CN101473702A - 压电变压器的调光噪声降低电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种压电变压器的调光噪声降低电路，其降低与压电变压器的接通、断开相伴的振动噪声。全桥电路(2)在全桥驱动电路(5)的控制下，对来自输入电压源(1)的输入电压(VB1)进行转换，并输出到低通滤波器(3)。来自低通滤波器(3)的输出被供给到压电变压器(4)，该压电变压器(4)的输出电流(IO)被供给到放电管。全桥电路(2)的各FET的驱动频率是由电压控制型振荡器(9)决定的。对全桥驱动电路(5)连接有占空比可变电路(6)以及峰值控制电路(22)。由峰值控制电路(22)将调光波形的上升沿和下降沿设为(1－cosωt)的波形。

Description

压电变压器的调光噪声降低电路

技术领域

本发明涉及被用作液晶显示装置等的背光源的放电管(例如冷阴极荧光管)的点亮、调光电路中的压电变压器的噪声降低电路，特别构成为通过控制全桥电路的输出电压的峰值以利用余弦曲线表示全桥电路的输出电压的上升沿波形、下降沿波形而改善振动噪声的降低和亮度不均。

背景技术

作为冷阴极荧光管的调光方式，从以往公知使用压电变压器来反复进行点亮和熄灭的短时脉冲串(burst)调光。在进行该短时脉冲串调光的情况下，压电变压器利用通过压电效果得到的振动，所以发生其反复频率、其高次谐波的振动。该振动传达至搭载有压电变压器的电路基板等而有时发生可听声。该振动引起的发声的频率与点亮和熄灭的反复频率相同或为其高次谐波分量等。该点亮和熄灭的反复频率一般为几十至百赫兹，因此发生几十～几百赫兹的声音。人耳在该频率区域中灵敏，所以有时成为刺耳的噪声。

即，以往的短时脉冲串调光为了反复放电管的点亮和熄灭，而对压电变压器施加图7(a)那样的功率(用有效功率来表示)。因此压电变压器进行具有图7(b)那样的包络线的振动。即在点亮时以驱动频率振动，但在熄灭时振动停止。如果如此急剧地开始或停止振动，则如图7(a)所示需要过渡性的大功率，但由此发生图7(b)所示的过渡性的异常振动，其成为发声源。

从这样的观点出发，以往例如如专利文献1以及专利文献2那样提出了与压电变压器的调光噪声降低电路相关的方案。即，这些以往技术不停止压电变压器的振动而进行短时脉冲串调光，即使在相当于熄灭的期间也使压电变压器的振动持续，并且按照短时脉冲串调光的周期反复振动振幅的大小，从而可以对放电管供给反复二个值的振幅的电流。

图8是示出这些专利文献的电路的动作的图，图8(a)是示出对驱动压电变压器的功率进行时间划分时的图，图8(b)是示出此时的压电变压器的振动振幅的包络线的图。图8(a)的纵轴的功率设为有效功率。在图8(a)中，对压电变压器以时间划分方式交替施加大的功率(此处称为大功率)和非零的小的功率(称为小功率)。将大功率和小功率的时间间隔分别设为m和n。m和n之和成为反复周期。另外，通过改变该二个时间间隔之比(时间划分比＝n/(m+n))、或者通过改变二个功率中的至少一个功率，可以调整放电管的亮度。

专利文献1：日本特开2000-58289号公报

专利文献2：日本特开2000-223297号公报

发明内容

但是，上述专利文献1、专利文献2的发明存在如下不适合情况：即使在调光的断开期间也对冷阴极荧光管供给小功率，所以在使用了这种冷阴极荧光管的液晶显示器等中发生亮度不均。特别，在液晶电视那样的大画面中，即使在断开期间也产生仅荧光管的两端被点亮的现象，而难以对画面整体均匀地控制调光度。

利用示出图9所示的本申请人的提案所涉及的以往的调光电路及其各部的输出电压或电流的图10的时序图，对该点进行具体说明。另外，该图9所示的调光电路是为了说明本发明而记载于本说明书中的电路，而并非在本申请的申请时刻公知的电路。

在图9的调光电路中，对与输入电压源1的输出侧连接的全桥电路2直接施加来自输入电压源1的供给电压VIN而作为输入电压VB1，全桥电路2对该输入电压VB1进行转换。

来自全桥电路2的输出VFO经由低通滤波器3输出到压电变压器4，该压电变压器4的输出IO被供给到背光源等放电管。即，压电变压器4将电信号变换成机械性的振动，进而变换成电信号。在本电路中，将来自低通滤波器的交流电压(大致正弦波)升压，并变换成高电压，而点亮作为负载的放电管。

