CN101242214B - 无线多输入多输出通信系统内生成导频的方法 - Google Patents

Abstract

描述了适用于MIMO系统并能支持各种功能的导频。各种类型的导频包括一信标导频，MIMO导频，操纵基准或操纵导频以及载波导频。信标导频从所有发射天线发送且可以用于定时和频率获取。MIMO导频从所有发射天线发送，且用分配给该发射天线的不同正交码覆盖。MIMO导频可以用于信道估计。操纵基准在MIMO信道的特定本征模式上发送，且是用户终端特定的。操纵基准可以用于信道估计。载波导频可以在指定子带/天线上发送，且可以用于载波信号的相位跟踪。可以基于这些各种导频类型组合设计各种导频传输方案。

Description

无线多输入多输出通信系统内生成导频的方法

本申请是PCT国际申请号：PCT/US2003/034520、PCT国际申请日：2003年10月24日、中国国家申请号：200380104907.2、题为“MIMO通信系统的导频”的申请的分案申请。 

本申请要求于第60/421,309号、第60/438,462、第60/421,428和第60/438,601美国临时申请的优先权，前三个申请提交日期均为2002年10月25日，最后一个申请提交日期为2003年1月7日，所述四个申请按顺序分别题为“MIMO WLAN SYSTEM”、“Channel Calibration for a Time DivisionDuplexed Communication System”、“Channel Estimation and SpatialProcessing for TDD MIMO Systems”和“Pilots for MIMO CommunicationSystems”，所有均被转让给本发明的受让人并在此完全引入作为参考。 

背景 

领域 

本发明一般涉及数据通信，且尤其涉及适用于多输入多输出(MIMO)通信系统内的导频。 

背景 

MIMO系统使用多个(N_T)发射天线和多个(N_R)接收天线用于数据传输。由N_T个发射天线和N_R个接收天线形成的MIMO信道可能被分解为N_S个独立信道，其中N_S≤min{N_T，N_R}。N_S个独立信道的每个对应一维。如果利用多个发射和接收天线建立的附加维数，则MIMO信道可以提供改善的性能(例如增加传输容量和/或更大的可靠性)。 

在无线通信系统内，要发送的数据首先调制到射频(RF)载波信号上以生成RF已调信号，后者更适合于在无线信道上传输。对于MIMO系统，可以生成多达N_T个RF已调信号，且可以同时从N_T个发射天线被发送。发送的RF已调信号可以通过无线信道内的多个传播路径到达N_R个接收天线。传播路径特性由于多 个因素一般随时间改变，所述因子诸如衰落、多径和外部干扰。因此，发送的RF已调信号可能经历不同信道条件(例如不同衰落和多径效应)且可以与不同的复数增益和信噪比(SNR)相关联。 

为了获得更高的性能，经常需要描述无线信道响应。例如，发射机可能需要信道响应以实现空间处理(如下描述)以将数据发送到接收机。接收机还可能需要信道响应以对接收到信号实现空间处理以恢复发送的数据。 

在许多无线通信系统中，由发射机发送的导频帮助接收机实现多个功能。导频一般基于已知的码元生成并以已知的方式实现。导频可以由接收机用于信道估计、定时和频率获取、数据解调等。 

在MIMO的导频结构设计中有多个挑战。作为一种考虑，导频结构需要解决多个发射和多个接收天线建立的附加维数。作为另一考虑，由于导频传输表示MIMO系统内的开销，期望尽可能最小化导频传输。而且，如果MIMO系统是支持与多个用户通信的多址系统，则导频结构设计需要使得支持多个用户的导频不消耗可用系统资源的较大部分。 

因此在领域内需要能解决以上考虑的MIMO系统导频技术。 

概述 

在此提供适用于MIMO系统内的导频。这些导频可以支持合适系统操作需要的各种功能，诸如定时和频率获取、信道估计、校准等。还可以考虑为不同功能设计并使用的不同类型导频。 

各种类型的导频可以包括：信标导频、MIMO导频、操纵基准或操纵导频和载波导频。信标导频从所有发射天线被发送，且可以用于定时和频率获取。MIMO导频也从所有发射天线被发送，但用分配给发射天线的不同正交码覆盖。MIMO导频还可以用于信道估计。操纵基准在MIMO信道的特定本征模式上被发送，且是用户终端特定的。操纵基准可以用于信道估计以及可能用于速率控制。载波导频还可以在一定指定的子带/天线上被发送，且可以用于载波信号的相位跟踪。 

各个导频传输方案可以基于这些不同导频类型的组合而设计。例如，在下行链路上，接入点可能为所有在其覆盖区域内的用户终端发送信标导频、MIMO导频和载波导频，并可选地将操纵基准发送到任何从接入点接收下行链路传输的活动用户终端。在上行链路上，用户终端可能发送MIMO导频用于校准，且 可能在被调度时发送操纵基准和载波导频(例如对于下行链路和/或上行链路数据传输)。发送并接收这些类型导频的处理在以下详细描述。 

本发明的各个方面和实施例在以下详细描述。 

附图的简要描述 

通过下面提出的结合附图的详细描述，本发明的特征、性质和优点将变得更加明显，附图中相同的符号具有相同的标识，其中： 

图1示出多址MIMO系统； 

图2示出在TDD MIMO-OFDM系统内用于数据传输的示例帧结构； 

图3示出示例导频传输方案的下行链路和上行链路导频传输； 

图4示出接入点和用户终端的框图； 

图5示出可以生成信标导频的TX空间处理器框图； 

图6A示出可以生成MIMO导频的TX空间处理器框图； 

图6B示出基于接收到MIMO导频提供信道响应估计的RX空间处理器框图； 

图7A示出可以生成操纵基准的TX空间处理器框图；以及 

图7B示出基于接收到操纵基准提供信道响应估计的RF空间处理器框图。 

详细描述 

示例”一词在此仅用于指“作为示例、实例或说明”。任何在此作为“示例”描述的实施例不一定被理解为最优或优于其他实施例的。 

图1示出支持多个用户且能实现在此描述的导频的多址MIMO系统100。MIMO系统100包括支持多个用户终端(UT)120通信的多个接入点(AP)110。为了简洁，在图1内只示出两个接入点110a和110b。接入点一般是用于与用户终端通信的固定站。接入点还可以被称为基站或使用一些其他术语。 

用户终端120可以散布在整个系统内。每个用户终端可以是与接入点通信的固定或移动终端。用户终端还可以被称为接入终端、移动站、远程站、用户设备(UE)、无线设备或一些其他术语。每个用户终端可以与一个或可能多个接入点在任何给定时刻在下行链路和/或上行链路上通信。下行链路(即前向链路)指从接入点到用户终端的传输，且上行链路(即反向链路)指从用户终端到接入点的传输。如在此使用的，“活动”用户终端是从接入点接收下行链路传输和/或将上行链路传输发送到接入点的终端。 

在图1内，接入点110a与用户终端120a到120f通信，且接入点110b与用户终端120f到120k通信。将用户终端分配给接入点一般基于接收到信号强度而不是距离。在任何给定时刻，用户终端可以从一个或多个接入点接收下行链路传输。系统控制器130耦合到接入点110并可以被设计成实现多个功能，诸如(1)协调并控制耦合到它的接入点，(2)在这些接入点间路由数据，以及(3)接入由这些接入点服务的用户终端并控制与这些终端的通信。 

I.导频 

在此提供适用于MIMO系统的导频，诸如图1内示出的。这些导频可以支持各种合适的系统操作可能需要的功能，诸如定时和频率获取、信道估计、校准等。导频可以被认为是具有被设计并用于不同功能的不同类型。表格1列出四种类型的导频以及示例导频设计的简短描述。还可以定义更少、不同和/或附加导频类型，且这在本发明范围内。 

表格1-导频类型 

导频类型	描述
		信标导频	从所有发射天线发送并用于定时和频率获取的导频
MIMO导频	带有不同正交码从所有发射天线发送并用于信道估计  的导频
		操纵基准或操纵导频	在MIMO信道上的特定本征模式上为特定用户终端发  送并用于信道估计以及可能的速率控制的导频
载波导频	用于载波信号相位跟踪的导频

操纵基准和操纵导频是同义词。 

可以基于这些不同导频类型的组合设计各种导频传输方案。例如，在下行链路上，接入点可以为其覆盖区域内的所有用户终端发送信标导频、MIMO导频以及载波导频，并可能可选地将操纵基准发送到任何从接入点接收下行链路传输的活动用户终端。在上行链路上，用户终端可以发送MIMO导频进行校准，且可以在调度时发送操纵基准和载波导频(例如对于下行链路和/或上行链路数据传输)。发送并接收这些各种类型导频的处理在以下详细描述。 

在此描述的导频可以用于各种类型的MIMO系统。例如，导频可以用于(1)单载波MIMO系统，(2)多载波MIMO系统，可以使用正交频分复用(OFDM)或一 些其他多载波调制技术，(3)实现多址技术的MIMO系统，诸如频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)和码分多址，(4)实现用于数据传输的频分多路复用(FDM)、时分多路复用(TDM)和/或码分多路复用(CDM)的MIMO系统，(5)实现用于数据传输的时分双工(time division duplexing)(TDD)、频分双工(FDD)和/或码分双工(CDD)的MIMO系统，以及(6)其他类型MIMO系统。为了清楚，以下首先描述实现OFDM的MIMO系统(即MIMO-OFDM系统)的导频，然后是TDD MIMO-OFDM系统的导频。 

OFDM有效地将总系统带宽分成多个(N_F)正交子带，子带还被称为频调、频率区段或频率子信道。对于OFDM，每个子带与相应其上调制数据的子载波相关联。对于MIMO-OFDM系统，每个子带可以与多个本征模式相关联，且每个子带的每个本征模式可以被视作独立传输信道。 

为了清楚，以下为示例MIMO-OFDM系统描述了特定导频结构。在该MIMO-OFDM系统中，系统带宽被分成64个正交子带(即N_F＝64)，它们被分配以-32到+31的索引。在这64个子带中，48个子带(例如索引为±{1，...，6，8，...，20，22，...，26})可以用于数据传输，4个子带(例如索引为±{7，21}可以用于载波导频以及可能的信令，不使用DC子带(索引为0)，且不使用剩余的子带，它们作为保护子带。因此，在这64个总子带中，52个“可使用”子带包括48个数据子带和4个导频子带，且剩余的12个子带不使用。该OFDM子带结构在前述的第60/421，309号的临时美国申请内有进一步详述。还可以为MIMO-OFDM系统实现不同数目的子带和其他OFDM子带结构，且这在本发明的范围内。 

