CN101106412B - 阵列天线mc-ds-cdma上行链路接收方法及装置 - Google Patents

Abstract

一种阵列天线MC-DS-CDMA系统上行链路接收方法包括以下步骤：步骤1，将阵列天线各阵元所接收的信号分别送入载波信号分离模块中，与发射端调制方式对应的子载波相乘，实现子载波信号的分离，得到输出信号；步骤2，将所分离出的每一阵元的子载波信号进行解扩和匹配滤波处理，实现用户信号的解扩，获得用户子载波信号的匹配滤波输出；步骤3，将不同阵元上匹配滤波器输出信号进行空域合并，得到用户子载波信号的最终判决变量，获得空域分集增益；步骤4，对所得到经空域合并后的用户子载波信号的最终判决变量进行判决，得到用户子载波信号的判决结果。上述方法显著提高了MC-DS-CDMA系统的性能。

Description

阵列天线MC-DS-CDMA上行链路接收方法及装置

技术领域

本发明涉及一种阵列天线MC-DS-CDMA上行链路接收方法及装置，属于MC-DS-CDMA蜂窝移动通信系统阵列天线技术领域。

背景技术

在第三代(3G)移动通信系统中，CDMA是一种最主要的技术，而多载波调制将是未来广带无线传输体制的关键技术。以多载波技术融合CDMA技术，构成多载波CDMA系统是未来移动通信发展的重要方向之一。多载波技术与CDMA技术相结合的方案主要有多载波CDMA(MC-CDMA)、多载波直接序列扩频CDMA(MC-DS-CDMA)和多音调制CDMA(MT-CDMA)三种典型的形式[Hara S and Prasad R.An Overview of Multi-carrier CDMA.IEEEComm.Mag.1997；35(12)，pp.126-33.；Hara S and Prasad R.多载波CDMA综述.IEEE通信杂志，1997；35(12)，pp.126-33]。其中，MC-DS-CDMA方案具有可以以多载波技术直接融合3G的DS-CDMA技术的优势，是移动通信系统从3G向超三代(B3G)发展的重要技术，将在未来移动通信体系结构中获得重要的应用。

与CDMA系统一样，在MC-DS-CDMA系统基站使用阵列天线将可以显著地改善系统的容量、频谱效率、通信质量和覆盖范围。

目前，已有的在MC-DS-CDMA基本概念下所提出的阵列天线MC-DS-CDMA系统的基本结构和上行链路接收方法与本发明所提出的方法有很大差别，且信号处理复杂。相比于已提出的阵列天线MC-DS-CDMA系统本发明的方法具有信号处理直接、简单，且充分地利用了阵列天线的空域冗余信息，显著地提高了MC-DS-CDMA系统的性能。

发明内容

本发明为解决上述技术问题提出了一种阵列天线MC-DS-CDMA上行链路接收方法及装置，该方法及装置通过空域合并实现了阵列天线MC-DS-CDMA系统空域分集接收，具有良好的接收性能。

