JP2007228029A - 無線通信システム及び受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】回路規模を抑え優れた誤り率特性を得ることのできる無線通信システム及び受信装置を提供する。
【解決手段】送信装置と受信装置とが直交周波数分割多重方式を用いて通信する無線通信システムであって、上記送信装置が、送信データ系列を複数のデータストリームに分割する分割手段と、チャネル行列を特異値分解して得られる右特異行列における上記複数のデータストリームのストリーム数分の列をプリコーディング行列として用いることにより上記複数のデータストリームを各送信アンテナに割り当てる割当手段とを備え、上記受信装置が、現在チャネル行列から得られる信号対雑音比に対応する重み係数を用いてパスメトリックに重み付けすることにより受信信号をビタビ復号する復号手段を備える。
【選択図】図３

Description

本発明は、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）−ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）を利用する無線通信システム及び受信装置に関する。

複数のアンテナから同時に、同じデータ又は異なるデータを同じ周波数帯域を用いて送信することで、トータルとして伝送速度（伝送容量）を向上させることができる通信方式として、ＭＩＭＯ（Multi Input and Multi Output）通信方式がある。ＭＩＭＯ通信方式では、送信データがＮｓ個の異なるデータストリームに分割され、各送信データストリームが複数（Ｎｔ個）の送信アンテナからそれぞれ同時に送信され、これら送信された各信号がそれぞれ様々な通信路を通り合成され複数（Ｎｒ個）の受信アンテナで受信される。

ＭＩＭＯ受信装置は、各受信アンテナで受信された信号に基づき、例えばＭＩＭＯチャネルをＮｓ個の独立したチャネルに分解することによりチャネル状態を推定する。この推定されたチャネル状態情報（以降、ＣＳＩ（Channel Status Information）と表記する）は、ＭＩＭＯ送信装置に送られ、ＭＩＭＯ送信装置において適応変調、適応送信電力制御、プリコーディング等に利用される。

このＭＩＭＯ伝送方式にマルチキャリア伝送方式であるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）を適用した次世代無線通信システムとして、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線通信システムがある。図１７は、従来の線形プリコーダを用いたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線送信装置の装置構成例を示す図である。図１７に示す送信装置は、誤り訂正符号化部（以降、（ＦＥＣ（Forward Error Correction）符号化部と表記する）１０、圧縮部１１、シリアル／パラレル変換部（以降、Ｓ／Ｐ変換部と表記する）１２、周波数インタリーバ１３−１〜１３−Ｎｓ、コンスタレーションマッパ１４−１〜１４−Ｎｓ、プリコーディング部１５、逆高速フーリエ変換（以降、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）と表記する）部１６−１〜１６−Ｎｔ、ガードインターバル挿入部１７−１〜１７−Ｎｔ、送信アンテナ１８−１〜１８−Ｎｔ等を備える。

上記送信装置では、送信データは、所定の誤り訂正符号による符号化がなされ（ＦＥＣ符号化部１０）、データ圧縮がなされると（圧縮部１１）、Ｓ／Ｐ変換部１２によりＮｓ個のデータストリームに分割される。各データストリームは、各周波数インタリーバ１３−１〜１３−Ｎｓにより所定周波数のサブキャリア信号にそれぞれ配置され、各コンスタレーションマッパ１４−１〜１４−Ｎｓにより各サブキャリア信号がそれに配置されたデータストリームに基づきそれぞれ所定の変調方式で変調される。

変調された各サブキャリア信号はそれぞれ、プリコーディング部１５によりＣＳＩに基づき各送信アンテナ１８−１〜１８−Ｎｔにマッピングされる。このように各送信アンテナにマッピングされた各信号はそれぞれ、各ＩＦＦＴ部１６−１〜１６−Ｎｔで逆高速フーリエ変換され、更に各ＧＩ挿入部１７−１〜１７−Ｎｔでガードインターバルが挿入され、各送信アンテナ１８−１〜１８−Ｎｔから送信される。なお、ＣＳＩは、受信装置のチャネル推定により生成され、上記送信装置に通知される。

このような従来の線形プリコーダを用いるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線通信システムでは、誤り率性能を改善するために、一般的に送信データストリーム数（Ｎｓ）が送信アンテナ数（Ｎｔ）より少ないことが要求されている。また、同目的を達成するために、送信装置において、上記コンスタレーションマッパ１４−１〜１４−Ｎｓ等がＣＳＩなどにより変
調方式を適応的に選択すること、及び、その他の機能部により適応送信電力制御がなされることが要求される。

なお、本願発明に係る先行技術文献としては、以下の文献に開示されたものがある。
特表２００４−５３４４５６号公報 特表２００３−５３００１０号公報 特開２００４−３０４７６０号公報 特開２００４−２５４２８５号公報

しかしながら、上述のような従来のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線通信システムでは、適応変調と適応送信電力制御を実現しつつ送受信アンテナ数を増加させた場合には、送信装置及び受信装置の回路構成が複雑になり回路規模が拡大し、コストアップや消費電力増加等の問題が生じていた。

本発明は、回路規模を抑え優れた誤り率特性を得ることのできる無線通信システム及び受信装置を提供することを目的とする。

本発明は、上述した課題を解決するために以下の構成を採用する。即ち、本発明は、複数の送信アンテナを有する送信装置と複数の受信アンテナを有する受信装置とが直交周波数分割多重方式を用いて通信する無線通信システムであって、上記送信装置が、上記受信装置から以前の信号により生成されたチャネル行列を得る状態取得手段と、送信データ系列を複数のデータストリームに分割する分割手段と、上記チャネル行列を特異値分解して得られる右特異行列における上記複数のデータストリームのストリーム数分の列をプリコーディング行列として用いることにより上記複数のデータストリームを上記各送信アンテナに割り当てる割当手段とを備え、上記受信装置が、受信信号から現在のチャネル状態を推定し、このチャネル状態を示す現在チャネル行列を生成する推定手段と、上記現在チャネル行列から得られる信号対雑音比に対応する重み係数を用いてパスメトリックに重み付けすることにより前記受信信号をビタビ復号する復号手段を備える無線通信システムについてのものである。

本発明における送信装置では、送信データ系列が複数のデータストリームに分割され、それら複数のデータストリームが以前の送信信号に基づき受信装置で生成されたチャネル行列から得られるプリコーディング行列により各送信アンテナに割り当てられ、送信される。

受信装置では、送信装置から送信された信号に基づき送信装置と受信装置間の伝搬環境（チャネル）状態が推定され現在チャネル行列が生成される。そして、この生成された現在チャネル行列から得られる信号対雑音比に対応する重み係数が用いられ、受信信号がビタビ復号される。このビタビ復号においては、当該重み係数がパスメトリックの重み付けとして用いられることで復号される。

このように本発明は、チャネル行列を特異値分解（ＳＶＤ（Singular Value Decomposition））で得られる右特異行列の部分行列をプリコーディング行列として用いることにより固有モード伝送を実現する。そして、このような固有モード伝送において受信装置で推定されるチャネル行列から信号対雑音比を得て、それを重み係数としてパスメトリックに重み付けすることによりビタビ復号の誤り率特性を改善する。