对于OFDM，在每个可用子带上发送的数据首先使用为该子带选择的特定调制方案(例如BPSK、QPSK或M-QAM)调制(即经码元映射)。一个调制码元可以在每个码元时段内在每个可用子带上被发送。每个调制码元是对应选定调制方案的信号星座内特定点的复数值。为零的信号值可以在不使用的子带上被发送。对于每个OFDM码元时段，可用子带的调制码元和未使用子带的零信号值(即对所有N_F个子带的调制码元和零)使用快速傅立叶反变换(IFFT)被转换到适于以获得包括N_F个适于采样的转换后码元。为了抗码间串扰(ISI)，每个被转换码元的一部分经常被重复(这还被称为加入循环前缀)以形成对应的OFDM码元，它然后在无线信道上被发送。OFDM码元周期在此还被称为码元周期，对应于一个OFDM码元的持续时间。 

1.信标导频 

信标导频包括从N_T个发射天线的每个发送的特定导频码元集合。相同的导频码元集合在为信标导频传输指定的N_B个码元周期上发送。一般N_B可以是一或更大的任何整数值。 

在示例实施例中，信标导频的导频码元集合是12个特定子带的12个BPSK调制码元集合，这被称为“B”OFDM码元。B OFDM码元的12BPSK调制码元在表格2内被给出。零信号值在剩余的52个未使用子带上被发送。 

表2-导频码元 

子   带   索  引	信标   导频   b(k)	MIMO   导频   p(k)	子  带   索  引	信标   导频   b(k)	MIMO   导频   p(k)	子   带   索  引	信标   导频   b(k)	MIMO   导频   p(k)	子带   索引	信标   导频   b(k)	MIMO   导频   p(k)
													0	0	-13	0	1-j	1	0	1-j	15	0	1+j
-26	0	-1-j	-12	-1-j	1-j	2	0	-1-j	16	1+j	-1+j
												-25	0	-1+j	-11	0	-1-j	3	0	-1-j	17	0	-1+j
-24	1+j	-1+j	-10	0	-1-j	4	-1-j	-1-j	18	0	1-j
												-23	0	-1+j	-9	0	1-j	5	0	-1+j	19	0	1+j
-22	0	1-j	-8	-1-j	-1-j	6	0	1+j	20	1+j	-1+j
												-21	0	1-j	-7	0	1+j	7	0	-1-j	21	0	1+j
-20	-1-j	1+j	-6	0	-1+j	8	-1-j	-1+j	22	0	-1+j
												-19	0	-1-j	-5	0	-1-j	9	0	-1-j	23	0	1+j
-18	0	-1+j	-4	1+j	-1+j	10	0	1+j	24	1+j	-1+j
												-17	0	1+j	-3	0	-1+j	11	0	1-j	25	0	1-j
-16	1+j	-1+j	-2	0	1-j	12	1+j	-1+j	26	0	-1-j
												-15	0	1-j	-1	0	-1+j	13	0	-1-j		0	0
-14	0	1+j	0	0	0	14	0	0

对于表格2内示出的示例实施例，对于信标导频，BPSK调制码元(1+j)在子带-24，-16，-4，12，16，20和24内被发送，且BPSK调制码元-(1+j)在子带 -20，-12，-8，-4和8上被发送。零信号值在信标导频的剩余52个子带上被发送。 

B OFDM码元被设计成方便用户终端系统定时和频率获取。对于上述的B OFDM示例实施例，只使用64个总子带中的12个，且这些子带间距为四个子带。这4子带间距允许用户终端有多达两个子带的初始频率误差。信标导频允许用户终端纠正其初始粗频率误差，且纠正其频率，使得在信标导频持续时间上的相位漂移很小(例如在20MHz的采样速率处在信标导频持续时间上小于45度)。如果信标导频持续时间为8μsec，则在8μsec上的45度(或更小)相位漂移等于在64μsec上的360度，这大致为16kHz。 

16kHz频率误差一般对于操作而言过大。可以使用MIMO导频和载波导频获得附加频率纠正。这些导频复盖了足够长的持续时间，使得用户终端频率能够被纠正到期望目标内(例如250Hz)。例如，如果TDD帧为2毫秒(如以下描述)且如果用户终端频率准确到250Hz内，则在一个TDD帧上会有小于半周的相位改变。信标导频的TDD帧间的相位差可以用于将用户终端频率锁定到接入点的时钟，从而有效地将频率误差减少到零。 

一般，用于信标导频的导频码元集合可以使用任何调制方案导出。因此，还可以为信标导频使用BPSK或一些其他调制方案的其他OFDM码元，且这在本发明范围内。 

在示例设计中，四个发射天线可用于信标导频传输。表格4为复盖两个码元周期的信标导频传输列出要从四个发射天线的每个被发送的OFDM码元。 

表格3-信标导频 

码元周期	天线1	天线2	天线3	天线4
					1	B	B	B	B
2	B	B	B	B

2.MIMO导频 

MIMO导频包括从N_T个发射天线的每个发送的特定导频码元集合。对于每个发射天线，为MIMO导频传输指定的N_P个码元时段发送相同导频码元集合。然而，每个发射天线的导频码元集合用分配给该天线的唯一正交序列或码“覆盖”。覆盖是要发送的给定导频或数据码元(或带有相同值的L个导频/数据码元集合)乘以L码片正交序列的所有L个码片以获得L个覆盖后码元而后被发送的过程。去覆盖是覆盖的互补过程，即接收到的码元乘以相同的L个码片正交序列的L个码片以获得L 个去覆盖码元，它们然后经累加以获得发送的导频或数据码元估计。覆盖获得来自N_T个发射天线的N_T个导频传输间的正交性，并允许接收机区别单个发射天线，如以下所述。MIMO导频传输的持续时间取决于其使用，如下所述。一般N_P可以是为一或更大的任何整数值。 

导频码元的一个集合或不同集合可以用于N_T个发射天线。在一示例实施例中，一个导频码元集合为MIMO导频用于所有N_T个发射天线，且该集合包括52个可用子带的52个QPSK调制码元，这被称为“P”OFDM码元。P OFDM码元的52个QPSK调制码元在表格2内给出。为零的信号值在剩余的12个未使用子带上发送。 

52个QPSK调制码元形成唯一“字”，用于方便用户终端的信道估计。该唯一字被选择为在基于52个调制码元生成的波形中具有最小峰值对平均值的变化。 

众知OFDM一般比其他调制技术(例如CDMA)的发射波形相比有较高的峰平变化相关联。因此，为了避免发射链路上的电路削波(例如功率放大器)，则OFDM码元一般以减少的功率电平发送，即从峰值发射功率电平回退。回退用于考虑OFDM码元的波形变化。通过最小化P OFDM码元的波形内峰平变化，MIMO导频可以以更高的功率电平发送(即对MIMO导频应用较小的回退)。MIMO导频更高的发射功率然后会导致在接收机处MIMO导频改善的接收到信号质量。更小的峰平变化还会减少发射和接收链内电路生成的失真和非线性量。这些各种因子可以导致基于MIMO导频获得的信道估计改善的准确性。 

带有最小峰平变化的OFDM码元可以以各种方式获得。例如，可以在大量导频码元集随机形成情况下实行随机搜索，并且经评估以找到带有最小峰平变化的集合。表格2内示出的P OFDM码元表格可以用于MIMO导频的示例OFDM码元。一般，用于MIMO导频的导频码元集合可以使用任何调制方案导出。因此，使用QPSK或一些其他调制方案导出的各种OFDM码元也可以用于MIMO导频，且这在本发明范围内。 

可以使用各种正交码以覆盖在N_T个发射天线上发送的P OFDM码元。该种正交码示例包括Walsh码和正交可变扩展因子(OVSF)码。伪随机码和准正交码还可以用于覆盖P OFDM码元。伪随机正交码的一示例是领域内众知的M序列。准正交码示例是IS-2000定义的准正交函数(QOF)。一般，可以使用各种类型的码以用于覆盖，其中一些在以上描述。为了简洁，在此使用“正交码”一词以指任何适用于覆盖导频码元的码类型。正交码长度(L)被选择为大于或等于发射天线数目(例如L≥N_T)，且L个正交码可用。每个发射天线被分配以唯一的正交码。在来自每个发射天线的N_P个码元周期内发送的N_P个P OFDM码元用分配给该发射天线的正交码覆盖。 

在示例实施例中，四个发射天线可用，且为MIMO导频被分配以4码片Walsh序列，W₁＝1111，W₂＝1010，W₃＝1100，W₄＝1001。对于给定Walsh序列，值“1”指明发送P OFDM码元，且值“0”指明发送一P OFDM码元。对于一P OFDM码元，P OFDM码元内的52个QPSK调制码元的每个经反转(即乘以-1)。每个发射天线覆盖的结果是该发射天线覆盖的P OFDM码元序列。覆盖实际上为每个子带分开实现以生成该子带的覆盖导频码元序列。所有子带的覆盖导频码元序列形成覆盖P OFDM码元序列。 

表格4列出为跨越四个码元周期的MIMO导频传输要从四个发射天线的每个发送的OFDM码元。 

表格4-MIMO导频 

码元周期	天线1	天线2	天线3	天线4
					1	+P	+P	+P	+P
2	+P	-P	+P	-P
					3	+P	+P	-P	-P
4	+P	-P	-P	+P

对于该4码片Walsh序列集合，MIMO导频传输可以发生在四个码元周期的整数倍内以保证来自四个发射天线的四个导频传输间的正交性。Walsh序列对于长于Walsh序列长度的MIMO导频传输简单重复。 

对于子带索引k∈K，其中对于以上描述的示例子带结构K＝±{1...26}，MIMO-OFDM系统的无线信道可以用信道响应矩阵H(k)集合描述。每个子带矩阵 H(k)包括N_TN_R个值{h_i，j(k)}，其中i∈{1...N_R}且j∈{1...N_T}，其中h_i，j(k)表示第j个发射天线和第i接收天线间的信道增益。 

MIMO导频可以由接收机用于估计无线信道的响应。特别是，为了恢复从发射天线j发送并由接收天线i恢复的导频，天线i上接收到的OFDM码元首先乘以分配给发射天线j的Walsh序列。然后累加MIMO导频的所有N_P个码元周期的“去覆盖”OFDM码元，其中累加可以单独地对52个可用子带的每个实现。累加还可以对接收到的OFDM码元在时域内实现(在去除了每个OFDM码元的循环前缀之后)。累加还在多个接收到OFDM码元上每个采样的基础上实现，其中如果累加在FFT之后实现则每个OFDM码元的采样对应不同的子带，如果累加在FFT之前实现则对应不同的时间索引。累加的结果是 

