18中被描绘为“○”和“×”的信号组成。从图18，能够看出，只有用“○”表示的来自发送天线#1的信号被转换回恒模信号。另一方面，已经从发送天线#2发送的信号不具有恒模属性。

即使使用了同一滤波器和同一交织器，这也将实现。因此，对于给定数目的天线，没有必要仅使用对每个天线是唯一的滤波器。能够共享滤波器，从而使得减少了要在标签中使用的滤波器的组的数目。因此消除了设计具有非常长的脉冲响应的滤波器以使用大量唯一滤波器的需要，因为能够共享有限的数目的唯一滤波器。此外，能够从等式(10)看出，设计具有该种实施的滤波器将不需要任何乘法器。还因为加扰码是BPSK调制的信号，因此加扰和解扰也将不涉及任何乘法计算。

上述通信系统是这样的系统，该系统包括：发送器，用于通过传输信道发送信号；以及接收器，用于接收信号，其中所述发送器包括：滤波器，用于滤波调制的信号以修改调制的信号的振幅和相位特性；交织器，用于交织滤波的信号的输出；以及加扰器，用于加扰经交织的信号，并且其中所述接收器包括：解扰器，用于解扰接收到的信号；解交织器，用于解交织解扰的信号；以及反向滤波器，用于滤波解交织的信号。这里，交织器和加扰器是用作用于对滤波的信号执行交织处理和/或加扰处理的处理装置的项目的示例。此外，解扰器和解交织器是用作用于对接收到的信号执行解交织处理和/或解扰处理的处理装置的项目的示例。

接下来，将描述根据另一示例性实施例的通信系统。

图19示出在通信系统中的发送器的另一示例。示出的发送器是具有N个发送天线的基站发送器。另一方面，接收器具有M个接收天线，其中N≥M。尽管该发送器类似于图5中所示的，但是其与图5中所示的发送器的不同之处在于提供用于执行输入的二进制信号的信道编码以及对应于通过S/P转换器201、202进行的串并转换的处理的处理的信道编码器261来代替上述S/P转换器201、202，以及矩阵合成器262被放置在加标签单元203和N个IFFT单元204之间。用于执行循环前缀的附加、上采样、通过带通滤波器的滤波等等的发送处理器263被设置在各IFFT单元204的输出处。

在发送器处，要被发送的信号在被调制之前在信道编码器261处被信道编码。信道编码将包括任何类型的前向纠错技术、通过反复或者扩展进行的编码，以及，如果需要，交织器。在调制的情况下，要被发送的信号是恒模信号，诸如QPSK、X-QAM(正交幅度调制)、X-QPSK，其中“X”是整数。当X是大于4的整数时，信号应被视为经较高阶数级别调制的信号。X的典型示例是用于16-QAM的情况的“16”。在调制之后，信号被映射到N个发送天线和子载波，如上所述。注意，能够将映射与调制组合，或者在映射之后执行调制。

接下来，已经被分配给天线的每个信号流在加标签单元203处通过滤波被处理，接着是交织处理和/或加扰处理。也能够滤波信号并且然后在交织之前使用加扰码对其加扰。在IFFT(快速傅里叶逆变换)操作之前，能够通过矩阵合成器262，通过将输入的信号与矩阵相乘来以一种方式或另一种方式合成信号。在图19中所示的示例中，在矩阵合成器262中，将来自一个天线的给定子载波的信号与来自其它剩余天线的给定子载波的信号合并。一般来说，该合并将涉及使用矩阵G_c，其与信道特性有关。作为示例，在加标签之后，被分配给天线1的子载波c₁(其中c₁∈0，...，N_SC-1并且N_SC对应于子载波的数目)将被合并被分配给天线j的子载波c_j的信号(其中c_j∈0，...，N_SC-1并且c₁＝c_j)，其中j取值2，3，...，N-1，N。数学上，这种合并将被表示为

X_{c, G}^{(TAG)} = G_{c} X_{c}^{(TAG)} - - - (11)