更に、本発明は、上記分割手段により分割された複数のデータストリームを直交周波数分割多重し、更に複数の送信アンテナにマッピングして送信するため、空間インタリーブ及び周波数インタリーブを実現する。

これにより、本発明によれば、送信データストリーム数は送信アンテナ数と等しくし、送信装置での適応変調とパワー制御を行わない構成においても、受信装置における簡単な信号処理により優れた誤り率特性を得ることができる。そして、本発明は、適応変調及びパワー制御等に関連する回路部を必要としないため、装置自体の回路規模を抑えることができる。

なお、本発明では、送信装置における状態取得手段が受信装置からチャネル行列を取得すると記載しているが、これは伝搬環境情報を得ることを明示するものである。また、ＴＤＤ（Time Division Dulpex）通信システムの場合のように、送信装置自身がチャネル行列を推定するようにしてもよい。この伝搬環境情報としては、いわゆるチャネル行列自体に関する情報であってもよいし、上記プリコーディング行列に関する情報であってもよい。

また、本発明における上記復号手段は、上記現在チャネル行列を特異値分解して得られる固有値を上記重み係数とするようにしてもよい。ここでいう固有値はチャネル行列を特異値分解して得られる特異値の２乗値を示す。

このように、チャネルの固有値が信号対雑音比に比例し、チャネルの固有モードが周波数選択性フェージング特性を持つという特徴を利用し、チャネル固有値を信号の信頼度とみなしビタビ復号のパスメトリックに取り入れている。

従って、本発明によれば、周波数インタリーブと重み付きビタビアルゴリズムの組み合わせにより、受信装置における簡単な信号処理で誤り率特性を改善することができる。

また、本発明における上記復号手段は、上記現在チャネル行列と上記以前の信号により生成されたチャネル行列を特異値分解して得られる上記プリコーディング行列とが掛け合わされた行列の要素に基づいて算出される信号対雑音比に応じた上記重み係数を用いるようにしてもよい。

上述のようなチャネルの固有モードの特徴から、当該チャネル固有値とこのように算出される信号対雑音比とは比例関係にあるため、チャネル固有値を重み係数として用いる場合と同様の効果を得ることができる。

また、本発明における無線通信システムでは、上記送信装置が、上記各データストリームに対してそれぞれデータシンボルのコンスタレーションを決定する変調手段を更に備え、上記受信装置が、上記受信信号を前記複数のデータストリームのストリーム数分の信号に分離させた各受信データストリームに対してそれぞれデータシンボルのコンスタレーションを検出する検出手段を更に備えるようにしてもよい。

また、本発明における無線通信システムでは、上記送信装置が、上記各データストリームに対してそれぞれデータシンボルのサブキャリア周波数への割当を行う周波数割当手段を更に備え、上記受信装置が、上記各受信データストリームに対してそれぞれデータシンボルをサブキャリア周波数から取得する取得手段を更に備えるようにしてもよい。

このように、本発明に係る無線通信システムを構成する送信装置及び受信装置では、空間インタリーブを実現する各データストリーム若しくは各受信データストリームに関して
、変調手段、周波数割当手段、検出手段、取得手段をそれぞれ設けるような構成とすることができる。なお、上記分割手段が空間インタリーブを実現せず、単に並列処理させるために送信ビット系列を各データストリームに分割するようにしてもよい。

また、本発明は、上記無線通信システムを構成する送信装置及び受信装置それぞれについてのものでもある。本発明は、上記送信装置及び受信装置で実行される何れかの機能を実現させるプログラムであってもよい。また、本発明は、そのようなプログラムを記録したコンピュータが読み取り可能な記憶媒体であってもよい。

本発明によれば、回路規模を抑え優れた誤り率特性を得る無線通信システム及び受信装置を提供することができる。

以下、図面を参照して、それぞれ本発明の実施形態におけるＭＩＭＯ（Multiple Input
Multiple Output）−ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）無線通信システムについて説明する。なお、以下に述べる実施形態の構成は例示であり、本発明は以下の実施形態の構成に限定されない。

［第一実施形態］
本発明の第一実施形態におけるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線通信システムについて以下に説明する。

〔システム構成〕
第一実施形態におけるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線通信システムのシステム構成について、図１を用いて説明する。図１は、第一実施形態におけるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線通信システムのシステム構成を示す図である。本実施形態におけるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線通信システムは、Ｎｔ本の送信アンテナ１０１−１〜１０１−Ｎｔを有する送信装置１００とＮｒ本の受信アンテナ２０１−１〜２０１−Ｎｒを有する受信装置２００とから構成される。このように本実施形態において送信装置１００と受信装置２００とに分けているのは説明の便宜のためであり、送信装置１００及び受信装置２００はそれぞれ送信機能及び受信機能の両方を備えるようにしてもよい。

受信装置２００は、各受信アンテナ２０１−１〜２０１−Ｎｒでそれぞれ受信された信号に含まれるパイロット信号等に基づき、送信装置１００と受信装置２００間の伝搬路特性を推定し、チャネル状態情報（ＣＳＩ）３００を生成する。生成されたＣＳＩ３００は、送信装置１００へフィードバックされる。本発明は、このＣＳＩの生成方法及びＣＳＩのフィードバック方法を限定するものではない。

〈送信装置〉
以下、送信装置１００の回路構成例について図２を用いて説明する。図２は、第一実施形態における送信装置１００の回路構成例を示すブロック図である。

送信装置１００は、図２に示すように、送信アンテナ１０１−１〜１０１−Ｎｔ、ＦＥＣ符号化部１１１、データ圧縮部１１２、空間インタリーバ１１３、周波数インタリーバ１１４−１〜１１４−Ｎｓ、コンスタレーションマッパ１１５−１〜１１５−Ｎｓ、プリコーディング部１１６、ＩＦＦＴ部１１７−１〜１１７−Ｎｔ、ＧＩ挿入部１１８−１〜１１８−Ｎｔ等を備える。

ＦＥＣ符号化部１１１は、送信ビット系列を所定の符号化率の畳み込み符号等により符
号化する。本発明は、受信装置２００における復号処理がビタビアルゴリズムを利用するものであるため、ビタビ復号可能なものであれば特にこのＦＥＣ符号化部１１１による符号化手法、符号化率等を限定するものではない。ＦＥＣ符号化部１１１により符号化されたビット系列はデータ圧縮部１１２へ入力される。

