CN101053172A

CN101053172A - 多输入多输出系统和方法

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Publication number: CN101053172A
Application number: CNA2004800356148A
Authority: CN
Inventors: Q·孙; W·-J·崔; J·M·吉尔波特; A·M·特拉尼
Original assignee: Atheros Communications Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2003-11-04
Filing date: 2004-11-04
Publication date: 2007-10-10
Anticipated expiration: 2024-11-04
Also published as: WO2005046113A3; JP5490746B2; TW200520431A; EP1680899A2; CA2544850A1; WO2005046113A2; JP5813677B2; JP2015228658A; US20130177095A1; US20100014504A1; JP2007515861A; JP4783737B2; TW201208285A; US8599953B2; US20120039377A1; CN101053172B; JP2013240058A; JP2013132064A; TWI372528B; US8073072B2

Abstract

一种多输入多输出(MIMO)系统可在多根天线上同时发射，以及在多根天线上同时接收。不幸的是，因为传统的802.11a/g设备不能够对多个数据流解码，所以传统设备可能会因为在MIMO分组的发射完成之前进行发射而“重叠”在MIMO分组上。因此，本文中提供MIMO系统和方法，以允许传统设备进行MIMO分组长度的解码，并禁止在该段时间期间进行发射。这些MIMO系统和方法针对MIMO分组的高效发射进行了优化。

Description

多输入多输出系统和方法

相关技术的描述

对无线局域网(WLAN)通信系统的设计是基于IEEE 802.11中所描述的标准族。例如，802.11a规范在5GHz的频段中提供最高达54Mbps，而802.11g规范也提供高达54Mbps，但是在2.4GHz的频段中。802.11a/g规范都使用正交频分复用(OFDM)编码方案。

特别地，802.11a/g规范规定在任何给定时间仅有一个数据流被发送或接收。例如，图1示出简化系统100，它包括可在任何给定时间提供单个输出的发射器101、以及可在任何给定时间处理单个输入的接收器102。由此，系统100被表征为单输入单输出系统。

为解决多径、尤其是多径引起的衰落(其中环境中的物体可反射所发射的无线信号)及其它状况，无线系统可采用各种技术。一种此类技术是切换分集，其中发射器和/或接收器可选择性地在多根天线之间切换。例如，图2示出简化系统200，其中发射器101可选择从天线201A或天线201B发送信号(使用开关203)，而接收器102可选择处理来自天线202A或天线202B的信号(使用开关204)。由此，系统200被表征为切换分集天线配置。

图3示出简化的多输入多输出(MIMO)系统300，它可在多根天线上同时发射，并在多根天线上同时接收。具体而言，发射器301可同时从天线302A(使用发射器链303A)和从天线302B(使用发射器链303B)发射信号。类似地，接收器304可同时从天线305A(使用接收器链306A)和从天线305B(使用接收器链306B)接收信号。

注意，有数种类型的MIMIO系统。例如，MIMO-AG是指与802.11a和802.11g都兼容的MIMO系统。反之，MIMO-SM是指具空间多路复用的MIMO系统。以下所使用的缩写“MIMO”是指MIMO-SM。

取决于具体实现，多根天线的使用或可扩大范围，或可提高给定范围的数据率。例如，图4示出各种天线配置在相对距离上的中值数据率。波形401表示单天线配置；波形402表示切换分集天线配置；而波形403表示MIMO天线配置。特别地，在2和4之间的任何相对距离，MIMO天线配置的中值数据率明显高于单天线配置或切换分集天线配置的中值数据率。例如，在表示典型归属空间404的高端的相对距离3，MIMO天线配置的中值数据率(50Mbps)明显高于单天线配置(18Mbps)或甚至是切换分集天线配置(33Mbps)的中值数据率。

MIMO系统还可有利地减小不同频率槽上的信噪比(SNR)之差。例如，图5示出各个频率槽上各种天线的SNR，即，第一天线(波形由点线表示)的SNR 501，第二天线(波形由虚线表示)的SNR 502，以及第一和第二天线同时使用(波形由实线表示)的SNR 503。注意，SNR 501和502在频率槽0-60上都明显变化。相反，SNR 503所表示的同时使用第一和第二天线的MIMO系统可将不同频率槽上的SNR之差最小化(即，一个信道上的陷波由另一个信道中的非陷波补偿)，由此允许对接收器链和/或发射器链中的此类SNR进行更有效的补偿。

在MIMO系统300(图3)中，接收器304使用多条链(即，链306A和306B)来接收由发射器301发射的多个数据流(例如，分组)并将它们解码。不幸的是，因为传统的802.11a/g设备不能对多个数据流解码，所以这样的传统设备可能会因为在MIMO分组的发射完成之前进行发射而“重叠”在MIMO分组上。

因此，产生了对允许传统设备对MIMO分组长度解码，并禁止在该段时间期间进行发射的MIMO系统和方法的需求。进一步产生了对发射MIMO分组的高效方法的需求。

发明概述

多输入多输出(MIMO)系统可在多根天线上同时发射，并在多根天线上同时接收。不幸的是，因为传统的802.11a/g设备不能够对多个数据流解码，所以这样的传统设备可能会因为在MIMO分组的发射完成之前进行发射而“重叠”在MIMO分组上。因此，本文中提供了允许传统设备对MIMO分组长度解码，并禁止在该段时间期间进行发射的MIMO系统和方法。并针对MIMO分组的高效发送对这些MIMO系统和方法进行了优化。

例如，提供了MIMO分组的时分训练模式。在此模式中，第一天线可发射短码元、第一长码元，然后是传统的信号码元。第二天线可在传统信号码元发射之后发射第二长码元。第一和第二天线可在第二长码元发射之后实质上同时发射信号码元(与MIMO数据相关联)。

提供了MIMO分组的另一种模式。在此模式中，可由第一天线和第二天线发射短码元。该短码元可在预定的一组短槽之间拆分。特别地，可将第一天线与第一组短槽相关联，而将第二天线与第二组短槽相关联。可由第一和第二天线在第二短码元发射之后实质上同时发送长码元。可将该长码元与第一组长槽和第二组长槽相关联。特别地，第一天线可在使用第二组长槽之前使用第一组长槽进行发射。相反，第二天线可在使用第一组长槽之前使用第二组长槽来进行发射。与多输入多输出数据相关联的信号码元可由第一和第二天线实质上同时发射。

在一个实施例中，第一组短槽可包括-24、-16、-8、4、12、20，而第二组短槽可包括-20、-12、-4、8、16、24。在另一个实施例中，第一组短槽可包括-24、-16、-8、8、16、24，而第二组短槽可包括-20、-12、-4、4、12、20。

在一个实施例中，第一组长槽可包括-26、-24、...、-2、1、3、...25，而第二组长槽可包括-25、-23、...-1、2、4、...26。在另一个实施例中，第一组长槽可包括-26、-24、...、-2、2、4、...26，而第二组长槽可包括-25、-23、...-1、1、3、...25。

在一个实施例中，该模式还可包括为短槽的至少两种拆分模式计算峰均比(PAR)的值，并使用具有最低PAR值的拆分模式。在另一个实施例中，该模式还可包括为长槽的至少两种拆分模式计算峰均比(PAR)的值，并使用具有最优化的PAR值的拆分模式。

第一和第二组短槽可使用不同的频移。例如，如果该模式是使用每N个槽中的一个，则频移模式可包括1到最多至N-1个槽。

在一个实施例中，第一天线可使用一组天线来实现。在此情形中，在第一组天线的槽上可应用复权重，由此减轻了波束成形效应。复权重包括相移或相幅中的至少一个，并且其中减轻波束成形效应就造成了实质上全向的发射。

在具有传统报头的一个实施例中，该模式还可包括在传统报头之后发射的用于指示正在发射MIMO分组的编码码元。该编码码元至少可指示若干发射的数据流。在一个实施例中，该编码码元可包括与MIMO数据相关联的信号码元。这些信号码元可包括被翻转的导频音，其中被翻转的导频音与本该出现在该位置的常规码元不同。

提供了一种在传统设备环境中发射MIMO分组的方法。在此方法中，可将传统信号码元中的一组保留的比特设为预定值，由此来指示正在发射多输入多输出信号。在另一种方法中，传统信号码元中的一组比特可指示与MIMO分组相关联的信息。在一个实施例中，该组比特可包括传统信号码元的长度字段的多个最低比特。与MIMO分组相关联的信息可指示与该MIMO分组相关联的发射数据流的个数。在另一种方法中，可对传统信号码元中的一组比特执行‘模’运算，以指示与MIMO分组相关联的信息(例如，流的个数)。

提供了一种跟踪和校正MIMO信号的多个接收数据码元的相位变化的方法。在此方法中，可将多个导频槽插入每个数据码元中。在一个实施例中，可通过在多个导频槽上使用一种模式来增加相移。例如，可在多个导频槽上旋转(例如，循环地)相移的模式。在一个实施例中，可将四个导频槽以[1 1 1 -1]*p_l的格式插入每个数据码元中，其中[1 1 1 -1]是这四个导频槽上的模式，而p_l是码元l的导频极性。

还提供了另一种跟踪和校正MIMO信号的多个接收数据码元的相位变化的方法。在此方法中，在M个数据码元长的任何间隔上，提供各数据流上的正交模式。提供正交模式可符合以下公式：

\frac{1}{M} Σ_{l = k}^{k + M - 1} q_{m} (l) q_{n}^{*} (l) = δ_{mn},

其中M表示发射数据流的个数，m表示流，k表示M个正交数据码元的开始索引，l表示MIMO码元的索引，而δ_mn对于m＝n等于1，对于m≠n等于0。对于M个发射数据流，则流m的调制模式为

q_{m} (l) = e^{j \frac{2 π}{M} (m - 1) l},

其中1≤m≤M且l≥0。

提供了一种在数个流上进行联合导频跟踪的方法。在此方法中，可基于信道估算和已知导频模式来估算每个导频槽中的接收信号。接收器n上在导频K中的接收信号由下式表示

y_{n, k} = \underset{m}{Σ} H_{n, m, k} e^{jθ} \cdot s_{m, k} + n_{n, k}

其中s_m，k是流m的导频码元，θ是公共相位偏移，H_n，m，k是信道响应，而n_n，k是噪声，

其中公共相位偏移由下式表示

θ = angle (\underset{n, k}{Σ} y_{n, k} \cdot {(\underset{m}{Σ} {\hat{H}}_{n, m, k} s_{m, k})}^{*})

其中

是信道估算。

提供了一种对每一发射链进行导频跟踪的方法。在此方法中，可对导频槽应用MIMO检测算法以检测导频

其中

{\hat{s}}_{m, k} \approx s_{m, k} \cdot e^{j θ_{t} (m)},

其中θ_t(m)是流m的相位偏移。可对每个数据流的各导频槽上的已解码导频与理想导频之间的相位差求平均值，以生成相位估算

{\hat{θ}}_{t} (m) = angle (\underset{k}{Σ} {\hat{s}}_{m, k} \cdot s_{m, k}^{*}) .

提供了一种对每一发射/接收链进行导频跟踪的方法。此方法可包括以正交模式来调制导频极性序列，由此单独为每条发射/接收链估算相位。如果发射数据流的个数为M，则流m的调制模式可由

q_{m} (l) = e^{j \frac{2 π}{M} (m - 1) l}

表示，其中1≤m≤M，其中l≥0是MIMO码元的索引。该方法还可包括通过在多个导频槽上求平均值来估算接收天线n上的流m的相位偏移，该偏移由下式表示

θ_{n, m} = angle (\underset{k}{Σ} v_{n, m, k}) = angle (\underset{k}{Σ} \underset{l}{Σ} y_{n, k} (l) \cdot r_{m, k}^{*} (l) \cdot H_{n, m, k}^{*}) .