上述低通滤波器3使全桥电路2的输出波形中的高次谐波分量衰减，由此可以对压电变压器4施加全桥电路2的基波分量。另外，压电变压器4理想为以正弦波进行驱动，高次谐波分量被变换成热或向输入侧反射，所以需要利用该低通滤波器3使高次谐波分量衰减。

在上述全桥电路2中，设置有用于驱动全桥电路2的接口电路即全桥驱动电路5。该全桥驱动电路5在后述的电压控制型振荡器9和占空比可变电路6的条件下，驱动全桥的各FET，将来自全桥电路2的输出电压设为可变。与该全桥驱动电路5连接的占空比可变电路6向全桥驱动电路5输出与梯形波发生器10的输出Vd成比例的占空比信号。

在该占空比可变电路6的输入侧连接有：将从压电变压器4的输出侧取得的负载电流变换成电压的电流-电压变换电路7、内置有基准电压的积分器8以及电压控制型振荡器9。

电流-电压变换电路7通过对流过负载(冷阴极管)的电流IO进行检测并将其变换成电压值，制成与负载电流成比例的直流电压VIV后，反馈到积分器8而作为负载电流的信息。

积分器8在时间上对负载电流IO的电压换算值VIV与所内置的基准电压的差电压进行积分。因此，如果VIV小于基准电压，则积分器输出Vint随着时间变化。如果成为VIV＝基准电压，则差电压成为0，所以积分器输出Vint呈现一定值而时间上不变化，从而继续输出成为VIV＝基准电压时的Vint。在本电路中，在VIV<基准电压时，积分器输出Vint设定为上升的极性。另外，通过逆变器的电源接通进行初始化而刚刚开始动作之后，成为Vint＝0v。

电压控制型振荡器9利用积分器输出Vint来决定其振荡频率。即，如图11所示，在Vint＝0时，本振荡器的频率设定成比压电变压器的共振频率充分高的频率。如果Vint的值上升，则本振荡器的频率设定成与该电压上升对应地向低频方向偏移那样的极性。另外，本振荡器设定成在Vint的电压为可取的最大值时，可以输出充分接近压电变压器的共振频率、或更低频的频率。因此，在成为VIV＝积分器内置的基准电压时，成为Vint＝const(时间上不变化)，本振荡器以一定的频率振荡。该状态为稳定动作的状态。

这样在本电路中，用电流-电压变换电路7检测来自压电变压器4的输出电流IO，并用积分器8对该输出VIV进行积分后，根据该输出Vint驱动电压控制型振荡器9，经由占空比可变电路6以及全桥驱动电路5向全桥电路2反馈其输出OSC，从而对全桥电路2的动作频率进行控制。

对上述占空比可变电路6，经由梯形波发生器10供给作为放电管的调光信号的矩形波Vdm，在来自梯形波发生器10的输出信号Vd的高(High)期间(输出输出电流的期间，以下相同)驱动上述占空比可变电路6。即，梯形波发生器10的输出被输入到占空比可变电路6，使全桥的占空比平稳地可变。其以降低调光时的噪声为目的，使基于调光的输出电流的上升沿、下降沿平滑。另外，在基于调光的输出电流的上升沿、下降沿急剧的情况下，噪音增大。

另一方面，调光信号Vdm利用该高期间的长短来控制全桥电路2的占空比，决定放电管的调光程度。该调光信号Vdm经由上升沿延迟电路11输入到上述积分器8而作为GATE(门)信号，仅在该GATE信号的高期间积分器8动作。另外，积分器8在GATE信号为低(Low)期间停止动作，保持刚要停止之前的输出。

即，上升沿延迟电路11在调光信号的高期间，输出延迟了该期间的头部分的一定期间的设为低的信号。该一定期间为输出电流的上升沿的过渡响应、利用占空比可变电路6的软起动的期间，输出电流呈现不稳定的值，所以禁止积分器8的动作。上升沿延迟电路11对积分器8的GATE端子进行输入。利用上升沿延迟电路11的延迟进行控制，以使积分器8不对输出电流的不稳定的部分进行积分。