本发明所采用的技术方案是：

一种阵列天线MC-DS-CDMA上行链路接收方法，包括以下步骤：

对阵列天线每一阵元所接收的信号进行子载波信号分离的步骤；

将所分离出的每一阵元的子载波信号进行解扩和匹配滤波处理，实现用户信号的解扩，获得用户子载波信号的匹配滤波输出的步骤；

将不同阵元上匹配滤波器输出信号进行空域合并，得到用户子载波信号的最终判决变量，获得空域分集增益的步骤；

对所得到经空域合并后的用户子载波信号的最终判决变量进行判决，得到用户子载波信号的判决结果的步骤。

一种阵列天线MC-DS-CDMA上行链路接收装置，包括：

阵列天线每个阵元后接的完成输入信号与发射端调制方式对应的子载波相乘运算，实现子载波信号分离的载波信号分离模块；

将所分离出的每一阵元的子载波信号送入各载波信号分离模块后接的进行解扩和匹配滤波处理，得到各阵元所对应的用户子载波比特信号匹配滤波输出的解扩和匹配滤波模块；

得到矢量，并通过空域合并权矢量，完成各阵元匹配滤波器输出信号空域合并，得到用户子载波信号最终判决变量的空域合并模块；

将用户子载波信号的最终判决变量进行极性判决，得到任一用户子载波信号判决结果的信号判决模块。

具体的信号处理过程如下：首先，将阵列天线每个阵元接收信号送入阵列天线每个阵元后接的载波信号分离模块，完成输入信号与发射端调制方式对应的子载波相乘运算，实现子载波信号的分离；其次，将所分离出的每一阵元的子载波信号送入各载波信号分离模块后接的解扩和匹配滤波模块，进行解扩和匹配滤波处理，得到各阵元所对应的用户子载波比特信号的匹配滤波输出；然后，将各阵元所对应的用户子载波比特信号匹配滤波输出并行送入空域合并模块，得到矢量，并通过空域合并权矢量，完成各阵元匹配滤波器输出信号空域合并，得到用户子载波信号最终判决变量；将用户子载波信号的最终判决变量送入信号判决模块进行极性判决，得到任一用户子载波信号的判决结果。

阵列天线每个阵元后接的载波信号分离模块、解扩和匹配滤波模块依次串联连接，之后各阵元所对应的解扩和匹配滤波模块再并行与空域合并模块相接，空域合并模块最后再接信号判决模块。

本发明的有益效果：

由于对所分离出的子载波信号先进行解扩与匹配滤波处理，在很大程度上抑制了多址干扰，将使接收机的信号处理基于干扰被抑制的信号进行，这会大大提高接收机的稳定性与性能，使所提出的接收方法具有实用性强的突出优点。

信号的空域合并采用了次优合并权矢量，不需要计算最优空域合并权矢量所必须的干扰加噪声相关矩阵的逆，大大降低了权矢量计算的复杂度，且系统性能下降很小。

所提出的空域合并接收方法通过空域合并获得了空域分集增益，使系统具有良好的接收性能。

附图说明

图1为阵列天线MC-DS-CDMA系统上行链路任一用户k的任一子载波l的空域合并接收结构框图；

图2是本发明方法分别采用最优和次优合并权矢量及阵列天线阵元数不同时系统误码率对用户数的仿真结果。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的方法加以详细说明。

实施例1：以下对本发明的方法加以论述：

1、子载波信号的分离

考察阵列天线MC-DS-CDMA系统上行链路，基站采用阵列天线，移动台采用单天线。移动台上行传输方案采用典型的单天线MC-DS-CDMA传输方案[Hara S and Prasad R.An Overview of Multi-carrier CDMA.IEEE Comm.Mag.1997；35(12)，pp.126-33.；Hara S and Prasad R.多载波CDMA综述.IEEE通信杂志，1997；35(12)，pp.126-33]和二相移相键控(Binary Phase ShiftKeying，BPSK)调制方式。

假设系统中某个蜂窝小区内有K个移动用户。对MC-DS-CDMA传输方案各子载波携带独立的用户信息，这样第k(1≤k≤K)个用户第l个子载波所发射的信号可以表示为：

$s_{k,l}\left(t\right)=\sqrt{P_{k,l}}{b}_{k,l}\left(t\right)c_k\left(t\right)\cos \left({\mathrm{\ω}}_{l}t\right)$ [公式1]

其中，P_k，l是第k个用户第l个子载波的信号功率。 $b_{k,l}\left(t\right)=\underset{i=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{b}_{k,l,i}\mathrm{rect}(t-i{T}_b)$ 是第l个子载波的信息比特，b_k，l，i是相应取±1的数字信号，rect(t)是持续时间为T_b的方波脉冲，即比特周期为Tb。 $c_k\left(t\right)=\underset{g=1}{\overset{G}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{k,g}(t-g{T}_c)$ 是码片周期为T_c的扩频序列，g(t)是码脉冲成型信号，因而扩频处理增益是G＝T_b/T_c。ω_l是第l个子载波的载波频率，l＝1，2，L，L。对典型的MC-DS-CDMA传输方案子载波数目与扩频处理增益G相等，即有L＝G。

对MC-DS-CDMA传输方案各子载波经历的是频率非选择性衰落以保持各子载波间的正交性，即可假设所有的子载波都经历了独立的频率非选择性衰落，第k个用户第l个子载波的信道冲击响应表示如下

