CN100566222C - 信道预测设备和方法 - Google Patents

Abstract

通过在提供于接收方的存储器中存储具有在时间方向中的4个符号和副载波方向中的1024个副载波，把所接收的导频信号乘以被以4个符号×8个副载波的块为单位的一个信道的沃尔什码，并且把用于包括在要被推测的信道的副载波周围的八个副载波的块的乘积相加而确定一个信道预测值。

Description

信道预测设备和方法

技术领域

本发明涉及一个在OFDM(正交分频多路技术)-CDMA(码分多址)系统中的一种信道预测设备和及其方法

背景技术

近来在通信技术上的进步是显著的，并且实现了系统以高速传输大量数据。这种现象不仅仅出现在有线通信，也出现在无线通信。特别地，随着移动终端的普及，例如，便携式电话等等，研究和发展建立了无线系统，在此可以高速传输大量数据，以及多媒体数据，诸如动态图像、声音等等，可以由移动终端处理。

最近，被称作“第三代”的基于CDMA的高速无线通信已经得到发展并将进入实际应用。为了适应这个趋势，无线通信研发部门开始针对于更大容量和更高速度的无线通信研究和发展第四代无线通信系统。

OFDM-CDMA是第四代移动通信系统的基本系统的一个强力候选技术。在这个系统中，用于使用分别具有相互正交频率的多个副载波并行地发送多个数据块的OFDM技术和使用当多个用户数据块被复用时使用与用户数据相乘的扩展代码的正交性的CDMA技术被结合，以实现更大容量、更高质量和更高速度的通信。

然而，当前该OFDM-CDMA系统仍然在提议阶段并且在一个研发评估阶段中，并且必须开发用于一个实际系统的各种技术。

特别地，在第三代W-CDMA系统等等中执行的信道预测也必须在一个OFDM-CDMA系统中执行。在这种情况中，对于把信号在空中传播所受到的幅度调制或相位旋转恢复为正常数值并且用于检测正确的信号来说，信道预测值是必不可少的。但是，当信道预测值在一个W-CDMA系统中被计算出来，通常使用在一个时间方向上平均的信道预测值。

由于当信号在空气中传播的时候被噪音影响，该噪音的影响必须被消除。因此，为了在一个W-CDMA系统中得到一个正确的信道预测值，利用多个导频信号计算出来的信道预测值被在一个时间方向上平均。

然而，在一个OFDM-CDMA系统中，为了获得一个更精确的信道预测值，由于使用多个副载波，信道预测值不但在一个时间方向上平均，而且在一个副载波方向上平均。

然而，用于在一个OFDM-CDMA系统中计算一个信道预测值的方法的详细内容仍然是不清楚的。

发明内容

本发明的一个目的是在一个OFDM-CDMA系统中提供一种信道预测设备及其方法。

本发明中的一种信道预测设备在一个CDMA系统中使用多个副载波。该信道预测设备包括：提取/解扩装置，用于从一个所接收信号中提取一个导频信号，对由用于小区间分离的扩展代码的扩展进行解扩，并且输出解扩的信号；块解扩装置，对由用于确定信道从提取/解扩装置的输出获得的多个符号和多个相邻副载波所构成的一个块的扩展代码的扩展进行解扩；以及信道预测装置，用于通过把由该块解扩装置所获得的块的所有信号值相加而获得一个信道预测值。

本发明中的一种信道预测方法在一个CDMA系统中使用多个副载波。该信道预测方法包括：从一个所接收信号中提取一个导频信号，对由用于小区间分离的扩展代码的扩展进行解扩，并且输出解扩的信号(提取/解扩步骤)；通过对由用于确定信道从提取/解扩步骤中获得的多个符号和多个相邻副载波所构成的一个块的扩展代码的扩展进行解扩，获得输出(块解扩步骤)；以及通过把由该块解扩步骤所获得的块的所有信号值相加而获得一个信道预测值(信道预测步骤)。

根据本发明，当信道预测在一个CDMA系统中用多个副载波执行时，可以通过不仅仅是常规地在时间方向上而且在副载波方向上对信号值进行累加和求平均，从而可以容易地获取一个经过降噪的高精度信道预测值。