同样地，上升沿延迟电路11即使在调光信号为低时也输出低信号，所以不对由于调光而输出成为0的区域进行积分。如果对由于调光而输出电流成为0的区域也进行积分，则积分器的输出上升而压电变压器4的驱动频率进一步接近共振频率，所以调光信号高时的输出电流增大，不仅损失调光功能，而且还导致冷阴极管的寿命降低或破坏。

在这样的结构的图9的调光电路中，通过设置梯形波发生器10，使全桥电路2的占空比的上升沿、下降沿平滑，使输出电流IO的上升沿、下降沿的峰值平稳地变化，而降低调光时的噪声。但是，实际中，存在如下问题点，而难以说可以充分解决噪声。

(1)边带波的影响

在上述调光电路中，如果占空比接近0，则高次谐波分量增大而调光噪声增大，该高次谐波分量对压电变压器的振动造成影响，而增大调光噪声。更具体而言，逆变器的调光如图9所示以低频(在该情况下150Hz)使具有压电变压器的驱动频率(逆变器的输出频率)的输出电流断续，而使其接通占空比可变，从而调整放电管的光量。

此时的输出电流的波形与在150Hz下被振幅调制的波形同样。但是，波形的上升沿、下降沿的部分急剧变化，所以即使是150Hz的高次谐波也被振幅调制。其结果，噪声的波谱用相当于52kHz的载波的频率和与其隔开150Hz而发生的被称为边带波的频率来表示。

用该波谱表示的噪声是在基于调光的电流上升沿、下降沿的瞬间发生的。如果没有与从发声源的压电变压器到人类的耳朵为止的系统共振的频率点，则可听频带的边带波衰减，所以以与衰减相当的噪声水平收敛。另一方面，如果存在与从发生源到耳朵为止的系统共振的频率点，则在该频率下边带波被放大，噪声水平也曾大。如果目前假设存在在7kHz处共振的频率点，则与7kHz的频率相当的边带波被放大，每当调光的接通、断开时发生被放大的7kHz的声波。

根据该现状，噪声发生的机理类似于“与调光的接通、断开的定时一致地以锤子敲打7kHz的音叉的状况”。锤子的强度可以比喻成与7kHz的频率相当的边带波的水平，音叉的共振频率相当于系统的共振频率。敲打锤子的次数相当于调光的接通、断开的次数。

(2)调光波形的上升沿的失真...与波形不连续相伴的噪声增大

为了避免上述(1)的高次谐波的影响，还考虑在全桥的占空比降低到某种程度(约30％)时将全桥输出的占空比设为0的方法。在采用了该方法的情况下，在全桥输出的占空比成为0的瞬间输出电流的波形成为不连续。该不连续成为波形的失真，导致可听频带的边带波增大，而增大调光噪声。

即，在将利用上述电压控制型振荡器9的输出OSC控制的全桥电路2的驱动频率作为一个例子而设为52kHz的情况下，压电变压器4在其动作中以52kHz振动，但如果全桥输出的占空比成为0，则压电变压器4以自身的共振频率、例如50kHz振动。该变化的定时与驱动频率的相位无关地在从驱动时向0V切换的定时产生，所以产生相位的不连续。

(3)使全桥电路的占空比的变化平稳地变化的情况

为了排除上述(1)那样的边带波的影响，例如如图11所示，制成使上升沿以及下降沿的波形充分平稳的状态，如果不使输出电流的峰值的变化平稳，则无法降低调光噪声。但是，在该情况下，输出电流的平坦部分的时间变少，管电流可以确保规定值的时间变少，所以发生画面的亮度不均，成为调光范围的制约。

即，如果使调光的波形平滑则噪声被降低，但接通时间变少，在未充分流过电流(未稳定)的状态下点亮放电管，从而调光不稳定，产生亮度不均、或在调光的范围中产生限度。

(4)常时驱动的问题点

如上述专利文献1、专利文献2中记载的发明，还考虑通过对压电变压器进行常时驱动，来消除起因于驱动频率和自身共振频率的相异的相位不连续。但是，在该情况下，即使在调光的断开期间也对冷阴极荧光管供给小功率，所以存在在使用了这种冷阴极荧光管的液晶显示器等中发生亮度不均的不适合情况。

本发明是为了解决上述那样的以往技术的问题点而完成的，其目的在于提供一种压电变压器的调光噪声降低电路，可以降低与压电变压器的接通、断开相伴的振动噪声，同时可以防止利用了放电管的液晶显示器等中的亮度不均。