$h_{k,l}\left(t\right)={\mathrm{\ρ}}_{k,l}{e}^{-j{\mathrm{\φ}}_{k,l}}\mathrm{\δ}(t-{\mathrm{\τ}}_{k,l})$ [公式2]

其中，是零均值的复高斯随机变量，方差为σ_k，l ²。τ_k，l＝(l-1)T_c+Δ_k，l是用户k第l个子载波的时延，Δ_k，l是独立同分布随机变量，在[0，T_c)之间均匀分布。

假设基站采用等间距线性阵，这样基站阵列天线第n(＝1，L，N)个阵元上接收到的信号为：

$+e_n\left(t\right)$ [公式3]

其中， $a_{k,l,n}=\exp [-j\frac{2\mathrm{\πd}}{{\mathrm{\λ}}_{k,l}}(n-1)\sin \left({\mathrm{\θ}}_{k,l}\right)]$ 是阵列天线第n个阵元的阵列响应，λ_k，l是用户k第l个子载波载波波长，d是相邻阵元之间的距离，θ_k，l是用户k第l个子载波信号的到达角，是用户k第l个子载波信号的相移。e_n(t)是加性高斯白噪声，功率谱密度为N₀/2。

这样阵列天线接收到的总信号可以表示为：

$r\left(t\right)={[r_1\left(t\right),L,r_N\left(t\right)]}^T$

[公式4]

其中，(·)^T为转置运算，e(t)＝[e₁，L，e_N]^T为相应的噪声矢量。

用户k第l个子载波的阵列矢量为：

a_k，l＝[a_k，l，1，K，a_k，l，N]^T    [公式5]

对MC-DS-CDMA传输方案各子载波携带独立的用户信息，任一用户任一子载波信号的检测过程都是相同的，因此只讨论任一用户任一子载波信号的检测。不失一般性，假设第1个用户第l(1≤l≤L)个子载波的信号为期望信号。

将各阵元接收的信号乘以与发射端调制方式对应的子载波cos(ω_lt)，就可实现各子载波信号的分离。对BPSK调制方式阵列天线所分离出用户第l个子载波的信号为：

x_l(t)＝[x_l，1(t)，L，x_l，N(t)]^T＝r(t)cos(ω_lt)

＝[r₁(t)cos(ω_lt)，L，r_N(t)cos(ω_lt)]^T               [公式6]

2、解扩和匹配滤波处理

对所分离出的子载波信号进行解扩和匹配滤波处理，实现用户信号的解扩，获得用户子载波信号的匹配滤波输出。基站阵列天线第n(＝1，L，N)个阵元对第1个用户第l个子载波信号第i个比特的匹配滤波输出为：

$y_{1,l,n}\left(i\right)=\frac{1}{T_b}{\∫}_{(i-1)T_b+{\mathrm{\τ}}_{1,l}}^{i{T}_b+{\mathrm{\τ}}_{1,l}}{x}_{l,n}\left(t\right)c_1(t-{\mathrm{\τ}}_{1,l})\mathrm{dt}$ [公式7]

基站所有阵元对第1个用户第l个子载波信号第i个比特的匹配滤波输出为：

$y_{1,l}\left(i\right)={[y_{1,l,1}\left(i\right),y_{1,l,2}\left(i\right),L,y_{1,l,N}\left(i\right)]}^T=\frac{1}{T_b}{\∫}_{(i-1)T_b+{\mathrm{\τ}}_{1,l}}^{{\mathrm{iT}}_b+{\mathrm{\τ}}_{1,l}}{x}_l{c}_1(t-{\mathrm{\τ}}_{1,l})\mathrm{dt}$

[公式8]

其中，m_1，l(i)，n_1，l(i)分别代表总的干扰和噪声信号。

系统的噪声和干扰特性对所提出的空域合并接收方法的性能具有重要的影响。下面对系统噪声和干扰进行分析。

1)噪声

噪声项可以给出如下：

$n_{1,l}\left(i\right)=\frac{1}{T_b}{\∫}_{(i-1)T_b+{\mathrm{\ι}}_{1,l}}^{i{T}_b+{\mathrm{\τ}}_{1,l}}e\left(t\right)c_1(t-{\mathrm{\τ}}_{1,l})\mathrm{dt}$ [公式9]