提供了一种拆分源数据比特以构成MIMO信号的方法。在此方法中，可向源数据比特添加比特以初始化和终止编码器，由此创建经修改的源数据比特。可将经修改的源数据比特提供给编码器，由此创建已编码的源数据比特。然后可将已编码的源数据比特拆分为N个数据流。

提供了另一种拆分源数据比特以构成MIMO信号的方法。在此方法中，可将源数据比特拆分为N个数据流。可向这N个数据流添加比特以初始化和终止N个编码器，由此创建N个经修改的数据流。该方法还可包括选择比特的总数，以使当在这N个数据流中的每一个流的码元上进行拆分时，每个数据流中的码元个数实质上相等。

提供了又一种拆分源数据比特以构成MIMO信号的方法。在此方法中，可向源数据比特添加比特以初始化和终止编码器，由此创建经修改的源数据比特。可将经修改的源数据比特提供给编码器，由此创建已编码的源数据比特。可将已编码的源数据比特提供给穿孔器，由此创建经穿孔的源数据比特。然后，可将经穿孔的源数据比特拆分为N个数据流。

提供了一种使用传统信号码元来指示MIMO分组的长度的方法。此传统信号码元可包括数据率字段和长度字段。但是，MIMO分组的长度可能会比使用长度字段所能表示的更长。在此情形中，该方法可包括使用长度字段以及数据率字段来表示MIMO分组的长度。例如，可在数据率字段中提供伪数据率值，并可在长度字段中提供伪长度值。在一个实施例中，伪数据率值可以是最低的传统数据率，而伪长度值可以是表示发射持续时间的实际传统长度。在另一个实施例中，MIMO分组的MIMO信号码元包括相对分组长度。

提供了MIMO分组的一种模式。该模式可包括传统报头和MIMO报头。传统报头可包括多个短码元，用于确定传统报头的接收的自动增益控制。与之相对，MIMO报头可包括第二多个短码元，以便用于MIMO报头的接收的自动增益控制。

提供了MIMO分组的另一种模式。此模式可包括由多根天线发射的第一短码元。特别地，可在预定的一组短槽之间拆分该第一短码元，其中可将这多根天线中的每一根与这些短槽的一个子集相关联。该第一短码元可用于对MIMO分组(包括该第一短码元的MIMO分组)进行自动增益控制。

该模式还可包括由这多根天线实质上同时发射的第一长码元。特别地，可将该第一长码元与各组长槽相关联，其中每根天线使用不同次序的长槽组来发射。第一长码元可用于MIMO信道估算(该MIMO分组还包括该第一长码元)。

在一个实施例中，这多根天线包括第一和第二天线。在此情形中，第一和第二天线可在传统信号码元的发射之后发射第一短码元。可将第一天线与第一组短槽相关联，而将第二天线与第二组短槽相关联。第一和第二天线可实质上同时发射第一长码元。特别地，可将第一长码元与第一组长槽和第二组长槽相关联，其中第一天线在使用第二组长槽之前，使用第一组长槽来发射，而第二天线在使用第一组长槽之前，使用第二组长槽来发射。

该模式还可包括与第一和第二天线在第一短码元和第一长码元之后实质上同时发射的MIMO相关联的信号码元。该模式还可包括第二短码元、第二长码元、以及传统信号码元。第二短码元可用于传统报头的自动增益控制。传统报头可包括第二短码元、第二长码元、以及传统信号码元。特别地，传统报头是在MIMO报头之前发射的。

提供了MIMO分组的又一种模式。此模式还可包括传统报头和MIMO报头。传统报头可包括用于进行传统设备信道估算的第一多个长码元。MIMO报头可包括用于进行MIMO设备信道估算的第二多个长码元。

提供了多输入多输出(MIMO)分组的另一种模式。此模式可包括由多根天线发射的第一长码元。该第一长码元可由这多根天线实质上同时发射。特别地，可将该第一长码元与数组长槽相关联，其中每根天线使用不同次序的这些长槽组来发射。该第一长码元可用于MIMO分组(包括该第一长码元的MIMO分组)的MIMO信道估算。

该模式还可包括第一短码元。该第一短码元也可由这多根天线发射。特别地，可在预定的一组短槽之间拆分该第一短码元，其中这多根天线中的每一根与这些短槽的一个子集相关联。第一短码元可用于对MIMO分组(包括该第一短码元的MIMO分组)的自动增益控制。

在一个实施例中，这多根天线可包括第一和第二天线。该第一和第二天线可在传统信号码元的发射之后发射第一短码元。可将第一天线与第一组短槽相关联，而将第二天线与第二组短槽相关联。第一和第二天线可实质上同时发射第一长码元。可将第一长码元与第一组长槽和第二组长槽相关联。特别地，第一天线可在使用第二组长槽之前使用第一组长槽来进行发射。与之相对，第二天线可在使用第一组长槽之前使用第二组长槽来进行发射。

该模式还可包括与由第一和第二天线在第一短码元和第一长码元之后实质上同时发射的MIMO相关联的信号码元。

提供了一种对多个已编码的数据流解码以便进行MIMO发射的方法。在此方法中，对于解码，与来自坏槽的数据比特相比，可对来自好槽的数据比特进行较重的加权。例如，槽权重可与信噪比(SNR)或SNR的平方根成正比。

加权会影响维特比分支度量计算。在一个实施例中，该方法还可包括基于以下计算第二和第三个流的有效噪声项的公式来确定误差传播的影响：

{\tilde{σ}}_{2}^{2} = σ_{2}^{2} + {| w_{2}^{*} h_{1} |}^{2} \cdot σ_{1}^{2}

{\tilde{σ}}_{3}^{2} = σ_{3}^{2} + {| w_{3}^{*} h_{2} |}^{2} \cdot σ_{2}^{2} + {| w_{3}^{*} h_{1} |}^{2} \cdot σ_{1}^{2}

其中，σ_m ²是原始噪声项，w_m是调零矢量，h_m是信道，而

是第m个数据流的有效噪声项。

提供了一种修改多条接收器链的信道校正的方法。在此方法中，可接收多条接收器链的信道估算。可基于固有噪声电平(noise floor)和自动增益控制值来计算这多条接收器链的增益调整值。然后，可将这些增益调整值应用于这多条接收器链。

提供了一种为MIMO系统使用相位估算的方法。在此方法中，可从多个数据流使用单个联合相位估算，以计算适用于所有数据流的相位校正。在一个实施例中，这多个数据流包括所有数据流。

提供了一种为每个发射/接收对提供相位估算的方法。在此方法中，可从导频估算信道矩阵H的每个元的相位偏移θ_n，m(1≤m≤M，1≤n≤N)，并将相位偏移转换为θ_t(m)(1≤m≤M)和θ_r(n)(1≤n≤N)。在信道矩阵H中，

其中，1_N是全部为1的N乘1矢量，I_N是大小为N的单位矩阵，θ_r＝[θ_r(1) θ_r(2) … θ_r(N)]^T是N个接收器处的相位矢量，而θ_m＝[θ_1，mθ_2，m … θ_N，m]^T是矩阵H的第m列的相位矢量。

提供了一种优化MIMO信号发射的方法。在此方法中，可使用由预期的接收器从MIMO信号的发射器接收的分组来访问信道的质量。此时，可从预期的接收器向发射器发送分组(例如，CTS分组或ACK分组)，该分组包括用于优化发射的反馈信息。这一反馈信息可从先前实质上同时发射的多个数据流获得。例如，反馈信息可包括(1)信道估算，或(2)从经信道校正的导频和已知的干净信道计算所得的检测导频EVM。

在一个实施例中，反馈信息可包括要由发射器使用的数据率。在另一个实施例中，反馈信息可包括要由发射器使用的最小数据率、最大数据率、较高数据率和/或较低数据率的指示符。

提供了一种优化发射MIMO信号的发射的方法。在此方法中，可使用MIMO分组来访问信道质量，该MIMO分组是由MIMO信号的发射器从预期的接收器接收的。可基于该MIMO分组来确定经优化的发射数据。

提供了一种在分集天线系统中确定MIMO信号的接收器选择的方法。至少一条接收器链可被连接到多根接收天线。在此方法中，对于每条接收器链，可选择具有最强信号的接收天线。

还提供了一种在分集天线系统中确定MIMO信号的接收器选择的方法。在此方法中，可确定接收天线可能的组合，其中至少一条接收器链可被连接到多根接收天线。可为每个组合计算信噪比(SNR)。然后可选择具有最小SNR的组合。

还提供了一种选择已拆分序列的方法。在此方法中，可为多个已拆分序列计算峰均比(PAR)。然后可选择具有最优PAR的已拆分序列。

现在将参考以下附图来描述这些MIMO系统和方法的优点。

附图简述

图1示出一种包括单输入单输出天线配置的简化系统。

图2示出一种包括切换分集天线配置的简化系统。

图3示出一种简化的多输入多输出(MIMO)系统，它可在多根天线上同时发射，并可在多根天线上同时接收。

图4示出各种天线配置在相对距离上的中值数据率。

图5示出各种天线在各个频率槽上的SNR。

图6示出一种包括传统报头的MIMO分组的示例性时分训练模式。

图7A示出一种包括已拆分的短和长码元以便改善接收器增益控制的MIMO分组的示例性模式。

图7B示出三个数据流的一种示例性已拆分的短和长码元。

图7C示出传统信号码元中可被设置以指示MIMO分组以及发射数据流的个数的一组比特。

图8示出一种示例性的用于两个空间流的共享编码器系统。

图9示出另一种示例性的用于两个空间流的共享编码器系统。

图10示出一种示例性的用于两个空间流的单独编码器系统。

图11示出一种可修改多条接收器链的信道校正的示例性接收器的一部分。

图12示出数种发射器/接收器天线配置在相对距离上的数据率。

图13示出各种turbo和非turbo天线配置在相对距离上的数据率。

附图详述

传统报头和码元拆分

根据一个实施例，通过接收在MIMO分组之前的后向兼容前同步码，就可防止传统设备“重叠”在MIMO信号上(即，在MIMO分组发射完成之前进行发射)。与IEEE 802.11a/g系统兼容的这一后向兼容前同步码可有利地允许传统设备进行MIMO分组长度的解码，并禁止在该段时间期间进行发射。此外，这一前同步码可指示所附的分组是否为MIMO分组，以及如果它是MIMO分组，则可指示正被发射的数据流的个数。

图6示出包括此前同步码的MIMO分组的一种示例性时分训练模式600。具体而言，本文中也称为传统报头的前同步码612可包括一个或多个标准的802.11a/g短码元、长码元和信号码元。注意，尽管以下对这些码元的引述是复数形式，但是这些引述可表示复数或单数的码元。

在一个实施例中，可分别从两根(例如，第一和第二)天线发射空间流610和611。在其它实施例中，可从波束成形天线配置中的多根天线发射空间流610。由此，空间流610可被表征为由一组天线发射。为方便起见，将空间流610描述为由第一天线发射，而将空间流611描述为由第二天线发射。

在传统报头612中，可使用短码元601来进行粗略的ppm估算和定时。可使用从第一天线发射的长码元602来估算从第一天线出发的信道。特别地，在一个实施例中，信号码元603可有利地包括MIMO分组的长度信息，由此防止传统设备重叠在MIMO分组上。除了是从第二天线发射，其它与长码元602相同的长码元604可被用来估算从第二天线出发的信道。信号码元605A和605B可分别包括关于空间流610和611的MIMO部分的调制和长度的信息(其中MIMO部分是在传统报头612之后的那些部分)。

图7A示出包括传统报头612的MIMO分组的另一种示例性模式700。模式700可有利地拆分短和长码元，以便改善接收器增益控制(即，即使发射路径不相似也能确保连续的接收功率)。在模式700中，可在传统报头612之后插入附加的短码元704A和704B，由此允许接收器执行次级增益调整。

为获得恒定的接收功率，从这两根(即，第一和第二)天线发射的训练码元应当是不相干的。这种不相干可通过在频域中拆分短码元和长码元来实现。换言之，短码元704A使用短码元601所使用的各个槽中的一半，而短码元704B使用这些槽中的另一半(由此，704A+704B＝601)。类似地，长码元705A使用长码元602所使用的各个槽中的一半，而长码元705B使用这些槽中的另一半(由此，705A+705B＝602)。在一个实施例中，每根天线可使用这些槽的两半中的任何一个在不同的时间进行发射。