其中G_c是合并矩阵，

X_{c}^{(TAG)} = [\begin{matrix} x_{c}^{({TAG}_{1})} & \cdot \cdot \cdot & x_{c}^{({TAG}_{N})} \end{matrix}]

是在加标签之后分配给子载波的信号矢量。上标“TAG_i”表示天线标号“i”被加有标签TAG_i。图19示出这些信号的位置。这里，当矩阵G_c是单位矩阵时，系统等价于没有混合矩阵的情况，即，

X_{c, G}^{(TAG)} = X_{c}^{(TAG)} - - - (12)

接下来，将描述在发送器处的标签分配。

为了说明目的，假定使用了通过下面的等式分别给出其传递函数的全通滤波器：

{TF}_{1}^{(u)} = \frac{0.5 + z^{- 1}}{1 + 0.5 z^{- 1}} - - - (13)

{TF}_{2}^{(u)} = \frac{- 0.5 + z^{- 1}}{1 - 0.5 z^{- 1}} - - - (14)

这些全通滤波器的反向滤波器的传递函数分别通过展开和

来近似。

接下来，将描述接收器。作为接收器，能够使用类似于在图9中示出的接收器。在该情况下，通过N个接收天线中的每个接收到的信号在去除循环前缀和加NIFFT点的FFT(快速傅里叶变换)之前，被放大和下变换(down-convert)(即，进行到较低频率的频率转换)。从天线标号i的发送天线，即发送天线#1发送的信号将如下地被取出：

(a)使用已经在发送天线#i处使用的加扰码解扰信号；

(b)使用对应于已经在发送天线#i处使用的交织器的解交织器解交织信号；以及

(c)使用与发送天线#i关联的滤波器的反向滤波器滤波信号。

接下来，将描述该示例性实施例的系统的操作。

为了说明目的，假定在串并映射到天线和子载波之后，信号是QPSK。如上所述，用于两个发送天线中的每一个的标签由滤波器、交织器和加扰码组成。在滤波之后，QPSK信号的恒模属性将被破坏。接下来，被滤波的数据被交织并且然后被使用加扰码加扰。根据选择的标签，加扰码可以或者可以不是相同的。

在接收器处，在去除循环前缀之后，对接收到的信号执行FFT操作。接下来解扰并且使用反向滤波器滤波信号。

最终，信号处理算法被应用于将恒模信号与非恒模信号分离。如上所述，分离的信号不会发生已经成为现有技术中的问题的置换。能够应用于QPSK信号的典型的算法是恒模算法。

接下来，将描述又一示例性实施例。在上面的示例性实施例中，针对单发送器放置多个发送天线。在该示例性实施例中，描述了下述情况，其中提供了每个具有单发送天线的多个发送器。该示例性实施例是考虑下述情况来配置的，即其中每个具有单发送天线的多个发送终端在服务区中移动的移动通信系统。每个发送器使用相同频带来发送数据。接收器，其典型地为基站，装备有多个接收天线。图20示出这样的通信系统。为了说明目的，这里示出了使用相同频带执行发送的两个发送器301。这两个发送器分别对应于用户#1和用户#2。

在每个发送器处，二进制数据被信道编码、交织和调制。假定在调制之后获得QPSK信号。接下来，调制的数据被映射到已分配的子载波。由于每个发送器301使用单发送天线，因此不需要执行用于天线映射的串并转换。此外，每个发送器301被分配不同的标签，其包括滤波器、交织器和/或加扰器。已经说明了唯一标签的定义，即标签中的差异。在图20中示出用于用户#1的情况的示例。在子载波映射之后，信号被滤波、交织和/或加扰，如前面所述。

在接收器302，即基站处，在去除循环前缀之后对接收到的信号执行FFT操作。接下来，信号被解扰并使用反向滤波器被滤波。最终，应用信号处理算法以使恒模信号与非恒模信号分离，以便于取出需要的信号而没有任何置换。能够对QPSK信号应用的典型算法是恒模算法。