データ圧縮部１１２は、ＦＥＣ符号化部１１１から受けた符号化ビット系列をデータ圧縮する。圧縮されたビット系列は、空間インタリーバ１１３へ入力される。

空間インタリーバ１１３は、データ圧縮部１１２から受けたビット系列をＮｓ個のデータストリームに分割する。具体的には、空間インタリーバ１１３は、ビット系列を予め設定されているブロックサイズs（ビット）で周期的に各データストリームに送る。このブ
ロックサイズｓには、例えば、以下のような値が設定される。以下の例におけるＮ_ＢＰＳＣとは、各サブキャリアにおける１シンボルあたりのビット数を示す。すなわち、変調方式がＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）の場合にはＮ_ＢＰＳＣ＝１であり、変調方
式がＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）の場合にはＮ_ＢＰＳＣ＝２であり、変
調方式が１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）の場合にはＮ_ＢＰＳＣ＝４で
あり、変調方式が６４ＱＡＭの場合にはＮ_ＢＰＳＣ＝６である。

（例１）ｓ＝１、
（例２）ｓ＝ｍａｘ（Ｎ_ＢＰＳＣ／２，１）、
（例３）ｓ＝Ｎ_ＢＰＳＣ
これにより、ブロックサイズｓが上記（例２）として定義されており各サブキャリアの変調方式として１６ＱＡＭが採られている場合には、空間インタリーバ１１３は、ビット系列を２ビット毎に各データストリームに送ることになる。このように、空間インタリーバ１１３により送信ビット系列が各データストリームに分散され送信されることになるため、受信装置２００におけるビタビ復号における誤り率特性を向上させることとなる。なお、データストリーム数Ｎｓは送信アンテナ数Ｎｔと受信アンテナ数Ｎｒのうち小さいほうの数以下となるようにする（Ｎｓ≦ｍｉｎ（Ｎｔ，Ｎｒ））。

周波数インタリーバ１１４−１〜１１４−Ｎｓ及びコンスタレーションマッパ１１５−１〜１１５−Ｎｓはそれぞれデータストリーム数Ｎｓ分設けられており、各データストリームに関し所定の処理をする。各周波数インタリーバ１１４−１〜１１４−Ｎｓは、各データストリームをそれぞれ所定周波数のサブキャリア信号にそれぞれ配置する。各コンスタレーションマッパ１１５−１〜１１５−Ｎｓは、各サブキャリア信号をそれに配置されたデータストリームに基づきそれぞれ所定の変調方式（ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭなど）で変調する。以下の説明では、この変調の施されたサブキャリア信号についても送信データストリームと表記する。なお、本実施形態では、適応変調を行わないことから、上記各変調方式は予め決められた方式が固定的に用いられる。

プリコーディング部１１６は、各コンスタレーションマッパ１１５−１〜１１５−Ｎｓからそれぞれ送られるＮｓ個の送信データストリームを受けると、それらＮｓ個の送信データストリームをＮｔ個の各送信アンテナ１０１−１〜１０１−Ｎｔにマッピングする。プリコーディング部１１６は、受信装置２００からフィードバックされたＣＳＩ３００に基づくプリコーディング行列Ｆ（ｋ）を用いて上記マッピング処理を行う。このマッピング処理を以下の式（１）に示す。式（１）におけるｓ（ｋ）はＮｓ行１列の送信データベクトル(送信データストリーム)を示し、ｘ（ｋ）が各送信アンテナにマッピングされた信号であるＮｔ行１列の送信アンテナデータベクトルを示す。

なお、上記プリコーディング行列Ｆ（ｋ）は、ＣＳＩに基づくチャネル行列Ｈ（ｋ）を特異値分解（ＳＶＤ（Singular Value Decomposition））して得られる右特異行列Ｖ（ｋ）の左Ｎｓ列であり、以下の式（２）のように示すことができる。また、サブキャリアｋに対するＮｒ行Ｎｔ列のチャネル行列Ｈ（ｋ）の特異値分解は下記式（３）のように示すことができる。下記式（３）におけるＵ（ｋ）はＮｒ行Ｎｒ列の左特異行列であり、Ｖ（ｋ）はＮｔ行Ｎｔ列の右特異行列であり、Ｄ（ｋ）はＮｒ行Ｎｔ列の対角行列となる。ｍはチャネル行列Ｈ（ｋ）のランク（ｒａｎｋ）を示し、^Ｈは複素共役転置を示す。そして、ＳＶＤで得られる対角行列Ｄ（ｋ）は下記式（４）のように示すことができ、この対角要素を特異値と表記し、その特異値が２乗されたものを固有値（λ_ｍ（ｋ））と表記するものとする。

このようにチャネル行列Ｈ（ｋ）をＳＶＤで分解して得られる右特異行列Ｖ（ｋ）をプリコーディング行列Ｆ（ｋ）として利用することにより、ＭＩＭＯチャネルを固有値λ_ｍ（ｋ）の大きさに応じた性能を持つｍ個の固有パスとみなすことができるようになる。なお、ＭＩＭＯチャネルの固有値は信号対雑音比（ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio））に
比例し、ＭＩＭＯチャネルの固有モード伝送は周波数選択性フェージング特性を持つ。

また、受信装置２００から通知されるＣＳＩ３００は、チャネル行列Ｈ（ｋ）に関する情報であってもよいし、上記プリコーディング行列Ｆ（ｋ）に関する情報であってもよい。本発明はこれらＣＳＩ３００を限定するものではない。

上記式（１）に示すように各送信アンテナにマッピングされた信号はＩＦＦＴ部に送られる。

ＩＦＦＴ部１１７−１〜１１７−Ｎｔ及びＧＩ挿入部１１８−１〜１１８−Ｎｔはそれぞれ、送信アンテナ１０１−１〜１０１−Ｎｔの数Ｎｔ分備えられ、各送信アンテナにマッピングされた信号に対し所定の処理をする。各ＩＦＦＴ部１１７−１〜１１７−Ｎｔはそれぞれ、各送信アンテナにマッピングされた信号をＩＦＦＴ若しくは逆離散フーリエ変換(ＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transform）)し、周波数領域の信号から時間領域の信号に変換する。変換された各時間領域の信号は、それぞれ各ＧＩ挿入部１１８−１〜１１８−Ｎｔに渡される。

各ＧＩ挿入部１１８−１〜１１８−Ｎｔはそれぞれ各時間領域の信号にシンボル間干渉(ISI)を削減するためガードインターバルを挿入する。ガードインターバルの挿入された
各信号は、それぞれ各送信アンテナ１０１−１〜１０１−Ｎｔから送信される。

〈受信装置〉
以下、受信装置２００の回路構成例について図３を用いて説明する。図３は、第一実施
形態における受信装置２００の回路構成例を示すブロック図である。

受信装置２００は、図３に示すように、受信アンテナ２０１−１〜２０１−Ｎｒ、ＦＥＣ復号部２１１、データ非圧縮部２１２、空間デインタリーバ２１３、周波数デインタリーバ２１４−１〜２１４−Ｎｓ、コンスタレーションデマッパ２１５−１〜２１５−Ｎｓ、信号分離部２１６、高速フーリエ変換（以降、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）と表記する）部２１７−１〜２１７−Ｎｒ、ＧＩ除去部２１８−１〜２１８−Ｎｒ、チャネル推定部２１９、固有値処理部２２０等を備える。