因为在一根发射天线上仅使用一半的槽，所以对于已拆分的短码元和长码元，每个槽的功率应加倍。特别地，从已拆分的短码元开始，接收功率将保持恒定。因此，已拆分短码元期间的增益设置对这些数据码元将是有效的。在接收器处，在某个时间可抽出对一半槽的信道估算，并在两半都可用之后将其组合并平滑。

拆分能以各种方式来实现。例如，在一个实施例中，长码元705A可使用槽-26、-24、...、-2、1、3、...25，而长码元705B可使用槽-25、-23、...-1、2、4、...26。在另一个实施例中，长码元705A可使用槽-26、-24、...、-2、2、4、...26，而长码元705B可使用槽-25、-23、...-1、1、3、...25。注意，如果长码元602的峰均比(PAR)是3.18dB，而每个槽中的数据在拆分之后保持不变，则第一槽使用实施例分别对长码元705A和705B产生5.84dB和6.04dB的PAR，而第二槽使用实施例分别对长码元705A和705B产生5.58dB和5.85dB的PAR。

特别地，已拆分的短和长码元可被推广到任意多个数据流。例如，如图7B中所示，如果有三个流，则应将这些槽拆分为在所有槽上交错并且间隔平均的三个组，A、B和C。由此，对于已拆分的短码元，第一天线可发射短码元414A(使用槽A)，第二天线可发射短码元414B(使用槽B)，而第三天线可发射短码元414C(使用槽C)。

对于已拆分的长码元，第一天线可顺序地发射长码元415A、415B和415C(分别使用槽A、B和C)，第二天线可顺序地发射长码元415B、415C和415A(分别使用槽B、C和A)，而第三天线可顺序地发射长码元415C、415A和415B(分别使用槽C、A和B)。这一旋转模式允许对所有槽进行信道估算，并且总是确保频域中的正交性。两个20MHz的流的示例性长序列可以是L_-26:26＝{-1 1 -1 1 1 1 -1-1 -1 -1 1 1 1 1 -1 1 -1 1 -1 -1 1 1 1 -1 1 1 0 -1 1 1 -1 -1 1 -1 -1 1 -1 -1 1 -1 -1 1 1 1 1 -11 1 1 1 1 1 1}，其中长码元705A使用PAR为2.73dB的槽[-26:2:-2 2:2:26]，而长码元705B使用PAR为2.67dB的槽[-25:2:-1 1:2:25]。

三个20MHz的流的示例性序列可以是L_-26:26＝{-1 -1 1 1 1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 -1 -1-1 -1 1 1 1 1 1 1 1 -1 -1 1 0 1 -1 -1 -1 1 -1 1 -1 1 -1 1 1 -1 1 -1 -1 1 1 -1 1 1 -1 1 -1 -11}，其中第一单音组是PAR为3.37dB的[-26:3:-2 2:3:26]，第二单音组是PAR为3.10dB的[-25:3:-1 3:3:24]，而第三单音组是PAR为3.10dB的[-24:3:-3 1:3:25]。四个20MHz的流的示例性序列可以是L_-26:26＝{-1 1 1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 1 -1 1 1 -1 1-1 -1 -1 1 1 1 -1 1 0 1 1 -1 1 -1 -1 1 -1 -1 -1 -1 1 -1 -1 -1 1 1 1 1 -1 1 1 -1 1 1 1}，其中第一单音组是PAR为3.05dB的[-26:4:-2 3:4:23]，第二单音组是PAR为3.05dB的[-25:4:-1 4:4:24]，第三单音组是PAR为3.11dB的[-24:4:-4 1:4:25]，而第四单音组是PAR为3.11dB的[-23:4:-3 2:4:26]。

一个40MHz的流的示例性长序列可以是：

L_-58:58＝{-1 1 1 1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 1 1 -1 1 1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 1 1 -1 -1 1 1-1 -1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 -1 1 -1 -1 1 1 -1 1 1 1 0 0 0 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1-1 -1 -1 1 1 1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 1 -1 -1 1 -1 1 -1 1 -1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 -1 -1 -1 1 -1 1-1 1 -1 1 1 -1 1 -1 -1 1 -1 1 1 1}

两个40MHz的流的示例性长序列可以是：

L_-58:58＝{-1 1 1 1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 1 -1 1 1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 1 1 -1 -1 1 1-1 -1 -1 1 -1 1 -1 1 1 1 -1 -1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1 1 -1 1 0 0 0 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1-1 -1 -1 -1 1 1 1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 1 -1 1 1 -1 1 -1 1 -1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 -1 -1 -1 -1 -11 -1 1 1 1 1 -1 1 1 -1 1 -1 1 1 1}

其中，第一单音组是[-58:2:-2 2:2:58]，第二单音组是[-57:2:-3 3:2:57]。

三个40MHz的流的示例性长序列可以是：

L_-58:58＝{-1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 1 1 1 1 11 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 0 0 0 -1 -1 -1 -1 -1 -1-1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 -1 -1 -1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 11 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 -1 -1 -1}

其中，第一单音组是[-58:3:-4 2:3:56]，第二单音组是[-57:3:-3 3:3:57]，而第三单音组是[-56:3:-2 4:3:58]。

四个40MHz的流的示例性长序列可以是：

L_-58:58＝{-1 1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 1 1 -1 1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 1 -1 -1 -1 1 -1 1- 1 1 -1 -1 -1-1 1 1 -1 -1 -1 1 1 1 1 -1 1 -1 -1 1 -1 1 1 1 1 1 -1 -1 -1 1 0 0 0 -1 1 1 -1 -1 -1 -1 -1 11 1 -1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 -1 -1 1 1 1 1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 1 1 -11 1 -1 -1 1 -1 1 -1 -1 1 1}

其中，第一单音组是[-58:4:-2 5:4:57]，第二单音组是[-57:4:-5 2:4:58]，第三单音组是[-56:4:-4 3:4:55]，而第四单音组是[-55:4:-3 4:4:56]。注意，为降低PAR，可执行数据模式的随机搜索。

可类似地拆分短码元，同时认识到每4个槽中仅使用一个。例如，在一个实施例中，短码元704A可使用槽-24、-16、-8、4、12、20，而短码元704B可使用槽-20、-12、-4、8、16、24。在另一个实施例中，短码元704A可使用槽-24、-16、-8。8、16、24，而短码元704B可使用槽-20、-12、-4、4、12、20。如果短码元601的PAR是2.09dB，则第一槽使用实施例对短码元704A和704B都产生4.67dB的PAR，而第二槽使用实施例对短码元704A产生4.32dB的PAR，对短码元704B产生2.79dB的PAR。注意，对第一槽使用实施例的穷举搜索产生4.26dB的最小PAR。对第二槽使用实施例类似的穷举搜索对极性为{1 -1 1 -1 -1 -1}的短码元704A产生1.68dB的最小PAR，而对极性为{1 -1 -1 -1 -1 1}的短码元704B产生2.79的最小PAR。

注意，对于每个已拆分的短码元，仅使用少数几个槽。因此，当信道是频率选择性的，并且假定已拆分的短码元、已拆分的长码元、以及信号码元具有相同的发射功率时，在已拆分的短码元中，平均接收功率可能大不相同。这种功率差会引起接收器增益控制的问题。因此，在一个实施例中，可对短码元使用24个槽，由此确保每个已拆分的短码元有更多的槽。在另一个实施例中，在所有数据流中可使用12个槽的频移短码元，但每个数据流可使用不同的频移，即，从原始短码元移1、2或3个槽。这种频移确保了从频移短码元到已拆分的长码元及其后的接收功率的连续性。但是要注意，在此方案中，可支持的发射数据流的个数不超过四个。此外，频移短码元的周期长于传统短码元的周期，这可能会要求频率偏移估算实现的修改。

如以上所提及的，可从一组天线发射传统报头。在该组包括多根天线的情形中，可能会发生波束成形效应。为实现全向发射，可对每根天线的每个频率槽的复分量进行加权。例如，可在其它天线上的各个槽上应用相移(例如，相位斜升或者任何类型的相移)和/或相幅，以使不同的槽经受不同的波束成形。创建相位斜升的一种示例性技术包括无线技术领域的技术人员所熟知的循环延迟分集(CDD)。

相幅的一个示例可以是使用一根天线上的偶数槽和另一根天线上的奇数槽。在相幅的另一个示例中，对一根天线可使用所有正频率槽，而对另一根天线可使用所有负频率槽。由此，一般而言，可使用与两根天线不相关地对每个频率槽的分量进行加权来创建全向发射。

因为能够接收MIMO分组的接收器应当也能够接收传统的802.11a/g分组，所以可提供一种将MIMO分组与传统分组区分地标记的机制。此外，如果分组是MIMO分组，则接收器还需要知道发射数据流的个数。在图7C中所示的一个实施例中，传统信号码元603中的第一组比特可指示MIMO分组，而传统信号码元603中的第二组比特可指示发射数据流的个数。例如，可将信号码元603的保留比特R设为“1”以指示正在发射的是MIMO分组。此外，可使用信号码元603的长度字段721中预定个数的最低比特来指示发射数据流的个数。由此，如果使用了两个最低比特，则长度字段721中的长度值将被舍入到第三最低比特。

注意，在MIMO接收器对传统信号码元603解码之后，它可检查保留比特R。如果该比特为“0”，则该分组是传统分组，而长度字段721中的长度值是按字节计的真实分组长度。但是，如果保留比特是“1”，则该分组是MIMO分组，并且长度字段的最后两个比特是发射数据流的个数。在后一种情形中，分组的长度在2个字节内是精确的。特别地，传统接收器仅使用长度值来计算它应禁止发射的时间。因此，对于传统设备，长度字段721中的值无需非常精确。有利的是，如上文所提及的，每个数据流的真实长度可被包括在MIMO信号码元(例如，图7A中的706A和706B)中。因此，MIMO接收器实际上可忽略存储在长度字段721中的值。

在另一个实施例中，可使用‘模’运算来表示MIMO流的个数。具体而言，如果分组的数据字节数是L，每码元的数据字节数是B，并且服务和报尾字节数是C，则所需码元个数是

其中表示上舍入到最接近的整数。假设数据流的个数为M，并且M≤B。在此情形中，经修改的长度是

\tilde{L} = B \cdot (N_{sym} - 1) - C + M

注意，由传统设备计算所得的码元个数仍然是N_sym：

MIMO设备可根据下式计算流的个数：

\hat{M} = (\tilde{L} + C) \mod B = M

如果M＝B，则

将为0。在此情形中，将发生

\hat{M} = B

的映射。注意，可应用这一相同的技术来表示除流的个数以外的其它信息，其中所要表示的信息被编码为以上的M。

在又一个实施例中，可在传统信号码元603之后插入编码码元722以指示MIMO分组(并将保留比特留作它用)。编码码元722可包括具有被翻转的导频音(即，+/-)的MIMO信号码元(相对于本该出现在该位置的常规码元)。例如，编码码元722可包括用BPSK调制以增强健壮性的经修改信号码元706A′和706B′。在此实施例中，MIMO接收器可基于编码码元722的导频的相位来确定传入的分组是MIMO分组还是传统分组。如果它是MIMO分组，则可提取发射数据流的个数，并以符合MIMO的方式来检测分组的其余部分。否则，将该分组作为传统的802.11g分组来处理。

导频

导频被插入到802.11a/g系统中以便进行频率偏移和相位噪声跟踪。在发射器和接收器处使用多种无线电的MIMO系统中，不同的发射和接收链可能会经受共同或不相关的相位噪声。根据本发明的一个方面，可有利地为联合链、为每条发射链、或为每个发射/接收对提供导频跟踪方案。

由于发射器和接收器之间的频率偏移以及相位噪声，接收数据码元的相位在分组的发射期间可能有所不同。为跟踪并校正相位变化，在802.11a/g中，将四个导频槽以[1 1 1 -1]*p_l的格式插入每个OFDM码元中，其中[1 1 1 -1]是各导频槽上的模式，而p_l是码元l的导频极性。对于MIMO OFDM码元，4比特模式和导频极性序列都可被推广到多个空间流。

