CN101483465B

CN101483465B - 无线发送机

Info

Publication number: CN101483465B
Application number: CN2008101847240A
Authority: CN
Inventors: 今村公彦
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: SnapTrack Inc
Priority date: 2005-10-31
Filing date: 2006-10-30
Publication date: 2013-07-24
Anticipated expiration: 2026-10-30
Also published as: EA200802301A1; JP2010136424A; JP4503650B2; ATE511248T1; ATE540487T1; ES2378714T3; EP2034624A3; EP2034624A2; PL2034624T3; US20090081967A1; JP2010136425A; EP2037592B1; EA016627B1; US20090086838A1; CN101483464B; EP2037592A3; CN101292441B; JP2009033762A; DE602006020477D1; EP2034625B1

Abstract

一种无线发送机，具有：多个发送天线；相位旋转部，对输入到所述多个发送天线中每个发送天线的信号附加相位旋转；和接收部，从通信对象接收与所述多个发送天线中任意天线的相位控制相关的信息，所述相位旋转部附加：第1相位旋转，控制所述多个发送天线间的最大延迟时间；和第2相位旋转，根据所述信息，控制所述多个发送天线中任意天线的相位。

Description

无线发送机

技术领域

本发明涉及一种无线发送机。

本发明主张2005年10月31日在日本申请的特愿2005-316549号的优先权，在此引用其内容。

背景技术

近年来，提出了主要在多载波传送系统中分成沿着频率轴-时间轴的多个分块(block)，进行用户的调度的方法。须指出的是，这里，将用户进行通信的时候所确保的以频率轴和时间轴规定的区域称为分配时隙(slot)，将确定该分配时隙的时候成为基础的块称为组块(chunk)。

其中，提出了当发送广播/组播信道、控制信道的情况下，在频率方向上分配较宽的块，来得到频率分集效果，从而即使在接收功率低的情况下不易产生错误，当无线发送机与无线接收机之间的1对1通信即发送单播信号的情况下，在频率方向上分配较窄的块，来得到多用户分集效果的方法(例如参照非专利文献1、非专利文献2)。

图31、32是表示从无线发送机向无线接收机发送的信号的时间(纵轴)与频率(横轴)的关系的图。在图31中，纵轴表示时间、横轴表示频率。在时间轴上设定传送时间t1～t5。其中，传送时间t1～t5的时间宽度相同。在频率轴上设定传送频率f1～f4。其中，传送频率f1～f4的频率宽度均为Fc且相同。这样，通过传送时间t1～t5、传送频率f1～f，将20个组块K1～K20设定为如图31所示。

再有，如图32所示，在频率方向上结合4个组块K1～K4，且在时间轴方向上进行3等分，来设定时间宽度为t1/3、频率宽度为4f1的分配时隙S1～S3。将分配时隙S1分配给第1用户，将分配时隙S2分配给第2用户，将分配时隙S3分配给第3用户。由此，第1～第3用户可得到频率分集效果。

接下来，将组块K5作为分配时隙S4分配给第4用户。结合组块K6、K7作为分配时隙S5分配给第5用户。将组块K8作为分配时隙S6分配给第6用户。由此，第4～第6用户可得到多用户分集效果。

接下来，将组块K9、K11作为分配时隙S7分配给第7用户。结合组块K10、K12且在时间轴方向上进行3等分，设定时间宽度为t3/3、频率宽度为2f2的通信时隙S8～S10。将分配时隙S8分配给第8用户，将分配时隙S9分配给第9用户，将分配时隙S10分配给第10用户。由此，第7～第10用户可得到频率分集效果。

接下来，将组块K13作为分配时隙S11分配给第11用户。将组块K14作为分配时隙S12分配给第12用户。结合组块K15、K16作为分配时隙S13分配给第13用户。由此，第11～第13用户可得到多用户分集效果。

接下来，将组块K17、K19作为分配时隙S14分配给第14用户。结合组块K18、K20且在时间轴方向上进行3等分，设定时间宽度为t5/3、频率宽度为2f2的分配时隙S15～S17。将分配时隙S15分配给第15用户，将分配时隙S16分配给第16用户，将分配时隙S17分配给第17用户。由此，第14～第17用户可得到频率分集效果。

【非专利文献1】“Downlink Multiple Access Scheme for EvolvedUTRA”、[online]、2005年4月4日、R1-050249、3GPP、[平成17年8月17日检索]、互联网<URL：ftp://ftp.3gpp.org/TSG_RAN/WG1_RL1/TSGR1_40bis/Docs/R1-050249.zip>

【非专利文献2】“Physical Channel and Multiplexing in Evolved UTRA Downlink”、[online]、2005年6月20日、R1-050590、3GPP、[平成17年8月17日检索]、互联网<URL：ftp://ftp.3gpp.org/TSG_RAN/WG1_RL1/R1_Ad_Hocs/LTE_AH_JUNE-05/Docs/R1-050590.zip>

发明内容

想要解决的问题点是，在以往提出的通信系统中，通过所分配的时隙和无线接收机的位置，无法充分得到多用户分集效果的问题。

本发明的无线发送机，具有：多个发送天线；相位旋转部，对输入到所述多个发送天线中每个发送天线的信号附加相位旋转；和接收部，从通信对象接收与所述多个发送天线中任意天线的相位控制相关的信息，所述相位旋转部附加：第1相位旋转，控制所述多个发送天线间的最大延迟时间；和第2相位旋转，根据所述信息，控制所述多个发送天线中任意天线的相位。

另外，本发明的无线发送机是上述的无线发送机，其特征在于，所述无线发送机使用于传送系统中，所述传送系统中以沿频率方向和时间方向分割了由频率轴和时间轴规定的区域的组块为单位进行用户的调度，所述相位旋转部附加所述第1相位旋转，以使在设所述组块的频带宽度为Fc时，所述多个发送天线间的最大延迟时间被设定为比1/Fc小的规定的第1值或比1/Fc大的规定的第2值中的任一个值。