其方差为

${\mathrm{\σ}}_N^2=\frac{N_0}{2T_b}$ [公式10]

2)干扰

对MC-DS-CDMA传输方案由于各子载波间的正交性，因此只存在多址接入干扰m_1，l(i)，可给出如下：

$\·\underset{g=1}{\overset{G}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{1,g}[b_{k,l,(g-1)}{R}_g\left({\mathrm{\τ}}_{k,l}^{\′}\right)+b_{k,l,g}{R}_g(T_c-{\mathrm{\τ}}_{k,l}^{\′})]$ [公式11]

其中，τ_k，l′为第k个用户第l′个子载波相对于第一个用户第l个子载波的相对时延；R_g(τ)是码片波形的部分自相关，定义如下：

$R_g\left(\mathrm{\τ}\right)=\frac{1}{T_c}{\∫}_0^{\mathrm{\τ}}g(t+T_c-\mathrm{\τ})g\left(t\right)\mathrm{dt},0\≤\mathrm{\τ}\≤T_c$ [公式12]

3、信号的空域合并

下面对干扰的相关特性做进一步的分析，得出接收信号空域合并的最优和次优合并权重或权矢量。干扰相关特性包括自相关和互相关特性。

1)自相关

矢量m_1，l(i)的元素m_1，l，n(i)可以看作是一系列独立的高斯随机变量。因此，它们的自相关函数可以近似估计为：

$E\left\{m_{1,l,n}\left(i\right)m_{1,l,n}^{*}(i+h)\right\}\≅{\mathrm{\σ}}_I^2\mathrm{\δ}\left(h\right),1\≤n\≤N$ [公式13]

其中，(·)^*为共轭运算，δ(h)为delta函数。

可得其方差为：

${\mathrm{\σ}}_I^2=\underset{k=2}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{k,l}\frac{{\mathrm{\σ}}_{k,l}^2}{G}(R_g^2\left({\mathrm{\τ}}_{k,l}^{\′}\right)+R_g^2(T_c-{\mathrm{\τ}}_{k,l}^{\′}))$ [公式14]

假设τ_k，l′均匀分布在[0，T_c]，g(t)是持续时间为T_c的方波，对公式14在[0，T_c]上求平均，可以得到：

${\mathrm{\σ}}_I^2=\underset{k=2}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\mathrm{\σ}}_{k,l}^2}{3G}{P}_{k,l}$ [公式15]

2)互相关

m_1，l，n(i)和m_1，l，n′(i)之间的互相关是在不同阵元n和n′上接收信号的空域相关。它可以由线性阵列的互相关函数推导出来，线性阵列的互相关函数表示如下：

$E\left\{a_{k,l}\left(t\right)a_{k,l}^H(t+\mathrm{\τ})\right\}=J_0\left(2\mathrm{\π}{f}_d\mathrm{\τ}\right)\·R_{k,l}$ [公式16]

其中，(·)^H表示共轭转置，f_d是最大多谱勒频移。R_k，l是表示用户k第l个子载波阵列矢量a_k，l相关性的N×N Hermitian Toeplitz矩阵，其实部和虚部分别可以表示为：

$\mathrm{Re}\left\{R_{k,l}(n^{\′},n)\right\}=J_0\left(r_{k,l}(n^{\′},n)\right)+2\underset{q=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_{2q}\left(r_{k,l}(n^{\′},n)\right)\·\cos \left(2q{\mathrm{\θ}}_{k,l}\right)$ [公式17]

$\mathrm{Im}\left\{R_{k,l}(n^{\′},n)\right\}=2\underset{q=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_{2q+1}(r_{k,l}(n^{\′},n)\·\sin \left((2q+1){\mathrm{\θ}}_{k,l}\right))$ [公式18]

J_q是第一类q阶贝塞尔函数，

r_k，l(n′，n)＝2πd·|n′-n|/λ_k，l    [公式19]

3)总的干扰加噪声相关矩阵

定义干扰相关矩阵M(h)为：

$M\left(i\right)=E\left\{m_{1,l}\left(i\right)m_{1,l}^H(i+h)\right\}=\mathrm{M\δ}\left(h\right)$ [公式20]