附图说明

图1表示在一个OFDM-CDMA系统中的一个发射机的基础配置；

图2表示当一个副载波和时间(时隙)分别作为垂直和水平轴时，每个调制信号符号如何被排列在一个矩阵中；

图3显示在一个OFDM-CDMA系统中的一个接收机的基础配置；

图4显示一个保护间隔；

图5显示在一个基站、一个小区和从基站发出的具有方向性的无线电波之间的关系；

图6显示用于计算信道预测值的一个导频信号；

图7显示本发明优选实施例中的一个基本操作；

图8显示在该优选实施例中一个导频信号和一个信道预测值的计算处理的流程；

图9显示在本发明优选实施例中使用的一个信道预测单元的配置；

图10是显示于图9的导频信号切换平均单元41的操作流程图，并且显示图9所显示的导频缓冲器中的数据；以及

图11显示另一个信道预测值计算方法。

具体实施方式

图1表示在一个OFDM-CDMA系统中的一个发射机的基础配置。

一个QPSK调制对映单元1，例如，正交调制输入的用户数据。这种调制方法是一个例子，并且该调制方法不必限于这种QPSK调制。一种串/并转换器2将所调制的用户数据由串行转换为并行。例如用于一个时隙的所调制的用户数据的一个符号输出到串/并转换器2的输出端a1。类似地，所调制的用户数据的一个符号按照同一时序输出到输出端a2至输出端an中的每一个。

一个复制单元3复制从串/并转换器2输出的每个调制信号并且获取sn个复制的调制信号符号。接着，为了指定一个信道，一个乘法器4把一个扩展代码(本例中为沃尔什码)的每一个码片乘以sn个复制的调制信号符号中的每一个。在本例中，该沃尔什码为sn码片长度。因此，每一个sn复制的调制信号符号与一个沃尔什码的sn个不同的码片相乘。

接着，为了指定每个基站的小区，与一个沃尔什码相乘的每个调制信号符号进一步与一个扩展代码(本例中为黄金序列码)相乘。接着，调制从用于另一个用户的调制单元7发送的另一用户数据。接着，一个加法器6把以同样的方式处理的信号相加并且把该信号输入到一个IFFT(反向快速傅利叶变换)单元8。

输入到该IFFT单元8的每一个信号作为一个频率成份并且对该信号进行反向傅利叶变换。接着，每个信号作为一个调制波输出。具体来说，如果该IFFT单元8有1,024个输入，则该频率成份的数目是1,024。因此有一个频率成份的1,024个副载波被结合起来并且所结合的副载波被输出。

该IFFT单元8利用带有基频的一个副载波以及分别具有通过把该基频乘以一个整数所获得的频率的副载波执行反向傅利叶变换。如果所有的副载波频率通过相互乘以一个整数而获得，则对于具有通过把该基频乘以一个整数所获得的频率的副载波与具有该基频的副载波的乘积在一个周期上的积分为0，并且具有相同频率的副载波的乘积在一个周期上的积分为一个有限数值。换句话说，具有一个特定频率的副载波与具有通过把该基频乘以一个所获得的频率的另一个副载波相正交。在OFDM中的术语“正交”来源于这一事实。

这样，一个保护间隔加法单元(±GI单元)9把一个保护间隔(这将在下文描述)附加到从IFFT单元8输出的每个，并且分别具有一个保护间隔的信号波被发送。到此为止，信号被以数码方式处理。一个数/模转换器10将信号从数字转换为模拟并且发送到一个发射器。

图2显示当一个副载波和时间(时隙)分别作为垂直和水平轴时，每个调制信号符号如何被排列在一个矩阵中。

每个调制信号被组合到一个帧中。该帧至少由数据和导频信号组成。在本例中，副载波数为1,024。同样假设一个沃尔什码由32个码片组成。在这种情况中，如果假设数据由时隙1到4组成，那么一个符号被存储在副载波1到32，并且一个符号被存储在数据的时隙1的副载波33到64。结果，时隙1总共容纳32(＝1,024/32)个符号。