另外，本发明的无线发送机是上述的无线发送机，其特征在于，所述第1值是零。

另外，本发明的无线发送机是上述的无线发送机，其特征在于，采用所述第2相位旋转来附加的相位旋转量是预定的值。

另外，本发明的无线发送机是上述的无线发送机，其特征在于，准备多个所述预定的值，所述信息包含用于指示从准备的多个所述预定的值中的一个预定的值的信息。

另外，本发明的无线发送机是上述的无线发送机，其特征在于，所述信息包含用于指示附加所述第2相位旋转的天线的信息。

另外，本发明的无线发送机是上述的无线发送机，其特征在于，所述信息包含用于表示对所述任意天线附加的所述第2相位旋转的相位旋转量的信息。

另外，本发明的无线发送机是上述的无线发送机，其特征在于，具有发送部，从所述多个发送天线中每个发送天线发送与所述多个发送天线对应的彼此正交的导频信道。

另外，本发明的无线发送机是上述的无线发送机，其特征在于，所述正交的导频信道中每个导频信道是通过正交码的乘法运算所生成的。

另外，本发明的无线发送机是上述的无线发送机，其特征在于，所述相位旋转部不会对导频信道附加相位旋转。

另外，本发明的无线发送机是上述的无线发送机，其特征在于，所述相位旋转部不会对导频信道附加第1相位旋转。

发明效果

本发明的终端装置进行与对应各导频信道的基站天线之间的传播路径推定，基于对该传播路径推定结果进行了规定量相位旋转的结果，选择出按照通信状态变得良好的方式实施相位旋转的基站天线，计算出相位旋转量，所以能得到良好的多用户分集效果。

另外，本发明的基站装置基于接收信号所包含的按照通信状态变得良好的方式选择的基站天线的标识或者按照通信状态变得良好的方式计算出的相位旋转量，对各子载波实施相位旋转，所以具有可得到良好的多用户分集效果的优点。