矩阵M可以由公式15推导出来，

$M=\underset{k=2}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\mathrm{\σ}}_{k,l}^2}{3G}{P}_{k,l}{a}_{k,l}{a}_{k,l}^H=\frac{(M-1)}{3G}\·E\left\{{\mathrm{\σ}}_{k,l}^2{P}_{k,l}{a}_{k,}\right\}$ [公式21]

如果进一步假设各用户各子载波具有相同的信号功率和经历相同的信道衰落，即有P_k，l＝P_l， ${\mathrm{\σ}}_{k,l}^2={\mathrm{\σ}}_l^2,$ 各用户子载波信号到达角的分布函数f(θ)在[0，2π]之内是均匀分布的，公式21可以进一步表示为：

$M=\frac{(M-1)}{3G}{\mathrm{\σ}}_l^2\·P_l\·{\∫}_{\mathrm{\θ}}a\left(\mathrm{\θ}\right)a^H\left(\mathrm{\θ}\right)\·f\left(\mathrm{\θ}\right)\mathrm{d\θ}$

$=\frac{(M-1)}{3G}{\mathrm{\σ}}_l^2\·P_l\·{\∫}_{\mathrm{\θ}}R\left(\mathrm{\θ}\right)f\left(\mathrm{\θ}\right)\mathrm{d\θ}$ [公式22]

R(θ)是公式17和公式18中的矩阵，矩阵M的第n′行第n列的元素为：

$m_{n^{\′},n}=\frac{(M-1)}{3G}{\mathrm{\σ}}_l^2\·P_l\·J_0\left(r(n^{\′},n)\right)$ [公式23]

因此，总的干扰加噪声相关矩阵为：

$R_T=E\left\{(m_{1,l}+n_{1,l}){(m_{1,l}+n_{1,l})}^H\right\}=M+{\mathrm{\σ}}_N^{2}I$ [公式24]

式中，I为单位矩阵。

R_T决定着下式的空域最优合并权矢量，即第1个用户第l个子载波的空域最优合并权矢量为：

$w_{1,l,\mathrm{opt}}=\mathrm{\α}{R}_T^{-1}{a}_{1,l}^{*}$ [公式25]

其中，a_1，l ^*是第1个用户第l个子载波阵列响应矢量的复共轭，α为一常量，可取为1。

当R_T接近于单位矩阵时，干扰加噪声的和可以被认为是空时白噪声，即有

$R_T=M+{\mathrm{\σ}}_N^{2}I=({\mathrm{\σ}}_I^2+{\mathrm{\σ}}_N^2)I{=\mathrm{\σ}}^{2}I$ [公式26]

其中，σ_l ²定义于公式15，σ_N ²是表示于公式10的噪声方差。这样，可以得到次优空域合并权矢量为：

$w_{1,l}=[w_{1,l,1}\left(i\right),K,w_{1,l,N}\left(i\right)]=\mathrm{\α}{a}_{1,l}^{*}\left(i\right)$ [公式27]

本发明只使用简化了的次优空域合并权矢量，与最优合并相比，系统性能下降不大，但由于次优空域合并矢量只需要知道用户子载波阵列矢量的知识，而不需要计算最优空域合并权矢量所必须的干扰加噪声相关矩阵的逆，大大降低了权矢量计算的复杂度。

第1个用户第l个子载波的信号经过空域合并后第i个比特的输出即最终判决变量为：

$z_{1,l}\left(i\right)=w_{1,l}^T\left(i\right)y_{1,l}\left(i\right)=\sqrt{P_{1,l}}{\mathrm{\ρ}}_{1,l}{b}_{k,l,i}\left|a_{1,l}\left(i\right)\right|+{\mathrm{\η}}_{1,l}\left(i\right)$ [公式28]

其中， $\left|a_{1,l}\right|=\frac{a_{1,l}^H\·a_{1,l}}{\sqrt{a_{1,l}^H\·a_{1,l}}},$ η_1，l(i)为空域合并后干扰和噪声项的和。

5、信号的判决

对所得到的最终判决变量本发明利用简单的极性判决方法进行判决，得到用户子载波信号的判决结果。对BPSK调制方式，即为：

$z_{1,l}\left(i\right)=\left\{\begin{array}{c}1,z_{1,l}\left(i\right)>0\\ -1,z_{1,l}\left(i\right)<0\end{array}\right.$ [公式29]

