CN100517985C - 发送电路和使用了该电路的收发机 - Google Patents
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Abstract
提供一种发送电路，该发送电路适合于移动通信设备的直接转换方式，可对应W-CDMA所要求的宽的信号输出电平的调幅，且不需要高性能的低噪声VCO和RF滤波器，能够降低部件数目和成本。在包括分频器、混频器(117、118)和公共负载(119)的正交调制器的输入部设置有可变衰减器(111、112)。在发送电路内的正交调制器的输入信号电平下降的情况下，使该可变衰减器动作以降低正交调制器的偏压，而减少载波泄漏产生量，防止低输出电平时的信号和载波泄漏比的下降。在直接转换发送电路中容易地实现70dB以上的输出电平的调幅，可以减小在高频电路中难以确保可变增益的可变量。
Description
技术领域
本发明涉及发送电路和收发机，尤其涉及在应用了适合于大规模集成化的直接转换方式的移动通信设备中适用的发送电路和使用了该电路的收发机。
背景技术
随着移动通信设备的迅速普及，小型化、低成本化的要求增强。因此，希望应用压控型振荡器(VCO)和减小滤波器数目、提高集成度的集成电路。作为发送机的现有例之一，有由龙川等提出的面向GSM、DCS1800双频收发器IC高频技术(参照非专利文献1)。
在发送电路的设计上，作为重要的项目，可举出减少向接收频带的噪声泄漏。例如，在欧洲便携电话GSM的情况下，最大输出功率为33dBm，对于此，期望把从发送频带的上限仅偏移20MHz的接收频带上的噪声抑制为-79dBm/100kHz(-129dBm/Hz)以下。若将带通滤波器等用于功率放大器的输出部，则可实现上述标准，但是，因滤波器的损耗影响，产生了效率的降低。因此，作为不使用滤波器的结构，应用了偏置PLL方式。
图17表示应用了现有的偏置PLL方式的发送机的结构(例如，参照非专利文献2)。
发送机包括中频(IF)信号发生部1703和PLL(Phase LockedLoop，锁相环)部1702。
首先，说明IF部的动作。分别向I信号输入端子113、Q信号输入端子114输入具有200kHz频带的I、Q信号。该输入信号由具有90度相位差的IF局部振荡信号1706、1707和混频器117、118来进行混合。
这里，IF局部发送信号是将振荡器1108的输出通过90度相位器110来偏移相位而得到。通过相加各个混频器的输出，而变换为IF频率(270MHz)的GMSK(Gaussian Minimum Shift Keying，高斯最小频移键控)调制信号。GMSK调制信号是被GSM(Global System forMobile Communication，全球移动通信系统)系统采用的调制信号，仅限于相位持有信号信息，振幅恒定。为了相对于后级的相位比较器1102得到充分的振幅，IF信号通过放大器1101被放大。在通过低通滤波器1705去除了由混频器117、118、放大器1101产生的高频波后，IF信号被输入到PLL部1702的相位比较器1102。
PLL部的特征是包含混频器1103，通过混频器1103将在RF频率下动作的压控振荡器(VCO)1104的输出信号的频率915MHz与局部振荡频率(fLO)1185MHz进行混合，由此变换为IF频率(270MHz)后，从相位比较器1102输出与IF信号的误差。所输出的误差信号的频率，降低到与IQ输入信号相同的基带信号频带。
通过低通滤波器(LPF)1106来抑制误差信号的高频噪声。滤波器的闭环1701的截止频率，对于200kHz的信号频带约为1.6MHz，20MHz的噪声大大被抑制。因此，与VCO1104的输出信号偏离了20MHz的频带的噪声很大程度被抑制。因此，即使将VCO的输出直接连接到功率放大器(PA)924上，也可不对RF信号新连接滤波器，就能将接收频带上的噪声抑制为-79dBm/100kHz(-129dBm/Hz)以下，可以经天线1704来发送发送频率(fTX)为915MHz的信号。
【非专利文献1】