附图说明

图1是表示本发明的第1实施方式中所记载的通信系统的构成的方框图。

图2A是表示该实施方式中的延迟特性曲线(profile)的图。

图2B是表示该实施方式中的传递函数的图。

图3A是表示该实施方式中的延迟特性曲线的图。

图3B是表示该实施方式中的传递函数的图。

图3C是表示该实施方式中的传递函数的图。

图4A是表示该实施方式中的延迟特性曲线的图。

图4B是表示该实施方式中的与图4A的最大延迟时间相对应的频率变动的图。

图5A是表示该实施方式中的延迟特性曲线的图。

图5B是表示该实施方式中的与图5A的最大延迟时间对应的频率变动的图。

图6A是该实施方式中的从多个天线对同一信号不赋予延迟加以发送的情况的说明图。

图6B是该实施方式中的从多个天线对同一信号不赋予延迟加以发送的情况的说明图。

图6C是该实施方式中的从多个天线对同一信号不赋予延迟加以发送的情况的说明图。

图7A是该实施方式中的从多个天线对同一信号按每个天线赋予不同的延迟加以发送的情况的说明图。

图7B是该实施方式中的从多个天线对同一信号按每个天线赋予不同的延迟加以发送的情况的说明图。

图7C是该实施方式中的从多个天线对同一信号按每个天线赋予不同的延迟加以发送的情况的说明图。

图8是表示该实施方式中的组块内的信号构成的图。

图9是表示该实施方式中的对导频信道分配正交码的情形的图。

图10是表示该实施方式中的信号从无线发送机到达无线接收机的情形的概略图。

图11是表示该实施方式中的各发送天线与接收天线间的传递函数及其合成波的传递函数的图。

图12是表示该实施方式中的各发送天线与接收天线间的传递函数及其合成波的传递函数的图。

图13是表示该实施方式中的从终端装置向基站装置通知的天线编号通知信号的图。

图14是表示该实施方式中的终端装置的图。

图15是表示该实施方式中的终端装置所包含的接收电路部的图。

图16是表示该实施方式中的终端装置所包含的接收电路部的图。

图17是表示该实施方式中的终端装置所包含的传播路径推定部的图。

图18是表示该实施方式中的基站装置的图。

图19是表示该实施方式中的基站装置所包含的发送电路部的图。

图20是表示该实施方式中的基站装置中所使用的相位控制信号的图。

图21是表示该实施方式中的基站装置中所使用的相位控制信号的图。

图22是表示该实施方式中的各发送天线与接收天线间的传递函数及其合成波的传递函数的图。

图23是表示本发明的第2实施方式中所记载的各发送天线与接收天线间的传递函数及其合成波的传递函数的图。

图24是表示该实施方式中的各发送天线与接收天线间的传递函数及其合成波的传递函数的图。

图25是表示该实施方式中的从终端装置向基站装置通知的天线编号和相位旋转量通知信号的图。

图26是表示该实施方式中的终端装置的图。

图27是表示该实施方式中的终端装置中所包含的接收电路部的图。

图28是表示该实施方式中的基站装置的图。

图29是表示该实施方式中的基站装置中所使用的相位控制信号的图。

图30是表示该实施方式中的基站装置中所使用的相位控制信号的图。

图31是表示背景技术中所记载的从无线发送机向无线接收机发送的信号的组块的图。

图32是表示背景技术中所记载的从无线发送机向无线接收机发送的信号的分配时隙的图。

符号说明

1…无线发送机；2、3、4…发送天线；5、6…延迟器；7…无线接收机；8…无线发送机；9、10…无线接收机；11…接收天线；17…MAC部；18…物理层部；21…发送电路部；22、122…接收电路部；23…射频变换部；24…天线部；33…A/D变换部；34…GI除去部；35…S/P变换部；36…FFT部；37…导频信道提取部；38…传播路径补偿部；39…解调部；40…纠错解码部；41-1、2、3…按每个天线的传播路径推定部；42…传播路径推定部；43…相位旋转部；44…相加部；45…开关部；46…控制部；47…反转天线选择部；48-1、2、3…按每个天线的传播路径推定部；49…平均化部；50…码相乘部；51…解扩频部；65…PDCP部；66…RLC部；67…MAC部；68…物理层部；69…调度器部；70、170…发送电路控制部；71…发送电路部；72…接收电路部；73…射频变换部；74、75、76…天线部；81a、b…按每个用户的信号处理部；82…纠错编码部；83…调制部；84…子载波分配部；85…导频信道插入部；86…相位旋转兼权重相乘部；87…IFFT部；88…并行串行变换部；89…GI附加部；90…滤波器部；91…D/A变换部；101-1、2、3…按每个天线的信号处理部；102…导频信号生成部；103…权重运算部；147…相位旋转量计算部。

具体实施方式

[实施方式1]

下面，参照附图，对本发明的第1实施方式进行说明。图1是表示本实施方式中的通信系统的构成的方框图。图1示出了无线发送机1所发送的信号经过多个传播路径到达无线接收机7的情形。无线发送机1具有多个发送天线2～4，对各个发送天线分别赋予不同的延迟时间0、T、2T，从各发送天线2～4进行发送。无线接收机7接收从无线发送机1发送的信号。须指出的是，在图1中作为一例说明了无线发送机1具备3个发送天线2～4的情况。须指出的是，这里叙述的多个发送天线是作为一例，在移动电话等的基站设备即无线发送机中所搭载的天线，可以是同一扇区内、同一基站内的不同扇区之间、不同基站之间的3种类的天线的任何一种。这里，作为一例说明设置在同一扇区内的情况，但是也可以采用其他构成。另外，图中的延迟器5、6用于赋予延迟时间T，从而如上所述那样在发送天线3中赋予延迟时间T，而在发送天线4中赋予延迟时间2T。

图2A、图2B是表示经过延迟时间不同的多个(3个)的传播路径到达无线接收机的信号的延迟特性曲线和传递函数的图。图2A示出了从时间(横轴)与功率(纵轴)的观点出发，表示发送信号经过多个延迟时间不同的传播路径到达无线接收机的情形的延迟特性曲线。如图2A所示，瞬时的延迟特性曲线具有2T+dmax的最大延迟波，与从各发送天线发送了同一信号的情况相比，最大延迟波增大。须指出的是，dmax表示电波从发送天线到达接收天线的时候最快到达的传播路径与最晚到达的传播路径之间的到达时间差。

在图2B中表示了对图2A的延迟特性曲线进行频率变换，从频率(横轴)与功率(纵轴)的观点出发示出的传递函数。这样，在延迟特性曲线中最大延迟时间2T+dmax变长是指传递函数的频率变动变快。因而，如图2B所示，对数据D1、D2分别以扩频比为4来进行扩频，并分配给子载波。须指出的是，在无线发送机1侧优选根据该传递函数的频率变动，对扩频率或者纠错码的编码率进行控制，但是在上述方法中，在无线发送机1侧已知延迟时间2T，因此，能与传播路径的频率变动无关地决定扩频率或者纠错码的编码率。

另一方面，在想要得到多用户分集效果的情况下，瞬时的延迟特性曲线中的最大延迟时间2T+dmax优选不要太长。图3A、图3B、图3C是表示经过延迟时间不同的多个传播路径到达无线接收机的信号的延迟特性曲线和传递函数的图。图3A示出了以时间(横轴)和功率(纵轴)的观点出发，表示对发送信号经过多个(3个)的延迟时间不同的传播路径到达无线接收机的情形的延迟特性曲线。图3B示出了用户u1所使用的无线接收机中的传递函数。另外，图3C示出了用户u2所使用的无线接收机中的传递函数。用户u1和用户u2中，无线接收机的位置不同，所以瞬时的传递函数不同。也就是，设图3B、图3C的左侧的区域为频率信道b1，设右侧的区域为频率信道b2，则对用户u1而言频率信道b2的一方质量更好，而对用户u2而言中频率信道b1的一方质量更好。因而，对用户u1以频率信道b2发送数据D1～D4。对用户u2以频率信道b1发送数据D1～D4。

这样，在某瞬间如果利用按每个频率信道的质量差，则按每个频率信道而不同的用户进行通信，从而能得到提高传送效率的多用户分集效果。但是，如果最大延迟时间2T+dmax过长，则传递函数的频率变动变快，上述频率信道1与频率信道2之间的质量差变小。因而，为了得到充分的多用户分集效果，如图3A所示，取最大延迟时间2T+dmax较短是重要的。

图4A、图4B、图5A、图5B是表示最大延迟时间(n-1)T与频率变动的关系的图。如图4A所示，2个入射波w31、w32的到达时间差为(n-1)T的情况下，该传播路径的传递函数为如图4B所示。也就是，功率(纵轴)的振幅下降(落ち込み)的间隔成为F＝1/(n-1)T。另外，如图5A所示，即使在存在多个延迟波w41～w42的情况下，当最先到达的入射波w41与最后到达的延迟波w43之间的到达时间差为(n-1)T时，如图5B所示，功率(纵轴)的振幅下降的频率间隔依然是F＝1/(n-1)T。