在一个实施例中，在所有的发射数据流中重复与802.11a/g相同的导频格式。例如，如果802.11a/g码元的导频极性序列是p₀，p₁，p₂，p₃，p₄...，则可对MIMO码元使用以下的导频极性，其中不同的行表示不同的发射流：

p₀ p₁ p₂ p₃ p₄ …

因为导频极性在不同的空间流上是相同的，所以如果也在各个流上重复该4比特导频模式，则将在导频槽中形成固定的波束成形模式。为确保坏槽不会始终逗留在零位，可增加相移，并一个码元一个码元地在这4个槽上循环旋转。例如：

码元1 码元2 码元3 码元4

天线1[1 1 1 1] [1 1 1 1] [1 1 1 1] [1 1 1 1]

天线2[1 j -1 -j] [j -1 -j 1] [-1 -j 1 j] [-j 1 j -1]

第二天线(天线2)上的导频在第一码元(码元1)中有0、90、180和270度的相移，并被循环地向左旋转作为后续码元。注意，在上例中使用了4个导频槽的初始导频模式[1 1 1 1]，但此方案可被应用于任何初始导频模式以及4个以上的导频槽。由此，一般而言，可在任何频谱上将导频隔开以执行估算。

能以不同的方式来执行导频跟踪。例如，如果相位噪声在所有发射和接收链上是公共的(由此允许进行联合导频跟踪)，则每条接收链可基于信道估算和已知导频模式来估算每个导频槽中的接收信号。然后可将此估算的复共轭乘以实际的接收导频信号。可将各导频槽以及各链上的结果组合。由此最终结果的相位就是所求的相位偏移。在数学公式中，接收器n上在导频槽k中的接收信号由下式表示：

y_{n, k} = \underset{m}{Σ} H_{n, m, k} e^{jθ} \cdot s_{m, k} + n_{n, k}

公式1

其中s_m，k是流m的导频码元，θ是公共相位偏移，H_n，m，k是信道响应，而n_n，k是噪声。公共相位偏移由下式表示：

θ = angle (\underset{n, k}{Σ} y_{n, k} \cdot {(\underset{m}{Σ} {\hat{H}}_{n, m, k} s_{m, k})}^{*})

公式2

其中是估算的信道。

与之相对，如果在不同的发射链上存在单独的相位噪声(由此使每条发射链的导频跟踪成为必要)，则首先可将MIMO检测算法应用于导频槽以检测导频

因为

{\hat{s}}_{m, k} \approx s_{m, k} \cdot e^{j θ_{t} (mm)},

其中θ_t(m)是流m的相位偏移，所以可对每个数据流的各导频槽上的已解码导频与理想导频之间的相位差求平均值，以生成相位估算，

{\hat{θ}}_{t} (m) = angle (\underset{k}{Σ} {\hat{s}}_{m, k} \cdot s_{m, k}^{*})

公式3

如果相位噪声在发射链路和接收链上是不相关的(由此使每个发射-接收对的导频跟踪成为必要)，则可用正交模式来调制导频极性序列，以便能单独为每个发射-接收对估算相位。例如，如果发射数据流的个数是M，则流m的调制模式可由

q_{m} (l) = e^{j \frac{2 π}{M} (m - 1) l}

表示，其中1≤m≤M，其中l≥0是MIMO码元的索引。例如，三个发射流的示例性已调制导频极性序列可以是：

p₀ p₁ p₂ p₃ p₄ …

p₀ p₁e^j2π/3 p₂e^-j2π/3 p₃ p₄e^j2π/e …

p₀ p₁e^-j2π/3 p₂e^j2π/3 p₃ p₄e^-j2π/e …

注意，

\frac{1}{M} Σ_{l = k}^{k + M - 1} q_{m} (l) q_{n}^{*} (l) = δ_{m, n},

其中

即，在M个码元长的任何间隔上，各数据流上的模式是正交的，其中k表示M个正交数据码元的开始索引。在此情形中，应对所有的流使用同一个4比特导频模式以维持正交性。

在一个实施例中，可将在每根天线上接收的最后(M-1)个码元保存在缓冲区中。此后，当在每根天线上接收到新的码元时，将这M个码元的导频的复共轭乘以这些码元并求和，

其中y_n，k(l)是链n上在第l个码元的槽k中的接收信号，而r_m，k(l)是流m中在第l个码元的槽k中的导频码元。项r_m，k(l)包括槽导频模式、原始导频极性、以及正交调制。对所有导频槽k中的所有发射-接收对(m，n)执行此计算。然后可将结果与信道估算的复共轭相乘，由此产生经正交组合和信道校正的导频，它可由下式表示：

v_{n, m, k} = \underset{l}{Σ} y_{n, k} (l) \cdot r_{m, k}^{*} (l) \cdot H_{n, m, k}^{*}

公式4

然后通过在各导频槽上求平均值来估算流m在接收天线n上的相位偏移，它由下式表示：

θ_{n, m} = angle (\underset{k}{Σ} v_{n, m, k}) = angle (\underset{k}{Σ} \underset{l}{Σ} y_{n, k} (l) \cdot r_{m, k}^{*} (l) \cdot H_{n, m, k}^{*})

公式5

对于前(M-1)个MIMO码元，可使用联合的或每条发射链的导频跟踪方法，因为历史还不够长。此外，可使用满足以下条件的任何正交模式q_m(l)(其中m和l定义如上)来调制导频极性序列：

\frac{1}{M} Σ_{l = k}^{k + M - 1} q_{m} (l) q_{n}^{*} (l) = δ_{m, n},

其中

其中m、n、l、k和M定义如上。例如，上例的三个发射流的已调制导频极性序列将会是：

p₀q₁(0) p₁q₁(1) p₂q₁(2) p₃q₁(3) p₄q₁(4) …

p₀q₂(0) p₁q₂(1) p₂q₂(2) p₃q₂(3) p₄q₂(4) …

p₀q₃(0) p₁q₃(1) p₂q₃(2) p₃q₃(3) p₄q₃(4) …

注意，802.11a/g导频极性序列的继承纯粹是为简单起见，并且可被一起弃用，即，设p_l＝1。此设置引出第三和第四实施例。在第三实施例中，导频极性序列全部为1，如以下序列所表示：

1 1 1 1 1 …

与第一实施例相类似，应当包括导频槽上的循环旋转相移以避免固定的波束成形效应。可执行联合导频跟踪或每条发射链的导频跟踪。

在第四实施例中，导频序列仅仅是q_m(l)，它可由以下序列表示：

q₁(0) q₁(1) q₁(2) q₁(3) q₁(4) …

q₂(0) q₂(1) q₂(2) q₂(3) q₂(4) …

q₃(0) q₃(1) q₃(2) q₃(3) q₃(4) …

在此情形中，可对所有流使用各个槽上的同一个导频模式。可执行每个发射-接收对的导频跟踪。

数据流拆分

为构造MIMO信号码元，需要将源数据比特适当地拆分为多个数据流。在802.11a/g中，使用编码率为1/2、2/3和3/4的卷积码，并提供四种调制方案(即，BPSK、QPSK、16QAM和64QAM)。编码率和调制方案确定每个OFDM码元中的比特数。为实现最优MIMO性能，应对不同的数据流允许不同的调制和编码率。因此，对于不同的数据流，每个MIMO信号码元中的比特数可以是不同的。

典型的编码块包括编码器和穿孔器，这两者在WLAN技术领域中都是公知的(例如，穿孔器在IEEE 802.11a，第17.3.5.6节中描述)。根据本发明的一个方面，可通过使用相同的编码器和不同的穿孔器，或通过使用相同的穿孔器和不同的编码器来构造不同的码。如果使用相同的编码器，则拆分可在编码器之前或在穿孔器之前完成。另一方面，如果使用不同的编码器，则拆分必须在编码器之前完成。在穿孔器之前的拆分在本文中称为“共享”编码器，而在编码器之前的拆分在本文中称为“单独”编码器。注意，在802.11a/g中，编码率为2/3和3/4的码都是从编码率为1/2的卷积码穿孔而得的。因此，可实现共享编码器或单独编码器。

可在源数据比特之前或之后插入附加的比特来初始化和终止编码器。例如，在802.11a/g中，可在源数据比特之前添加16个服务比特，并在源数据比特之后添加6个报尾比特。因此，在单独编码器的情形中，可为每个编码器插入这些添加的比特。

图8示出一种示例性的用于两个空间流的共享编码器系统800。在系统800中，可将源数据比特801提供给块802，块802添加上述服务/报尾比特。编码器803接收经修改的比特，并生成n1+n2个比特。拆分器804接收n1+n2个比特，并生成两个空间流，它们进而分别被提供给穿孔器805A和805B。

在一个实施例中，对于编码器803之后的每n1+n2个比特，第一空间流取得前n1个比特，而第二空间流取得后n2个比特。一种示例性的组块大小是n_i＝N_cbps(i)(其中N_cbps是穿孔之前每个码元的已编码比特数)，由此将码元一一拆分。另一种示例性的组块大小是n_i＝N_cbps(i)/gcd(N_cbps(1)，N_cbps(2))(其中gcd()表示最大公约数)，由此在维持适当比率的同时减小了拆分组块的大小，从而缩短了处理延迟。

在此实施例中，MIMO信号码元中的长度字段被设为按字节计的分组真实长度。MIMO信号码元中的R14字段被设为个别的数据率。传统信号码元中的R14字段可被设为第一数据流的数据率，或总是设为最低数据率。如将在以下更加详细描述的，可操纵传统信号码元中的长度字段，以使由传统设备计算所得的码元数与分组的实际持续时间一致。

图9示出另一种示例性的用于两个空间流的共享编码系统900。在系统900中，可将源数据比特901提供给块902，块902添加服务/报尾比特。编码器903接收经修改的比特，并生成n1+n2个比特。穿孔器接收这n1+n2个比特，并以预定数据率生成输出码。拆分器905以预定数据率接收这n1+n2个比特，并生成两个空间流，即，n1个比特和n2个比特。同样，对于编码器903之后的每n1+n2个比特，第一空间流取得前n1个比特，而第二空间流取得后n2个比特。

图10示出一种示例性的用于两个空间流的单独编码器系统1000。在系统1000中，可将源数据字节1001，即N1+N2提供给拆分器1002，拆分器1002生成两个空间流(第一空间流取得前N1个字节，而第二空间流取得后N2个字节)。块1003A和1003B分别接收这N1和N2个字节，并向它们添加服务/报尾比特。编码器904A和904B接收经修改的字节，对经修改的字节编码，并将它们已编码的输出分别提供给穿孔器905A和905B。

注意，在单独编码器系统中，最小数据单元是按字节计，因为信号码元中的长度字段是按字节计。因此，在此情形中，每个流可在开始处添加2字节的服务比特，并在结束处添加6个报尾比特(～1字节)。注意，N1可以是每码元的数据字节数，或是该字节数除以每码元数据字节总数的最大公约数。每码元的字节数对于除9Mbps以外的所有数据率都是整数，在9Mbps的情形中，每个码元包含4.5个字节。因此，在此情形中，对于使用9Mbps的数据流，组块大小可在4字节和5字节之间交替。

例如，假定有两个空间流(流1和流2)，并且每码元的数据字节数分别是27(54Mbps)和4.5(9Mbps)。起初，可向流1和流2中的每一个发射2个服务字节。然后，可将前25个(27-2)数据字节发射到流1，将下2个(4-2)数据字节发射到流2，再下27个字节发射到流1，再下5个字节发射到流2，依此类推。

在执行实际的拆分之前，需要MIMO信号码元的长度字段的值。上述的直接顺序拆分导致稍微复杂的长度计算。以下是一种简单的长度计算，对拆分稍作修改即可实现该计算。首先，计算所需的码元总数：