其中k∈K，它们是对于52个可用子带从发射 天线j到接收天线i的信道响应估计。可以实现相同的处理以估计从每个发射天线到每个接收天线的信道响应。导频处理为每个子带提供了N_TN_R个复数值，其中复数值是该子带的信道响应估计矩阵 

的元素。 

上述的导频处理可以由接入点实现以获得上行链路的信道响应估计 且还可以由用户终端实现以获得下行链路的信道响应估计 

3.操纵基准或操纵导频 

对于MIMO-OFDM系统，每个子带的信道响应矩阵H(k)可以“对角线化”以获得该子带的N_S个本征模式，其中N_S≤min{N_T，N_R}。这可以通过对信道响应矩阵 H(k)实现奇异值分解或对H(k)的相关矩阵实现本征值分解而实现，所述相关矩阵为R(k)＝H ^H(k)H(k)。为了清楚，为以下描述使用奇异值分解。 

信道响应矩阵H(k)的奇异值分解可以表示为： 

H(k)＝U(k)∑(k)V ^H(k)，k∈K，(1) 

其中U(k)是H(k)的左本征向量的(N_R×N_R)酉阵； 

∑(k)是H(k)的奇异值的(N_R×N_T)对角矩阵； 

V(k)是H(k)的右本征向量的(N_T×N_T)酉阵；以及 

“^H”表示共轭转置。 

酉阵M用M ^H M＝I的特性描述，其中I是单位阵。 

奇异值分解进一步在Gilbert Strang题为“Linear Algebra and ItsApplications”第二版，Academic Press 1980中进一步详细描述。本征模式一般指理论构建。MIMO信道还可以被视作包括可用于数据/导频传输的N_S个空间信道。每个空间信道可能或可能不对应本征模式，这取决于发射机处的空间处理是否成功地对MIMO信道对角化了。例如，如果发射机不知道或只有MIMO信道的不完善估计，则数据流在MIMO信道的空间信道(且不是本征模式)上被发送。为了简洁，“本征模式”一词在此用于表示尝试对角线化MIMO信道的情况，虽然它可能由于不完善信道估计而不完全成功。 

每个子带的对角线矩阵∑(k)包含沿着对角线的非负实值，其余处为零。这些对角项被称为H(k)的奇异值，并表示第k个子带的MIMO信道的独立信道(或本征模式)。 

本征分解可以为52个可用子带的每个的信道响应矩阵H(k)独立实现以确定 该子带的N_S个本征模式。每个对角矩阵∑(k)的奇异值可以经排序，使得  $\{{\mathrm{\σ}}_1\left(k\right)\≥{\mathrm{\σ}}_1\left(k\right)\≥...\≥{\mathrm{\σ}}_{N_s}\left(k\right)\},$ 其中σ₁(k)是最大的奇异值，σ₂(k)是第二大奇异值等，且σ_NS(k)是第k个子带的最小奇异值。当对每个对角矩阵∑(k)的奇异值排序时，相关矩阵U(k)和V(k)的本征向量(或列)相应地被排序。在排序之后，σ₁(k)表示子带k的最佳本征模式的奇异值，这还被称为“主”本征模式。 

“宽带”本征模式可以被定义为在排序后所有子带的同阶本征模式集合。因此，第m个宽带本征模式包括所有子带的第m个本征模式。每个宽带的本征模式与所有子带的相应本征向量集合相关。“主”本征模式是与排序后每个子带的每个矩阵 

内的最大奇异值相关的本征模式。 

矩阵V(k)包括可以用于发射机处空间处理的N_T个本征向量，其中 $\underset{\‾}{V}\left(k\right)=\left[\begin{array}{cccc}{\underset{\‾}{v}}_1\left(k\right)& {\underset{\‾}{v}}_2\left(k\right)& ...& {\underset{\‾}{v}}_{N_T}\end{array}\left(k\right)\right]$  且v _m(k)是V(k)的第m列，其中V(k)是第m个本征模式的本征向量。对于酉阵，本征向量相互正交。本征向量还被称为“操纵”向量。 

操纵基准(即操纵导频)包括一个或多个从N_T个发射天线发送的导频码元集合。在一实施例中，一个导频码元集合通过用该宽带本征模式的操纵向量集合实现空间处理而在给定码元周期内在一个宽带本征模式的一个子带集合上被发送。在另一实施例中，多个导频码元集合通过用这些宽带本征模式的多个操纵向量集合(使用子带多路复用，这在以下描述)实现空间处理而在给定码元周期内在多个宽带本征模式的多个不相交子带集合上被发送。为了清楚，以下描述假设在给定码元周期内在一个宽带本征模式上发送一个导频码元集合(即，无子带多路复用)。 

在一实施例中，操纵基准的导频码元集合与用于MIMO导频的P OFDM码元相同。然而，各种其他OFDM码元还可以用于操纵基准，且这在本发明的范围内。 

为第m个宽带本征模式的发送的操纵基准(使用波束成形，这可以在以下描述)可以表示为： 

x _m(k)＝v _m(k)·p(k)，k∈K，(2) 

其中x _m(k)是第k个子带的第m个本征模式的(N_T×1)发射向量； 

v _m(k)是第k个子带的第m个本征模式的操纵向量；以及 

p(k)是第k个子带的导频码元(例如如表格2内给出)。 

向量x _m(k)包括从第k个子带的N_T个发射天线发送的N_T个发射码元。 

操纵基准可以由接收机用于估计一向量，该向量可以用于数据接收和传输的空间处理，如下所述。操纵基准的处理在以下进一步详述。 

4.载波导频 

上述的示例OFDM子带结构包括带有索引为-21，-7，7和21的四个导频子带。在一实施例中，载波导频在所有不用于一些其他类型导频的码元周期内在四个导频子带上被发送。载波导频可以由接收机用于跟踪RF载波信号相位变化以及发射机和接收机处振荡器内的漂移。这可以提供改善的数据解调性能。 

在一实施例中，载波导频包括四个导频序列P_c1(n)，P_c2(n)，P_c3(n)和P_c4(n)，它们在四个导频子带上发送。在一实施例中，四个导频序列定义如下： 

P_c1(n)＝P_c2(n)＝P_c3(n)＝-P_c4(n)，(3) 

其中n是导频周期(或OFDM码元)的索引。 

导频序列可以基于各个数据序列被定义。在一实施例中，导频序列P_c1(n)基于多项式G(x)＝x⁷+x⁴+x生成。其中初始状态被设定为全一，且输出比特如下被映射到信号值1

-1以及0

1。导频序列P_c1(n)，其中n＝{1，2，...127}，且可以被表示为： 

P_c1(n)＝{1，1，1，1，-1，-1，-1，1，-1，-1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，-1，1，1，-1，1，1，-1，1，1，1，1，1，1，-1，1，1，1，-1，1，1，-1，-1，1，1，1，-1，1，-1，-1，-1，1，-1，1，-1，-1，1，-1，-1，1，1，1，1，1，-1，-1，1，1，-1，-1，1，-1，1，-1，1，1，-1，-1，-1，1，1，-1，-1，-1，-1，1，-1，-1，1，-1，1，1，1，1，-1，1，-1，1，-1，1， 

-1，-1，-1，-1，-1，1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，-1，-1，1，-1，-1，-1，1，1，1，-1，-1，-1，-1，-1，-1，1} 

导频序列P_c1(n)内的值“1”和“-1”可以使用特定调制方案被映射到导频码元。例如使用BPSK，“1”可以被映射到1+j，且“-1”可以被映射到-(1+j)。如果有多于127个OFDM码元，则导频序列可以被重复，使得P_c1(n)＝P_c1(n mod 127)，其中n＞127。 

在一实施例中，四个导频序列P_c1(n)，P_c2(n)，P_c3(n)和P_c4(n)在四个不同子带/天线对上被发送。表格5示出将四个导频序列分配到四个导频子带和四个发射天线。 

表格5 

子带	天线1	天线2	天线3	天线4
					-21	Pc1(n)	-	-	-
-7	-	Pc2(n)	-	-
					7	-	-	Pc3(n)	-
21	-	-	-	Pc4(n)

 如表格5内示出，导频序列P_c1(n)在天线1的子带-21上被发送，导频序列P_c2(n)在天线2的子带-7上被发送，导频序列P_c3(n)在天线3的子带7上被发送，且导频序列P_c4(n)在天线4的子带21上被发送。每个导频序列因此在唯一子带和唯一天线上被发送。该载波导频传输方案避免了如果导频序列在给定子带上的多个发射天线上发送会导致的干扰。 

在另一实施例中，四个导频序列在其分配的子带的主本征模式上被发送。载波导频码元的空间处理类似于操纵基准的空间处理，这可以以上描述且在等式(2)内示出。为了在主本征模式上发送载波导频，操纵向量v ₁(k)用于空间处理。因此，导频序列P_c1(n)用操纵向量v ₁(-26)经空间处理，P_c2(n)用操纵向量v ₁(-7)经空间处理，导频序列P_c3(n)用操纵向量v ₁(7)经空间处理，导频序列P_c4(n)用操纵向量v ₁(26)经空间处理。 

II.单载波MIMO系统的导频 

在此描述的导频还可以用于不使用OFDM的单载波MIMO系统。在该情况下，上述的许多描述仍可用但不需要子带索引k。对于信标导频，特定导频调制码元b可以从N_T个发射天线的每个发送。对于MIMO导频，特定导频调制码元p可以用N_T 个正交序列覆盖，且从N_T个发射天线发送。导频码元b可以与导频码元p相同或不同。操纵基准可以如等式(2)内示出的发送。然而，发送向量x _m、操纵向量v _m和导频码元p不是子带索引k的函数。载波导频可以以时分多路复用方式被发送或可以简单地被省略。 

对于MIMO-OFDM系统，循环前缀一般用于保证在系统内有延时扩展情况下跨子带的正交性，且正交码可以标识单个发射天线。对于单载波MIMO系统，正交码依赖正交性和天线标识。因此，用于在单载波MIMO系统内覆盖导频码元的正交码可以被选择是具有好的互相关以及峰值对旁瓣特性(即用于覆盖的任何两个正交序列间的相关在系统内有延时扩展时很小)。该种带有好互相关和峰旁瓣特性的正交码是M序列和其时移版本。然而，其他类型码也可以用于覆盖单载波MIMO系统的导频码元。 

对于宽带单载波MIMO系统，操纵基准可以以各种方式被发送以考虑频率选择性衰减(即在工作频带上不平缓的频率响应)。几种在宽带单载波MIMO系统内发送操纵基准的方案在以下详述。一般，发射机可以发送基准波形，它们与用于在特定 宽带本征模式上发送数据的处理相同或类似的方式经处理。接收机可以将接收到波形与本地生成的发送的基准波形的副本相关，并抽取允许接收机估计信道匹配滤波器的信道信息。 