尽管随后的时隙2以相同的方式容纳符号，但沃尔什码和黄金序列码的各自的乘积方法与时隙1的不同。具体来说，一个代码的1,024个码片由结合沃尔什码和黄金序列码产生。例如，如图2所示，在时隙2中，符号在位移八个码片后被乘。在时隙3中，符号在再位移八个码片后被乘。在时隙4中，符号在另外又位移八个码片后被乘。这样，一个扩展代码的相乘时序被在每个时隙中位移。

至此，符号阵列和数据中的扩展代码之间的关系被描述。一个导频信号的结构与数据的不同。例如，如果一个时隙n容纳一个导频信号符号，这个导频信号符号一般容纳1,024个副载波。如下述的四个导频符号，例如被包括在一个帧中，而每个符号都一样。导频信号的沃尔什码相乘方法与数据的不同，这将在下文描述。

图3显示在一个OFDM-CDMA系统中的一个接收机的基础配置。

一个模/数转换器15首先将所接收的数据从模拟转换为数字。接着，一个保护间隔消除单元(-GI单元)16从数据消除一个保护间隔并且将结果数据输入到一个FFT(快速傅利叶变换)单元17。接着，该FFT单元17通过傅利叶变换将时域中的一个信号波分解为频率成份。换句话说，一个发射器把用户数据的调制信号符号作为频率成份，并且通过反向傅利叶变换在时域中把该用户数据的调制信号符号转换为信号波。但是，该FFT单元17通过作为反向傅利叶变换的反变换的傅利叶变换在时域中从一个信号波提取频率成份，即，提取用户数据的调制信号符号。

信道预测单元18使用通过FFT单元17所获得的每个频率成份f1至fn的调制导频信号符号，以计算一个信道预测值。一个信道补偿单元19对每个频率成份f1至fn进行信道校正。然后，乘法器20把每个频率乘以在该发射器中使用的黄金序列码的复数共轭代码。然后，一个乘法器21把每个频率乘以一个沃尔什码。在这一阶段，该用户数据的调制信号符号被解调，并且一个加法器22把包含特定符号的所有信号相加。然后，符号判断器23判断该符号的数值。然后，一个并/串转换器24把所判断的符号数值从并行转换为串行，并且把该符号值输入到一个解调解对映单元25。该解调解对映单元25解调在该发射器中调制的用户数据，并且提取该用户数据。然后，该解调解对映单元25把该用户数据发送到一个接收单元。

如上文所述，发送数据的一个符号被在多个副载波上承载和发送。因此，即使当具有特定频率的一个副载波大大地受到与频率相关的衰减时，有时具有另一个频率的另一个副载波较少地受到该衰减的影响。因此，但是所发送信号被解码时，与频率相关的衰减的影响可以被抑制到较低水平。

图4示出一个保护间隔。

从一个发射器发送的规定长度的数据的开头部分被复制，并且附着到该数据末端作为一个保护间隔(GI)。该保护间隔的长度被按照这样的方式确定，使得已经由于多路径等等而被延迟并且到达一个接收器的波可以被包含在该保护间隔中。

提供这样一个保护间隔的原因如下。

具体来说，在多个副载波上承载和发送数据和保护间隔。但是，如果注意力集中在一个副载波上，则已经被进行傅利叶变换的数据被包含在具有基频的一个副载波的周期中或者包含在具有通过把该基频乘以一个整数所获得的频率的一个副载波的周期中。在傅利叶变换中，如果每个频率成份被提取，则利用在该基频的一个周期中副载波相互正交的事实。因此，为了正确地提取每个频率成份，被应用傅利叶变换的所接收信号的数据必须在具有通过把该基频乘以一个整数所获得的频率的副载波的一个周期中承载。否则，在副载波之间的正交性将被破坏。在这种情况中，即使当使用傅利叶变换时，也不能够获得一个正确的数值。

特别地，如果由于多路径等等而接收一个延迟波，如图4中所示，该波的数据被延迟并且比一个直接波的数据更迟到达。因此，如果对如图4中所示的阴影部分应用傅利叶变换，则当后续数据紧接着在其之后时，出现符号间干扰(ISI)。