然而，当想要得到频率分集效果时和想要得到多用户分集效果时，如上所述，由于适当的传递函数的频率变动不同，所以，当想要得到频率分集效果时，在将用户进行通信时所确保的以频率轴和时间轴来规定的基础区域即组块的频带宽度设为Fc的情况下，通过将发送天线间的最大延迟时间(n-1)T设定为(n-1)T＞1/Fc，从而能得到容易得到频率分集效果的环境。对此，当想要得到多用户分集效果时，在将组块的频带宽度设为Fc的情况下，能将发送天线间的最大延迟时间(n-1)T设定为(n-1)T＜1/Fc，从而能得到容易得到多用户分集效果的环境。另外，在下面的说明中，假设(n-1)T＜1/Fc的情况下，也包含(n-1)T＝0的情况。另外，在下面的说明中，将对各发送天线附加的延迟时间表示为T的n-1倍，且T认为恒定，但是T也可按每个发送天线而发生变化。另外，当想要得到多用户分集效果时，也可以取代(n-1)T＜1/Fc的设定，而减少信号的发送中利用的发送天线数，来缩短最大延迟时间。

如上所述，通过将发送信号利用频率分集来发送、还是利用多用户分集来发送(设为(n-1)T＞1/Fc还是设为(n-1)T＜1/Fc)，不会受到传播路径的状态，能得到频率分集效果或者多用户分集效果。

须指出的是，利用频率分集来发送、还是利用多用户分集来发送，可根据进行发送的信号的种类(导频信号、控制信号、广播/组播信号等)、无线接收机的移动速度(移动速度快的情况下是频率分集，慢的情况下是多用户分集)等，进行切换。

图6A～图6C是从无线发送机8的多个天线对同一信号不赋予延迟时间并发送时的说明图。如图6A所示，如果考虑到设置有包括沿水平方向并行地排列的多个(3个)无定向性的发送天线的无线发送机8的情形，则由于产生图6A所示的椭圆形的波瓣(lobe)e11、e12，所以，既有如无线接收机9那样在整个频带上以高的接收电平接收接收信号的方向(参照图6B)，也有如无线接收机10那样在整个频带上以低的接收电平接收接收信号的方向也产生(参照图6C)。

图7A～图7C是从无线发送机8的多个发送天线对同一信号赋予不同的延迟时间并进行发送时的说明图。如图7A所示，如果考虑到设置有包括沿水平方向并行地排列的多个(3个)无定向性的发送天线的无线发送机8的情形，则在考虑到窄带的情况下，由于产生图7A所示的椭圆形的波瓣e21～e26，所以在接收信号中产生接收电平高的频带和低的频带，但是平均的接收信号电平与方向无关地大致恒定，所以无线接收机9中的信号的接收电平(参照图7B)和无线接收机10中的信号的接收电平(参照图7C)的双方，可得到大致同样的质量。因而，无线发送机8的发送按每个发送天线赋予不同的延迟时间的信号的方法，能补充以图6A～图6C说明的从多个发送天线发送同一信号时的缺点。

图8表示本实施方式中的组块内的信号构成。图8详细地示出了图31的组块K1内的信号构成，在本例中，假设组块K1包括沿频率方向(横轴方向)配置的19个子载波、和沿时间方向(纵轴)配置的4个OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)符号(symbol)。另外，图中的斜线部分p1～p10是公共导频信道(CPICH：Common Pilot Channel)，使用于解调时的传播路径推定和接收信号质量测定等。须指出的是，假设所述构成中对组块K1～20采用同一构成。下面，将所述公共导频信道和专用导频信道结合称为导频信道(权利要求中的导频信道)。对导频信道不附加延迟时间，仅对数据信号部分附加延迟。须指出的是，假设专用导频信道是以补充公共导频信道为目的而增加，并且使用于解调时的传播路径推定等的信道。

另外，图8中没有斜线的部分是分配给进行数据信道和控制信道的通信的数据信号的子载波。

接下来，图9示出了对图8中所示的公共导频信道分配了正交码A、B、C的例子。公共导频信道是所有终端接收的导频信道。图9中横轴取频率，图上部的山形的图形表示子载波。

图上部的有斜线的子载波相当于图8中叙述的公共导频信道，对该公共导频信道分配了正交码A、B、C。图9中每隔1个子载波，分配公共导频信道，所以正交码也每隔1个子载波来分配。在本实施方式中，从图1所示的各发送天线2、3、4(下面假设各自被分配天线编号1、2、3)发送的公共导频信道各自被分配正交码(这里正交码A、B、C)。由此例如，对从发送天线2发送的公共导频信道乘以正交码A的情况下，对公共导频信道P1至P4乘以正交码A的复共轭，并将其结果相加，从而即使在从其他发送天线3、4正在同时发送公共导频信道的情况下，也能求得发送天线2与接收天线11之间的频率区域的传播路径响应即传递函数。

另外，从公共导频信道P4h+1至P4h+4(h是自然数)重复上述过程，从而同样地求得发送天线2(或者发送天线3或者4)与接收天线11之间的传递函数。

接下来，图10是简化图1的图。相同点是，从发送机1经过3个发送天线2、3、4发送信号，并且以接收机7进行接收，其中，将从发送天线2到接收天线11之间的传播路径的传递函数设为H1、将从发送天线3到接收天线11之间的传递函数设为H2、将从发送天线4到接收天线7之间的传递函数设为H3。另外，与图1同样，在延迟器5、6中附加延迟时间为T的延迟。

实际上，认为经过如图1所示的多路径环境，来自发送机1的发送信号到达接收机7，但是这里为了简化，图示了1个路径的环境。

在图10所示的环境中，考虑到从发送机1到达接收机7的接收信号的情况下，如果结合考虑延迟器5、6中附加的延迟和传递函数H1至H3，则从发送天线2至4的合成波的传递函数可表示为如图11所示。须指出的是，在图11中横轴取实轴，纵轴取虚轴。