图20中示出的模型的操作的原理基本上与图19中示出的相同。因此，如图19的模型中所说明的，在图20中所示的模型中能分离来自每个用户的所有信号。为了实现此，每个用户必须被分配唯一的标签，其包括滤波器、交织器和/或加扰器。

接下来，将说明又一示例性实施例。如上所述，能够交换图5中示出的发送器中的加标签单元203中的交织器212和加扰器213的位置。图21示出这样的发送器。图22示出与图21中的发送器结合使用的接收器。图22中示出的接收器是下述接收器，其中交换了图9中所示的接收器中的反向加标签单元242中的作为解扰器的乘法器252以及解交织器253的位置。通过图21中所示的发送器、图22中所示的接收器以及发送器和接收器之间的MIMO信道来构造通信系统。该通信系统是下述系统，即所述系统包括：发送器，用于通过传输信道发送信号；以及接收器，用于接收信号，其中所述发送器包括：滤波器，用于滤波调制的信号以修改调制的信号的振幅和相位特性；加扰器，用于加扰滤波的信号的输出；以及交织器，用于交织加扰的信号，并且其中所述接收器包括：解交织器，用于解交织接收到的信号；解扰器，用于在信号被解交织之后解扰信号；以及反向滤波器，用于滤波解扰的信号。这里，加扰器和交织器是用作用于对滤波的信号执行交织处理和/或加扰处理的处理装置的项目的示例。此外，解交织器和解扰器是用作用于对接收到的信号执行解交织处理和/或解扰处理的处理装置的项目的示例。

此外，能够从图5中所示的发送器中的加标签单元203中去除交织器212。图23示出这样的发送器。图24示出与图23中所示的发送器结合使用的接收器。图24中所示的接收器是下述接收器，即其中从图9中所示的接收器中的反向加标签单元242中去除了解交织器253。通过图23中所示的发送器、图24中所示的接收器以及发送器和接收器之间的MIMO信道来构造通信系统。该通信系统是下述系统，其包括：发送器，用于通过传输信道发送信号；以及接收器，用于接收信号，其中所述发送器包括：滤波器，用于滤波调制的信号以修改调制的信号的振幅和相位特性；以及加扰器，用于加扰滤波的信号的输出，并且其中所述接收器包括：解扰器，用于解扰接收到的信号；以及反向滤波器，用于滤波解扰的信号。这里，加扰器是用作用于对滤波的信号执行交织处理和/或加扰处理的处理装置的项目的示例。此外，解扰器是用作用于对接收到的信号执行解交织处理和/或解扰处理的处理装置的项目的示例。

此外，能够从图5中所示的发送器中的加标签单元203中去除加扰器213。图25示出这样的发送器。图26示出与图25中示出的发送器结合使用的接收器。图26中所示的接收器是下述接收器，其中从图9中所示的接收器中的反向加标签单元242中去除了由乘法器252和加扰码生成器251构造的解扰器。通过图25中所示的发送器、图26中所示的接收器以及发送器和接收器之间的MIMO信道来构造通信系统。该通信系统是下述系统，其包括：发送器，用于通过传输信道发送信号；以及接收器，用于接收信号，其中所述发送器包括：滤波器，用于滤波调制的信号以修改调制的信号的振幅和相位特性；以及交织器，用于交织滤波的信号，并且其中所述接收器包括：解交织器，用于解交织接收到的信号；以及反向滤波器，用于滤波解交织的信号。这里，交织器是用作用于对滤波的信号执行交织处理和/或加扰处理的处理装置的项目的示例。此外，解交织器是用作用于对接收到的信号执行解交织处理和/或解扰处理的处理装置的项目的示例。

在上面的示例性实施例的每个中，滤波器可以被分配给多个用户或者源，从而，例如，每个用户或者每个源具有相同的频率特性。替换地，滤波器可以被分配给多个用户或者源，从而在源的滤波之后的信号的频谱被重叠。发送器中的滤波器是，例如，非线性滤波器或者线性滤波器。全通滤波器，例如，能够用作线性滤波器。