为了达成上述目的，本发明提供一种压电变压器的调光噪声降低电路，具备：全桥电路，接收来自输入电压源的输出电压而动作；以及压电变压器，被供给来自该全桥电路的输出，该压电变压器的输出电流被供给到放电管，其特征在于，采用了如下结构。

(1)对上述全桥电路，连接有反馈流过负载的电流而动作的全桥驱动电路。

(2)在上述全桥电路或全桥驱动电路中，设置有对来自全桥电路的输出电压进行控制的占空比可变电路。

(3)对上述占空比可变电路连接有峰值控制电路，该峰值控制电路对调光信号的上升沿、下降沿的时刻的全桥电路的输出电压的上升沿波形、下降沿波形进行控制。

(4)上述峰值控制电路对全桥电路的输出电压的峰值进行控制，以能够利用余弦曲线来表示全桥电路的输出电压的上升沿波形、下降沿波形。

另外，下述的结构也为本发明的一个方式。

(a)上述峰值控制电路的输出与占空比可变电路相连接，全桥驱动电路根据来自该占空比可变电路的输出对全桥电路的占空比进行控制。

(b)由占空比固定的电路构成上述全桥电路，在上述输入电压源与全桥电路之间，设置以一定的周期对来自输入电压源的输出进行接通、断开、并且使全桥电路的输入电压可变的斩波电路，对该斩波电路连接控制其占空比而使输出电压可变的占空比可变电路。

(c)上述全桥驱动电路与检测流过负载的电流并将其变换成电压值的电流-电压变换电路、对由该电流-电压变换电路得到的负载电流与所内置的基准电压进行比较的积分器、利用该积分器输出决定振荡频率的电压控制型振荡器相连接，经由全桥驱动电路向全桥电路反馈来自该电压控制型振荡器的输出，从而控制全桥电路的动作频率。

(d)在上述积分器中，为了确保输出电流的上升沿的过渡响应以及上述占空比可变电路对斩波电路进行软起动的期间，设置有禁止积分器的动作的上升沿延迟电路。

根据本发明，通过控制全桥电路的输出电压的峰值以能够利用余弦曲线表示全桥电路的输出电压的上升沿波形、下降沿波形，可以降低在调光波形的上升沿和下降沿中落于可听频带的边带波的水平，可以进一步降低调光噪声的发生。

另外，根据本发明的上述(c)的方式，除了上述效果以外，通过针对压电变压器在其导通期间以及断开期间的全区域进行驱动，同时在其断开期间停止对压电变压器供给电流，可以降低由于相位的不连续而引起的调光噪声的发生、和由于在接通、断开期间的全区域驱动压电变压器而引起的亮度不均的发生这双方。

附图说明

图1是示出本发明的第一实施方式的结构的框图。

图2是详细示出上述第一实施方式中的峰值控制电路的动作的时序图。

图3是示出上述第一实施方式中的各部的输出波形的时序图。

图4是示出本发明的第二实施方式的结构的框图。

图5是详细示出上述第二实施方式中的峰值控制电路的动作的时序图。

图6是示出上述第二实施方式中的各部的输出波形的时序图。

图7是示出以往的调光电路中的压电变压器的输入电压以及振动的时序图。

图8是示出专利文献1以及专利文献2记载的调光电路中的压电变压器的输入电压以及振动的时序图。

图9是示出本申请人的以往的调光电路的结构的框图。

图10是示出图9的调光电路中的各部的输出波形的时序图。

图11是示出图9的调光电路中的压电变压器的共振特性的曲线。

图12是示出图9的调光电路中的全桥驱动电路的输出电压的波形的时序图、和示出在可听带中发生边带波的机理的曲线。

图13是说明在以往的调光电路中使全桥电路的占空比的变化平稳的情况下发生的问题的时序图。

标号说明

1  输入电压源

2  全桥电路

3  低通滤波器

4  压电变压器

5  全桥驱动电路

6  占空比可变电路

7  电流-电压变换电路

8  积分器

9  电压控制型振荡器

10 梯形波发生器

11 上升沿延迟电路

21 斩波电路

22 峰值控制电路

具体实施方式

(1)第一实施方式的结构

以下，根据图1的功能框图以及图2、图3的时序图对本发明的第一实施方式进行具体说明。该第一实施方式在上述图9所示的调光电路中应用了本发明，对于与图9的调光电路相同的部分，附加同一标号，并省略说明。