在这种情况中，如图4中所示，如果附加一个保护间隔，则用于承载该保护间隔的一个副载波被连续地连接到数据的端部，并且该副载波被该保护间隔所扩大，由于该保护间隔是规定长度的数据的开头部分的副本。如果该延迟波在由一个保护间隔的长度所覆盖的一个延迟时间内到达该接收器，则即使当对如图4中所示的阴影部分进行傅利叶变换时，直接波和延迟波这两者的傅利叶变换在该基频的一个周期内执行。因此，可以获得一个纠正值。由于没有另一个数据块紧接着在该数据之后，在此没有符号间干扰。尽管包含该延迟波的数据的傅利叶变换的结果包括幅度改变和相位旋转，可以分别通过信道预测和信道补偿预测和补偿该幅度改变和相位旋转。

如上文所述，通过提供一个保护间隔，即使当存在一个延迟时，可以补偿傅利叶变换的结果并且可以避免符号间干扰。

图5显示在一个基站、一个小区和从基站发出的具有方向性的无线电波之间的关系。

基站30具有其自身的区域，并且当一个移动终端进入该区域时，该基站30与该移动终端之间发送/接收无线电波。该区域通常被称为“小区”32。该基站30可以在整个小区上发射信号。另外，该基站30可以把小区32氛围几个子区域31-1至31-5，并且利用要被发射的每个无线电波的方向性管理该子区域。

该基站30把不同的信道分配到要被发送到每个子区域31-1至31-5，并且区别分配到每个无线电波的一个不同的沃尔什码1至5。因此，从基站30接收一个无线电波的每个移动终端可以指定一个接收信道，并且通过检测所使用的沃尔什码而得知其自身的子区域和相关的无线电波。

图6显示用于计算信道预测值的一个导频信号。

如图6A中所示，假设一个帧包含四个导频信号符号。一个任意的导频信号符号可以设置在一个任意位置处。尽管在预定实施例中，假设该四个导频信号符号被按照如图6A中所示而排列，但是发射的数目对于该优选实施例的主题来说不是本质性的。

如上文所述，与数据的情况不同，在一个导频信号的情况中，一个导频信号的一个符号被在用于一个时隙的所有副载波上承载。由于承载一个导频信号的一个符号的时隙被确定并且与该数据符号不同，因此一个信道预测单元仅仅提取包含一个导频信号的符号的时隙并且把该时隙存储在一个存储器中。

图6B示出存储在一个信道预测单元中的存储器内的数据。

如图6B中所示，分别被承载在1024个副载波的四个导频信号符号被存储在该存储器中。要被与一个导频信号相乘的沃尔什码(用于指定一个信道(确定信道)的扩展代码)的阵列与数据的阵列不同。如图6B中所示，在32码片长度的沃尔什码的情况中，在一个符号(时隙)方向上对四个符号按次序设置一个码片，并且在副载波方向上对八个副载波按次序设置一个码片。这一沃尔什码的乘积应当在一个发射器中控制。

如图6B中所示，对于1024个副载波，一个导频信号被由四个符号乘八个副载波所构成的相同沃尔什码的块重复相乘，而没有重复。

在图6B中，根据描述似乎仅仅有一个沃尔什码被乘。但是，实际上，多个沃尔什码被重叠和接收，并且存储在一个信道预测单元的存储器中，因为存在可以接收覆盖图5中所示的子区域31-1至31-5的具有方向性的无线电波中的多个无线电波的可能性。

图7显示本发明优选实施例中的一个基本操作。

根据该优选实施例，通过平均相邻的八个副载波而计算一个副载波的信道预测值。尽管，该副载波的数目不限于八个，但是每个相邻的副载波必须具有充分接近于被计算信道预测值的副载波的频率，以足以计算一个信道预测值。具体来说，考虑如果一个副载波的频率太远离被计算信道估计值的副载波的频率，则这样一个副载波的信道波动与被计算信道预测值的副载波的信道波动大不相同。因此，如果这样一个副载波的数值被平均，其信道预测值被计算的副载波的信道预测值是不正确的。

在该优选实施例中，考虑到如果与该目标副载波相邻的八个副载波中的每一个具有与该目标副载波几乎相同的信道预测值，则通过平均它们的信道预测值而可以改进噪声消除的效果，并且其被用作为平均信道预测值。