公式6

其中L是分组中未编码字节的总数，M是数据流的个数，而B(i)是流i的每码元未编码字节数。

表示上舍入到最接近的整数。如果有K个使用9Mbps的数据流，并且N_sym为奇数，则重新计算：

公式7

由此，第一数据流中的字节数是其中

表示下舍入到最接近的整数，第二个流中的字节数是依此类推。可对每个流使用字节计数器。一旦达到流的字节限额，即可在顺序拆分中跳过该流。注意，公式6和7都适用于一般的编码器和穿孔器、一般个数的数据流、以及一般个数的服务/报尾比特。注意，系统900仅具有一个长度，因此公式6和7不适用于该系统。

在802.11a/g分组中，信号码元中的长度字段是12比特长，这对应于4095字节的最大分组大小。在MIMO系统中，为维持高有效负荷效率，需要大于4K字节的分组。因此，表示确切的分组长度可能需要比单个信号码元中所能包含的更多的比特。

根据一个实施例，可在传统信号码元中使用伪数据率和伪长度来指示将和MIMO分组占据相同的发射时间的数据率和长度。可使用最低的合法传统数据率(例如，对于802.11a/g是6Mbps)，以允许分组具有最长的持续时间(以6Mbps数据率发射的4096个字节＝5.46毫秒，或者对于最长的有效802.11分组长度，以6Mbps数据率发射的2304个字节＝3.07ms)。

在一个实施例中，对于MIMO信号码元，可使用相对分组长度来代替绝对长度以限制所需比特数。相对长度是在具有相同码元个数的分组中可被发射的字节总数减去实际发射的字节数，或大约为所填充的字节数。如上所述，字节总数可使用分组中的码元数(从传统信号码元来确定)和数据率(被编码在MIMO信号码元中)来计算。

对于共享编码器，确定单个相对长度，并仅在第一个流的MIMO信号码元中发射该相对长度。其它数据流中的长度字段可留作它用。对于单独编码器，可为每个数据流计算相对长度，并单独发射这些相对长度。或者，可为所有数据流计算单个相对长度，并仅在第一数据流中发射该相对长度(即，个别的相对长度可从发射器和接收器之间达成一致的任何字节分配方案的总相对长度得出)。

AGC和信道估算

回到图7A，可使用传统短码元601来进行粗略频率估算、粗略定时估算、以及自动增益控制(AGC)。可使用传统长码元602来进行精细频率估算、精细定时估算、以及信道估算。传统信号码元603可包括防止传统设备重叠在MIMO分组上所需的信息，以及MIMO分组的签名和所发射的数据流个数。可使用已拆分的短码元704A/B来进行分组的MIMO选择的自动增益控制，以及进行天线分集选择(若适用)。可使用已拆分的长码元705A/B来进行MIMO信道估算。MIMO信号码元706A/B可包括发射数据流的长度和调制信息。

因为传统报头612可从一根天线发射，而MIMO报头(包括短码元704A/B、长码元705A/B、以及信号码元706A/B)是从多根天线发射的，所以每根接收天线上的接收功率在传统报头和MIMO报头之间可能会有所改变。在此情形中，可将已拆分的短码元设计成便于AGC调整增益设置，以使对ADC的输入的大小将被适当调整。注意，AGC可对所有接收链使用单个状态机，但每条接收链可根据信号的大小来对其对应的接收信号施加不同的增益。

如有必要，则使用从多根天线接收的已拆分短码元，来联合地进行另外的定时恢复和频率偏移估算。此联合操作可通过组合这多个接收信号来执行。此联合操作还可包括选择最佳信号，并使用该最佳信号来进行定时恢复和偏移估算。

在一个实施例中，可从最佳天线将传统报头612发射到预期的接收器。这表示对于具有M个空间流的系统，从传统报头到MIMO报头的功率增长不超过10*log10(M)。对于非预期的接收器，功率增长可能更高，但是按dB计的平均增长仍然是10*log10(M)。因此，只需要精细增益改变。

所提出的已拆分长码元持续2M个OFDM码元的长度，其中M是空间流的个数。为对每个空间流计算信道估算，可在频域中从这2M个OFDM码元的FFT提取每个流所使用的对应的槽，对它们求平均值并合并。可对频域信道响应施加平滑滤波器以降低估算误差。对于较大的M，2M个OFDM码元上的相位改变可能是很大的。在一个实施例中，可在采取FFT、平均和平滑之前，使用从传统报头获得的精细频率估算，在时域中校正每个OFDM码元的相位。可使用在2M长的码元期间对相位改变(由于精细频率估算的不精确以及相位噪声)的其它测量，在平滑之前正确地将它们对齐。

MIMO信号的检测

可使用数种不同的技术来检测MIMO信号。两种已知的技术是MMSE-LE和MMSE-DFE检测方案。可使用最小均方误差(MMSE)线性均衡(LE)或判定反馈均衡(DFE)算法来分离和检测多个数据流。为注释简单起见，在以下描述中仅考虑一个副载波，其中将对每个副载波重复相同的过程。

假设有M根发射天线和N根接收天线。如果频域发射信号是x，信道是H，噪声是n，而接收信号是y，其中x是M乘1，y和n是N乘1，并且H是N乘M，则：

y＝Hx+n E(nn^*)＝σ²I_N

可以示出，将E‖W^*y-x‖²最小化的MMSE解法W是：

W^*＝(H^*H+σ²I_M)^-1H^* R_e＝σ²(H^*H+σ²I_M)^-1

其中R_e是所得的误差方差矩阵。在MMSE-IE算法中，W^*严格如上计算，并被施加于y以并行地检测所有数据流。

MMSE-DFE检测算法使用两个步骤(1)和(2)来执行连续的消去。在步骤(1)中，可计算调零矢量。计算调零矢量进而可包括三个步骤(a)、(b)和(c)。在步骤(a)中，可计算R_e的对角元并找到最小元。最小元对应于具有最佳信号质量的发射天线。在步骤(b)中，可计算W^*的对应行。这将是所选择的发射天线的调零矢量。在步骤(c)中，可检测H中的对应列，并将M递减1。可重复步骤(a)、(b)和(c)直至M＝0。

在步骤2中，可检测多个数据流。步骤2进而可包括四个步骤(d)、(e)、(f)和(g)。在步骤(d)中，可将y乘以最佳发射天线的调零矢量，由此生成最佳发射天线的原始判定。在步骤(e)中，可将H的对应列乘以此原始判定，并从y减去所得的结果。在步骤(f)中，可对次最佳发射天线重复步骤(d)和(e)，直至所有天线都被解码。在步骤(g)(可任选)中，可使用数据判定来执行受判定指导的反馈信道估算更新。

注意，原始判定可以是硬判定或软判定，其中硬判定仅仅是最靠近经信道校正的接收码元的星座点，而软判定是若干可能性最大的星座点的加权和(权重与每个星座的似然性成正比)。

维特比槽加权

在一个实施例中，在接收器处检测到已卷积编码的数据流之后，可使用维特比解码器来对其解码。对于频率选择性衰落的信道，信号在不同频率槽中的可靠性可能是不同的。因此，在维特比峰值度量计算中，可对来自好槽的数据比特赋予较多的权重，并对来自坏槽的数据比特赋予较少的权重。在一个实施例中，最优槽权重可与SNR(信噪比)成正比。

在仅发射一个数据流的802.11a/g中，在假定噪声在各个槽上是加性高斯白噪声的情况下，SNR可由信道幅度的平方来逼近。但是，在实际的系统中，由于信道估算误差、相位噪声和量化噪声，SNR的增长通常比信道幅度的增长要慢。因此，在一个实施例中，可使用信道幅度来进行槽加权。

在MIMO系统中，在假定某个噪声功率密度的情况下，可计算每个发射数据流的检测SNR。类似地，可使用两种不同的方法来确定维特比槽加权。在第一实施例中，可使维特比槽权重与检测SNR成正比。在第二实施例中，可使维特比槽权重与检测SNR的平方根成正比。

对于MMSE-DFE，从MMSE公式计算所得的检测SNR不包括误差传播的影响，由此导致对稍后检测的数据流的过优检测SNR。这一过优的检测SNR会降低解码器的性能，这是人们所不希望的。

为改善解码器的性能，可将误差传播的影响包括在噪声项中来进行SNR计算。以下是计算第二和第三数据流的有效噪声项的示例：

{\tilde{σ}}_{2}^{2} = σ_{2}^{2} + {| w_{2}^{*} h_{1} |}^{2} \cdot σ_{1}^{2}

{\tilde{σ}}_{3}^{2} = σ_{3}^{2} + {| w_{3}^{*} h_{2} |}^{2} \cdot σ_{2}^{2} + {| w_{3}^{*} h_{1} |}^{2} \cdot σ_{1}^{2}

其中，σ_m ²是原始噪声项，w_m是调零矢量，h_m是信道，而

是第m个数据流的有效噪声项。

对不同固有噪声电平的补偿

以上对MMSE检测器的推导是基于噪声功率在y的各分量上相同这一假定。因为接收器链中有不同的固有噪声电平和/或增益设置，所以这一假定在实际的系统中一般不为真。因此，可如下将述地修改该公式。

y＝Hx+n，

在AGC之后，接收信号变为

其中σ_n ²是固有噪声电平，而g_n分别是第n根接收天线上的幅度增益。

是信道估算，因为信道是在AGC之后才估算的。

为了应用MMSE解法，应将噪声方差按比例缩放到相同的值。为此，令K＝min_n(g_nσ_n)，并定义缩放矩阵

经缩放的信道是

H_{eq} = Π \cdot \tilde{H},

而所得的噪声方差是

σ_{eq}^{2} = K^{2},

它在所有接收天线上恒定。此时，可使用H_eq和σ_eq ²来计算调零矢量W_eq ^*。

应对

y_{eq} = Π \cdot \tilde{y}

施加W_eq ^*。作为为每个码元缩放

的替代，优选计算

{\tilde{W}}^{*} = W_{eq}^{*} \cdot Π

一次，并直接对

施加

对于MMSE-DFE，使用和

来进行连续的消去。不需要进行任何缩放。

图11示出一种可修改多条接收器链的频道校正的接收器1100的一部分。在接收器1100中，可变增益放大器1101从天线接收无线信号(包括相关联的信道信息)，并将它们经放大的输出提供给信道反转块1102来进行处理。自动增益控制(AGC)块1103可为可变增益放大器1101生成AGC控制值。信道反转块1102可接收这些AGC控制值以及固有噪声电平(也由AGC块1103生成)以计算适当的信道校正。可将此信道校正提供给AGC 1103以调整AGC控制值。

对相位误差的补偿

由于发射器和接收器之间的信道中有相位噪声、残余频率偏移、感生相位误差、和/或多普勒变化，所以有效信道矩阵H的相位在整个分组上会缓慢改变。为对这些效应建模，可将有效信道写为Λ_r·H·Λ_t，其中

Λ_{r} = diag ([\begin{matrix} e^{j θ_{r} (1)} & e^{j θ_{r} (2)} & \cdot \cdot \cdot & e^{j θ_{r} (N)} \end{matrix}]),

而

Λ_{t} = diag ([\begin{matrix} e^{j θ_{t} (1)} & e^{j θ_{t} (2)} & \cdot \cdot \cdot & e^{j θ_{t} (N)} \end{matrix}])

分别捕捉N根接收天线和M根发射天线处的相位变化。对应的均衡矩阵是Λ_t ^*·W^*·Λ_r ^*，当相位估算可用时，该矩阵能很容易地被修改。

如上所述，可使用允许联合的、每发射链的、或每发射-接收对的导频跟踪的不同的导频方案。对于联合导频跟踪，仅为所有发射和接收链估算一个公共相位偏移，即Λ_t和Λ_r缩灭为标量e^jθ。对均衡矩阵的修改仅仅是乘以标量e^-jθ。

对于每发射链的导频跟踪，可估算每个发射数据流的一个相位估算，即Λ_t和Λ_r缩灭为一个Λ_t。因此，可将均衡矩阵修改为Λ_t ^*·W^*。如有必要，可在各发射链上对相位估算求平均值以获得一个公共相位，并将其作为标量来应用。平均值可从角度的平均值得到，

θ = \frac{1}{M} \underset{M}{Σ} θ_{t} (m),

或可从平均值(等效地，和)的角度得到，

θ = angle (\underset{m}{Σ} e^{j θ_{t} (m)}) .