通过应用上面的示例性实施例中的每一个能够减少采用滤波器作为标签的一部分的系统的等待时间。上述通信系统的采用减小了收发器的复杂性，并且结果，能够减少收发器的整个成本。

上面说明的本发明能够应用于具有多个发送天线和非频率选择性的信道的系统[B16]。这样的系统能够通过多个天线和OFDM方案来实施。如其它盲信号分离技术中一样，本发明提出了一种能够在不发送训练信号的情况下执行信号分离的方法。

本发明还能够应用在下述系统中，其中多个发送器共享同一带宽，并且接收器采用多个接收天线以分离信号。

根据本发明，由于将滤波器、交织器和/或加扰码的组合用作例如唯一滤波器，所以其被分配给每一个发送天线或者每个发送源，因此能够防止标签滤波器的阶数的增加并且还防止由于使用全通滤波器导致的延迟的增加。

能够将基于本发明的技术应用到移动无线通信领域，其中多个用户共享同一信道，该信道可以是频率信道、时间信道或者扩展码信道(CDMA)。特别地是能够在不使用任何训练信号的情况下最小化或者消除来自其它网络的干扰的无线网络中应用。

本发明能够使用的另一领域是使用多个传感器或者头在磁学或者光学记录介质进行记录。在这样的应用中，能够盲地取出所有的并行轨道的数据而没有任何置换。

还能够将本发明应用到单输入单输出(SISO)系统。这样的系统可以是基于简单QPSK的发送器以及具有盲自适应均衡器的接收器。在这类应用中，实和虚部信道能够被视为导致两端口发送器和两端口接收器的信道。应用在本发明中所示的思想将总是导致在实部信道上取出实信号分量而总是在虚部信道上取出虚信号分量。