为了获得在一个指定信道的导频信号的四个符号乘八个信道上的一个平均信道预测值。一个32码片长度的沃尔什码被用作为一个相互正交代码，并且被包含在该四个符号乘八个信道中。

在本发明的优选实施例中，首先，可以如下获得该第一信道预测值。首先，通过把该四个符号的每一个乘以图6B中所示的沃尔什码而获得用于存储在一个信道预测单元的存储器中的一个导频信号的第一至第八副载波的每一个的四个符号的数值，并且所获得的数值被相加用于该四个符号乘八个副载波。

然后，按照相同的方式，可以通过把该块移动一行、把该四个符号的每一个乘以一个沃尔什码并且把对该四个符号乘八个信道所获得的数值相加，可以获得一个后续的子信道的信道预测值。

按照这种方式，在顺序地移动被计算信道预测值的一个目标块之后计算一个子信道的信道预测值。

通常，存储在一个信道预测单元的存储器中的一个导频信号被乘以用于多个信道的多个沃尔什码，并且该多个被乘的导频信号被叠加。但是，通过乘以一个特定的沃尔什码，仅仅一个特定的信道可以被提取。从图6B可以清楚地看出，如果一个块被移动一行，该行被简单地替换，并且一个沃尔什码的第一至第四码片被至于末尾。如果一个读取位置改变，则包含在一个块中的沃尔什码的模式相同。因此，即使当一个目标块被移动一行时，该目标信道可以被提取。当按照次序把一个后续的目标块移动一行时，应用相同的操作。

在该优选实施例中，顺序地利用该事实，通过移动覆盖被计算和平均其信道预测的信号的一个块，计算每个子信道的信道预测值。因此，在被应用信道预测的副载波上居中的副载波的八个载波可以被相加和平均，并且相应地，可以获得一个高度精确的信道预测值。

图8显示在该优选实施例中一个导频信号和一个信道预测值的计算处理的流程。

在图8中，尽管仅仅示出用于四个符号乘八个副载波的数据，在此可以有更多的副载波(例如1024个)。

当信号被发送/接收时，实际上，执行参照图1至4所述的处理。但是，在图8中省略不直接与在本发明中的信道预测方法的优选实施例相关的处理。

首先，在一个发射器中准备两个沃尔什码1和2，以使得信道相互区别，如图8中的(1)所示。如果假设一个导频信号的符号模式例如为(1+i)(i：虚数单位)，该符号模式与每个沃尔什码1和2相乘，并且准备如图8中的(2)所示的乘积。然后，在该发送阶段，每个沃尔什码1和2的两个导频信号的符号模式的乘积被相加(参见图8的(3))，并且被发送。

在空气中传播时，所发送信号受到信道波动，并且各个信号值受到波动，一个接收器接收已经受到这种信道波动的信号。在该接收器中，该信号被乘以用于如图6B中所示的每个块的沃尔什码，并且对于一个导频信号的四个符号获得所有副载波的信号值(参见图8的(5))。在图7中，示出在把一个块移动一行之后，一个导频信号符号被乘以一个沃尔什码，并且对八个副载波把该乘积相加。但是，如图8中所示，在要被用于计算一个信道预测值的导频信号的所有符号乘所有副载波的信号值被存储在一个存储器等等中之后，还可以对每个块计算一个沃尔什码。

然后，如图8中的(5)所示，通过从把该块乘以一个沃尔什码并且把包含在该块中的所有信号值相加所获得的乘积中选择四个符号乘八个副载波的块而获得信道预测值α1。

然后，在计算其他信道预测值的情况中，根据如图7中所示的本发明的信道预测值计算方法的优选实施例，在把该块位移一个副载波之后把一个后续快乘以一个沃尔什码并且把在该块中的所有信号值相加而获得信道预测值α2。按照相同的方式获得信道预测值α3等等。

按照这种方式计算的每个信道估计值被用作为每个副载波的信道预测值。具体来说，由于在加法/平均中几乎位于该副载波方向上的中央被计算信道估计值的一个副载波产生一个更高经度的信道估计值，则被平均信道预测值的八个副载波的第四个副载波落在被计算信道预测值的副载波上。