ＧＩ除去部２１８−１〜２１８−Ｎｒ及びＦＦＴ部２１７−１〜２１７−Ｎｒはそれぞれ受信アンテナ数Ｎｒ分備えられ、各受信アンテナ２０１−１〜２０１−Ｎｒで受信された信号に対し所定の処理を行う。各ＧＩ除去部２１８−１〜２１８−Ｎｒはそれぞれ受信された信号からＧＩを除去する。ＧＩが除去された各受信信号はそれぞれ各ＦＦＴ部２１７−１〜２１７−Ｎｒに送られる。

各ＦＦＴ部２１７−１〜２１７−Ｎｒは、それぞれＧＩが除去された受信信号をＦＦＴ若しくは離散フーリエ変換(ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）)し、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。この周波数領域の信号ｙ（ｋ）は下記式（５）のように示すことができる。式（５）におけるｎ（ｋ）はＮｒ行１列の雑音ベクトルを示し、ｙ（ｋ）はＮｒ行１列の受信信号ベクトルを示し、チャネル行列Ｈ（ｋ）は受信時における伝搬路特性を示す行列となる。各受信アンテナで受信された信号は各送信アンテナで送信された送信信号が重なったものとなる。

変換された周波数領域の信号ｙ（ｋ）はそれぞれ信号分離部２１６及びチャネル推定部２１９に渡される。

チャネル推定部２１９は、各周波数領域の信号に基づき各受信アンテナにおける伝搬路特性をそれぞれ推定する。本発明は、このチャネル推定方法を限定するものではない。チャネル推定部２１９は、所定の推定処理によりチャネル行列Ｈ（ｋ）を生成する。チャネル行列Ｈ（ｋ）はＣＳＩ３００として信号分離部２１６及び固有値処理部２２０に送られる。このＣＳＩ３００は、チャネル行列Ｈ（ｋ）に関する情報であってもよいし、上記プリコーディング行列Ｆ（ｋ）に関する情報であってもよい。

固有値処理部２２０は、チャネル推定部２１９から受けたチャネル行列Ｈ（ｋ）を特異値分解し（上記式（３）参照）、得られたＤ（ｋ）の対角要素となる特異値の２乗を固有値として算出する（上記式（４）参照）。算出された固有値は各サブキャリアｋ及び各データストリームｉに対応付けられＦＥＣ復号部２１１に送られる。

信号分離部２１６は各受信アンテナ２０１−１〜２０１−Ｎｒに対応する周波数領域の信号ｙ（ｋ）をそれぞれ受けると、それら信号ｙ（ｋ）をゼロフォーシング（以降、ＺＦ（Zero Forcing）と表記する）線形デコード、また、最小二乗誤差法（以降、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）と表記する）デコードなどによりＮｓ個の信号（データス
トリーム）に分離する。本発明はこれら信号分離手法を限定するものではない。

ＺＦ線形デコードを行う場合には、下記式（６）に示すＮｓ行Ｎｒ列の行列Ｇ（ｋ）が受信信号ベクトルｙ（ｋ）に掛け合わせられる。式（６）における^＋は擬似逆行列を示す。

一方、ＭＭＳＥデコードを行う場合には、下記式（７）に示すＮｓ行Ｎｒ列の行列Ｇ（ｋ）が受信信号ベクトルｙ（ｋ）に掛け合せられる。下記式（７）におけるＮ_０は雑音電力を示し、ε_Ｓは全送信電力を示し、Ｉは単位行列を示す。

なお、上記行列Ｇ（ｋ）を求めるのに用いられるチャネル行列Ｈ（ｋ）は現在の受信信号ｙ（ｋ）が伝搬された際の推定された伝搬路特性行列であり、Ｆ（ｋ）は送信装置に既に通知されているチャネル行列から導出される行列（送信装置１００においてプリコーディング行列として使用される行列）である。すなわち、信号分離部２１６は、前回のチャネル推定により生成されたチャネル行列及びその送信装置に既に通知されているチャネル行列から導出される行列を保持しており、次の信号分離時に利用する。これは、送信装置１００では、受信装置２００がフィードバックしたＣＳＩに基づくプリコーディング行列を用いて線形プリコーディングを行っているからである。分離されたＮｓ個の信号はそれぞれ各コンスタレーションデマッパ２１５−１〜２１５−Ｎｓに送られる。

周波数デインタリーバ２１４−１〜２１４−Ｎｓ及びコンスタレーションデマッパ２１５−１〜２１５−Ｎｓは、分離される信号（データストリーム）数Ｎｓ分備えられ、各信号（データストリーム）に関する所定の処理を行う。各コンスタレーションデマッパ２１５−１〜２１５−Ｎｓはそれぞれ、下記式（８）に示すように、各信号を送信装置１００で用いられた変調方式により復調する。下記式（８）におけるｓ＾（ｋ）は復調された推定データストリームを示し、Ｑ［］はデマッパを示す。各推定データストリームｓ＾（ｋ）はそれぞれ各周波数デインタリーバ２１４−１〜２１４−Ｎｓに送られる。

各周波数デインタリーバ２１４−１〜２１４−Ｎｓは、各推定データストリームをそれぞれ周波数デインタリーブする。周波数デインタリーブされた各推定データストリームはそれぞれ空間デインタリーバ２１３に送られる。

空間デインタリーバ２１３は、各推定データストリームを合わせ１つの推定ビット系列とする。このとき、空間デインタリーバ２１３は送信装置１００の空間インタリーバ１１３で用いられたブロックサイズｓ（ビット）単位で各推定データストリームを合わせていく。すなわち、空間デインタリーバ２１３は、空間インタリーバ１１３により分散されていたビット系列を元に戻すように並べ替えを行う。推定ビット系列は、非圧縮部２１２に送られる。

非圧縮部２１２では、推定ビット系列を非圧縮処理し、得られた推定ビット系列をＦＥＣ復号部２１１に渡す。

ＦＥＣ復号部２１１は、入力される推定ビット系列（軟判定された推定値）をビタビ（Viterbi）アルゴリズムを用いて復号する。ビタビアルゴリズムを用いた復号とは、例え
ば、送信装置１００のＦＥＣ符号化部１１１において畳み込み符号を生成するうえでの各データビットの状態遷移に対応するトレリス線図に応じて、トレリス線図上の各時点で取り得るビット列と受信ビット列との信号間距離（枝メトリック）とその前の時点の各状態までのパスメトリックとの和を各パスについて比較し、パスメトリックの小さいほうを生き残りパスとして選択し、最終的に生き残りパスをトレースバックすることで復号するというものである。

ＦＥＣ復号部２１１は、下記式（９）に示すように、枝メトリックとして推定ビット系列と参考値との２乗されたユークリッド距離を用い、パスメトリックｐ_ｉ，ｎ（ｋ）をその２乗されたユークリッド距離に固有値処理部２２０から渡されるチャネル固有値λ_ｉ（ｋ）で重みを付けた値として算出する。ＦＥＣ復号部２１１は、各サブキャリアｋで受信された推定ビット系列についてそのサブキャリアに対応するチャネル固有値を用いて復号をする。下記式（９）におけるｉはデータストリームの番号を示し、ｎはビットインデックスを示し、ｂ＾は推定ビット系列の各ビットデータを示し、ｂは参考ビット値を示す。ビットインデックスｎは、変調方式に基づく１シンボルあたりのビット数に応じた範囲を有する。例えば、変調方式が１６ＱＡＭであれば、ビットインデックスｎは１から４の値となる。