日本瀧川等撰写的“面向GSM、DCS1800的双频收发器IC高频技术”、IEEE第25次，欧洲集成电路会议预稿集，1999年，p.278-281(K.Takikawa et.al.“RF Circuits Technique of Dual-BandTransceiver IC for GSM and DCS1800 applications，”IEEE 25thEuropean Solid-State Circuits Conference，1999，pp.278-281)
【非专利文献2】
山肋等撰写的“2.7V GSM收发器IC”，IEEE，固体电路论文集，第32卷，第12号，1997年12月，p.2089-2091(T.Yamawaki et.al.“A 2.7V GSM RF Transceiver IC”，IEEE J.Solid-State Circuits，Dec.1997，Vol.32，No.12，pp.2089-2091)
如上所述，偏置PLL不需要高频的外部滤波器，一直被广泛应用，但是，很难应用于在W-CDMA(Wideband CDMA(Code DivisionMultiple Access，码分多址))中采用的HQPSK(Hybrid QuadraturePhase Shift Keying，混合移相键控)这样的、振幅变化中也包含信息的调制方式。
另外，也很难实现W-CDMA中要求的70dB以上的信号电平的变化。
发明内容
本发明的目的在于，为了实现更低成本、减少部件数，提供一种发送电路，该发送电路不需要成为降低成本的制约因素的、SAW(Surface Acoustic Wave，表面声波)等价格高的外部高频滤波器，具有70dB以上的宽输出电平的调幅。另外，其目的还在于，提供一种使用了该发送电路的发送机和收发机。
若描述所公开的本发明中代表性的，则如下所述。
本发明涉及的发送电路，具有：第一及第二混频器、第一、第二及第三放大器和90度相位器，其中，将所述第一和第二混频器的输出端子连接到所述第一放大器的输入端子，在所述第一和第二混频器的局部振荡信号的输入端子上分别连接所述90度相位器的第一和第二输出端子，在所述第一和第二混频器的信号输入端子上分别连接所述第二和第三放大器的输出端子，将所述第二放大器的输入端子作为所述发送电路的第一输入端子，将所述第三放大器的输入端子作为所述发送电路的第二输入端子，将所述第一放大器的输出端子作为整体的输出端子，在所述第二和第三放大器上设置了可变增益单元。
在所述发送电路中，最好是所述第一混频器的偏流与所述第二放大器的放大率成比例地变化，所述第二混频器的偏流与所述第三放大器的放大率成比例地变化。
即，本发明涉及的发送电路若简单说明概要，结构如下：在发送电路中使用直接转换方式，且在正交调制器的输入部分设置可变增益单元，与可变增益联动来改变正交调制器的偏压。由此，可以保持载波泄漏和发送信号的比，同时可以实现大的调幅。
附图说明
图1是表示本发明的第一实施方式的直接转换发送电路结构图；
图2是表示直接转换发送电路的可变增益的电路结构例的图；
图3是表示使正交调制器的输入电平变化时的问题的图；
图4是表示混频器的偏流和载波泄漏的关系的特性曲线图；
图5是表示本发明的第二实施方式的直接转换发送电路结构图；
图6是表示图5中使用的衰减器的衰减量和同相直流电压电平的关系的图；
图7是表示图5中使用的衰减器的具体例的(a)电路结构图，(b)表示构成其电路的FET的接通电阻和偏压电流的关系的特性曲线图；
图8是表示本发明的第三实施方式的直接转换发送电路结构图；
图9是表示本发明的第四实施方式的收发电路结构图；
图10是表示本发明的第五实施方式的收发整体电路结构图；
图11是将偏置PLL电路应用于表示本发明的第五实施方式的收发电路的GSM发送部时的电路结构图；
图12是将局部合成器(fractional synthesizer)应用于表示本发明的第五实施方式的收发电路的GSM发送部的电路结构图；
图13是表示本发明的第四实施方式的发送电路结构图；
图14是表示本发明的第六实施方式的接收电路结构图；
图15是表示本发明的第七实施方式的接收电路结构图；
图16是表示本发明的第八实施方式的接收电路结构图；
图17是现有的偏置PLL型发送机的发送电路结构图。
具体实施方式
下面，参照附图，说明本发明的最佳实施方式。
<第一实施方式>
使用图1～图4来说明本发明的第一实施方式。首先，通过图2来说明将直接转换应用在发送电路时的可变增益方法。