具体来说，如图8中的(5)所示，由于首先三个副载波1至3不能够如上文所述那样设置，信道预测值α1被用于该前三个副载波1至3。由于当计算信道预测值α1时，副载波4落在第四副载波上，则该信道预测值α1被用于第四副载波。在把一个目标块位移一行之后获得的信道预测值α2被用于副载波5。类似地，信道预测值α3被用于副载波6。在接近于末端的副载波中，出现与每个副载波1至3相同的现象。在这种情况中，最后获得的一个信道预测值也被用于最后几个副载波。

图9显示在本发明优选实施例中使用的一个信道预测单元的配置。

在接收导频信号数据时，该信道预测单元把该数据乘以一个长代码(LC)(对应于在图3中的黄金序列码的复数共轭，以分离小区并且提取目标小区的导频信号数据)。然后，该被分离的小区的导频信号数据被乘以从一个表格读出的用于导频的一个短代码(对应于一个沃尔什码；该乘法方法已经在图6至8中描述)。该乘积被存储在一个导频缓冲器40中。

在如图9中所示的配置的情况中，存储用于该优选实施例的所有符号乘所有副载波的数据(在该优选实施例的例子中，为四个符号乘1024个副载波)。因此，在这种情况中，在信道预测值计算之前，要被使用的所有信号值被乘以一个沃尔什码。

一个导频位移平均单元41读取存储在用于被计算信道预测值的一个单元块的导频信号缓冲器40中的信号值。然后，用于一个快的读取信号值被相加并且存储在一个信道预测缓冲器42中。然后，该信号值被从该信道预测单元输出，作为信道预测值。

图10是显示于图9的导频信号切换平均单元41的操作流程图，并且显示图9所显示的导频缓冲器中的数据。

如图10A中所示，用于四个时隙的数据(对应于一个导频信号的四个符号)以及用于1024个副载波的数据被分别垂直地和水平地存储在该导频缓冲器中。如图9中所示，该数据已经被乘以一个沃尔什码。

根据如图10B中所示的流程图，当该第n个副载波被计算时，首先，在步骤S1中，该导频位移平均单元41判断是否满足n＞4。如果在步骤S1的判断为“否”，则在步骤S3中，在该导频缓冲器中的数据1至32被相加，并且其总和被指定为该信道预测值。然后，该处理结束。

如果在步骤S1中的判断为“是”，则在步骤S2中，进一步判断是否满足n＜1022。如果在步骤S2的判断为否，则在步骤S4，在导频缓冲器中的数据4065至4096被相加，并且该总和被指定为信道预测值计算方法。然后，该处理结束。

如果在步骤S2中的判断为“是”，则数据4n-15至4n+16被相加，并且该总和被指定为信道预测值。然后，该处理结束。

由于第n个副载波的信道预测值按照这种方式来计算，因此所有副载波的信道预测值可以从当n以1为开始直到到达1024为止通过重复相同的计算而获得。

图11示出一种信道估计值计算方法的另一个优选实施例。

在该配置中，首先，导频信号数据被输入，并且该数据被乘以一个长代码(用于分离小区；是在上文所述的黄金序列码的复数共轭)。然后，该数据被分为用于第(n+8j)个副载波(j＝0，1，2，...)的多个数据块的集合，即，用于第一副载波和其数目为第一副载波之后的8的倍数的副载波的数据，例如第9个副载波、第17个副载波等等，用于第二副载波和其数目为第二副载波之后的8的倍数的副载波的数据，如此等等。

然后，每个集合被乘以一个沃尔什码。对于沃尔什码的乘法方法，当n＝1时，一个沃尔什码被倍乘，而没有延迟。但是n＝2时，被周期性地延迟4个数位的一个沃尔什码被倍乘。因此，当n ＝m时(m：正数)时，数据被乘以周期性地延迟4m个样本的一个沃尔什码。然后，一个加法单元按次序把数据乘以一个沃尔什码，把对于32(＝4×8)个符号顺序地输出多个数据块，并且输出该总和作为信道预测值。