〔第一実施形態における作用／効果〕
ここで、上述した第一実施形態におけるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線通信システムの作用及び効果を送信装置１００及び受信装置２００それぞれについて述べる。

送信装置１００では、送信ビット系列がＦＥＣ符号化部１１１により畳み込み符号等を利用して符号化され、データ圧縮部１１２によりデータ圧縮された後、空間インタリーバ１１３によりＮｓ個のデータストリームに分割される。分割された各データストリームは、そのデータストリームに応じて設けられた各周波数インタリーバ１１４−１〜１１４−Ｎｓで所定のサブキャリア信号にそれぞれ配置され、各コンスタレーションマッパ１１５−１〜１１５−Ｎｓで固定された所定の変調方式で各サブキャリア信号にそれぞれマッピングされる（送信データストリーム）。

このように本実施形態では、送信ビット系列を所定のブロックで各データストリームに分割してそれらを各サブキャリアで伝送することにより空間インタリーブ及び周波数インタリーブを実現する。

続いて、各データストリームに対応するＮｓ個の送信データストリームは、プリコーディング部１１６でＮｔ個の各送信アンテナ１０１−１〜１０１−Ｎｔにマッピングされる。プリコーディング部１１６では、受信装置２００から送られるＣＳＩに基づくチャネル行列Ｈ（ｋ）をＳＶＤして得られる右特異値行列Ｖ（ｋ）のＮｓ列分のプリコーディング行列Ｆ（ｋ）により各送信アンテナへのマッピング処理がなされる。

これにより、本実施形態におけるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線通信システムでは、各サブキャリアにおけるＭＩＭＯチャネルをそれぞれ固有値λ_ｍ（ｋ）の大きさに応じた性能を持つｍ個の固有パスとみなすことができる（図４参照）。そして、本実施形態における受信装置では、当該チャネル固有値がＳＮＲに比例し、チャネルの固有モード伝送が周波数選
択性フェージング特性を持つという特徴（図４参照）を利用して、優れた誤り特性を得ることのできる構成を採る。図４はチャネル固有値の例を示すグラフであり、送信アンテナ数４、受信アンテナ数４の構成の場合の例を示している。

各送信アンテナへマッピングされた各信号は、各送信アンテナに対応するように備えられた各ＩＦＦＴ部１１７−１〜１１７−ＮｔでＩＦＦＴ若しくはＩＤＦＴにより周波数領域の信号から時間領域の信号にそれぞれ変換され、更に各ＧＩ挿入部１１８−１〜１１８−Ｎｔでそれぞれガードインターバルが挿入され、その後各送信アンテナでそれぞれ送信される。

受信装置２００では、各受信アンテナ２０１−１〜２０１−Ｎｒで受信された各信号が各受信アンテナに対応するように備えられた各ＧＩ除去部２１８−１〜２１８−Ｎｒでそれぞれガードインターバルが除去され、更に各ＦＦＴ部２１７−１〜２１７−ＮｒでＦＦＴ若しくはＤＦＴにより周波数領域の信号にそれぞれ変換される。

チャネル推定部２１９では、周波数領域の信号に変換された各信号に基づき、その各信号に作用したチャネル行列Ｈ（ｋ）が推定される。固有値処理部２２０では、この推定されたチャネル行列Ｈ（ｋ）がＳＶＤされ、得られた対角行列Ｄ（ｋ）の対角要素となる特異値が２乗され固有値が算出される。算出された固有値は、各サブキャリアｋ及び各データストリームｉに対応付けられＦＥＣ復号部２１１に送られる。

信号分離部２１６では、各受信アンテナに対応した周波数領域の信号がチャネル推定部２１９から渡されるチャネル行列Ｈ（ｋ）及び送信装置１００に既に通知済みのチャネル行列から得られるプリコーディング行列Ｆ（ｋ）に基づき、Ｎｓ個のデータストリームに信号分離される。

Ｎｓ個の各データストリームは、各データストリームに応じて備えられる各コンスタレーションデマッパ２１５−１〜２１５−Ｎｓで固定された所定の変調方式によりデマッパされ、各周波数デインタリーバ２１４−１〜２１４−Ｎｓによりデインタリーブされる。周波数デインタリーブされた各推定データストリームはそれぞれ空間デインタリーバ２１３で１つの推定ビット系列に並び替えられ、非圧縮部２１２で非圧縮処理された後、ＦＥＣ復号部２１１に送られる。

ＦＥＣ復号部２１１では、推定ビット系列と参考値との２乗されたユークリッド距離に固有値処理部２２０から受けたチャネル固有値λ_ｉ（ｋ）で重み付けされたパスメトリックｐ_ｉ，ｎ（ｋ）を用いてビタビ復号される。

このように本実施形態では、上述したチャネル固有値がＳＮＲに比例し、チャネルの固有モード伝送が周波数選択性フェージング特性を持つという特徴を利用し、チャネル固有値を信号の信頼度としてビタビ復号のパスメトリックに取り入れている。

これにより、本実施形態によれば、周波数インタリーブと重み付きビタビ復号の組み合わせにより、適応変調及び適応送信電力制御を行うことなく優れた誤り率特性を得ることができる。従って、本実施形態における送信装置及び受信装置は、適応変調及び適応送信電力制御を行う回路を必要としないため、回路の複雑化を抑え回路規模を小さくすることができる。更に、空間インタリーブを利用しているため、データストリーム数Ｎｓは送信アンテナ数Ｎｔと等しくしても優れた誤り率特性を得ることができる。

図５は、第一実施形態におけるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線通信システムに関するシミュレーション結果を示すグラフである。図５の横軸はＳＮＲを示し、縦軸はパケット誤り率（
ＰＥＲ）を示す。このシミュレーションでは、図５の凡例に示すように以下に示す５つのシステムモデルが用いられている。上述の第一実施形態相当のシステムモデルとして「２−３−２ ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ」及び「２−２−２ ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ」を用い、これに対する従来技術相当のシステムモデルとして「２−３−２ ｎｏ ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ」及び「２−２−２ ｎｏ ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ」を用い、更に従来技術における線形プレコーディングを行わないＭＩＭＯシステムとして「２−２ ｃｏｎｖ．ＭＩＭＯ」を用いている。このうち、「２−３−２」等の数字は、そのシステムモデルが備えるデータストリーム数Ｎｓ（＝２）、送信アンテナ数Ｎｔ（＝３）、受信アンテナ数Ｎｒ（＝２）を示し、「ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ」が重み係数を用いる場合を示し、「ｎｏ ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ」が重み係数を用いない場合を示している。