这里，假设对发送天线3附加延迟T，对发送天线4附加延迟2T，图11所示的相位旋转量θ相当于所述延迟量T，假设表示为θ＝2πm’T/Ts。须指出的是，m’表示所述发送机1与接收机7使用于通信中的组块(例如组块K1)的正中间的子载波的子载波番号。另外，Ts表示OFDM符号的有效符号时间。由此，只要确定通信中所使用的组块和按每个发送天线的延迟时间T，则能计算出θ，所以，利用所述正交码的性质，只要计算出发送天线2至4与接收天线8之间的传递函数H1至H3，则能计算出按每个发送天线的延迟附加后的传递函数即H1、H2e^jθ、H3e^j2θ和合成后的传递函数即H1+H2e^jθ+H3e^j2θ。

另一方面，只要能计算出按每个发送天线的延迟附加后的传递函数即H1、H2e^jθ、H3e^j2θ，则在例如以H1为基准，通过原点垂直于H1的直线表示为点划线，夹着点划线在与H1相反的位置上出现按每个发送天线的延迟附加后的传递函数的向量的情况(这里是H3e^j2θ的情况)下，就会知道发送天线4在使接收信号变弱的方向上动作。从而，可知反转发送天线4的相位，从基站进行发送，通过这样，如图12所示那样能将来自发送天线4的信号使用于使接收信号变强的方向，合成后的传递函数即H1+H2e^jθ+H3e^j(2θ+π)也与图11相比能得到较大的振幅(提高接收质量)。此外，如果将所述情况应用到图3B来考虑，则如图11所示，来自各发送天线的接收信号变弱，且接收质量不良的情况下，相当于图3B的频率信道b1，如图12所示，来自各发送天线的接收信号变强，且接收质量良好的情况下，相当于图3B的频率信道b2。

这样，按每个发送天线的延迟附加后的传递函数即H1、H2e^jθ、H3e^j2θ，只能在终端装置中测定，而所述“发送天线4的相位反转”等的相位控制，只能在基站装置中进行，所以，如图13所示那样按各天线编号以2值信号来表示是否相位反转，并且从终端装置向基站装置通知。

下面，说明进行如上所述的动作的终端装置和基站装置的装置构成。首先，图14表示终端装置的装置构成。终端装置进行ARQ(AutomaticRepeat reQuest)处理、调度处理、数据的结合/分解、物理层部18的控制，将从上位层(未图示)交付的数据传输到物理层部18，另一方面，将从物理层部18传输的数据向上位层(未图示)传输。包括：MAC(Media AccessControl)部17；和物理层部18，基于MAC部17的控制，将从MAC部17所传输的传送数据变换为无线发送信号并且将无线接收信号交付给MAC部17。另外，MAC部17向接收电路部22通知图11和图12所示的相位旋转量θ，另一方面，将接收电路部22中求得的各天线编号的是否相位反转(图13)作为天线编号通知信号通知给MAC部17。

另外，物理层部18包括：发送电路部21，针对由MAC部17通知的发送数据进行调制，向射频变换部23传输；接收电路部22，对来自射频变换部23的输出进行解调，传给MAC部17；频率变换部23，将从发送电路部21传过来的发送信号变换为射频，或者将从天线部24接收到的接收信号变换为接收电路部22中能处理的频带；和天线部24，发送从频率变换部23传过来的发送信号，或者接收信号。须指出的是，关于这些构成要素的基本作用，除了接收电路部22以外，记载在下述(1)(2)文献。

(1)3GPP投稿：R2-051738、“Evolution of Radio Interface Architecture”、URL：ftp://ftp.3gpp.org/TSG_RAN/WG2_RL2/TSG2_AHs/2005_06_LTE/Docs/R2-051738.zip

(2)3GPP投稿：R1-050248、“Uplink Multiple Access Scheme for Evolved UTRA”、URL：ftp://ftp.3gpp.org/TSG_RAN/WG1_RL1/TSGR1_40bis/Docs/R1-050248.zip

接下来，参照图15，对接收电路部22进行说明。接收电路部22包括：针对射频变换部23(图14)输出进行模拟/数字变换的A/D变换部33；从A/D变换部33的输出中除去保护间隔(GI)的GI除去部34；针对GI除去部34的输出进行串行/并行变换的S/P变换部35；针对S/P变换部35进行时间频率变换的FFT(Fast Fourier Transform)部36；针对FFT部36进行信息信号和导频信道的选别的导频信道提取部37；采用导频信道导出天线编号1～3的“按每个天线的延迟附加后的传递函数”的按每个天线的传播路径推定部41-1～3；按每个子载波相加按每个天线的传播路径推定部41-1～3的输出的相加部44；通过控制部46的控制来切换相加部44的输出和传播路径推定部42的输出的开关部45；将开关部45的输出作为传播路径推定值，针对信息信号进行传播路径补偿的传播路径补偿部38；针对传播路径补偿部38的输出，进行QPSK(Quadrature Phase ShiftKeying)、16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)等解调处理的解调部39；以及，针对解调部39的输出进行纠错解码处理的纠错解码器40。

另外，按每个天线的传播路径推定部41-1包括：基于从接收信号中导频信道提取部37所提取的导频信道的信号，计算出按每个发送天线的的传播路径推定值的传播路径推定部42；以及，针对传播路径推定部42的输出乘以相当于按每个发送天线的的延迟的相位旋转θm的相位旋转部43。反转天线选择部47判断采用相位旋转部43的输出，如图11、12所示那样相位旋转规定的相位量(这里，规定的相位量是π，反转相位)的发送天线，并作为天线编号通知信号，向MAC部17通知。MAC部17将该天线编号通知信号作为发送数据输出到发送电路部21(图14)，将该数据通过射频变换部23和天线部24加以发送。