对于每发射-接收对的导频跟踪，首先导出经正交组合和相位校正的导频(见公式4)。在第一实施例中，可从这些导频估算信道矩阵H的每个元的相位偏移θ_n，m(1≤m≤M，1≤n≤N)，并将相位偏移转换为θ_t(m)(1≤m≤M)和θ_t(n)(1≤n≤N)。

注意以下映射关系：

其中，1_N是全部为1的N乘1矢量，I_N是大小为N的单位矩阵，θ_r＝[θ_r(1) θ_r(2) … θ_r(N)]^T是N个接收器处的相位矢量，而θ_m＝[θ_1，m θ_2，m … θ_N，m]^T是矩阵H的第m列的相位矢量。伪反转是发射器和接收器处的相位的最小平方(LS)，它仅取决于发射和接收天线的数目，因此可被离线地计算。

在此可解决两个实现问题。首先，不应允许Θ₂中的角度一个码元一个码元地卷绕2π，因为在Θ₂中2π的变化并不导致Θ₁中2π的变化。为将Θ₂展开，要通过加上或减去2π来将当前码元和前一码元之间的Θ₂中的变化调整到(-π，π)之内，并将其加到先前的Θ₂上。

第二，如果Θ₂中的一些角度是不可靠的(例如，矩阵信道中的弱分量)，则解可能也是不稳定的。解是在构造价值函数时根据Θ₂中的分量的可靠性对这些分量加权，并求解加权的LS问题，即，将‖Г(A·Θ₁-Θ₂)‖²＝‖ГA·Θ₁-ГΘ₂‖²最小化，而不是将‖A·Θ₁-Θ₂‖²最小化，其中Г是带加权因子的对角矩阵。解由此变为：

Θ₁＝pinv(ГA)·ГΘ₂

应对可靠性较高的分量进行较重的加权，并对可靠性较低的分量进行较轻的加权。可靠性的一个度量是信道分量的幅度。权重可由最大值归一化，并且如有必要，为简单起见，权重可被量化为离散的等级。

如有必要，可在各接收天线上对所有发射-接收天线对的估算相位偏移求平均值，以获得每根发射天线一个相位估算，

θ_{t} (m) = \frac{1}{N} \underset{n}{Σ} θ_{n, m},

或在所有发射和接收链上求平均值，以获得一个公共的相位估算，

θ = \frac{1}{MN} \underset{n, m}{Σ} θ_{n, m} .

在第二实施例中，θ_t和θ_r可从经正交组合和信道校正的导频v_n，m，k(见公式4)的组合导出。各导频槽和接收天线上的和的角度是每根发射天线的偏移，

θ_{t} (m) = angle (\underset{n, k}{Σ} v_{n, m, k}) .

各发射天线上的和的角度是每根接收天线的偏移，

θ_{r} (n) = angle (\underset{m, k}{Σ} v_{n, m, k}) .

计算所有发射和接收天线上的和的角度

θ = angle (\underset{n, m, k}{Σ} v_{n, m, k}),

并从发射偏移和接收偏移都减去该角度的一半以消除偏差，θ_t(m)＝θ_t(m)-θ/2，以及θ_r(m)＝θ_r(m)-θ/2。

如有必要，仅计算并应用每条发射链的偏移，

θ_{t} (m) = angle (\underset{n, k}{Σ} v_{n, m, k}) .

或者，仅计算并应用所有发射和接收链上的公共相位偏移，

θ = angle (\underset{n, m, k}{Σ} v_{n, m, k}) .

对于连续的残余频率偏移校正，使用所有发射和接收链上的公共相位偏移θ，因为它捕捉到由于残余频率偏移而产生的公共相位偏移，并抑制了由于相位噪声而产生的波动。

闭环发射优化

如果MIMO发射器对MIMO信道有所知，就能够优化发射方案，包括要发射的数据流的个数，对每个流所使用的数据率，对每个流所使用的副载波，发射天线的选择、每根天线的发射功率，等等。这些优化提高了MIMO系统的健壮性和吞吐量。

回到图3，在第一实施例中，接收器304可访问信道的质量，并将该信息反馈给发射器301。该信息或可为信道信息的格式(例如，信道估算或检测导频EVM)，或可为推荐发射方案的格式。注意，可从经信道校正的导频和已知的干净的导频计算检测导频EVM，由此它可以是信号质量很好的度量。可使用两个不同的分组来发回信道信息：标准RTS/CTS交换中的CTS分组、以及ACK分组。

在第二实施例中，发射器301可使用从接收器304接收的分组来估算信道。假定了此方案的互易性，其中对于上行链路和下行链路，两边都使用了相同的天线。因此，发射器301可基于估算所得的信道来确定最佳发射方案。

注意，在高空间维度的信道中可支持较多的数据流，而在底维度的信道中可支持较少的数据流。可使用的最优数据流个数是基于MIMO信道估算的维度来确定的。对于无发射分集的系统，从所有可用发射天线中选择相同个数的具有最佳信道的发射天线。

对于有发射分集的系统，可对每个数据流进行适当的相移，并同时从多根天线发射这些数据流以构成合并的波束(称为发射波束成形(TxBF))。可使用2003年10月8日提交的题为“Apparatus and Method of Multiple Antenna TransmitterBeamforming of High Data Rate...Signals(高数据率...信号的多天线发射器波束成形的装置和方法)”的美国专利申请第10/682,381号，以及2003年10月8日提交的题为“Apparatus and Method of Multiple Antenna Receiver Combining of Higj DataRate Wideband Signals(高数据率宽带信号的多天线接收器组合的装置和方法)”的美国专利申请第10/682,787号中所描述的技术来执行每个数据流的BF过程，这两个专利申请的内容通过引用被包含于此。

一般而言，要将不同的数据流朝向接收天线进行波束成形以提高接收SNR。此技术对于有很重的下行链路话务量的系统中的接入点特别有用。可通过发射1个以上M个以下的独特数据流、并使用余下的天线来冗余地对发射编码，并将发射朝预期的方向波束成形来将发射波束成形与高数据率MIMO组合。

在离散多音(DMT)技术中，每个副载波的功率和调制类型可基于信道估算来确定。与有不良信号质量的副载波相比，有良好信号质量的副载波使用较多的功率和较高的调制等级。

接收器选择分集

由于成本和功耗的约束，MIMO接收器可具有的接收器链的数量通常是有限的。相反，RF天线的成本要低得多。因此，具有多于接收器链的接收天线，并能动态地选择最佳接收天线是合乎需要的。动态选择接收天线的这一能力带来了分集增益，并提高了系统的健壮性。为降低复杂性和切换损耗，在一个实施例中，将RF天线分为和接收器链的数量相同个数的组。每个天线组通过开关连接到其对应的接收器链。

在第一实施例中，可使用快速天线分集。在快速天线分集中，每条接收器链可迅速对其所连接的RF天线上的信号强度进行采样，并选择具有最强信号的天线。

在第二实施例中，选择准则是基于检测SNR。可对所有RF天线进行信道估算。对于接收天线每个可能的组合，可对所有发射数据流计算检测SNR。然后可在所有可能的天线组合上比较最小SNR。可选择给出最大的最小SNR的那组天线。

数据率自适应

MIMO系统的数据率自适应比传统802.11a/g系统的数据率自适应更难。具体而言，需要隐式反馈(利用互易性)或显式反馈(使用显式消息)来访问从每根发射天线出发的信道的质量。

这一反馈可具有不同的细节等级。在最粗略的等级，可使用单个确认来指示所有流中的所有数据都是正确的。这甚至会使对所有流有相同数据率的方案变得困难，因为很难确定能够支持的发射流的个数、以及哪些是最优的发射流。

下一个反馈等级是每个数据流的个别确认。这一确认技术可允许每个流上的独立速率自适应调整，尽管确定最优发射天线和所支持的数据流的个数可能是困难的。

在又一个反馈等级中，预期的接收器可在信道估算前同步码和/或分组数据部分期间对传入分组执行信道估算。这些估算可确定每个频率/发射天线对的个别SNR，或可将该信息聚合成发射器用来调整其速率的成批的每天线的值。中间解法是仅确定并报告缩减的一组频率槽(诸如导频音频率的频率槽等)的SNR。

在一个实施例中，预期的接收器可基于其接收来确定应当使用的最佳数据率，并在ACK中向发射器发送这些数据率。发射器对ACK解码，检索数据率，并将这些数据率应用于发往该用户的下一个分组。该信息可包括每个流的数据率信息，或单个数据率及可支持该数据率的发射天线的列表，或单个数据率及可支持该数据率的发射天线的个数。

在另一个实施例中，发射器从预期的接收器所发送的特殊MIMO ACK来估算预期的接收器所见的信道。为确保互易性，预期的接收器将使用它将用来接收的所有天线来发送该ACK。该ACK仅包含传统的前同步码和MIMO前同步码，而不包含任何数据码元。发射器在需要更新数据率自适应调整参数时可请求该特殊ACK，或可一直使用该ACK。(注意，可使用丢失分组的统计数据作为缓慢调整数据率的辅助手段。)

数据率调整信息，特别是如果采用显式的一个或一组数据率的形式，必须随时间推移或随失败的发射来老化，以允许数据率在由于变化的信道条件而产生多次失败的情况下有所下降。

聚合、多校验和以及部分ACK

MIMO报头大大地增加了分组额外开销。另一方面，为发射相同字节数的信息，MIMO分组通常需要少得多的数据码元。因此，MIMO分组的总效率要比相同大小的传统分组的效率低得多。

在一个实施例中，为保持MIMO数据发射系统所提供的高数据率的好处，将仅以MIMO格式发射大小超过某个最小阈值的分组。可使用分组聚合来增加分组的大小，其中数个较小的数据分组被聚合为一个大的“超”分组。

在802.11a/g中，在分组的尾部添加CRC校验和，并将其传递给物理层。接收器MAC检查维特比解码器的输出中的CRC出错，以确定该分组是否被正确接收。在高数据率的MIMO系统中，分组中的数据字节数通常大得多，从而可如前所述地提高效率。这些长分组的出错概率通常较高，因此重新发射这些分组的成本也较高。

为克服这一问题，可使用两种方法中的一种在每个MIMO分组中包括多个校验和。使用第一种方法，为每个预聚合的分组指定各个校验和。使用第二种方法，可将后聚合的超分组分成等长的部分，并为每个部分计算校验和，并将其插入到该部分之后。

在接收器处(并且在解码器之后)，可为每个分组/部分检查校验和以确定是否正确接收该分组/部分(例如，使用确认比特矢量)。如果至少有一个分组/部分被正确接收，则接收器可向发射器发送部分ACK，以表示哪些分组/部分被正确接收。然后发射器仅需重试失败的分组/部分。为降低MAC的复杂性，MAC可选择在有任何子分组出错的情况下重新发射所有子分组。注意，MAC仍可为速率调整目的而使用确认比特矢量中的各个比特。

尽管本文中已参考附图详细描述了示意性实施例，但是应当理解，本发明并不限于那些精确的实施例。也不旨在使它们成为穷尽性的或是将本发明限于所公开的精确形式。同样，许多修改和变更方案对本领域技术人员将是显见的。

例如，图12是示出数种发射器/接收器天线配置在相对距离上的数据率的图表1200。在图表1200中，线1201表示3天线发射器和3天线接收器配置(3×3)，线1202表示2×3配置，而线1203表示2×2配置。注意，所选择的天线配置可为峰值数据率和健壮性之间的折衷。由此，在一个实施例中，可基于经济考虑而选择由线1202所表示的2×3配置。