在第一方案内，发射机开始时为本征模式获得操纵向量v _m(k)。操纵向量v _m(k)可以通过周期性地发送OFDM导频码元，通过对已经未通过OFDM发送的接收到MIMO导频的频域分析或通过一些方式而获得。对于每个k值，其中1≤k≤N_F，v _m(k)是带有N_T个发射天线的N_T项的N_T-向量。该发射机然后对操纵向量v _m(k)的N_T个向量位置进行快速傅立叶反变换，k为IFFT计算内的频率变量以获得相关发射天线的对应时域脉冲。向量v _m(k)的每个向量位置包括N_F个频率子带的N_F个值，且对应的时域脉冲是N_F个时域值序列。终端然后将循环前缀附加到该时域脉冲以获得发射天线的操纵基准。为每个本征模式生成N_T个操纵基准集合，且可以从所有N_T 个发射天线在相同时隙内被发送。可以为多个本征模式生成多个脉冲集合，且可以以TDD方式被发送。 

对于第一方案，接收机对接收到信号采样以获得接收到向量τ _m(n)，移去循环前缀并对接收到向量τ _m(n)的每个向量位置实现快速傅立叶变换以获得H(k)v _m(k)的对应项估计。接收到向量τ _m(n)的每个向量位置(在循环前缀移去之后)包括N_F个时域采样。接收机然后使用H(k)v _m(k)的估计以合成时域匹配滤波器，所述滤波器可以用于对接收到数据传输滤波。时域匹配滤波器包括每个接收天线的匹配滤波脉冲。时域匹配滤波器合成在公共分配的第10/017308号美国专利申请序列内描述，题为“Time-Domain Transmit and Receive Processing with Channel Eigen-modeDecomposition for MIMO Systems”，提交于2001年12月7日。 

对于第一方案，单载波MIMO系统内的操纵基准的发射机处理类似于MIMO-OFDM系统内的操纵基准的发射机处理。然而，在操纵基准后的其他传输在单载波波形上发送，诸如在前述第10/017308号美国专利申请序列号内描述的。而且，接收机使用操纵基准以同步时域匹配滤波器，如上所述。 

在第二方案中，发射机隔离宽带信道的单个多径分量。这可以通过例如以类似于在CDMA系统内搜索多径分量经常使用的方式用滑动(sliding)相关器搜索接收到MIMO导频而实现。发射机然后将该多径分量作为窄带信道处理并为每个本征模式的多径分量获得单个操纵向量v _m。同样，可以为该多径分量的多个本征模式生成多个操纵向量。 

III.TDD MIMO-OFDM系统的导频结构 

在此描述的导频可以用于各种MIMO和MIMO-OFDM系统。这些导频可以用于使用下行链路和上行链路公共或分离频带的系统。为了清楚，示例MIMO-OFDM系统的示例导频结构在以下描述。对于该MIMO-OFDM系统，下行链路和上行链路是单个频带上的时分双工(TDD)。 

图2示出可以用于TDD MIMO-OFDM系统的帧结构200实施例。数据传输发生在TDD帧单位内，每个帧跨过特定持续时间(例如2毫秒)。每个TDD帧被分成下行链路阶段和上行链路阶段。下行链路阶段进一步被分成多个下行链路传输信道的多个分段。在图2内示出的实施例中，下行链路传输信道包括广播信道(BCH)、前向控制信道(FCCH)以及前向信道(FCH)。类似地，上行链路阶段被分成多个上行链路传输信道的多个分段。在图2内示出的实施例中，上行链路传输信道包括反向信道(RCH)和随机接入信道(RACH)。 

在下行链路上，BCH分段210用于发送一个BCH协议数据单元(PDU)212，这包括信标导频部分214、MIMO导频部分216和BCH消息部分218。BCH消息携带系统内用户终端的系统参数。FCCH分段220用于发送一个FCCH PDU，它携带用于下行链路和上行链路资源的分配并为用户携带其他信令。FCH分段230用于发送一个或多个FCH PDU232。可以定义不同类型的FCH PDU。例如，FCH PDU 232a包括导频部分234a以及数据分组部分236a。FCH PDU 232b包括数据分组的单个部分236b。FCH PDU 232c包括导频的单个部分234c。 

在上行链路上，RCH分段240用于在上行链路上发送一个或多个RCH PDU 242。还可以定义不同类型的RCH PDU。例如，RCH PDU 242a包括数据分组的单个部分246a。RCH PDU 242b包括导频部分244b和数据分组部分246b。RCH PDU 242c包括导频的单个部分244c。RACH分段250由用户终端用于接入系统并在上行链路上发送短消息。RACH PDU 252可以在RACH分段250内发送且包括导频部分254和消息部分256。 

对于图2示出的实施例，信标和MIMO导频在BCH分段的每个TDD帧内在下行链路上被发送。导频可能或可能不在任何给定FCH/RCH PDU内被发送。如果发送了该导频，则它可能占据PDU的所有或一部分，如图2示出。导频在RACH PDU内被发送以允许接入点估计接入期间的相关向量。导频部分还被称为“前导序列”。在任何给定FCH/RCH PDU内发送的导频可以是操纵基准或MIMO导频，这取决于使用导频的目的。在RACH PDU内发送的导频一般是操纵基准，虽然取而代之可以发送 MIMO导频。载波导频在导频子带以及不用于其他导频的部分内被发送。载波导频为了简洁不在图2内示出。图2内的各个部分持续时间不是按比例绘制的。 

图2内示出的帧结构和传输信道在上述的第60/421309号美国临时专利申请内描述。 

1.校准(calibration) 

对于带有共享频带的TDD MIMO-OFDM系统，下行链路和上行链路信道响应可以被假设为互为互易。即如果H(k)表示子带k的从天线阵列A到天线阵列B的信道响应矩阵，则互易信道意味着从阵列B到阵列A的耦合由H ^T(k)给出，其中H ^T表示H的转置。对于TDD MIMO-OFDM系统，互易信道特性可以被利用以简化信道估计以及发射机和接收机处的空间处理。 

然而，接入点处的发射和接收链的频率响应一般不同于用户终端处的发射和接收链的频率响应。包括可应用的发射和接收链响应的“有效”下行链路信道响应 H _dn(k)以及“有效”的上行链路信道响应H _up(k)可以表示为： 

H _dn(k)＝R _ut(k)H(k)T _ap(k)， k∈K，(4) 

H _up(k)＝R _ap(k)H ^T(k)T _ut(k)，k∈K， 

其中T _ap(k)和R _ap(k)是子带k在接入点处发射链和接收链响应的频率响应N_ap×N_ap 对角线矩阵； 

T _ut(k)和R _ut(k)是子带k在用户终端处发射链和接收链相应的N_ut×N_ut对角矩阵； 

N_ap是接入点处的天线数；以及 

N_ut是用户终端处的天线数。 

将等式集合(4)内的等式组合，获得以下结果： 

H _up(k)K _ut(k)＝(H _dn(k)K _ap(k))^T，k∈K，(5) 

其中K _ut(k)＝T _ut ^-1(k)R _ut(k)且K _ap(k)＝T _ap ^-1(k)R _ap(k)。因为T _ut(k)，R _ut(k)，T _ap(k)和 R _ap(k)是对角矩阵，K _ut(k)和K _ap(k)也为对角矩阵。 

可以实现校准以获得实际对角矩阵K _ap(k)和K _ut(k)的估计 

和 

其中k∈K。矩阵 

和 

包含考虑接入点和用户终端处发射/接收链的频率响应之差的纠正因子。用户终端观察到的“校准后”下行链路信道响应H _cdn(k)以及接入点观察到的“校准后”上行链路信道响应H _cup(k)可以表示为： 

${\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cdn}}\left(k\right)={\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{op}}\left(k\right),$ k∈K，(6a) 

${\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right)={\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{up}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right),$ k∈K，(6b) 

${\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cdn}}\left(k\right)\≈{\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cup}}^T\left(k\right),$ k∈K.(6c) 

等式(6c)内的关系准确性取决于相关矩阵 和 

的准确性，这接着取决于用于导出这些纠正矩阵的有效下行链路和上行链路信道响应 

和 

的估计质量。纠正向量 

可以被定义为只包括 

的N_ut个对角线元素，且纠正向量 

可以被定义为只包括 的N_ap个对角线元素。校准在前述的第60/421462号美国专利申请序列号内详细描述。 

在此描述的导频还可以用于不实现校准的MIMO和MIMO-OFDM系统。为了清楚，以下描述假设实现校准且纠正矩阵 

和 

分别用于接入点和用户终端处的发射路径内。 

2.信标和MIMO导频 

如图2内示出，信标导频和MIMO导频在每个TDD帧的BCH内在下行链路上被发送。信标导频可以由用户终端用于定时和频率获取。MIMO导频可以由用户终端用于(1)获得下行链路MIMO信道估计，(2)为上行链路传输导出操纵向量，以及(3)为下行链路传输导出匹配滤波器，如下所述。 

在一示例导频传输方案中，信标导频在两个码元周期内被发送，且MIMO导频在BCH分段开始后在八个码元周期内被发送。表格6示出该示例方案的信标和MIMO导频。 

表格6-BCH的信标和MIMO导频 

导频类型	码元周期	天线1	天线2	天线3	天线4
						信标导频	1	B	B	B	B
MIMO导频	2	B	B	B	B
						3	+P	+P	+P	+P
4	+P	-P	+P	-P
						5	+P	+P	-P	-P
6	+P	-P	-P	+P
						7	+P	+P	+P	+P

	8	+P	-P	+P	-P
						9	+P	+P	-P	-P
10	+P	-P	-P	+P

在下行链路上发送的信标导频可以表示为： 

${\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{dn},\mathrm{bp}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{k}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)b\left(k\right),$ k∈K，(7) 

其中x _dn，bp(k)是信标导频的子带k的发射向量；以及 

b(k)是信标导频在子带k上发送的导频码元，这在表格2内给出。如等式(7)内示出的，信标导频由纠正向量 

经比例缩放，但不经过任何其他空间处理。 

在下行链路上发送的MIMO导频可以表示为： 

${\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{dn},\mathrm{mp},n}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right){\underset{\‾}{w}}_{\mathrm{dn},n}p\left(k\right),$ k∈K，(8) 