在本实施方式中，代替图9的调光电路中的梯形波发生器10，而设置峰值控制电路22。该峰值控制电路22决定降低调光噪声的效果最佳的峰值的形状，输出在输出电压Vd的上升沿以及下降沿部分形成(1-cosωt)的波形那样的波形。

其结果，对上述占空比可变电路6，经由峰值控制电路22供给作为放电管的调光信号的矩形波Vdm，在来自峰值控制电路22的输出信号Vd的高期间(输出输出电流的期间，以下相同)驱动上述占空比可变电路6。

即，如图2所示，在被施加具有(1-cosωt)的波形的输出电压vd的占空比可变电路6中，设定成

(1)波形的上升沿(下降沿)开始时t＝0

(2)上升沿(下降沿)完成时t＝π/ω

(3)工作(ON-duty)＝(1-cosωt)/2

(4)将ω设成f＝ω/2π、大致500Hz

的情况下，随着来自峰值控制电路22的输出电压Vd增加，从占空比可变电路6输出接通时间长的矩形波。

另外，图2所示的占空比可变电路6的输出波形为示意图，在实际电路中，以50kHz左右的高频进行接通、断开。因此，如果峰值控制电路的ω/2π(＝f)为500Hz，则接通、断开的次数成为50次。图2中考虑到表示，而用10次表示接通、断开的次数。

(2)第一实施方式的作用

在具有上述那样的结构的第一实施方式中，通过设置峰值控制电路22，经由占空比可变电路6以及全桥驱动电路5，可以将全桥电路2的输出电压的上升沿波形以及下降沿波形设为可以利用余弦曲线来表示的平滑的波形。其结果，可以使输出电流IO的上升沿、下降沿的峰值平稳地变化，而降低调光时的噪声。

即，在本实施方式中，通过利用峰值控制电路22将调光波形的上升沿和下降沿设为(1-cosωt)的波形，可以降低边带波的可听域的水平。另外，根据申请人的实验，在频率500Hz下将调光波形的上升沿和下降沿设为(1-cosωt)的波形时，在与具有充放电曲线的波形进行比较的情况下，可以确认在可听频带中36dB左右的边带波的水平降低。

(3)第二实施方式的结构

以下，根据图4的功能框图以及图5、图6的时序图对本发明的第二实施方式进行具体说明。另外，对于与上述图9所示的调光电路相同的部分，附加同一标号，并省略说明。

本实施方式的电路具备：斩波电路21，以一定的周期对来自输入电压源1的输出进行接通、断开；全桥电路2，接收该斩波电路21的输出电压VB1而进行动作；以及低通滤波器3，去除全桥电路2的输出电压VFO中的高次谐波分量，来自该低通滤波器3的输出被供给到压电变压器4，该压电变压器4的输出电流IO被供给到放电管。

本实施方式的全桥电路2在全桥驱动电路5的控制下，对来自斩波电路21的输入电压VB1进行转换。全桥电路2的各FET的驱动频率是由电压控制型振荡器9决定的。另外，在斩波电路21上连接有占空比可变电路6，所以以全桥电路2的占空比固定的方式进行动作。

对该电压控制型振荡器9进行驱动的积分器8以及电流-电压变换电路7的结构与上述以往技术以及第一实施方式相同，不同点在于，电压控制型振荡器9不经由占空比可变电路6，而直接经由全桥驱动电路5对全桥电路2供给开关频率。

上述斩波电路21是以使全桥电路2的输入电压可变为目的的电路。斩波电路21的输出电压VB1是利用占空比可变电路6的输出来控制的。即，在上述以往技术、第一实施方式中，占空比可变电路6连接在全桥驱动电路5，但在第二实施方式中，连接在斩波电路21。

对上述占空比可变电路6经由峰值控制电路22供给调光信号Vdm。该峰值控制电路22对调光信号Vdm的上升沿、下降沿的时刻下的斩波电路21的输出电压的上升沿波形、下降沿波形进行控制。即，峰值控制电路22的输出Vd被输入到占空比可变电路6，对斩波电路21的占空比进行控制而使斩波电路21的输出电压可变。

该峰值控制电路22决定降低调光噪声的效果最佳的峰值的形状。在本实施方式中，该峰值控制电路22输出在输出电压Vd的上升沿以及下降沿部分形成(1-cosωt)的波形那样的波形。