図５のシミュレーション結果では、「２−２−２ ｎｏ ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ」の場合と「２−２−２ ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ」の場合では、「２−２−２ ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ」のほうが約９デシベル（ｄＢ）分ＳＮＲを改善できることが示されている。同様に、「２−３−２」のシステムにおいても重み係数を用いた本実施形態によれば重み係数を用いない従来技術相当のシステムモデルより約４ｄＢＳＮＲが改善されることが示されている。

〔変形例〕
上述の第一実施形態におけるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線通信システムの受信装置では、ＦＥＣ復号部２１１が各サブキャリアｋで受信された推定ビット系列についてそのサブキャリアに対応するチャネル固有値を重み係数として利用してビタビ復号を行っていたが、このチャネル固有値に変え有効チャネルのＳＮＲを重み係数として利用するようにしてもよい。

図６は、第一実施形態における受信装置の変形例の回路構成を示す図である。図６に示すように、本変形例における受信装置は、第一実施形態における受信装置の固有値処理部２２０に変えＳＮＲ算出部２３０を備える。それ以外の機能部については第一実施形態と同様となるため説明を省略する。

ＳＮＲ算出部２３０は、上記式（５）に示すＨ（ｋ）×Ｆ（ｋ）を有効チャネルＨｅ（ｋ）とし、下記式（１０）に示すように有効チャネルＨｅ（ｋ）の要素成分から各データストリームに対応するＳＮＲ値を算出する。下記式（１０）におけるｈ_ｊｉ（ｋ）はサブキャリアｋにおける有効チャネルＨｅ（ｋ）のｊ行ｉ列の要素成分を示し、ｉはデータストリームの番号に対応する。算出されたＳＮＲ値はサブキャリアインデックス及びデータストリーム番号に関連付けられ、ＦＥＣ復号部２１１に渡される。

ＦＥＣ復号部２１１は、下記式（１１）に示すように、第一実施形態におけるチャネル固有値に変え、上記ＳＮＲ値を重み係数として利用しパスメトリックを算出する。

以下に示す各実施形態は、先に説明した第一実施形態に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線通
信システムに関し回路構成の変形例である。従って、以下に示す各実施形態と第一実施形態におけるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線通信システムとは本質的な機能が変わるものではない。以下に示す各実施形態の説明では、第一実施形態のシステムと異なる部分のみ説明するものとし、第一実施形態と同様の機能部については説明を省略する。

［第二実施形態］
以下、本発明の第二実施形態に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線通信システムについて説明する。

〈送信装置〉
以下、第二実施形態における送信装置１００の回路構成例について図７を用いて説明する。図７は、第二実施形態における送信装置１００の回路構成例を示すブロック図である。

第二実施形態における送信装置１００は、図７に示すように、空間インタリーバ１１３からの出力がプリコーディング部１１６に入力されるように構成され、他のＦＥＣ符号化部１１１−１〜１１１−Ｎｘ、データ圧縮部１１２−１〜１１２−Ｎｘ、周波数インタリーバ１１４−１〜１１４−Ｎｘ、コンスタレーションマッパ１１５−１〜１１５−Ｎｘをそれぞれ並列処理数Ｎｘ分備えるように構成される。なお、この並列処理数Ｎｘは、空間インタリーバ１１３で分割されるデータストリーム数Ｎｓと同数であってもよいし、異なる数であってもよい。

このような構成により、送信ビット系列は当該並列処理数Ｎｘに分割され、各機能部により第一実施形態と同様の符号化処理、データ圧縮処理、周波数インタリーブ処理、コンスタレーションマッピング処理が並列に実行される。このとき、コンスタレーションマッピング処理後の各送信データ系列は、空間インタリーバ１１３により分割されるデータストリームとは異なり所定の連続したデータ系列を有するようにそれぞれ分割される（以下に述べる図８参照）。

空間インタリーバ１１３は、各コンスタレーションマッパ１１５−１〜１１５−Ｎｘから所定の変調方式で変調された信号（送信データストリーム）をそれぞれ受けると、それらを空間インタリーブを実現するように、図８の例に示すように複数のデータストリームに分割する。

図８は、第二実施形態における空間インタリーブの例を示す図である。図８に示す空間インタリーバ１１３に入力される数字若しくは空間インタリーバ１１３から出力される数字はそれぞれデータインデックスを示す。図８の例では、３つのコンスタレーションマッパ１１５−１〜１１５−３により並列処理された各データ系列がそれぞれ空間インタリーバ１１３に入力され、空間インタリーバ１１３において当該データ系列が並べ替えられ、３つの各データストリームに分割されている。

〈受信装置〉
以下、第二実施形態における受信装置２００の回路構成例について図９を用いて説明する。図９は、第二実施形態における受信装置２００の回路構成例を示すブロック図である。

第二実施形態における受信装置２００は、図９に示すように、上述の送信装置１００の構成に適合するように各機能部が形成され、信号分離部２１６により信号分離されたＮｓ個の信号（データストリーム）が空間デインタリーバ２１３に入力されるように構成され、他のコンスタレーションデマッパ２１５−１〜２１５−Ｎｘ、周波数デインタリーバ２
１４−１〜２１４−Ｎｘ、データ非圧縮部２１２−１〜２１２−Ｎｘ、ＦＥＣ復号部２１１−１〜２１１−Ｎｘがそれぞれ並列処理数Ｎｘ分備えられるように構成される。なお、この並列処理数Ｎｘは、空間インタリーバ１１３で分割されるデータストリーム数Ｎｓと同数であってもよいし、異なる数であってもよい。

このような構成により、信号分離部２１６により分離されたＮｓ個のデータストリームは、空間デインタリーバ２１３に入力され、空間インタリーバ１１３により並べ替えられた順番が元のデータ並び順に戻される。その後、送信装置１００と同様に、所定の並列処理数Ｎｘ分のデータストリームに分割され、各機能部により第一実施形態と同様のコンスタレーションデマッピング処理、周波数デインタリーブ処理、データ圧縮解除処理、ビタビ復号処理が並列に実行される。固有値処理部２２０により算出された固有値は、並列処理される各ＦＥＣ復号部２１１−１〜２１１−Ｎｘにそれぞれ送られる。

第二実施形態によれば、送信装置では、ＦＥＣ符号化部、データ圧縮部、周波数インタリーバ、コンスタレーションマッパをそれぞれ並列処理させることができ、受信装置では、コンスタレーションデマッパ、周波数デインタリーバ、データ非圧縮部、ＦＥＣ復号部をそれぞれ並列処理させることができるため、それら各機能部自体の性能を上げることなく高速の信号処理を行うことができる。

［第三実施形態］
以下、本発明の第三実施形態に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線通信システムについて説明する。

〈送信装置〉
以下、第三実施形態における送信装置１００の回路構成例について図１０を用いて説明する。図１０は、第三実施形態における送信装置１００の回路構成例を示すブロック図である。