注意，可向MIMO-SM以及MIMO-AG添加“turbo”模式。这一turbo模式是指更宽的信道带宽，它在2003年2月14日提交的题为“Receiving and TransmittingSignals Having Multiple Modulation Types Using Sequencing Interpolator(使用定序内插器来接收和发射具有多种调制类型的信号)”的美国专利申请第10/367,527号，以及2003年11月6日提交的题为“Multi-Channel Binding In Data Transmission(数据发射中的多信道绑定)”的美国专利申请第10/XXX,XXX号中描述，这两个申请的内容都通过引用而被包含于此。一般而言，turbo模式可通过(1)双重计时或(2)信道接合(即，将两个常规的20MHz信道、以及还可能有它们之间的间隙一起使用)来实现。双重计时产生和普通模式相同的副载波结构，但每个副载波是两倍宽。信道接合维持每个副载波的宽度，但增加副载波的个数。信道接合的一个具体示例是，使用从-58到-2、以及+2到+58的114个单音，其中不使用靠近DC的三个单音(-1，0，1)。

注意，上述MIMO系统的所有实施例都适用于turbo模式。

图13是示出各种turbo和非turbo天线配置在相对距离上的数据率的图表1300。如图表1300中所示，turbo MIMO-SM提供高达216Mbps的数据率。但是，turbo MIMO-AG实际上可比MIMO-SM高不到60Mbps。

由此，旨在使本发明的范围由所附权利要求书及其等效技术方案来定义。

Claims

1.一种用于多输入多输出分组的时分训练模式，所述模式包括：

由第一天线发射的短码元；

在所述短码元的发射之后由所述第一天线发射的第一长码元；

在所述第一长码元的发射之后由所述第一天线发射的传统信号码元；

在所述传统信号码元的发射之后由第二天线发射的第二长码元；以及

与在所述第二长码元的发射之后由所述第一天线和所述第二天线实质上同时发射的多输入多输出数据相关联的信号码元。

2.一种用于多输入多输出分组的模式，所述模式包括：

由第一天线和第二天线发射的短码元，所述短码元在预定的一组短槽之间被拆分，其中所述第一天线与第一组短槽相关联，且所述第二天线与第二组短槽相关联；

在所述第二短码元的发射之后由所述第一天线和所述第二天线实质上同时发射的长码元，所述长码元与第一组长槽和第二组长槽相关联，其中所述第一天线在使用所述第二组长槽之前使用所述第一组长槽来发射，并且其中所述第二天线在使用所述第一组长槽之前使用所述第二组长槽来发射；以及

与由所述第一天线和所述第二天线实质上同时发射的多输入多输出数据相关联的信号码元。

3.如权利要求2所述的模式，其特征在于，

所述第一组短槽包括-24、-16、-8、4、12、20，并且

所述第二组短槽包括-20、-12、-4、8、16、24。

4.如权利要求2所述的模式，其特征在于，

所述第一组短槽包括-24、-16、-8、8、16、24，并且

所述第二组短槽包括-20、-12、-4、4、12、20。

5.如权利要求2所述的模式，其特征在于，

所述第一组长槽包括-26、-24、...、-2、1、3、...25，并且

所述第二组长槽包括-25、-23、...-1、2、4、...26。

6.如权利要求2所述的模式，其特征在于，

所述第一组长槽包括-26、-24、...、-2、2、4、...26，并且

所述第二组长槽包括-25、-23、...-1、1、3、...25。

7.如权利要求2所述的模式，其特征在于，还包括为所述短槽的至少两种拆分模式计算峰均比(PAR)的值，并使用具有最低PAR值的拆分模式。

8.如权利要求2所述的模式，其特征在于，还包括为所述长槽的至少两种拆分模式计算峰均比(PAR)的值，并使用具有最优PAR值的拆分模式。

9.如权利要求2所述的模式，其特征在于，所述短码元使用24个槽。

10.如权利要求2所述的模式，其特征在于，所述第一组短槽和所述第二组短槽使用不同的频移。

11.如权利要求10所述的模式，其特征在于，如果所述模式是使用每N个槽中的1个，则频移模式可包括1到最多N-1个槽。

12.如权利要求2所述的模式，其特征在于，所述短码元使用12个槽。

13.如权利要求2所述的模式，其特征在于，在所述短码元和长码元之前还包括传统报头，所述传统报头包括：

由所述第一天线发射的传统短码元；

在所述传统短码元的发射之后由所述第一天线发射的传统长码元；以及

在所述传统长码元的发射之后由所述第一天线发射的传统信号码元。

14.如权利要求13所述的模式，其特征在于，所述第一天线是使用一组天线来实现的。

15.如权利要求14所述的模式，其特征在于，在所述第一组天线的槽上施加复权重，由此缓解波束成形效应。

16.如权利要求15所述的模式，其特征在于，所述复权重包括相移或相幅中的至少一个，并且其中，缓解波束成形效应产生实质上全向的发射。

17.如权利要求13所述的模式，其特征在于，还包括在所述传统报头之后发射的编码码元，用于指示正在发射的是多输入多输出分组。

18.如权利要求17所述的模式，其特征在于，所述编码码元至少指示发射数据流的个数。

19.如权利要求17所述的模式，其特征在于，所述编码码元包括所述与多输入多输出(MIMO)数据相关联的信号码元。

20.如权利要求19所述的模式，其特征在于，所述编码码元包括翻转的导频音，其中所述翻转的导频音与本该在该位置出现的常规码元的单音不同。

21.一种在传统设备的环境中发送多输入多输出分组的方法，所述方法包括：

将传统信号码元中保留的一组比特设置为预定值，由此指示正在发射的是多输入多输出信号。

22.一种在传统设备的环境中发送多输入多输出(MIMO)分组的方法，所述方法包括：

使用传统信号码元中的一组比特来指示与所述MIMO分组相关联的信息。

23.如权利要求22所述的方法，其特征在于，所述的一组比特包括所述传统信号码元的长度字段的多个最低位比特。

24.如权利要求22所述的方法，其特征在于，所述信息包括与所述MIMO分组相关联的流的个数。

25.一种在传统设备的环境中发送多输入多输出(MIMO)分组的方法，所述方法包括：

对传统信号码元中的一组比特执行‘模’运算，以指示与所述MIMO分组相关联的信息。

26.如权利要求25所述的方法，其特征在于，所述信息包括流的个数。

27.一种跟踪和校正多输入多输出信号的多个接收数据码元的相位变化的方法，所述方法包括：

将多个导频槽插入每个数据码元中。

28.如权利要求27所述的方法，其特征在于，还包括在所述多个导频槽上使用模式来增加相移。

29.如权利要求28所述的方法，其特征在于，还包括在所述多个导频槽上旋转所述相移的模式。

30.如权利要求29所述的方法，其特征在于，旋转包括在所述多个导频槽上循环地旋转所述模式。

31.如权利要求28所述的方法，其特征在于，将四个导频槽以[1 1 1 -1]*p_l的格式插入到每个数据码元中，其中[1 1 1 -1]是所述的四个导频槽上的模式，且p_l是码元l的导频极性。

32.一种跟踪和校正多输入多输出(MIMO)信号的多个接收数据码元的相位变化的方法，所述方法包括：

在M个数据码元长的任何间隔上，提供各数据流上的正交模式。

33.如权利要求32所述的方法，其特征在于，提供正交模式符合以下公式：

\frac{1}{M} Σ_{l = k}^{k + M - 1} q_{m} (l) q_{n}^{*} (l) = δ_{mn}

其中M表示发射数据流的个数，m表示流，k表示M个正交数据码元的开始索引，l表示MIMO码元的索引，并且δ_mn对于m＝n等于1，或对于m≠n等于0。

34.如权利要求33所述的方法，其特征在于，对于M个发射数据流，则流m的调制模式为

q_{m} (l) = e^{j \frac{2 π}{M} (m - 1) l},

其中1≤m≤M且l≥0。

35.一种在各个流上进行联合导频跟踪的方法，所述方法包括：

基于信道估算和已知导频模式来估算每个导频槽中的接收信号，

其中接收器n上在导频槽K中的接收信号由下式表示：

y_{n, k} = \underset{m}{Σ} H_{n, m, k} e^{jθ} \cdot s_{m, k} + n_{n, k}

其中，s_m，k是流m的导频码元，θ是公共相位偏移，H_n，m，k是信道响应，而n_n，k是噪声，

其中，公共相位偏移由下式表示：

θ = angle (\underset{n, k}{Σ} y_{n, k} \cdot {(\underset{m}{Σ} {\hat{H}}_{n, m, k} s_{m, k})}^{*})

其中

是信道估算。

36.一种对每条发射链进行导频跟踪的方法，所述方法包括：

对导频槽应用MIMO检测算法以检测导频

其中

{\hat{s}}_{m, k} \approx s_{m, k} \cdot e^{j θ_{t} (m)},

其中θ_t(m)是流m的相位偏移；以及

对每个数据流的各导频槽上的已解码导频与理想导频之间的相位差求平均值，以生成相位估算

{\hat{θ}}_{t} (m) = angle (\underset{k}{Σ} {\hat{s}}_{m, k} \cdot s_{m, k}^{*}) .

37.一种对每条发射/接收链进行导频跟踪的方法，所述方法包括：

以正交模式来调制导频极性序列，由此为每条发射/接收链单独估算相位，

其中，如果发射数据流的个数是M，则流m的调制模式可由

q_{m} (l) = e^{j \frac{2 π}{M} (m - 1) l}

表示，其中1≤m≤M，其中l≥0是所述MIMO码元的索引。

38.如权利要求37所述的方法，其特征在于，还包括通过在多个导频槽上求平均值来估算接收天线n上的流m的相位偏移，所述偏移由下式表示

θ_{n, m} = angle (\underset{k}{Σ} v_{n, m, k}) = angle (\underset{k}{Σ} \underset{l}{Σ} y_{n, k} (l) \cdot r_{m, k}^{*} (l) \cdot H_{n, m, k}^{*}) .

39.一种拆分源数据比特以构成多输入多输出信号的方法，所述方法包括：

向源数据比特添加比特以初始化和终止编码器，由此创建经修改的源数据比特；

将所述经修改的源数据比特提供给所述编码器，由此创建已编码的源数据比特；

将所述已编码的源数据比特拆分为M个数据流。

40.一种拆分源数据比特以构成多输入多输出信号的方法，所述方法包括：

将所述源数据比特拆分为M个数据流；以及

向所述M个数据流添加比特以初始化和终止M个编码器，由此创建M个经修改的数据流。

41.如权利要求40所述的方法，其特征在于，还包括选择比特的总数，以使在所述M个数据流中的每一个流的码元上进行拆分时，每个数据流中的码元数实质上相等。

42.一种拆分源数据比特以构成多输入多输出信号的方法，所述方法包括：

将所述已编码的源数据比特提供给穿孔器，由此创建经穿孔的源数据比特；以及

将所述经穿孔的源数据比特拆分为N个数据流。

43.一种使用传统信号码元来指示多输入多输出(MIMO)分组的长度的方法，所述传统信号码元包括数据率字段和长度字段，所述MIMO分组的长度比使用所述长度字段所能表示的长度要长，所述方法包括：