其中x _dn，mp，n(k)是下行链路MIMO导频在码元周期n内的子带k的(N_ap×1)发射向量； 

w _dn，n是下行链路MIMO导频在码元周期n内在接入点处的N_ap个发射天线的带有N_ap个Walsh码片的(N_ap×1)向量；以及 

p(k)是MIMO导频在子带k上发送的导频码元，这在表格2内给出。 

如等式(8)内示出的，MIMO导频由向量w _dn，n覆盖，且进一步由纠正矩阵 

经比例缩放，但不经过任何其他空间处理。相同的Walsh向量w _dn，n用于所有子带，且因此w _dn，n不是子带索引k的函数。然而，由于每个Walsh序列是4码元周期的4个Walsh码片的唯一序列，w _dn，n是码元周期n的函数。向量w _dn，n因此包括用于接入点码元周期n内的N_ap个发射天线的N_ap个Walsh码片。对于表格6内示出的方案，在BCH上MIMO导频传输的前四个码元周期的四个向量w _dn，n，其中n＝{3，4，5，6}为 w ₃＝[1111]，w ₄＝[1-11-1]，w ₅＝[11-1-1]和w ₆＝[1-1-11]，且对于以下四个码元周期重复的、四个向量w _dn，n(其中n＝{7，8，9，10})使得w ₇＝w ₃，w ₈＝w ₄， w ₉＝w ₅和w ₁₀＝w ₆。 

在上行链路上发送的MIMO导频可以被表示为： 

${\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{up},\mathrm{mp},n}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right){\underset{\‾}{w}}_{\mathrm{up},n}p\left(k\right),$ k∈K，(9) 

其中x _up，mp，n(k)是上行链路MIMO导频在码片周期n内的子带k的(N_ut×1)发射向量。用于上行链路MIMO导频的Walsh向量w _up，n可以与用于上行链路MIMO导频的Walsh向量w _dn，n相同或不同。例如，如果用户终端只配备有两个发射天线，则w _up，n包括长 度为2或更大的两个Walsh序列。 

3.空间处理 

如以上描述，每个子带的信道响应矩阵可以经对角化以获得该子带的N_S个本征模式。校准后上行链路信道响应矩阵H _cup(k)的奇异值分解可以表示为： 

${\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right)={\underset{\‾}{U}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)\underset{\‾}{\mathrm{\Σ}}\left(k\right){\underset{\‾}{V}}_{\mathrm{ut}}^H\left(k\right),$ k∈K，(10) 

其中U _ap(k)是H _cup(k)的左本征向量的(N_ut×N_ut)酉阵； 

∑(k)是H _cup(k)的奇异值的(N_ut×N_ap)对角矩阵；以及 

V _ut(k)是H _cup(k)右本征向量的(N_ap×N_ap)酉阵。 

类似地，校准后下行链路信道响应矩阵H _cdn(k)的奇异值分解可以表示为： 

${\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cdn}}\left(k\right)={\underset{\‾}{V}}_{\mathrm{ut}}^{*}\left(k\right)\underset{\‾}{\mathrm{\Σ}}\left(k\right){\underset{\‾}{U}}_{\mathrm{ap}}^T\left(k\right),$ k∈K，(11) 

其中矩阵V _ut ^*(k)和U _ap ^*(k)分别是H _cdn(k)的左右本征向量的酉阵。 

如等式(10)和(11)内示出的，且基于以上描述，对于其他链路，一个链路的左右本征向量矩阵分别是右左本征向量矩阵的复数共轭。为了简洁，对以下描述内的矩阵U _ap(k)和V _ut(k)的参考可以参考其各种其他形式(例如V _ut(k)可以指V _ut(k)， V _ut ^*(k)，V _ut ^T(k)和V _ut ^H(k))。矩阵U _ap(k)和V _ut(k)可以由接入点和用户终端相应地用于空间处理，且如其下标表明。 

在一实施例中，用户终端可以基于由接入点发送的MIMO导频而估计校准后下行链路信道响应。用户终端然后可以实行校准后下行链路信道响应估计 的奇异值分解，其中k∈K，以获得每个子带的 的左本征向量的对角线矩阵 和矩阵 

该奇异值分解可以给出为 ${\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{cdn}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}_{\mathrm{ut}}^{*}\left(k\right)\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\Σ}}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}^T\left(k\right),$ 其中每个矩阵的帽子符号“^”指明它是实际矩阵的估计。类似地，接入点可以基于用户终端发送的MIMO导频估计校准后上行链路信道响应。接入点可以实现校准后信道响应估计 的奇异值分解，其中k∈K，以获得每个子带的 

的左本征向量的对角线矩阵 

和矩阵 

该奇异值分解可以给出为  ${\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)\underset{\‾}{\overset{^}{\mathrm{\Σ}}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}_{\mathrm{ut}}^H\left(k\right).$ 接入点和用户终端还可以基于操纵基准获得要求的本征向量，如以下描述。 

数据传输可以发生在每个上行链路的一个或多个宽带本征模式上。用于数据传输的宽带本征模式的特定数量一般取决于信道条件，且可以以各种方式选择。例如，宽带本征模式可以通过使用尝试最大化总吞吐量的灌水过程而选择，最大化吞 吐量是通过(1)选择使用一个或多个宽带本征模式的最佳集合，(2)在选定的宽带本征模式间分配总发射功率。 

MIMO-OFDM系统因此可以被设计成支持多个操作模式，包括： 

●空间多路复用模式-用于在多个宽带本征模式上发送数据，以及 

●波束操纵模式-用于在主(最佳)宽带本征模式上发送数据。 

多个宽带本征模式上的数据传输可以通过用矩阵U _ap(k)或V _ut(k)内的多个本征向量集合实现空间处理而获得，其中k∈K(即每个宽带本征模式一个本征向量集合)。表格7总结了接入点和用户终端处以进行数据传输以及空间多路复用模式的空间处理。 

表格7-空间多路复用模式的空间处理 

在表格7中，s(k)是在子带k的N_S个本征模式上发送的调制码元的多达N_S个非零项的“数据”向量，x(k)是子带k的发射向量，r(k)是子带k的接收到向量，且(k)是发送的数据向量s(k)的估计。这些向量的下标“dn”和“up”相应表示下行链路和上行链路传输。 

在一个宽带本征模式上的数据传输可以通过或是“波束成形”或是“波束操纵”获得。对于波束成形，对于主宽带本征模式，调制码元用本征向量 

或 

集合进行空间处理，其中k∈K。对于波束操纵，调制码元用 

或 

的“归一化”(或“饱和”)本征向量集合经空间处理其中k∈K。归一化本征向量 

和 

可以如以下描述导出。 

空间多路复用和波束操纵模式的空间处理在前述的临时第60/421309和第60/421428号美国专利申请序列号内描述。空间多路复用和波束操纵模式的操纵基准如以下描述。 

4.操纵基准 

对于互易信道(reciprocal)(例如在已经实现校准以考虑接入点和用户终端处的发射/接收链之差之后)，操纵基准可以由用户终端发送并由接入点用于获得 

和 

的估计，其中k∈K，而不需要估计MIMO信道或实行奇异值分解。类似地，操纵基准可以由接入点发送且由用户终端用于获得 

和 

的估计，其中k∈K。 

在一实施例中，操纵基准包括在给定码元周期内在一个宽带本征模式上发送的导频码元集合(例如P OFDM码元)，这是通过用该宽带本征模式的未经归一化或经归一化的本征向量集合进行空间处理而实现的。在另一实施例中，操纵基准包括在相同码元周期内在多个宽带本征模式上发送的多个导频码元集合，这是通过用这些宽带本征模式的多个未经归一化或经归一化的本征向量集合进行空间处理而实现的。在任何一种情况下，操纵基准在接入点处从所有N_ap个天线发送(对于下行链路)，以及在用户终端处从所有N_ut个天线发送(对于上行链路)。为了清楚，以下描述假设操纵基准在给定码元周期内为一个宽带本征模式发送。 

A.下行链路操纵基准-空间多路复用模式 

对于空间多路复用模式，在第m个宽带本征模式上由接入点发送的下行链路操纵基准可以表示为： 

${\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{dn},\mathrm{sr},m}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{u}}}_{\mathrm{ap},m}^{*}\left(k\right)p\left(k\right),$ k∈K，(12) 

其中x _dn，sr，m(k)是第m个宽带本征模式的第k个子带的发射向量； 

是第m个宽带本征模式的第k个子带的本征向量；以及 

p(k)是要为操纵基准在子带k上发送的导频码元(例如如表格2内给出的)。 

操纵向量 是矩阵 

的第m列，其中 ${\underset{\‾}{\overset{^}{U}}}_{\mathrm{ap}}^{*}\left(k\right)=\left[\begin{array}{cccc}{\underset{\‾}{\overset{^}{u}}}_{\mathrm{ap},1}^{*}\left(k\right)& {\underset{\‾}{\overset{^}{u}}}_{\mathrm{ap},2}^{*}\left(k\right)& ...& {\underset{\‾}{\overset{^}{u}}}_{\mathrm{ap},N_{\mathrm{ap}}}^{*}\left(k\right)\end{array}\right].$

空间多路复用模式的用户终端处的接收到下行链路操纵基准可以表示为： 

${\underset{\‾}{r}}_{\mathrm{dn},\mathrm{sr},m}\left(k\right)={\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right){\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{dn},\mathrm{sr},m}\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right),$ k∈K，(13) 

$\≈{\underset{\‾}{\overset{^}{v}}}_{\mathrm{ut},m}^{*}\left(k\right){\mathrm{\σ}}_m\left(k\right)p\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)$

其中σ_m(k)是第m个宽带本征模式的第k个子带的奇异值。 

B.下行链路操纵基准-波束操纵模式 

对于波束操纵模式，发射机处的空间处理是使用主宽带本征模式的“归一化” 本征向量集合实现的。带有归一化本征向量 

的总转移函数不同于带有未经归一化本征向量 

的总转移函数(即 ${\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{u}}}_{\mathrm{ap},1}^{*}\left(k\right)\≠{\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{u}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)$ )。使用主宽带本征模式的归一化本征向量集合生成的操纵基准然后可以由发射机发送并由接收机用于为波束操纵模式导出匹配滤波器。 

对于波束操纵模式，在主宽带本征模式上由接入点发送的下行链路操纵基准可以表示为： 

${\underset{\‾}{\overset{~}{x}}}_{\mathrm{dn},\mathrm{sr}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{u}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)p\left(k\right),$ k∈K，(14) 

其中 

是主宽带本征模式的第k个子带的归一化本征向量，这可以表示为： 

${\underset{\‾}{\overset{~}{u}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)={\left[\begin{array}{cccc}A{e}^{j{\mathrm{\θ}}_{u1}\left(k\right)}& A{e}^{j{\mathrm{\θ}}_{u2}\left(k\right)}& ...& A{e}^{j{\mathrm{\θ}}_{u{N}_{\mathrm{ap}}}\left(k\right)}\end{array}\right]}^T,---\left(15\right)$