第三実施形態における送信装置１００は、図１０に示すように、空間インタリーバ１１３からの出力がプリコーディング部１１６に入力されるように構成され、他のＦＥＣ符号化部１１１、データ圧縮部１１２、周波数インタリーバ１１４、コンスタレーションマッパ１１５をそれぞれ１つずつ備えるように構成される。

このような構成により、第二実施形態とは異なり、送信ビット系列に関する符号化処理、データ圧縮処理、周波数インタリーブ処理、コンスタレーションマッピング処理はそれぞれ各機能部により単独で実行される。

空間インタリーバ１１３は、コンスタレーションマッパ１１５から所定の変調方式で変調された信号を受けると、それらを空間インタリーブが実現されるように、図１１に示すように複数のデータストリームに分割する。図１１は、第三実施形態における空間インタリーブの例を示す図である。図１１に示す空間インタリーバ１１３に入力される数字若しくは空間インタリーバ１１３から出力される数字はそれぞれデータインデックスを示す。図１１の例では、所定の処理が施された送信データ系列が空間インタリーバ１１３に入力され、空間インタリーバ１１３において１データずつの順で各データストリームに分割されている。

〈受信装置〉
以下、第三実施形態における受信装置２００の回路構成例について図１２を用いて説明する。図１２は、第三実施形態における受信装置２００の回路構成例を示すブロック図である。

第三実施形態における受信装置２００は、図１２に示すように、上述の送信装置１００の構成に適合するように各機能部が形成され、信号分離部２１６により信号分離されたＮｓ個の信号（データストリーム）が空間デインタリーバ２１３に入力されるように構成され、他のコンスタレーションデマッパ２１５、周波数デインタリーバ２１４、データ非圧縮部２１２、ＦＥＣ復号部２１１をそれぞれ１つずつ備えるように構成される。

このような構成により、信号分離部２１６により分離されたＮｓ個のデータストリームは、空間デインタリーバ２１３に入力され、空間インタリーバ１１３により並べ替えられた順番が元のビット並び順に戻される。その後、各機能部により第一実施形態と同様にコンスタレーションデマッパ処理、周波数デインタリーバ処理、データ圧縮解除処理、ビタビ復号処理が実行される。

第三実施形態によれば、送信装置では、ＦＥＣ符号化部、データ圧縮部、周波数インタリーバ、コンスタレーションマッパをそれぞれ１つずつで構成することができ、受信装置では、コンスタレーションデマッパ、周波数デインタリーバ、データ非圧縮部、ＦＥＣ復号部をそれぞれ１つずつで構成することができるため、装置の回路規模を抑えることができる。

［第四実施形態］
以下、本発明の第四実施形態に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線通信システムについて説明する。

〈送信装置〉
以下、第四実施形態における送信装置１００の回路構成例について図１３を用いて説明する。図１３は、第四実施形態における送信装置１００の回路構成例を示すブロック図である。

第四実施形態における送信装置１００は、図１３に示すように、空間インタリーバ１１３からの各出力をそれぞれ各コンスタレーションマッパ１１５−１〜１１５−Ｎｓに入力するように構成され、他のＦＥＣ符号化部１１１、データ圧縮部１１２、周波数インタリーバ１１４をそれぞれ１つずつ備えるように構成される。

このような構成により、空間インタリーバ１１３により分割されたデータストリームに対してコンスタレーションマッピング処理が施され、その他の符号化処理、データ圧縮処理、周波数インタリーブ処理については送信ビット系列に関して施されることとなる。なお、空間インタリーバ１１３における分配は、第一実施形態に示す予め設定されているブロックサイズsを用いて行うようにしてもよい。

〈受信装置〉
以下、第四実施形態における受信装置２００の回路構成例について図１４を用いて説明する。図１４は、第四実施形態における受信装置２００の回路構成例を示すブロック図である。

第四実施形態における受信装置２００は、図１４に示すように、上述の送信装置１００の構成に適合するように各機能部が形成され、各コンスタレーションデマッパ２１５−１〜２１５−Ｎｓからの各出力がそれぞれ空間デインタリーバ２１３に入力されるように構成され、他の周波数デインタリーバ２１４、データ非圧縮部２１２、ＦＥＣ復号部２１１をそれぞれ１つずつ備えるように構成される。

このような構成により、各コンスタレーションデマッパ２１５−１〜２１５−Ｎｓによりそれぞれデマッパされた各データストリームは空間デインタリーバ２１３に入力され、空間インタリーバ１１３により並べ替えられた順番が元のビット並び順に戻される。その後、各機能部により第一実施形態と同様に周波数デインタリーバ処理、データ圧縮解除処理、ビタビ復号処理が実行される。

第四実施形態によれば、送信装置では、ＦＥＣ符号化部、データ圧縮部、周波数インタリーバをそれぞれ１つずつで構成することができ、受信装置では、周波数デインタリーバ、データ非圧縮部、ＦＥＣ復号部をそれぞれ１つずつで構成することができるため、装置の回路規模を抑えることができる。一方、コンスタレーションマッパ及びコンスタレーションデマッパはそれぞれ並列処理可能に構成されているため、これらの機能部自体の性能を上げることなく高速の処理を実現することができる。

［第五実施形態］
以下、本発明の第五実施形態に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線通信システムについて説明する。

〈送信装置〉
以下、第五実施形態における送信装置１００の回路構成例について図１５を用いて説明する。図１５は、第五実施形態における送信装置１００の回路構成例を示すブロック図である。

第五実施形態における送信装置１００は、第二実施形態における回路構成において空間インタリーバ１１３を設けないようにしたものである。すなわち、送信装置１００は、ＦＥＣ符号化部１１１−１〜１１１−Ｎｘ、データ圧縮部１１２−１〜１１２−Ｎｘ、周波数インタリーバ１１４−１〜１１４−Ｎｘ、コンスタレーションマッパ１１５−１〜１１５−Ｎｘがそれぞれ並列処理数Ｎｘ分備えるように構成され、各コンスタレーションマッパ１１５−１〜１１５−Ｎｘからの各出力がそれぞれプリコーディング部１１６に入力されるよう構成される。

このような構成により、空間インタリーブされず並列処理用に分割された各データストリームに対して各機能部が信号処理を行い、処理が施された各データストリームがそれぞれプリコーディング部１１６に入力されることとなる。

〈受信装置〉
以下、第五実施形態における受信装置２００の回路構成例について図１６を用いて説明する。図１６は、第五実施形態における受信装置２００の回路構成例を示すブロック図である。

第五実施形態における受信装置２００は、図１６に示すように、上述の送信装置１００の構成に適合するよう空間デインタリーバ２１３が除かれた構成となる。すなわち、受信装置２００は、信号分離部２１６からの各出力がそれぞれ各コンスタレーションデマッパ２１５−１〜２１５−Ｎｘへ入力される構成となる。

このような構成により、受信信号が信号分離部２１６により上述の送信装置１００における並列処理数Ｎｘ分の信号に分離された後、各コンスタレーションデマッパ２１５−１〜２１５−Ｎｓにそれぞれ入力される。