使用所述数据率字段和所述长度字段来表示所述MIMO分组的长度。

44.如权利要求43所述的方法，其特征在于，使用所述数据率字段和所述长度字段包括，在所述数据率字段中提供伪数据率值，并在所述长度字段中提供伪长度值。

45.如权利要求44所述的方法，其特征在于，所述伪数据率值是最低传统数据率，且所述伪长度值是表示发射持续时间的实际传统长度。

46.如权利要求43所述的方法，其特征在于，所述MIMO分组的MIMO信号码元包括相对分组长度。

47.一种用于多输入多输出(MIMO)分组的模式，所述模式包括：

传统报头，包括第一多个短码元，用于确定所述传统报头的接收的自动增益控制；以及

MIMO报头，包括第二多个短码元，用于帮助对所述MIMO报头的接收的自动增益控制。

48.一种用于多输入多输出(MIMO)分组的模式，所述模式包括：

由多根天线发射的第一短码元，所述第一短码元在预定的一组短槽之间被拆分，其中所述多根天线中的每一根与所述短槽的一个子集相关联，

其中，所述第一短码元用于进行MIMO分组的自动增益控制，所述MIMO分组包括所述第一短码元。

49.如权利要求48所述的模式，其特征在于，所述MIMO分组还包括第一长码元，所述模式还包括：

由所述多根天线实质上同步发射的所述第一长码元，所述第一长码元与若干组长槽相关联，其中每根天线使用不同次序的若干组长槽来发射，

其中，所述第一长码元用于进行MIMO信道估算。

50.如权利要求49所述的模式，其特征在于，

所述多根天线包括第一天线和第二天线，

所述第一短码元在所述传统信号码元的发射之后由所述第一天线和所述第二天线发射，所述第一天线与第一组短槽相关联，且所述第二天线与第二组短槽相关联，

所述第一长码元由所述第一天线和所述第二天线实质上同时发射，所述第一长码元与第一组长槽和第二组长槽相关联，其中所述第一天线在使用所述第二组长槽之前使用所述第一组长槽来发射，并且其中所述第二天线在使用所述第一组长槽之前使用所述第二组长槽来发射。

51.如权利要求49所述的模式，其特征在于，还包括：

在所述第一短码元和所述第一长码元之后由所述第一天线和所述第二天线实质上同时发射的与MIMO相关联的信号码元。

52.如权利要求49所述的模式，其特征在于，还包括：

第二短码元；

第二长码元；

传统信号码元，

其中所述第二短码元用于进行传统报头的自动增益控制，其中所述传统报头包括所述第二短码元、所述第二长码元、以及所述传统信号码元，并且其中所述传统报头是在所述MIMO报头之前发射的。

53.一种用于多输入多输出(MIMO)分组的模式，所述模式包括：

传统报头，包括第一多个长码元，用于进行传统设备的信道估算；以及

MIMO报头，包括第二多个长码元，用于进行MIMO设备的信道估算。

54.一种用于多输入多输出(MIMO)分组的模式，所述模式包括：

由多根天线发射的第一长码元，所述第一长码元由所述多根天线实质上同时发射，所述第一长码元与若干组长槽相关联，其中每根天线使用不同次序的若干组长槽来发射，

其中，所述第一长码元用于进行MIMO分组的MIMO信道估算，所述MIMO分组包括所述第一长码元。

55.如权利要求54所述的模式，其特征在于，2个20MHz的流的长序列是

L_-26:26＝{-1 1 -1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 1 -1 1 -1 1 -1 -1 1 1 1 -1 1 1 0 -1 1 1 -1 -1 1 -1 -11 -1 -1 1 -1 -1 1 1 1 1 -1 1 1 1 1 1 1 1}，其中第一单音组是[-26:2:-2 2:2:26]73dB，且第二单音组是[-25:2:-1 1:2:25]。

56.如权利要求54所述的模式，其特征在于，3个20MHz的流的长序列是

L_-26:26＝{-1 -1 1 1 1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 1 1 1 1 -1 -1 1 0 1 -1 -1 -1 1 -1 1 -11 -1 1 1 -1 1 -1 -1 1 1 -1 1 1 -1 1 -1 -1 1}，其中第一单音组是[-26:3:-2 2:3:26]，第二单音组是[-25:3:-1 3:3:24]，且第三单音组是[-24:3:-3 1:3:25]。

57.如权利要求54所述的模式，其特征在于，4个20MHz的流的长序列是

L_-26:26＝{-1 1 1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 1 -1 1 1 -1 1 -1 -1 -1 1 1 1 -1 1 0 1 1 20:-1 1 -1 -1 1-1 -1 -1 -1 1 -1 -1 -1 1 1 1 1 -1 1 1 -1 1 1 1}，其中第一单音组是[-26:4:-2 3:4:23]，第二单音组是[-25:4:-1 4:4:24]，第三单音组是[-24:4:-4 1:4:25]，且第四单音组是[-23:4:-3 2:4:26]。

58.如权利要求54所述的模式，其特征在于，一个40MHz的流的示例性长序列是

L_-58，+58＝{-1 1 1 1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 1 1 -1 1 1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 1 1 -1 -1 1 1-1 -1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 -1 1 -1 -1 1 1 -1 1 1 1 0 0 0 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1-1 -1 -1 1 1 1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 1 -1 -1 1 -1 1 -1 1 -1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 -1 -1 -1 1 -1 1-1 1- 1 1 1 -1 1 -1 -1 1 -1 1 1 1}

59.如权利要求54所述的模式，其特征在于，两个40MHz的流的示例性长序列是

L_-58，+58＝{-1 1 1 1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 1 -1 1 1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 1 1 -1 -1 1 1-1 -1 -1 1 -1 1 -1 1 1 1 -1 -1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1 1 -1 1 0 0 0 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1-1 -1 -1 -1 1 1 1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 1 -1 1 1 -1 1 -1 1 -1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 -1 -1 -1 -1 -11 -1 1 1 1 1 -1 1 1 -1 1 -1 1 1 1}

其中，第一单音组是[-58:2:-2 2:2:58]，且第二单音组是[-57:2:-3 3:2:57]。

60.如权利要求54所述的模式，其特征在于，三个40MHz的流的示例性长序列是

L_-58，+58＝{-1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 1 1 1 11 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 0 0 0 -1 -1 -1 -1 -1-1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 -1 -1 -1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 11 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 -1 -1 -1}

61.如权利要求54所述的模式，其特征在于，四个40MHz的流的示例性长序列是

L_-58，+58＝{-1 1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 1 1 -1 1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 -1 1 -1 -1-1 -1 1 1 -1 -1 -1 1 1 1 1 -1 1 -1 -1 1 -1 1 1 1 1 1 -1 -1 -1 1 0 0 0 -1 1 1 -1 -1 -1 -1-1 1 1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 -1 -1 1 1 1 1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 11 -1 1 1 -1 -1 1 -1 1 -1 -1 1 1}

其中，第一单音组是[-58:4:-2 5:4:57]，第二单音组是[-57:4:-5 2:4:58]，第三单音组是[-56:4:-4 3:4:55]，且第四单音组是[-55:4:-3 4:4:56]。

62.如权利要求54所述的模式，其特征在于，所述MIMO分组还包括第一短码元，所述模式还包括：

由所述多根天线发射的所述第一短码元，所述第一短码元在预定的一组短槽之间被拆分，其中所述多根天线中的每一根与所述短槽的一个子集相关联，

其中，所述第一短码元用于进行所述MIMO分组的自动增益控制，所述MIMO分组包括所述第一短码元。

63.如权利要求62所述的模式，其特征在于，

所述多根天线包括第一天线和第二天线，

在所述传统信号码元的发射之后，所述第一短码元由所述第一天线和所述第二天线发射，所述第一天线与第一组短槽相关联，并且所述第二天线与第二组短槽相关联；

所述第一长码元由所述第一天线和所述第二天线实质上同时发射，所述第一长码元与第一组长槽和第二组长槽相关联，其中所述第一天线在使用所述第二组长槽之前使用所述第一组长槽来发射，并且其中所述第二天线在使用所述第一组长槽之前使用第二组长槽来发射。

64.如权利要求63所述的模式，其特征在于，还包括：

65.一种对多输入多输出(MIMO)发射的多个已编码数据流解码的方法，所述方法包括：

对于解码，对来自好槽的数据比特进行比对来自坏槽的数据比特更重的加权。

66.如权利要求65所述的方法，其特征在于，所述槽权重与信噪比(SNR)成比例。

67.如权利要求65所述的方法，其特征在于，所述槽权重与信噪比(SNR)的平方根成正比。

68.如权利要求67所述的方法，其特征在于，加权影响维特比分支度量计算。

69.如权利要求68所述的方法，其特征在于，所述槽权重与信噪比(SNR)成正比。

70.如权利要求68所述的方法，其特征在于，所述槽权重与信噪比(SNR)的平方根成比例。

71.如权利要求65所述的方法，其特征在于，还包括基于以下计算第二和第三个流的有效噪声项的公式来确定误差传播的影响：

{\tilde{σ}}_{2}^{2} = σ_{2}^{2} + {| w_{2}^{*} h_{1} |}^{2} \cdot σ_{1}^{2}

{\tilde{σ}}_{3}^{2} = σ_{3}^{2} + {| w_{3}^{*} h_{2} |}^{2} \cdot {\tilde{σ}}_{2}^{2} + {| w_{3}^{*} h_{1} |}^{2} \cdot σ_{1}^{2}

其中，σ_m ²是原始噪声项，w_m是调零矢量，h_m是信道，而

是第m个数据流的有效噪声项。

72.一种修改多条接收器链的信道校正的方法，所述方法包括：

接收所述多条接收器链的信道估算；

基于噪声电平和自动增益控制值来计算所述多条接收器链的增益调整值；以及

将所述增益调整值施加于所述多条接收器链。

73.一种为多输入多输出(MIMO)系统使用相位估算的方法，所述方法包括：

从多个数据流使用单个联合相位估算，以计算适用于所有数据流的相位校正。

74.如权利要求73所述的方法，其特征在于，所述多个数据流包括所有数据流。

75.一种为每个发射/接收对提供相位估算的方法，所述方法包括：

从导频估算信道矩阵H的每个元的相位偏移θ_n，m(1≤m≤M，1≤n≤N)，并将所述相位偏移转换为θ_t(m)(1≤m≤M)和θ_r(n)(1≤n≤N)。

76.如权利要求75所述的方法，其特征在于，

其中，1_N是全部为1的N乘1(N-by-1)矢量，I_N是大小为N的单位矩阵，θ_r＝[θ_r(1) θ_r(2) … θ_r(N)]^T是N个接收器处的相位矢量，且θ_m＝[θ_1，m θ_2，m … θ_N，m]^T是矩阵H的第m列的相位矢量。

77.一种优化多输入多输出(MIMO)信号的发射的方法，所述方法包括：

使用由预期的接收器从所述MIMO信号的发射器接收的分组来访问信道的质量；以及

从所述预期的接收器向所述发射器发射分组，所述分组包括用于优化发射的反馈信息，所述反馈信息可从先前实质上同时发射的多个数据流获得。

78.如权利要求77所述的方法，其特征在于，所述分组包括CTS分组。

79.如权利要求77所述的方法，其特征在于，所述分组包括ACK分组。

80.如权利要求77所述的方法，其特征在于，所述反馈信息包括以下两项中的一个，(1)信道估算，以及(2)从经信道校正的导频和已知的干净信道计算所得的检测导频EVM。

81.如权利要求77所述的方法，其特征在于，所述反馈信息包括要由所述发射器使用的数据率。

82.如权利要求77所述的方法，其特征在于，所述反馈信息可包括要由所述发射器使用的最小数据率、最大数据率、较高数据率、以及较低数据率中的至少一个的指示符。

83.一种优化发射多输入多输出(MIMO)信号的发射的方法，所述方法包括：

使用由所述MIMO信号的发射器从预期的接收器接收的MIMO分组来访问信道质量；以及

基于所述MIMO分组来确定经优化的发射信息。

84.一种在分集天线系统中确定多输入多输出(MIMO)信号的接收器选择的方法，其中至少一条接收器链可被连接到多根接收天线，所述方法包括：

对于每条接收器链，选择具有最强信号的接收天线。

85.一种在分集天线系统中确定多输入多输出(MIMO)信号的接收器选择的方法，其中至少一条接收器链可被连接到多根接收天线，所述方法包括：

确定接收天线可能的组合；

为每个组合计算信噪比(SNR)；以及

选择具有最小SNR的组合。

86.一种选择已拆分序列的方法，包括：

为多个已拆分序列计算峰均比(PAR)；以及

选择具有最优PAR的已拆分序列。

87.如权利要求86所述的方法，其特征在于，短码元的所述最优PAR是通过计算所述多个已拆分序列中的每一个的PAR来提供的最低PAR。

88.如权利要求86所述的方法，其特征在于，长码元的所述最优PAR是通过计算所述多个已拆分序列中的随机的一组中的每一个的PAR来提供的相对较低的PAR。