另外，图5示出第二实施方式中的来自峰值控制电路22的输出波形，其基本形状与上述第一实施方式的图2所示的形状相同。但是不同点在于，在第一实施方式中利用该峰值控制电路22对全桥电路2的占空比进行控制，但在第二实施方式中对斩波电路21的占空比进行控制。

从利用来在这样的占空比可变电路6的矩形波驱动的斩波电路21，如图5的VB1所示，得到具有(1-cosωt)的波形的输出电压，由此对全桥电路2进行驱动。在该情况下，在占空比可变电路6的输出接通时，斩波电路21的开关成为接通，斩波电路21的输出电压与占空比可变电路6的ON-duty成比例地上升(或下降)。

进而，在本实施方式中，上升沿延迟电路11与上述以往技术同样地，在调光信号的高期间(输出输出电流的期间)，输出延迟了对该期间的头部分的一定期间的设为低的信号。该一定期间为输出电流的上升沿的过渡响应、利用占空比可变电路6进行斩波电路21的软起动的期间，输出电流示出不稳定的值，所以禁止积分器8的动作。

(4)第二实施方式的作用

在具有上述那样的结构的第二实施方式中，全桥电路2为固定占空比，所以可以对压电变压器4施加在该全区域中高次谐波分量少的电压。即，具有如下优点：作为全桥电路2，如上述专利文献1、专利文献2所示，可以进行全期间驱动，不会发生与接通、断开相伴的相位的不连续。另外，根据申请人的实验，可以确认：通过确保相位的连续性，在可听频带中24dB左右的边带波的水平降低。其结果，根据本实施方式，除了通过将上述全桥电路的输出电压的上升沿以及下降沿设为余弦曲线而得到的效果以外，还可以降低60dB左右的噪声。

而且，通过斩波电路21，在调光信号的断开期间，不向全桥电路2供给来自输入电压源1的电流，所以作为压电变压器4，虽然进行全区间驱动，但在调光断开期间其输出电流IO成为“0”，不会对放电管供给电流。其结果，通过全期间驱动确保相位的连续性而实现噪声降低，同时可以消除调光断开期间的放电管的点亮，而防止发生亮度不均。

Claims (5)

1.一种压电变压器的调光噪声降低电路，具备：全桥电路，接收来自输入电压源的输出电压而动作；以及压电变压器，被供给来自该全桥电路的输出，该压电变压器的输出电流被供给到放电管，其特征在于，

对上述全桥电路，连接有反馈流过负载的电流而动作的全桥驱动电路，

在上述全桥电路或全桥驱动电路中，设置有对来自全桥电路的输出电压进行控制的占空比可变电路，

对上述占空比可变电路连接有峰值控制电路，该峰值控制电路对调光信号的上升沿、下降沿的时刻的全桥电路的输出电压的上升沿波形、下降沿波形进行控制，

上述峰值控制电路对全桥电路的输出电压的峰值进行控制，以能够利用余弦曲线来表示全桥电路的输出电压的上升沿波形、下降沿波形。

2.根据权利要求1所述的压电变压器的调光噪声降低电路，其特征在于，上述峰值控制电路的输出与占空比可变电路相连接，全桥驱动电路根据来自该占空比可变电路的输出对全桥电路的占空比进行控制。

3.根据权利要求1所述的压电变压器的调光噪声降低电路，其特征在于，由占空比固定的电路构成上述全桥电路，

在上述输入电压源与全桥电路之间，设置有以一定的周期对来自输入电压源的输出进行接通、断开、并且改变全桥电路的输入电压的斩波电路，

对该斩波电路连接有控制其占空比来改变输出电压的占空比可变电路。

4.根据权利要求1所述的压电变压器的调光噪声降低电路，其特征在于，上述全桥驱动电路与检测流过负载的电流并将其变换成电压值的电流-电压变换电路、将由该电流-电压变换电路得到的负载电流与所内置的基准电压进行比较的积分器、以及利用该积分器输出决定振荡频率的电压控制型振荡器相连接，经由全桥驱动电路向全桥电路反馈来自该电压控制型振荡器的输出，从而控制全桥电路的动作频率。

5.根据权利要求4所述的压电变压器的调光噪声降低电路，其特征在于，在上述积分器中，为了确保输出电流的上升沿的过渡响应以及上述占空比可变电路进行软起动的期间，设置有禁止积分器的动作的上升沿延迟电路。

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