其中A是常数(例如A＝1)；且 

θ_ui(k)是第i个发射天线的第k个子带的相位，这可以给出为： 

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ui}}\left(k\right)=\∠{\hat{u}}_{\mathrm{ap},1,i}^{*}\left(k\right)={\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}\left\{{\hat{u}}_{\mathrm{ap},1,i}^{*}\left(k\right)\right\}}{\mathrm{Re}\left\{{\hat{u}}_{\mathrm{ap},1,j}^{*}\left(k\right)\right\}}\right)---\left(16\right)$

如等式(15)示出的，向量 

的N_ap个元素有相同的幅度，但相位可能不同。如等式(16)内示出的，向量 内的每个元素的相位是从向量 的对应元素获得的(即θ_ui(k)是从 

中获得的，其中 ${\underset{\‾}{\overset{^}{u}}}_{\mathrm{ap},1}^{*}\left(k\right)={\left[\begin{array}{cccc}{\underset{\‾}{\overset{^}{u}}}_{\mathrm{ap},\mathrm{1,1}}^{*}\left(k\right)& {\underset{\‾}{\overset{^}{u}}}_{\mathrm{ap},\mathrm{1,2}}^{*}\left(k\right)& ...& {\underset{\‾}{\overset{^}{u}}}_{\mathrm{ap},1,N_{\mathrm{ap}}}^{*}\left(k\right)\end{array}\right]}^T$ )。 

对于波束操纵模式的用户终端处接收到下行链路操纵基准可以表示为： 

${\underset{\‾}{\overset{~}{r}}}_{\mathrm{dn},\mathrm{sr}}\left(k\right)={\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{x}}}_{\mathrm{dn},\mathrm{sr}}\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right),$ k∈K.(17) 

$\≈{\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cdn}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{u}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right)p\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{dn}}\left(k\right)$

C.上行链路操纵基准-空间多路复用模式 

对于空间多路复用模式，由用户终端在第m个宽带本征模式上发送的上行链路操纵基准可以被表示为： 

${\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{up},\mathrm{sr},m}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{v}}}_{\mathrm{ut},m}\left(k\right)p\left(k\right),$ k∈K.(18) 

向量 

是矩阵 

的第m列，其中 ${\underset{\‾}{\overset{^}{V}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)=\left[\begin{array}{cccc}{\underset{\‾}{\overset{^}{v}}}_{\mathrm{ut},1}\left(k\right)& {\underset{\‾}{\overset{^}{v}}}_{\mathrm{ut},2}\left(k\right)& ...& {\underset{\‾}{\overset{^}{v}}}_{\mathrm{ut},N_{\mathrm{ut}}}\end{array}\left(k\right)\right].$

空间多路复用模式的接入点处接收到的上行链路操纵基准可以表示为： 

${\underset{\‾}{r}}_{\mathrm{up},\mathrm{sr},m}\left(k\right)={\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{up}}\left(k\right){\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{up},\mathrm{sr},m}\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{up}}\left(k\right),$ k∈K.(19) 

$\≈{\underset{\‾}{\overset{^}{u}}}_{\mathrm{ap},m}\left(k\right){\mathrm{\σ}}_m\left(k\right)p\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{up}}k$

D.上行链路操纵基准-波束操纵模式 

对于波束操纵模式，在主宽带本征模式上由用户终端发送的上行链路操纵基准可以表示为： 

${\underset{\‾}{\overset{~}{x}}}_{\mathrm{up},\mathrm{sr}}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{v}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)p\left(k\right),$ k∈K    (20) 

主宽带本征模式的第k个子带的归一化本征向量 

可以表示为： 

${\underset{\‾}{\overset{~}{v}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)={\left[\begin{array}{cccc}A{e}^{j{\mathrm{\θ}}_{v1}\left(k\right)}& A{e}^{j{\mathrm{\θ}}_{v2}\left(k\right)}& ...& A{e}^{j{\mathrm{\θ}}_{v{N}_{\mathrm{ut}}}\left(k\right)}\end{array}\right]}^T,---\left(21\right)$

其中 

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{vi}}\left(k\right)=\∠{\hat{v}}_{\mathrm{ut},1,i}\left(k\right)={\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}\left\{{\hat{v}}_{\mathrm{ut},1,i}\left(k\right)\right\}}{\mathrm{Re}\left\{{\hat{v}}_{\mathrm{ut},1,j}\left(k\right)\right\}}\right)---\left(22\right)$

如等式(22)内示出的，向量 的每个元素相位从本征向量 

的对应元素获得。 

波束操纵模式的接入点处接收到上行链路操纵基准可以表示为： 

${\underset{\‾}{\overset{~}{r}}}_{\mathrm{up},\mathrm{sr}}\left(k\right)={\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{up}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{x}}}_{\mathrm{up},\mathrm{sr}}\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{up}}\left(k\right),$ k∈K    (23) 

$\≈{\underset{\‾}{H}}_{\mathrm{cup}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{~}{v}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right)p\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{up}}\left(k\right)$

表格8总结了空间多路复用和波束操纵模式的操纵基准在接入点和用户终端处的空间处理。 

表格8-操纵基准的空间处理 

E.操纵基准传输 

对于图2内示出的示例帧结构，操纵基准可以在FCH PDU(对于下行链路)或RCH PDU(对于上行链路)的前导序列或导频部分内发送。操纵基准可以以各种方式被发送。 

在一实施例中，对于空间多路复用模式，操纵基准为每个TDD帧的一个或多个宽带本征模式发送。在每个TDD帧内发送的特定宽带本征模式数量可以取决于操纵基准的持续时间。对于带有四个发射天线的示例设计，表格9列出用于不同前导 序列大小的FCH/RCH PDU的前导序列内的操纵基准的宽带本征模式。 

表格9 

前导序列	使用的宽带本征模式
		0个OFDM码元	无前导序列
1个OFDM码元	宽带本征模式m，其中m＝帧计数mod 4
		4个OFDM码元	在前导序列内循环通过所有4个宽带本征模式
8个OFDM码元	在前导序列内循环通过所有4个宽带本征模式两次

如表格9内示出，当前导序列大小为四个或八个码元周期时在相同TDD帧内为所有四个宽带本征模式发送操纵基准。在第n个码元周期内由接入点在FCH PDU的前导序列内发送的操纵基准可以表示为： 

${\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{dn},\mathrm{sr},n}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ap}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{u}}}_{\mathrm{ap},\left[(n-1)\mathrm{mod}4\right]+1}^{*}\left(k\right)p\left(k\right),$ k∈K，n∈{1...L}，(24) 

其中L是前导序列大小(例如对于表格9内示出的示例设计L＝0，1，4或8)。 

第n个码元周期内由用户终端在RCH PDU的前导序列内发送的操纵基准可以表示为： 

${\underset{\‾}{x}}_{\mathrm{up},\mathrm{sr},n}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{^}{K}}}_{\mathrm{ut}}\left(k\right){\underset{\‾}{\overset{^}{v}}}_{\mathrm{ut},\left[(n-1)\mathrm{mod}4\right]+1}\left(k\right)p\left(k\right),$ k∈K，n∈{1...L}(25) 

在等式(24)和(25)内，四个宽带本征模式通过操纵向量的“mod”操作在每个4码元周期内循环。如果信道更快速地改变和/或在需要为合适系统操作快速获得较好信道估计时通信对话早期部分期间，可以使用该方案。 

在另一实施例中，在每个TDD帧内为一个宽带本征模式发送操纵基准。四个宽带本征模式的操纵基准可以循环通过四个TDD帧。例如，可以由用户终端为四个连续TDD帧使用操纵向量 

和 

在每个TDD帧内用于操纵基准的特定操纵向量可以由帧计数器规定，该计数可以在BCH消息内发送。该方案允许为FCH和RCH PDU使用更短的前导序列。然而，可能需要更长的时间周期以获得较好的信道估计。 

对于波束操纵模式，主宽带本征模式的归一化操纵向量用于操纵基准，如等式(14)和(20)内示出。操纵基准的持续时间可以基于例如信道条件而选择。 

当操作在波束操纵模式时，用户终端可以发送多个操纵基准码元，例如一个或多个使用归一化本征向量 

的码元，一个或多个使用主本征向量的本征向量 

的码元以及可能的一个或多个使用其他本征模式的本征向量的码元。用 

生成的操纵基准码元可以由接入点用于导出上行链路匹配滤波器向量。该向量由接入点用于使用波束操纵实现用户终端发送的上行链路数据传输的匹配滤波。用 

生成的操纵基准码元可以用于获得 它可以被用于导出用于下行链路上波束操纵的归一化本征向量 

对于其他本征模式，用本征向量 

到 

生成的操纵基准码元可以由接入点用于获得 

到 

以及这些其他本征模式的奇异值估计。信息可以由接入点用于确定为下行链路数据传输是使用空间多路复用模式还是波束操纵模式。 

对于下行链路，用户终端可以基于校准后下行链路信道响应估计 

为波束操纵模式导出下行链路匹配滤波器向量。特别是，用户终端有来自 

的奇异值分解的 

且可以导出归一化后本征向量 

用户终端可以将 

乘以 

以获得 

或者，操纵向量可以由接入点使用归一化本征向量 

发送，且该操纵基准可以由用户终端以上述方式处理，以获得波束操纵模式的下行链路匹配滤波器向量。 

F.操纵基准的子带多路复用 

对于空间多路复用和波束操纵模式，操纵基准还可以使用子带多路复用在给定码元周期内为多个宽带本征模式发送。使用的子带可以被分成多个不相交子带集合，为操纵基准传输选用的每个宽带本征模式一个集合。每个子带集合然后可以用于为相关的宽带本征模式发送操纵基准。为了简洁，即使操纵基准只在所有可用子带的一子集上被发送，但在此使用“宽带本征模式”一词。 

例如，操纵基准可以在一个码元周期内在所有四个宽带本征模式上发送。在该情况下，52个可用子带可以被分成四个不相交集合(例如标为集合1，2，3和4)，每个集合包括13个子带。每个集合内的13个子带可以均匀分布在52个可用子带上。主宽带本征模式的操纵基准然后可以在集合1的13个子带上被发送，第二宽带本征模式的操纵基准可以在集合2内的13个子带上被发送，第三宽带本征模式的操纵基准可以在集合3的13个子带上被发送，且第四宽带本征模式的操纵基准可以在集合4的13个子带上被发送。 