须指出的是，假设按每个天线的传播路径推定部41-2、3具有与按每个天线的传播路径推定部41-1相同的构成。另外，认为开关部45将传播路径推定部42输出用作传播路径推定值的情况是(例如)只有从天线编号为1的发送天线发送数据信号的情况(没有进行发送分集的情况)，另外，将相加部44输出用作传播路径推定值的情况是进行CDTD(CyclicDelay Transmit Diversity)的情况。其中，假设上述θm表示为

θm＝2πm(n-1)T/Ts，m是子载波番号。Ts是OFDM符号的有效符号时间。(n-1)T是针对天线编号为n的发送天线所附加的延迟时间。

另外，导频信道中不附加延迟时间，只有在数据信号部分附加延迟。

另一方面，图16所示的接收电路部22具有与图15大致相同的构成，但是，不同点仅仅是，按每个天线的传播路径推定部48-1具有平均化部49。在图15中，如图11、12所示，在反转天线选择部47中所使用的是发送机1和接收机7使用于通信中的组块(例如组块K1)的正中间的子载波，但是在图16中，由于具备针对根据组块内的导频信道所计算出的相位旋转部43的多个子载波的输出取平均的平均化部49，从而在反转天线选择部47中采用平均化部49的输出，由此能采用组块内的平均的传递函数来选择天线。

另外，图17表示图15、16的传播路径推定部42的细节。如图所示，传播路径推定部42的输入被输入到码相乘部50，例如求得来自天线编号1的发送天线2的传递函数的情况下，在该码相乘部50中相乘码A(参照图9)的复共轭，接下来，在解扩频部51中按正交码的周期进行相加(图9所记载的码A的情况下，按4个导频信道来相加)。由此，传播路径推定部42输出，能求得来自所期望的天线的传播路径的传递函数。须指出的是，假设从控制部46通知所述正交码和正交码的周期。

接下来，图18表示基站装置的构成。基站装置包括：收取IP包，对其报头进行压缩(compress)等，并传输到RLC(Radio Link Control)部66，另外，为了使从RLC部66收取的数据成为IP包的形式，对其报头进行解压缩(decompress)的PDCP(Packet Data Convergence Protocol)部65；将从PDCP部65收取的数据传输到MAC(Media Access Control)部67，另一方面，将从MAC部67传来的数据传输到PDCP部65的RLC(RadioLink Control)部66；进行ARQ处理、调度处理、数据的结合/分解、物理层部68的控制，向物理层部68传输从RLC部66交付的数据，另一方面，向RLC部66传输从物理层部68传来的数据的MAC(Media AccessControl)部67；以及，基于MAC部67的控制，将从MAC部67传输的传送数据变换为无线发送信号，并将无线接收信号交付到MAC部67的物理层部68。

另外，MAC部67具备：与基站装置进行通信的各终端；决定使用哪个分配时隙进行通信的调度器69；基于从所述调度器69通知的“组块的分配信息”，使用“子载波分配信息”来控制发送电路部71，此外，使用相位控制信号，如图2、3所述那样，按频率分集区域、多用户分集区域，控制天线间的最大延迟时间的发送电路控制部70。再有，在MAC部67中基于接收信号，还使用从接收电路72通知的天线编号通知信号，在发送电路控制部70中，通过相位控制信号，来控制发送电路71。

另外，物理层部68包括：通过发送电路控制部70的控制，针对由MAC部67通知的数据进行调制，并通知给射频变换部73的发送电路部71；对来自射频变换部73的输出进行解调，并传给MAC部67的接收电路部72；将从发送电路部71传过来的发送信号变换为射频，将由天线部74～76接收到的接收信号变换为能用接收电路部72处理的频带的频率变换部73；以及，向无线空间发送从频率变换部73传过来的发送信号，接收无线空间中的信号的天线部74～76。除了作为本发明的特征的发送电路部71以外，对这些构成要素的详细的作用，已记载在前述的(1)(2)的文献，所以这里不进行详细的说明。

接下来，图19中表示本实施方式中的发送电路部71的构成。如图19所示，发送电路部71包括：进行针对各用户的信号处理的按每个用户的信号处理部81a、81b；彼此正交的正交码分别分配到每个天线，在终端中生成使用于传播路径推定等的导频信道的信号，并输入到导频信道插入部85的导频信号生成部102；将按每个用户的信号处理部81a、81b输出分配给各子载波的子载波分配部84；以及，进行按每个天线的的信号处理的按每个天线的信号处理部101-1、101-2、101-3。

按每个用户的信号处理部81a包括：进行发送数据的纠错编码的纠错编码部82；以及，针对纠错编码部输出，进行QPSK、16QAM等调制处理的调制部83。按每个用户的信号处理部81a、b的输出，在基于发送电路控制部70(参照图18)所通知的“子载波分配信息”分配给适当的子载波的子载波分配部84中，被分配适当的子载波之后，输出到按每个天线的信号处理部101-1～3。导频信道插入部85具有在按每个天线的信号处理部101-1中基于子载波分配部84的输出和导频信道生成部102输出，如图8所示那样在公共导频信道的位置(子载波)上分配导频信道生成部102的输出的作用。

另外，导频信道插入部85的输出，被输入到相位旋转兼权重相乘部86，按每个子载波进行相位旋转θm或者乘以权重wm，并输出到IFFT部(Inverse Fast Fourier Transport：傅立叶反变换)87。接下来，由并行串行变换部88对IFFT部87的输出进行并行串行变换，GI附加部89针对并行串行变换部88的输出附加保护间隔。

再有，滤波器部90在GI附加部89的输出内仅仅取出所期望频带的信号，由D/A变换部91对滤波器部90的输出进行数字/模拟变换进行输出。该输出成为按每个天线的信号处理部101-1的输出。