Claims

1.一种通信系统，包括：用于通过传输信道发送信号的发送器；以及用于接收所述信号的接收器，

其中所述发送器包括：滤波器，用于滤波调制的信号以修改所述调制的信号的振幅和相位特性；以及第一处理装置，用于对所述滤波的信号执行交织处理和/或加扰处理，并且

其中所述接收器包括：第二处理装置，用于对接收到的信号执行解交织处理和/或解扰处理；以及反向滤波器，用于滤波从所述第二处理装置供给的信号。

2.根据权利要求1所述的通信系统，其中所述第一处理装置包括：交织器，用于交织所述滤波的信号的输出；以及加扰器，用于加扰所述交织的信号，

其中所述第二处理装置包括：解扰器，用于解扰所述接收到的信号；以及解交织器，用于解交织所述解扰的信号，并且

其中所述反向滤波器滤波所述解交织的信号。

3.根据权利要求1所述的通信系统，其中所述第一处理装置包括：加扰器，用于加扰所述滤波的信号的输出；以及交织器，用于交织所述加扰的信号，

其中所述第二处理装置包括：解交织器，用于解交织所述接收到的信号；以及解扰器，用于解扰在解交织之后的信号，并且

其中所述反向滤波器滤波所述解扰的信号。

4.根据权利要求1所述的通信系统，其中所述第一处理装置包括加扰器，用于加扰所述滤波的信号的输出，

其中所述第二处理装置包括解扰器，用于解扰所述接收到的信号，并且

其中所述反向滤波器滤波所述解扰的信号。

5.根据权利要求1所述的通信系统，其中所述第一处理装置包括交织器，用于交织所述滤波的信号，

其中所述第二处理装置包括解交织器，用于解交织所述接收到的信号，并且

其中所述反向滤波器滤波所述解交织的信号。

6.根据权利要求1至5中任一项所述的通信系统，其中所述滤波器被分配给多个用户或者源，并且所有被分配给各用户或者源的所述滤波器具有相同的频率特性。

7.根据权利要求1至5中任一项所述的通信系统，其中所述滤波器被分配给多个用户或者源，并且所有被分配给各用户或者源的所述滤波器的频谱彼此重叠。

8.根据权利要求1至7中任一项所述的通信系统，其中所述发送器中的所述滤波器是非线性滤波器。

9.根据权利要求1至7中任一项所述的通信系统，其中所述发送器中的所述滤波器是线性滤波器。

10.根据权利要求9所述的通信系统，其中所述线性滤波器是全通滤波器。

11.一种用于通过传输信道发送信号的发送器，包括：

滤波器，用于滤波调制的信号以修改所述调制的信号的振幅和相位特性；以及

处理装置，用于对所述滤波的信号执行交织处理和/或加扰处理。

12.根据权利要求11所述的发送器，其中所述处理装置包括：交织器，用于交织所述滤波的信号的输出；以及加扰器，用于加扰所述交织的信号。

13.根据权利要求11所述的发送器，其中所述处理装置包括：加扰器，用于加扰所述滤波的信号的输出；以及交织器，用于交织所述加扰的信号。

14.根据权利要求11所述的发送器，其中所述处理装置包括：加扰器，用于加扰所述滤波的信号的输出。

15.根据权利要求11所述的发送器，其中所述处理装置包括交织器，用于交织所述滤波的信号。

16.根据权利要求11至15中任一项所述的发送器，其中所述滤波器被分配给多个用户或者源，并且所有被分配给各用户或者源的所述滤波器具有相同的频率特性。

17.根据权利要求11至15中任一项所述的发送器，其中所述滤波器被分配给多个用户或者源，并且所有被分配给各用户或者源的所述滤波器的频谱彼此重叠。

18.根据权利要求11至17中任一项所述的发送器，其中所述滤波器是非线性滤波器。

19.根据权利要求11至17中任一项所述的发送器，其中所述滤波器是线性滤波器。

20.根据权利要求19所述的发送器，其中所述线性滤波器是全通滤波器。

21.一种用于接收信号的接收器，包括：

处理装置，用于对接收到的信号执行解交织处理和/或解扰处理；以及

反向滤波器，用于滤波从所述处理装置供给的信号。

22.根据权利要求21所述的接收器，其中所述处理装置包括：解扰器，用于解扰所述接收到的信号；以及解交织器，用于解交织所述解扰的信号，并且

其中所述反向滤波器滤波所述解交织的信号。

23.根据权利要求21所述的接收器，其中所述处理装置包括：解交织器，用于解交织所述接收到的信号；以及解扰器，用于解扰在解交织之后的所述信号，并且

其中所述反向滤波器滤波所述解扰的信号。

24.根据权利要求21所述的接收器，其中所述处理装置包括解扰器，用于解扰所述接收到的信号，并且

其中所述反向滤波器滤波所述解扰的信号。

25.根据权利要求21所述的接收器，其中所述处理装置包括解交织器，用于解交织所述接收到的信号，并且

其中所述反向滤波器滤波所述解交织的信号。

26.一种在包括用于发送信号的发送器和用于接收信号的接收器的系统中的多路存取方法，该方法包括：

向每个发送器唯一地分配标签，所述标签包括滤波器、交织器和/或加扰码的组合，所述标签是从池或者组中取出的；

使用所述标签来处理每个发送器或者源的信号；以及

在具有多个接收天线或者接收传感器的接收器处，使用反向滤波器、解交织器和/或解扰器并且基于所述发送器的唯一标签解码来自每个发送源或者每个发送天线的信号，使得只有来自具有相同标签的发送器的信号被再生。

27.一种根据OFDM方案的通信系统，包括根据权利要求12、13和15中的任一项所述的发送器，

其中所述交织器被配置成交织二维数据块，在所述二维数据块中，行对应于子载波索引而列对应于OFDM符号标号，所述交织器执行交织，其中，对于每个行，行中的数据被置换。

28.一种根据OFDM方案的通信系统，包括根据权利要求12、13和15中的任一项所述的发送器，

其中所述交织器被配置成交织二维数据块，在所述二维数据块中，行对应于子载波索引而列对应于OFDM符号标号，所述交织器进行交织，其中对于每个行，行中的数据被置换并且然后行的顺序被置换。