如果操纵基准对于给定宽带本征模式只在所有可用子带的一子集上被发送，则内插或一些其他技术可以用于获得不用于该宽带本征模式的操纵基准传输的子带估计。 

一般，多个子带集合可以包括相同或不同数量的子带。例如，包括在每个集合内的子带数量可以取决于与集合相关的宽带本征模式的SNR(例如可以将更多的子带分配给与较差质量宽带本征模式相关联的集合)。而且，每个集合内的子带可以均匀或不均匀地分布在可用子带上。多个子带集合还可以与相同或不同的导频码元集合相关联。 

子带多路复用可以用于减少发送操纵基准需要的开销量，这可以改善系统的效率。 

G.带有操纵基准的信道估计 

如等式(13)示出，在用户终端处，空间多路复用模式的接收的下行链路操纵基准(在有噪声情况下)大致为 

类似地，如等式(19)示出，在接入点，空间多路复用模式的接收的上行链路操纵基准(在有噪声情况下)大致为 

接入点因此基于用户终端发送的操纵基准获得 

和σ_m(k)的估计，反之亦然。 

各种技术被用于处理操纵基准。为了清楚，以下描述针对上行链路操纵基准处理。接入点处接收到的向量在等式(19)内给出，为 ${\underset{\‾}{r}}_{\mathrm{up},\mathrm{sr},m}\left(k\right)\≈{\underset{\‾}{\overset{^}{u}}}_{\mathrm{ap},m}\left(k\right){\mathrm{\σ}}_m\left(k\right)p\left(k\right)+{\underset{\‾}{n}}_{\mathrm{up}}\left(k\right).$

在一实施例中，为了获得 

的估计，在第m个宽带本征模式上发送的操纵基准的接收到向量r _up，sr，m(k)首先乘以导频码元的复数共轭p^*(k)，它被用于操纵基准。结果然后为每个宽带本征模式在多个接收到操纵基准码元上极积分以获得 

的估计，这是第m个宽带本征模式的 

的经比例缩放左本征向量。向量 

的N_ap项的每一项基于向量r _up，m(k)的N_ap项的一个而获得，其中 r _up，m(k)的N_ap项是从接入点处N_ap个天线接收到的码元。由于本征向量有单位功率，则奇异值σ_m(k)可以基于操纵基准的接收到功率而估计，这可以为每个宽带本征模式的每个子带而测量。奇异值估计 然后等于导频码元p(k)的幅度除以接收到功率的平方根。 

在另一实施例中，最小均方误差(MMSE)技术用于基于操纵基准的接收到向量 r _up，sr，m(k)获得向量 

的估计。由于已知导频码元p(k)，接入点可以导出 的估计，使得接收的导频码元(在对接收到向量r _up，sr，m(k)实现了匹配滤波后获得)以及发送的导频码元间的均方误差最小化。用于接收机处空间处理的MMSE技术的使 用在第09/993087号美国专利申请序列号中公共描述，题为“Multiple-AccessMultiple-Input Multiple-Output(MIMO)Communication System”，提交于2001年11月6日。 

操纵基准在任何给定码元周期内为一个宽带本征模式发送(不经子带多路复用)，且接着可以用于为该宽带本征模式的每个子带获得一个本征向量估计。因此，接收机能够获得任何给定码元周期内酉阵内唯一一个本征向量的估计。由于酉阵的多个本征向量估计是在多个码元周期上获得的，且由于无线信道内的噪声和其他恶化源，酉阵的估计本征向量(这被单独导出)不可能相互正交。估计的本征向量可能此后被用于在相同链路上接收的数据传输的匹配滤波和/或在其他链路上发送的数据传输的空间处理。在该情况下，这些估计的本征向量间正交性的任何误差会导致在对应本征向量的本征模式上发送的数据流间的串话。串话可能恶化性能。 

在一实施例内，每个酉阵的估计本征向量被迫相互正交。本征向量的正交性可以使用Gram-Schmidt技术或其他技术获得，前者在上述Gilbert Strang的参考内详细描述。 

还可以使用其他处理操纵基准的技术，且这在本发明范围内。 

接入点因此可以基于用户终端发送的操纵基准估计 

和 

而不需要估计信道响应或实现 

的奇异值分解。 

基于下行链路操纵基准在用户终端处估计矩阵 

和 

的处理(其中k∈K)可以以类似于以上对于上行链路操纵基准描述的方式实现。 

对于波束操纵模式，在上行链路上，操纵基准的接收到向量 

可以由接入点以类似方式处理以获得 

的估计。该估计的共轭转置然后是波束操纵模式内的上行链路传输匹配滤波器。在下行链路上，操纵基准的接收到向量 

可以由用户终端以类似方式处理以获得 

的估计。该估计的共轭转置是波束操纵模式内下行链路传输的匹配滤波器。 

5.载波导频 

载波导频可以在图2内示出的TDD帧结构内以各种方式在导频子带上发送。在一实施例中，四个导频序列为每个传输信道重设。因此，在下行链路上，导频序列为BCH消息的第一OFDM码元重设，为FCCH消息的第一OFDM码元再次重设，且为在FCH上发送的第一OFDM码元重设。在另一实施例中，导频序列在每个TDD帧 的开始处被重设，且按需要被重复。对于该实施例，导频序列可以在BCH和FCH的前导序列部分停止(stalled)。载波导频还可以以其他方式被发送，且这在本发明范围内。 

6.导频传输方案 

以上已描述了四种类型导频，且可以用于MIMO和OFDM系统。这四种不同的导频类型可以以各种方式发送。 

图3示出示例导频传输方案的下行链路和上行链路导频传输。一般，框310对应系统接入阶段，框320对应校准阶段，且框330对应正常操作阶段。 

信标导频和MIMO导频由接入点在每个TDD帧内在下行链路上发送(框312)以允许系统内所有用户终端获取系统频率和定时并估计下行链路信道(框314)。框314可以按需要实现以接入系统。 

可以在正常操作前实现校准以校准在接入点和用户终端处发射/接收链之差。对于校准，MIMO导频可以由接入点和用户终端一起实现(框322和326)。上行链路MIMO导频可以由接入点用于导出上行链路信道估计(框324)，且下行链路MIMO导频可以由用户终端用于导出或更新下行链路信道的估计(框328)。下行链路和上行链路信道估计然后被用于为接入点和用户终端导出纠正因子。 

在正常操作期间，操纵基准可以在上行链路上由用户终端发送，其条件如下两者之一：(1)如果且当用户终端期望数据传输时，或(2)如果用户终端被调度进行数据传输(框332)。上行链路操纵基准可以由接入点用于为用户终端估计相关酉阵和对角矩阵(框334)。操纵基准可以可选地由接入点发送到用户终端(如虚线框336示出)。用户终端可以基于下行链路MIMO导频连续地更新其下行链路信道估计并基于下行链路操纵基准更新相关酉阵和对角矩阵(如果发送)(框338)。载波导频在不用于其他导频的部分期间由接入点(框340)和用户终端(框334)在导频子带上发送。下行链路载波导频由用户终端用于跟踪下行链路载波信号相位(框342)，且上行链路载波导频由接入点用于跟踪上行链路载波信号相位(框346)。 

对于图3内示出的导频传输方案，用户终端基于下行链路MIMO导频估计下行链路信道响应并在上行链路上发送操纵基准，该基准然后由接入点用于为用户终端估计相关酉阵和对角矩阵。在一定情况下，用户终端可以获得下行链路信道响应的坏估计，在该情况下，下行链路操纵基准可能同等地糟糕或可能更糟。在最差情况下，用户终端使用的操纵向量会导致指向接入点的波束为零。如果发生这种情况， 则接入点不能检测上行链路操纵基准。为了避免该情况，在用户终端检测到接入点不在正确地接收操纵基准情况下，用户终端可能扰动他用于操纵基准的操纵向量的N_ut个元素相位。例如，如果用户终端指定发送上行链路操纵基准作为系统接入过程的一部分，且如果在特定次数的接入尝试之后没有获得系统接入，则用户终端可能开始扰动操纵向量元素的相位。 

还可以为MIMO和MIMO-OFDM系统实现各种其他导频传输方案，且这在本发明范围内。例如，信标和载波导频可以被组合成单个导频，可以用于频率和定时获取以及载波相位跟踪。作为另外一例，活动用户终端可以在上行链路上发送MIMO导频而不是操纵基准。 

IV.MIMO-OFDM系统 

图4示出MIMO-OFDM系统100内的接入点110x和用户终端120x的实施例框图。为了清楚，在该实施例中，接入点110x配备有可以用于数据传输和接收的四个天线，且用户终端120x还配备有用于数据传输/接收的四个天线。一般，接入点和用户终端每个可以配备有任何数量的发射天线和任何数量的接收天线。 

在上行链路上，在接入点110x处，发射(TX)数据处理器414从数据源412接收话务数据并从控制器430接收信令和其他数据。TX数据处理器414对数据格式化、编码、交织以及调制(即码元映射)以提供调制码元。TX空间处理器420用导频码元对来自TX数据处理器414的调制码元多路复用，实现要求的空间处理，并向四个发射天线提供四个发射码元流。 

每个调制器(MOD)422接收并处理相应发射码元流以提供对应的下行链路已调信号。来自调制器422a到422d的四个下行链路已调信号然后相应地从天线424a到424d被发送。 

在用户终端120x处，四个天线452a到452d接收发送的下行链路已调信号，且每个天线向相应的解调器(DEMOD)454提供接收到信号。每个解调器454实现与在调制器422处实现的互补的处理并提供接收到码元。接收(RX)空间处理器460然后对来自所有解调器454a到454d的接收到码元实现空间处理以提供恢复的码元，这是接入点发送的调制码元估计。RX数据处理器470还处理(例如码元去映射、去交织以及解码)恢复码元以提供解码后数据，这些数据然后被提供给数据宿472用于存储以及/或提供给控制器480进行进一步处理。 

上行链路的处理可以与下行链路的处理相同或不同。数据和信令由TX数据处 理器488处理(例如编码、交织和调制)，用导频码元多路复用，且进一步由TX空间处理器490进行空间处理。来自TX空间处理器490的发射码元进一步由调制器454a到454d处理以生成四个上行链路已调信号，它们然后通过天线452a到452d被发送。 

在接入点410处，上行链路已调信号由天线424a到424d接收，由解调器422a到422d解调，并由RX空间处理器440和RX数据处理器442以与在用户终端处实现的互补的方式处理。上行链路的解码后数据可以被提供给数据宿444以存储以及/或提供给控制器430进行进一步处理。 

控制器430和480分别在接入点和用户终端处控制各个处理单元的操作。存储器单元432和482分别存储控制器430和480所使用的数据和程序代码。 

图5示出可以生成信标导频的TX空间处理器420a，且这可以在图4内的TX空间处理器420内实现。处理器420a包括多个信标导频子带处理器510a到510k，每个用于发送信标导频的子带一个。每个子带处理器510接收信标导频的导频码元b(k)以及相关子带的相关矩阵 