实施例2：

本发明的方法适用于任何采用MC-DS-CDMA传输方案的阵列天线移动通信系统。

参照图1的任一用户k任一子载波l阵列天线MC-DS-CDMA系统上行链路空域合并接收结构框图，一种阵列天线MC-DS-CDMA系统上行链路接收方法的具体步骤包括：

步骤1，将阵列天线第1阵元所接收的信号r₁(t)，…，第N阵元所接收的信号r_N(t)分别送入第1，…，N个阵元所对应的载波信号分离模块(1-1)，…，(1-N)中，N个载波分离模块完成输入信号与发射端调制方式对应的子载波cos(ω_lt)相乘的运算，实现子载波信号的分离，对应第1，…，N个阵元所分离出用户第l个子载波的信号分别为：x_l，1(t)＝r₁(t)cos(ω_lt)，…，x_l，N(t)＝r_N(t)cos(ω_lt)；

步骤2，将信号x_l，1(t)送入载波信号分离模块(1-1)后接的解扩和匹配滤波模块(2-1)进行解扩和匹配滤波处理，得到对应第1阵元的用户k任一子载波l第i比特信号的匹配滤波输出： $y_{k,l,1}\left(i\right)=\frac{1}{T_b}{\&Integral;}_{(i-1)T_b+{\mathrm{\&tau;}}_{k,l}}^{i{T}_b+{\mathrm{\&tau;}}_{k,l}}{x}_{l,1}\left(t\right)c_k(t-{\mathrm{\&tau;}}_{k,l})\mathrm{dt};$

，…，

同时，将信号x_l，N送入载波信号分离模块(1-N)后接的解扩和匹配滤波模块(2-N)进行解扩和匹配滤波处理，得到对应第N阵元的用户k任一子载波l第i比特信号的匹配滤波输出： $y_{k,l,N}\left(i\right)=\frac{1}{T_b}{\&Integral;}_{(i-1)T_b+{\mathrm{\&tau;}}_{k,j}}^{i{T}_b+{\mathrm{\&tau;}}_{k,l}}{x}_{l,N}\left(t\right)c_k(t-{\mathrm{\&tau;}}_{k,l})\mathrm{dt};$

步骤3，将解扩和匹配滤波模块(2-1)，…，(2-N)所输出的信号y_k，l，1(i)，…，y_k，l，N(i)送入空域合并模块(3)，得到矢量y_k，l(i)＝y_k，l，1(i)，L，y_k，l，N(i)]^T，通过空域合并权矢量w_k，l＝[w_k，l，1(i)，K，w_k，l，N(i)]，完成用户k第l个子载波信号的空域合并，得到用户k第l个子载波信号的最终判决变量 $z_{k,l}\left(i\right)=w_{k,l}^T\left(i\right)y_{k,l}\left(i\right);$

步骤4，将用户k第l个子载波信号的最终判决变量z_k，l送入信号判决模块(4)进行极性判决，得到任一用户k任一子载波l信号的判决结果。

图2给出了采用本发明提出的一种阵列天线MC-DS-CDMA系统上行链路接收方法分别采用最优和次优合并权矢量及阵列天线阵元数不同时系统误码率对用户数的仿真结果。在仿真过程中所采用的均匀线性阵的阵元间距为λ/2，用户各子载波的信号功率相同，归一化信噪比为E_b/N₀＝10dB，子载波数和扩频处理增益为64，所有用户子载波信号的到达角相互独立，且在[0，2π]之间均匀分布。

从图2可以看出采用最优和次优合并权矢量时系统的误码率性能十分接近，表明采用次优合并权矢量对系统的性能影响很小，但由于次优空域合并权矢量只需要知道用户子载波阵列矢量的知识，而不需要计算最优空域合并权矢量所必须的干扰加噪声相关矩阵的逆，大大降低了权矢量计算的复杂度。同时，在采用多阵元的阵列天线之后，系统的性能比采用单天线的MC-DS-CDMA系统有了很大的提高，且阵元数越多系统性能提高得就越显著，表明本发明方法的作用十分显著。