图2(a)是表示通过具有固定增益的正交调制器和高频可变增益放大器(RFGCA)来实现可变增益时的电路结构例的图。正交调制器包括两个混频器117、118和产生具有90度相位差的两个局部振荡信号的分频器110。在I信号输入端子113、Q信号输入端子114分别施加I、Q信号，通过正交调制器变换为高频信号。将变换后的高频信号通过高频可变增益放大器201来调整增益。
在W-CDMA中，要求70dB以上的信号电平的调幅。因此，在RFGCA201和功率放大器1009中，包含余量在内需要改变80dB以上的增益。例如，通过在RFGCA201中可改变60dB、在功率放大器1009中可改变20dB来对应。
图2(b)表示在正交调制器的输入部设置了可变增益电路202的结构例。由于在图2(a)多设置了一级可变增益级，所以每一级变化的增益变小，可以缓和各电路的规格参数。
这里，使用图3来说明在正交调制器的输入部中使增益变化时的问题。在基带上没有衰减的情况下，即，在正交调制器的输入信号电平上没有衰减的情况下，如图3(a)所示，在正交调制器的输出上，除了发送信号301之外，存在载波泄漏302、图像信号303，发送信号301相对于载波泄漏302、图像信号303取充分大的值。载波泄漏302由混频器的输入直流偏移引起，通过直流成份和局部振荡信号的积来产生。图像信号303在供给I、Q各电路的局部振荡信号的相位相差90度的情况下产生。任何一个都由构成混频器的晶体管、阻抗特性的不匹配而产生。
在基带有衰减的情况下，即，降低了正交调制器的输入信号电平的情况下，如图3(b)所示，由于图像信号303与输入信号电平和偏流两者成正比，所以若降低输入信号电平，则图像信号电平也降低了。另一方面，载波泄漏302与输入直流偏移成正比，而不与输入信号电平成正比。因此，即使减小输入信号电平，载波泄漏302也不减小，载波泄漏比(将载波泄漏的绝对值设为A、发送信号的绝对值设为B时的A/B称为载波泄漏比)A/B与图3(a)相比减小，导致调制信号的调制精度的劣化。
载波泄漏和混频器的偏流的关系如图4所示，若增加混频器的偏流，则直流偏移也增加，所以载波泄漏增加。相反，若降低偏流，则载波泄漏减小。因此，在使正交调制器的输入电平减小的情况下，需要混频器的偏流也下降，而降低载波泄漏。
图1表示使输入电平的变化和混频器的偏压电平的变化联动的具体的电路结构例。该电路包括：I、Q信号用的混频器117、118，两个混频器中公共的负载电阻119，应用于各信号的可变衰减器111、112和分频器110。混频器的电路形式使用了吉伯(Gilbert)型混频器。混频器117、118包括通过局部振荡信号的极性变化来切换差动信号的方向的开关部分101、102、和电压电流变换部103、104、105、106。并且，在电压电流变换部103～106上，为了降低频带外噪声电平，而附加了分别由电容和电阻构成的二次滤波器电路。将分频器110的两组差动输出的一个差动输出连接在混频器117内的局部振荡信号用RF放大器107的输入上，将另一个差动输出连接到混频器118内的局部振荡信号用RF放大器108的输入上。
图1所示的电路的动作如下。
施加到I、Q输入端子113、114的信号，通过可变衰减器111、112调整为适当的信号电平。可变衰减器的衰减量由施加到增益控制端子115上的直流信号电平来决定。若增益控制信号在控制可变衰减器的衰减量的同时、增加控制混频器117、118的偏流电平的偏流源109的电流量，则在开关部101、102中流过的直流偏压减小，混频器的载波泄漏减小。因此，在从输出端子116输出的调制信号MIXout减小的情况下，载波泄漏也同时减小。
通过本实施方式，可以在正交调制器的输入部中使用可变增益电路，而不使信号和载波泄漏电平的比值劣化。
<第二实施方式>
使用图5～图7来说明本发明的第二实施方式。在第一实施方式中使用了与可变衰减器连动的电流源，但是在本实施方式中，通过可变衰减器的同相直流电平，来进行混频器的偏压控制。
图5表示本实施方式的电路结构。由于I、Q两个系统为相同结构，在下面，仅对I系统表示详细的电路结构，Q系统省略电路结构。