在每个子带处理器510内，导频码元b(k)由四个乘法器514a到514d用来自矩阵 

的四个纠正因子 

到 

相应经比例缩放。每个乘法器514用相应的复数纠正因子实现复数导频码元的复数乘法。来自乘法器514a的经比例缩放后导频码元然后被相应提供给四个缓冲器/乘法器520a到520d，它们还从其他子带处理器510接收经比例缩放的导频码元。每个缓冲器/多路复用器520将用于信标导频传输的所有子带的经比例缩放导频码元和未使用子带的为零信号值多路复用并为相关联发射天线提供发射码元流。 

图6A示出可以生成MIMO导频的TX空间处理器420b框图。处理器420b可以在图4内的TX空间处理器420或490内实现，但为了清楚以下描述TX空间处理器420内的实现。处理器420b包括多个MIMO导频子带处理器610a到610k，每个用于发送MIMO导频的子带一个。每个子带处理器610接收MIMO导频的导频码元p(k)以及相关子带的纠正矩阵 

每个子带处理器610还接收四个Walsh序列w₁到w₄，它们被分配给在接入点处的四个发射天线。 

在每个子带处理器610内，复数导频码元p(k)由四个复数乘法器612a到612d相应地通过四个Walsh序列w₁到w₄覆盖。覆盖的导频码元进一步由四个复数乘法器614a到614d用来自矩阵 

的四个复数纠正因子 

到 相应地经 比例缩放。来自乘法器614a到614d的经比例缩放后导频码元然后被相应地提供给四个缓冲器/乘法器620a到620d。相继处理如以上为图5描述的。 

对于TX空间处理器490内的处理器420b实现，使用的Walsh序列数目取决于用户终端处可用的发射天线数目。而且，比例缩放用来自用户终端的矩阵 

的纠正因子实现。 

图6B示出可以基于接收到MIMO导频提供信道响应估计的RX空间处理器460b的框图。处理器460b可以在图4的RX空间处理器440或460内实现，但为了清楚以下描述RX空间处理器460的实现。处理器460b包括多个MIMO导频子带处理器650a到650k，每个用于MIMO导频传输的子带一个。每个MIMO导频子带处理器650接收向量r(k)以及相关联子带的共轭导频码元p^*(k)。每个子带处理器650还接收分配给接入点处四个发射天线的四个Walsh序列w₁到w₄。 

每个MIMO导频子带处理器650包括在用户终端处四个接收天线的四个MIMO导频子带/天线处理器660a到660d。每个处理器660接收向量r(k)的一项r_i(k)。在每个处理器660内，接收到的码元r_i(k)首先由复数乘法器662乘以共轭的导频码元p^*(k)。乘法器662的输出进一步由四个复数乘法器664a到664d相应地乘以四个Walsh序列w₁到w₄。来自乘法器664a到664d的输出然后由累加器666a到666d在MIMO导频传输持续时间内相应地累加。每个乘法器664和累加器666对实现接入点处一个发射天线的去覆盖。来自每个累加器666的输出表示子带k从发射天线j到接收天线i的信道增益估计 

信道响应估计 

(其中i＝{1，2，3，4}和j＝{1，2，3，4})可以进一步在多个MIMO导频传输上进行平均(未在图6B内示出)以提供更准确的信道响应估计。 

如图6B内示出的，每个MIMO导频子带/天线处理器660为相关联的接收天线i提供行向量 ${\hat{h}}_{\mathrm{cdn},i}\left(k\right)=\left[\begin{array}{cccc}{\hat{h}}_{i,1}\left(k\right)& {\hat{h}}_{i,2}\left(k\right)& {\hat{h}}_{i,3}\left(k\right)& {\hat{h}}_{i,4}\left(k\right)\end{array}\right],$ 其中 

是下行链路的校准后信道响应估计 

的第i行(假设接入点应用了其纠正矩阵 

)。处理器660a到660d一起提供校准后信道响应矩阵 

的四行。 

图7A示出可以生成操纵基准的TX空间处理器420c框图。处理器420c还可以在图4内示出的TX空间处理器420或490内实现，但为了清楚以下描述TX空间处理器420的实现。处理器420c包括多个操纵基准子带处理器710a到710k，每个用于发送操纵基准的子带一个。为了为空间多路复用模式生成操纵基准，每个子带处理器710为操纵基准在其上发送的每个宽带本征模式接收导频码元p(k)、操 纵向量 

并为相关联子带接收纠正矩阵 

在每个子带处理器710内，导频码元p(k)通过四个复数乘法器712a到712d相应地乘以第m个宽带本征模式的操纵向量 

的四个元素 

到 

来自乘法器712a到712d的输出进一步由四个复数乘法器714a到714d用来自矩阵 

的四个纠正因子 

到 

经比例缩放。来自乘法器714a到714d的经比例缩放码元然后相应地被提供给四个缓冲器/乘法器720a到720d。相继处理如以上描述。 

为了为波束操纵模式生成下行链路上的操纵基准，每个子带处理器710会接收归一化的操纵向量 

而不是未经归一化的操纵向量 

对于TX空间处理器490内的处理器420c实现，每个子带处理器710会接收(1)对空间多路复用模式，用于操纵基准的每个宽带本征模式的操纵向量 

或(2)对于波束操纵模式的操纵向量 

如果对操纵基准使用子带多路复用，则多个宽带本征模式的操纵向量可以用于多个子带的不相交集合，如上所述。 

图7B示出可以基于接收到操纵基准提供操纵向量和奇异值估计的RX空间处理器460c。处理器460c可以在图4内的RX空间处理器440或460内实现，但为了清楚，以下描述在RX空间处理器460内的实现。处理器460c包括多个操纵基准子带处理器750a到750k，每个用于操纵基准传输的子带一个。每个子带处理器750接收向量r(k)，并为相关子带接收共轭导频码元p^*(k)。 

在每个子带处理器750内，接收到向量r(k)内的四个码元由复数乘法器762a到762d相应地乘以共轭导频码元p^*(k)。乘法器762a到762d的输出然后由累加器764a到764d相应地为每个宽带本征模式的操纵基准传输持续时间内累加。如表格9内示出的，可以在相同的操纵基准传输内为多个宽带本征模式发送操纵基准，在该情况下，为这些宽带本征模式的每个分开实现累加。然而任何给定宽带本征模式的多个操纵基准码元(这可以在一个或多个操纵基准传输内发送)可以经累加以获得更高的质量估计。累加器764a到764d提供 

的估计的四个元素，如等式(13)内示出。 

由于本征向量有单位功率，每个宽带本征模式的奇异值 

可以基于操纵基准的接收到功率而估计。功率计算单元766接收乘法器762a到762d的输出并计算对于子带k的每个本征模式操纵基准的接收到功率P_m(k)。奇异值 

然后等于操纵基准计算的接收到功率的平方根除以导频码元幅度(即 ${\widehat{\mathrm{\σ}}}_m\left(k\right)=\sqrt{P_m\left(k\right)}/\left|p\left(k\right)\right|$ )， 

其中 $P_m\left(k\right)=\underset{i=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r_i\left(k\right)\right|}^2,$ 且r_i(k)是接收天线i的子带k上接收到的码元。 

累加器766a到766d的输出然后由奇异值估计的逆 

以及乘法器768a到768d相应经比例缩放以为每个本征模式提供操纵向量的估计， 

${\underset{\‾}{\overset{^}{v}}}_{\mathrm{ut},m}^{*}\left(k\right)=\left[\begin{array}{cccc}{\hat{v}}_{\mathrm{ut},1,m}^{*}\left(k\right)& {\hat{v}}_{\mathrm{ut},2,m}^{*}\left(k\right)& {\hat{v}}_{\mathrm{ut},3,m}^{*}\left(k\right)& {\hat{v}}_{\mathrm{ut},4,m}^{*}\left(k\right)\end{array}\right].$

波束操纵的操纵基准处理可能以类似的方式实现。上行链路上操纵基准的处理还可以以类似的方式实现以为每个本征模式获得操纵向量的估计， 

${\underset{\‾}{\overset{^}{u}}}_{\mathrm{ap},m}^{*}\left(k\right)=\left[\begin{array}{cccc}{\underset{\‾}{\overset{^}{u}}}_{\mathrm{ap},1,m}^{*}\left(k\right)& {\underset{\‾}{\overset{^}{u}}}_{\mathrm{ap},2.m}^{*}\left(k\right)& {\underset{\‾}{\overset{^}{u}}}_{\mathrm{ap},3,m}^{*}\left(k\right)& {\underset{\‾}{\overset{^}{u}}}_{\mathrm{ap},4,m}^{*}\left(k\right)\end{array}\right].$

在此描述的导频可由各种手段来实现。例如，接入点处和用户终端处的各种类型导频处理可以用硬件、软件或它们的组合来实现。对于硬件实现而言，用于处理导频以进行传输和/或接收的元件可以在以下设备内实现：一个或多个应用专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、设计成执行这里所述功能的其它电子单元、或者它们的组合。 

对于软件实现而言，各种类型导频的一些处理(例如导频传输的空间处理和/或基于接收到导频的信道估计)可以用执行这里所述功能的模块(例如过程、功能等等)来实现。软件代码可以被保存在存储器单元(例如图4中的存储器单元432或482)中，并可由处理器(例如控制器430或480)执行。存储器单元可以在处理器内实现或在处理器外实现，在后者情况下，它可以通过各种领域内已知的方式耦合到处理器。 

这里包括的标题供引用，并且帮助定位特定的章节。这些标题并不限制其下所述概念的范围，这些概念可应用于整篇说明书中的其它章节。 

上述优选实施例的描述使本领域的技术人员能制造或使用本发明。这些实施例的各种修改对于本领域的技术人员来说是显而易见的，这里定义的一般原理可以被应用于其它实施例中而不使用创造能力。因此，本发明并不限于这里示出的实施例，而要符合与这里揭示的原理和新颖特征一致的最宽泛的范围。 

Claims (1)

1.一种在无线多输入多输出(MIMO)通信系统内生成导频的方法，其特征在于包括：

为多个天线内的每个天线获得一组导频码元，其中该组导频码元包括用于一组子带的调制码元，并且该组导频码元被选择为在基于所述导频码元所生成的波形中具有最小峰值对平均值变化；

为多个天线内的每个天线获得正交序列，其中所述多个天线被分配以不同的正交序列；以及

用该天线的正交序列覆盖每个天线的该组导频码元以获得该天线的经覆盖导频码元序列，其中为多个天线获得多个正交导频的多个覆盖导频码元序列；以及

从所述多个天线发送所述多个正交导频。

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