另外，假设按每个天线的信号处理部101-2、101-3也采取同样的构成，按每个天线的信号处理部101-1、101-2、101-3的输出各自通过进行射频的频率变换的射频变换部73(参照图18)，输出到天线74、天线75、天线76(参照图18)，作为无线信号加以发送。须指出的是，将相位旋转兼权重相乘部86中附加相位旋转时的相位旋转设为θm，假设该θm是基于基站装置接收到的接收信号中所包含的天线编号通知信号，通过发送电路控制部70作为相位控制信号来通知的，其细节将会后面叙述。另外，相位旋转兼权重相乘部86中乘以权重wm时，如下所述那样设定权重，能进行定向控制。

当假设元件间隔为载频的半波长即n天线的线性阵列的情况下，权重wm的一例，可以表示为

(数学式1)

w_{m} = \frac{1}{\sqrt{n}} {e^{jkπ \sin θ^{'} (0 - \frac{n - 1}{2})}, e^{jkπ \sin θ^{'} (1 - \frac{n - 1}{2})}, . . ., e^{jkπ \sin θ^{'} ((n - 1) - \frac{n - 1}{2})}}

。须指出的是，wm是以向量来呈现权重乗算电路中所使用的权重，最前头起分别成为以天线编号1、天线编号2、…、天线编号n所使用的权重。其中，在上述wm中，n是天线数，在本实施例中n＝3、θ’表示朝向主波束的方向，k表示测定了发送信号的频率和θ’的频率之比。

这里，假设朝向主波束方向θ’是在由接收机或者通信对象的终端所测定的值通知到权重运算部310，来导出权重wm时所利用的。其中，上述权重wm是一例，在下面的文献中详细地提出了导出所述θ’和wm的方法。

「信学技報RCS 2004-229」社団法人電子情報通信学会2004年11月発行

在图19中，描述了用户数2、天线数3的情形，当然，除此以外，还能实现同样的构成。

接下来，图20中表示所述相位控制信号。如图20所示，相位控制，按每个天线(天线编号1、2、3)、按每个子载波(子载波m)、导频信道和数据信号、再加上按每个进行通信的组块(或者分配时隙)(如图2、3所示，延迟量T不同)而赋予不同的相位旋转。具体而言，在本实施方式中，在导频信道中不会对每个天线进行延迟量的附加，另外，对天线编号1的天线也不会进行延迟量的附加。关于延迟时间，天线编号2中仅仅对数据信号部分附加T的延迟时间，天线编号3中仅仅对数据信号部分附加2T。再有，关于由终端通知的天线编号通知信号的相位的反转，这里，如图13所示，通知天线编号3，针对天线编号3的天线进行相位的反转。

在该情况下，对于相位控制信号的相位旋转量θm而言，在导频信道的情况下，与天线无关地将相位旋转量θm设为0，在数据信号部分中，天线编号1时为0，天线编号2时为2πmT/Ts，天线编号3时为2πm2T/Ts+π。相位旋转兼权重相乘部86中基于该相位控制信号，实施相位旋转。须指出的是，从终端通知的天线编号通知信号，如果表示天线编号3以外，则针对该天线附加相位π并进行控制。须指出的是，所述T是天线编号1与天线编号2之间的延迟时间，可知按每个进行通信的组块(或者分配时隙)而不同的值。m是子载波番号。Ts表示OFDM符号的有效符号时间。

同样，图21表示使用相位控制信息的其他情况。在图21中与图20所示的相位控制信息大致相同，但是与图20的不同点仅仅是与天线编号3的导频信道相关的相位控制信息。在该情况下，与图20的不同点是，对由终端通知的天线编号通知信号所包含的天线编号的天线而言，不仅仅是数据信号，对于导频信道也由相位旋转兼权重相乘部86进行相位的反转操作，而且使用如图21所示的相位控制信息。另外，在该情况下，终端装置侧的图15所示的按每个天线的传播路径推定部41-3中所包含的相位旋转部中附加的相位旋转量也与图12的不同，为了观测原来导频信道中附加了相位旋转π的状态(H3’)，只有相当于按每个天线附加的延迟时间的相位旋转2θ附加到相位旋转部43，作为传播路径推定信息利用于解调中(参照图22)。

以上，通过使用具备本实施方式中示出的终端装置和基站装置的通信系统，尤其，如图3A所示那样即使在缩短天线间的最大延迟时间的情况下，通过进行本实施方式中示出的相位控制，能得到较大的多用户分集效果。须指出的是，在本实施例中，反转按每个天线的的相位的情况、也就是使相位变化π的情况的一例，但是它不局限于π，也可以对π/4、π/3等各种值采用同样的方法，这里省略详细的说明。

[第2实施方式]

本实施方式中说明终端中测定按每个天线的的相位旋转量，向基站通知的系统。图23与图10大致相同，但是与图10的不同点在于，为了使相位与H1一致所需的相位旋转量、也就是针对来自天线编号2的天线(发送天线3)的信号H2e^jθ附加相位旋转量θ2，针对来自天线编号3的天线(发送天线4)的信号H3e^j2θ附加相位旋转量θ3，从而能够在终端中在同相相加的状态下接收来自3个发送天线的接收信号。