在上述优选实施例中，尽管一个黄金序列码和一个沃尔什码被分别用于分离小区的一个扩展代码和用于确定信道的一个扩展代码，用于分离小区的扩展代码和用于确定信道的扩展代码不分别限于黄金序列码和沃尔什码。

在上述优选实施例中，尽管一个帧容纳四个符号，但是在一个帧中容纳的符号数不限于四个。

另外，在上述优选实施例中，尽管副载波的数目为1024个，但它不限于该数目。例如，它可以为该数目的一半，即，512个。

在上述优选实施例中，尽管一个沃尔什码为32个码片长度，但它不限于该长度，并且本领域的普通技术人员应当可以适当地选择该长度。

工业应用性

根据本发明，可以对每个副载波有效地获得在时间和副载波方向上的平均的一个高精度的信道预测值。

Claims (12)

1.一种信道估计设备，其在一个CDMA系统中使用多个副载波，其中包括：

提取/解扩装置，用于从一个所接收信号中提取一个导频信号，通过解扩消除由用于分离小区的扩展代码的扩展，并且输出该信号；

块解扩装置，用于对由该提取/解扩装置所获得的多个输出符号和多个相邻副载波所构成的一个块进行解扩，以消除由用于确定信道的一个扩展代码的扩展；

信道估计装置，用于通过把由该块解扩装置在该块上所获得的输出信号值相加而获得一个信道估计值；

其中可以对每个副载波获得该信道估计值；

其中由提取/解扩装置所获得的一个块的一个输出位置被按照这样一种方式来设置，使得被计算信道估计值的一个副载波位于该块的一个阵列的副载波方向上的中央；以及

其中通过预先存储计算一个信道估计值所需的提取/解扩装置的输出作为一个信号值、通过解扩消除由用于确定信道的扩展代码的扩展、以及把按照使得其信道估计值被计算的一个副载波位于该块的阵列的副载波方向上的中央的这样一种方式定位的块中的信号值相加，而获得一个信道估计值。

2.根据权利要求1所述的信道估计设备，其中用于确定信道的扩展代码是沃尔什码。

3.根据权利要求2所述的信道估计设备，其中该沃尔什码是32码片长度。

4.根据权利要求1所述的信道估计设备，其中用于分离小区的扩展代码是一个Gold序列码。

5.根据权利要求1所述的信道估计设备，其中该导频信号在其数据帧中包含四个符号。

6.根据权利要求1所述的信道估计设备，其中该块的尺寸为四个符号乘八个副载波的大小。

7.一种信道估计方法，其在一个CDMA系统中使用多个副载波，其中包括如下步骤：

提取/解扩步骤，从一个所接收信号中提取一个导频信号，通过解扩消除由用于分离小区的扩展代码的扩展，并且输出该信号；

块解扩步骤，对由该提取/解扩步骤所获得的多个输出符号和多个相邻副载波所构成的一个块进行解扩，以消除由用于确定信道的一个扩展代码的扩展；

信道估计步骤，通过把由该块解扩步骤在该块上所获得的输出信号值相加而获得一个信道估计值；

其中可以对每个副载波获得该信道估计值；

其中由提取/解扩步骤所获得的一个块的一个输出位置被按照这样一种方式来设置，使得被计算信道估计值的一个副载波位于该块的一个阵列的副载波方向上的中央；以及

其中通过预先存储计算一个信道估计值所需的提取/解扩步骤的输出作为一个信号值、通过解扩消除由用于确定信道的扩展代码的扩展、以及把按照使得其信道估计值被计算的一个副载波位于该块的阵列的副载波方向上的中央的这样一种方式定位的块中的信号值相加，而获得该信道估计值。

8.根据权利要求7所述的信道估计方法，其中用于确定信道的扩展代码是沃尔什码。

9.根据权利要求8所述的信道估计方法，其中该沃尔什码是32码片长度。

10.根据权利要求7所述的信道估计方法，其中用于分离小区的扩展代码是一个Gold序列码。

11.根据权利要求7所述的信道估计方法，其中该导频信号在其数据帧中包含四个符号。

12.根据权利要求7所述的信道估计设备，其中该块的尺寸为四个符号乘八个副载波的大小。

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