Claims (3)

1.一种阵列天线MC-DS-CDMA上行链路接收方法，其特征在于包括以下步骤：

步骤1，将阵列天线第1阵元所接收的信号r₁(t)，…，第N阵元所接收的信号r_N(t)分别送入第1，…，N个阵元所对应的载波信号分离模块(1-1)，…，(1-N)中，N个载波分离模块完成输入信号与发射端调制方式对应的子载波cos(ω_lt)相乘的运算，实现子载波信号的分离，对应第1，…，N个阵元所分离出用户第l个子载波的信号分别为：x_l，1(t)＝r₁(t)cos(ω_lt)，…，x_l，N(t)＝r_N(t)cos(ω_lt)；

步骤2，将信号x_l，1(t)送入载波信号分离模块(1-1)后接的解扩和匹配滤波模块(2-1)进行解扩和匹配滤波处理，得到对应第1阵元的用户k任一子载波l第i比特信号的匹配滤波输出：

，…，

同时，将信号x_l，N送入载波信号分离模块(1-N)后接的解扩和匹配滤波模块(2-N)进行解扩和匹配滤波处理，得到对应第N阵元的用户k任一子载波l第i比特信号的匹配滤波输出：

步骤3，将解扩和匹配滤波模块(2-1)，…，(2-N)所输出的信号y_k，l，1(i)，…，y_k，l，N(i)送入空域合并模块(3)，得到矢量y_k，l(i)＝[y_k，l，1(i)，…，y_k，l，N(i)]^T，通过空域合并权矢量w_k，l＝[w_k，l，1(i)，...，w_k，l，N(i)]，完成用户k第l个子载波信号的空域合并，得到用户k第l个子载波信号的最终判决变量

步骤4，将用户k第l个子载波信号的最终判决变量z_k，l送入信号判决模块(4)进行极性判决，得到任一用户k任一子载波l信号的判决结果；

在上面步骤中的ω_l是用户第l个子载波的角频率，τ_k，l是用户k第l个子载波的时延，T_b为比特周期，c_k是用户k的扩频序列。

2.根据权利要求1所述一种阵列天线MC-DS-CDMA上行链路接收方法，其特征在于步骤3中的空域合并是基于次优合并权矢量进行的，用户k第l个子载波信号空域合并的权矢量为

其中，a_k，l ^*是用户k第l个子载波阵列响应矢量的复共轭，α为一常量，取为1。

3.一种阵列天线MC-DS-CDMA上行链路接收装置，其特征在于包括：

阵列天线每个阵元后接的完成输入信号与发射端调制方式对应的子载波相乘运算，实现子载波信号分离的载波信号分离模块；

将所分离出的每一阵元的子载波信号送入各载波信号分离模块后接的进行解扩和匹配滤波处理，得到各阵元所对应的用户子载波比特信号匹配滤波输出的解扩和匹配滤波模块；

得到矢量，并通过空域合并权矢量，完成各阵元匹配滤波器输出信号空域合并，得到用户子载波信号最终判决变量的空域合并模块；

将用户子载波信号的最终判决变量进行极性判决，得到任一用户子载波信号判决结果的信号判决模块；

首先，将阵列天线每个阵元接收信号送入阵列天线每个阵元后接的载波信号分离模块，完成输入信号与发射端调制方式对应的子载波相乘运算，实现子载波信号的分离；其次，将所分离出的每一阵元的子载波信号送入各载波信号分离模块后接的解扩和匹配滤波模块，进行解扩和匹配滤波处理，得到各阵元所对应的用户子载波比特信号的匹配滤波输出；然后，将各阵元所对应的用户子载波比特信号匹配滤波输出并行送入空域合并模块，得到矢量，并通过空域合并权矢量，完成各阵元匹配滤波器输出信号空域合并，得到用户子载波信号最终判决变量；将用户子载波信号的最终判决变量送入信号判决模块进行极性判决，得到任一用户子载波信号的判决结果；

阵列天线每个阵元后接的载波信号分离模块、解扩和匹配滤波模块依次串联连接，之后各阵元所对应的解扩和匹配滤波模块再并行与空域合并模块相接，空域合并模块最后再接信号判决模块。

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