图24表示该情形。也就是，按每个天线的延迟附加后的传递函数是H1、H2e^jθ、H3e^j2θ。成为这些合成后的传递函数即H1+H2e^jθ+H3e^j2θ，但是在基站中，预先对天线编号2的天线(发送天线3)附加θ2、对天线编号3的天线(发送天线4)附加θ3的相位旋转，则上述相位旋转和按每个天线的延迟附加后的传递函数成为H1、H2e^j(θ+θ2)、H3e^j(2θ+θ3)，可知这些合成后的传递函数即H1+H2e^j(θ+θ2)+H3e^j(2θ+θ3)，与图23的情况相比，具有较大的振幅。此外，将所述的情况应用到图3B中加以考虑，则如图11所示那样来自各发送天线的接收信号变弱，而且接收质量不良的情况，相当于图3B的频率信道b1，如图12所示那样来自各发送天线的接收信号变强，而且接收质量良好的情况，相当于图3B的频率信道b2。

这样，按每个天线的延迟附加后的传递函数即H1、H2e^jθ、H3e^j2θ，只能在终端装置中测定，所述θ2、θ3等的按每个天线的相位控制，只能在基站装置中进行，因此，如图25所示，需要从终端装置向基站装置通知各天线编号的相位旋转量。

接下来，图26中表示本实施方式中的终端装置的装置构成。图26记载的终端装置与第一实施方式中的图14所示的终端装置大致相同，但是只有接收电路部122不同，也就是从接收电路部122向MAC部17通知图25的天线编号和相位旋转量通知信号的这一点不同。另外，假设MAC部17中，将所述天线编号和相位旋转量通知信号作为发送数据，在发送电路部21中进行调制处理，进行与基站的通信。接下来，通过图27，对图26的接收电路部122进行详细的说明。图27与图15大致相同，但是反转天线选择部47成为相位旋转量计算部147的这一点不同。相位旋转量计算部147中利用相位旋转部43输出，如图23、图24所示，在各天线中进行使相位与传递函数H1一致所需的相位旋转量的计算，并且作为天线编号和相位旋转量通知信号向MAC部17通知。另外，与第1实施方式中的图16同样，能向相位旋转量计算部147输入平均化部49的输出。

接下来，采用图28，说明本实施方式中的基站装置的构成。图28与第1实施方式中的图18大致相同的构成，但是不同点在于，使用从接收电路部72通知的天线编号和相位旋转量通知信号，由发送电路控制部170对发送电路部71进行控制。通过图19已经说明过发送电路部71，所以在本实施例中省略说明。另外，发送电路控制部170控制发送电路部71的、相位控制信息可表示为如图29所示。图29与第1实施方式中的图20大致相同，但是只有在数据信号部分的天线编号2、3的天线的情况下不同，对天线编号2而言采用2πmT/Ts+θ2作为相位控制信息，对于天线编号3而言采用2πm2T/Ts+θ3作为相位控制信息。另外，还考虑到采用如图30所示的相位控制信息的情况。图30中与图29所示的相位控制信息大致相同，但是，只有与天线编号2、3的导频信道相关的相位控制信息，与图29不同。在该情况下，与图29的不同点是，不仅是从终端通知的天线编号通知信号中所包含的数据信号，对导频信道而言，也针对天线编号2以θ2，针对天线编号3以θ3的相位控制信息，进行相位控制，而且使用如图30所示的相位控制信息。

以上，通过使用具备本实施方式中示出的终端装置和基站装置的通信系统，尤其，即使在如图3所示那样使天线间的最大延迟时间缩短的情况下，通过进行本实施方式中示出的相位控制，能得到较大的多用户分集效果。

以上、参照附图，详细地说明了本发明的实施方式，但是具体的构成并不局限于该实施方式，还包含不脱离本发明的主旨的范围的设计等。

工业实用性

本发明适合于在终端装置与基站装置之间进行多载波传送，分成沿着频率轴-时间轴的多个块进行调度的通信系统中，但并不局限于此。

Claims

1.一种无线发送机，具有：多个发送天线；以及相位旋转部，对输入到所述多个发送天线中每个发送天线的信号附加相位旋转，所述无线发送机还具备：接收部，从通信对象的终端装置接收与所述多个发送天线中任意天线的相位控制相关的信息，即天线编号或与相位旋转相关的信息，所述与相位旋转相关的信息为相位旋转量或是否相位反转，

所述相位旋转部附加：

第1相位旋转，控制所述多个发送天线间的最大延迟时间；和

第2相位旋转，根据所述相位控制相关的信息，控制所述多个发送天线中任意天线的相位，

所述无线发送机使用于传送系统中，所述传送系统中以沿频率方向和时间方向分割了由频率轴和时间轴规定的区域的组块为单位进行用户的调度，

所述相位旋转部附加所述第1相位旋转，以使在设所述组块的频带宽度为Fc时，所述多个发送天线间的最大延迟时间被设定为比1/Fc小的规定的第1值或比1/Fc大的规定的第2值中的任一个值。

2.根据权利要求1所述的无线发送机，其特征在于，

所述第1值是零。

3.根据权利要求1所述的无线发送机，其特征在于，

采用所述第2相位旋转来附加的相位旋转量是预定的值。

4.根据权利要求3所述的无线发送机，其特征在于，

准备多个所述预定的值，所述相位控制相关的信息包含用于指示从准备的多个所述预定的值中的一个预定的值的信息。

5.根据权利要求1所述的无线发送机，其特征在于，

所述相位控制相关的信息包含用于表示对所述任意天线附加的所述第2相位旋转的相位旋转量的信息。

6.根据权利要求1所述的无线发送机，其特征在于，

具有发送部，从所述多个发送天线中每个发送天线发送与所述多个发送天线对应的彼此正交的导频信道。

7.根据权利要求6所述的无线发送机，其特征在于，

所述正交的导频信道中每个导频信道是通过正交码的乘法运算所生成的。

8.根据权利要求1所述的无线发送机，其特征在于，

所述相位旋转部不会对导频信道附加相位旋转。

9.根据权利要求1所述的无线发送机，其特征在于，

所述相位旋转部不会对导频信道附加第1相位旋转。