第五実施形態によれば、送信装置では、ＦＥＣ符号化部、データ圧縮部、周波数インタリーバ、コンスタレーションマッパがそれぞれ並列処理可能に構成され、受信装置では、
コンスタレーションデマッパ、周波数デインタリーバ、データ非圧縮部、ＦＥＣ復号部がそれぞれ並列処理可能に構成されるため、機能部自体の性能を上げることなく高速の処理を実現することができる。しかしながら、第五実施形態における送信装置及び受信装置は、空間インタリーブを利用しないことにより、他の実施形態に比べ誤り率特性が劣る構成となる。

第一実施形態におけるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線通信システムのシステム構成を示す図である。 第一実施形態における送信装置の回路構成例を示す図である。 第一実施形態における受信装置の回路構成例を示す図である。 チャネル固有値の例を示す図である。 第一実施形態におけるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線通信システムに関するシミュレーション結果を示す図である。 第一実施形態における受信装置の変形例を示す図である。 第二実施形態における送信装置の回路構成例を示す図である。 第二実施形態における空間インタリーブ例を示す図である。 第二実施形態における受信装置の回路構成例を示す図である。 第三実施形態における送信装置の回路構成例を示す図である。 第三実施形態における空間インタリーブ例を示す図である。 第三実施形態における受信装置の回路構成例を示す図である。 第四実施形態における送信装置の回路構成例を示す図である。 第四実施形態における受信装置の回路構成例を示す図である。 第五実施形態における送信装置の回路構成例を示す図である。 第五実施形態における受信装置の回路構成例を示す図である。 従来のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線送信装置の回路構成例を示す図である。

符号の説明

１０、１１１、１１１−１〜１１１−Ｎｘ ＦＥＣ符号化部
１１、１１２、１１２−１〜１１２−Ｎｘ データ圧縮部
１２ Ｓ／Ｐ変換部１２
１１３ 空間インタリーバ
１３−１〜１３−Ｎｓ 周波数インタリーバ
１１４、１１４−１〜１１４−Ｎｓ（１１４−Ｎｘ） 周波数インタリーバ
１４−１〜１４−Ｎｓ コンスタレーションマッパ
１１５、１１５−１〜１１５−Ｎｓ（１１５−Ｎｘ） コンスタレーションマッパ
１５、１１６ プリコーディング部
１６−１〜１６−Ｎｔ、１１７−１〜１１７−Ｎｔ ＩＦＦＴ部
１７−１〜１７−Ｎｔ、１１８−１〜１１８−Ｎｔ ＧＩ挿入部
１８−１〜１８−Ｎｔ 送信アンテナ
１００ 送信装置
２００ 受信装置
３００ ＣＳＩ（チャネル状態情報）
１０１−１〜１０１−Ｎｔ 送信アンテナ
２０１−１〜２０１−Ｎｒ 受信アンテナ
２１１、２１１−１〜２１１−Ｎｘ ＦＥＣ復号部
２１２、２１２−１〜２１２−Ｎｘ データ非圧縮部
２１３ 空間デインタリーバ
２１４、２１４−１〜２１４−Ｎｓ（２１４−Ｎｘ） 周波数デインタリーバ
２１５、２１５−１〜２１５−Ｎｓ（２１５−Ｎｘ） コンスタレーションデマッパ
２１６ 信号分離部
２１７−１〜２１７−Ｎｒ ＦＦＴ部
２１８−１〜２１８−Ｎｒ ＧＩ除去部
２１９ チャネル推定部
２２０ 固有値処理部
２３０ 信号対雑音比（ＳＮＲ）算出部

Claims (10)

1. 複数の送信アンテナを有する送信装置と複数の受信アンテナを有する受信装置とが直交周波数分割多重方式を用いて通信する無線通信システムであって、
   前記送信装置は、
   前記受信装置から以前の信号により生成されたチャネル行列を得る状態取得手段と、
   送信データ系列を複数のデータストリームに分割する分割手段と、
   前記チャネル行列を特異値分解して得られる右特異行列における前記複数のデータストリームのストリーム数分の列をプリコーディング行列として用いることにより前記複数のデータストリームを前記各送信アンテナに割り当てる割当手段と、
   を備え、
   前記受信装置は、
   受信信号から現在のチャネル状態を推定し、このチャネル状態を示す現在チャネル行列を生成する推定手段と、
   前記現在チャネル行列から得られる信号対雑音比に対応する重み係数を用いてパスメトリックに重み付けすることにより前記受信信号をビタビ復号する復号手段、
   を備える無線通信システム。
2. 前記復号手段は、前記現在チャネル行列を特異値分解して得られる固有値を前記重み係数とする請求項１に記載の無線通信システム。
3. 前記復号手段は、前記現在チャネル行列と前記以前の信号により生成されたチャネル行列を特異値分解して得られる前記プリコーディング行列とが掛け合わされた行列の要素に基づいて算出される信号対雑音比に応じた前記重み係数を用いる請求項１に記載の無線通信システム。
4. 前記送信装置は、
   前記各データストリームに対してそれぞれデータシンボルのコンスタレーションを決定する変調手段を更に備え、
   前記受信装置は、
   前記受信信号を前記複数のデータストリームのストリーム数分の信号に分離させた各受信データストリームに対してそれぞれデータシンボルのコンスタレーションを検出する検出手段を更に備える、
   請求項２又は３に記載の無線通信システム。
5. 前記送信装置は、
   前記各データストリームに対してそれぞれデータシンボルのサブキャリア周波数への割当を行う周波数割当手段を更に備え、
   前記受信装置は、
   前記各受信データストリームに対してそれぞれデータシンボルをサブキャリア周波数から取得する取得手段を更に備える、
   請求項４に記載の無線通信システム。
6. 送信データ系列を複数のデータストリームに分割し各データストリームを複数の送信アンテナに割り当て送信する送信装置と直交周波数分割多重方式を用いて通信する受信装置であって、
   受信信号から現在のチャネル状態を推定し、このチャネル状態を示す現在チャネル行列を生成する推定手段と、
   前記現在チャネル行列から得られる信号対雑音比に応じた重み係数を用いてパスメトリックに重み付けすることにより前記受信信号をビタビ復号する復号手段、
   を備える受信装置。
7. 前記復号手段は、前記現在チャネル行列を特異値分解して得られる固有値を前記重み係数とする請求項６に記載の受信装置。
8. 前記復号手段は、前記現在チャネル行列と以前の信号により生成されたチャネル行列を特異値分解して得られる右特異行列の部分行列とが掛け合わされた行列の要素に基づいて算出される信号対雑音比に応じた前記重み係数を用いる請求項６に記載の受信装置。
9. 前記受信信号を前記複数のデータストリームのデータストリーム数分の信号に分離させた各受信データストリームに対してそれぞれデータシンボルのコンスタレーションを検出する検出手段を更に備える、
   請求項７又は８に記載の受信装置。
10. 前記各受信データストリームに対してそれぞれデータシンボルをサブキャリア周波数から取得する取得手段を更に備える、
    請求項９に記載の受信装置。

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