与第一实施方式相同，混频器117使用吉伯型混频器，混频器117通过降低频带外噪声电平的二次有源滤波器电路501来驱动。有源滤波器电路501通过可变衰减器502来驱动。可变衰减器502除了使信号电平衰减之外，还使输出的直流电平变化。在差动输出的差动方向上不改变偏压电平，而在同相方向上改变。由此，使混频器的电压电流转换电路503的同相偏压变化，来控制从混频器产生的载波泄漏量。
图6表示信号电平的衰减量和偏压电平的关系。在增加了信号电平的衰减量的情况下，使直流偏压电平降低，来降低载波泄漏的产生量。
图7(a)表示在本实施方式中使用的可变衰减器502的具体的电路结构。差动对由晶体管702、703构成，各基极成为输入端子709。晶体管的发射极之间，通过实现可变电阻的功能的场效应晶体管(FET)701来连接。通过施加给FET701的栅极偏压端子706的电压来控制FET的接通电阻，来控制作为电压电流变换器动作的可变衰减器502的衰减量。电流信号通过负载电阻707、708作为电压信息输出到输出端子710，驱动下一级的有源滤波器电路。输出的偏压电平通过改变电流源704、705的驱动电流、调整在负载电阻707、708上的电压下降量而实现。
图7(b)表示偏流电平和FET的接通电阻的关系。在接通电阻低的情况下，衰减量小、信号电平大，所以混频器的动作电流要大。因此，需要降低电阻上的电压降，而减小可变衰减器的偏流。在接通电阻变大的情况下，衰减量大，为了抑制载波泄漏，需要降低混频器的偏流。因此，输出电位要降低，而增加可变衰减量的偏流。
通过本实施方式的结构，根据输入信号电平改变混频器的偏压电平，由此可保持适当的输出信号及载波泄漏比。
<第三实施方式>
使用图8来说明本发明的第三实施方式例。在本实施方式中，并联连接与信号电平对应的混频器，并根据信号电平来切换使用，由此对应载波泄漏的降低。图8表示并联连接了两个混频器801、802的情况。混频器801是高增益电路，混频器802是低增益电路。混频器801和802设定为，构成电路的晶体管大小由n:1、电阻由1:n构成，在同一偏压下，使驱动电流成为n:1。对于驱动两个混频器电路的缓冲电路803、804也由相同的晶体管大小比、电阻比来实现。
通过前级的输入电路809来选择两个混频器801和802。输入电路由多个包括差动对805、开关807、电流源808的选择电路构成。通过开关的接通和断开来进行混频器的选择。在本实施方式中，具有混频器801、802同时动作、混频器801单独动作、混频器802单独动作的三个动作模式。可以根据可变衰减器805的衰减量来选择动作模式，而实现载波泄漏量的最佳化。
<第四实施方式>
使用图9和图13来表示本发明的第四实施方式。在之前所示的实施方式中，正交调制器的输出是高频信号，但是，在本实施方式中变换为中频信号。
首先，使用图13来说明发送电路的动作。I、Q信号通过可变衰减器1002变换为适当的电平，并通过低通滤波器1003去除了频带外噪声后，输入到正交调制器1004中。通过中频合成器(IF PLL Synth)1107控制的中频压控振荡器1108的振荡信号施加在正交调制器上，正交调制器1004的输出被变换为190MHz的中频。190MHz相当于W-CDMA的发送和接收信号的间隔。
中频信号通过可变增益放大器1301调整为适当的信号电平，通过了用于去除在接收频带上泄漏的偏离了190MHz的噪声的带通滤波器1302后，使用通过高频合成器(RF PLL Synth)915控制的压控振荡器916的振荡信号，通过混频器1303变换为高频信号。
变换后的信号通过高频放大器1304放大后，通过由SAW等构成的带通滤波器1018除去了高次谐波、190MHz失谐噪声后，通过功率放大器1009来放大，并经过使放大器1009的负载阻抗为恒定的隔离器1010后，再次通过带通滤波器1011抑制了高次谐波、190MHz失谐噪声后，由天线输出。
用图9说明作为GSM和W-CDMA的双模收发电路的本实施方式。接收电路应用了直接转换电路。接收电路具有GSM、GSM1800和W-CDMA三个系统。
从天线输入的接收信号由开关901分配后，通过输入高频带通滤波器902、903、904去除干扰波，并通过低噪声放大器905、906、907放大后，通过混频器908、909变换为基带I、Q信号。通过分频器910生成具有90度相位差的两个混频器908、909的局部振荡信号。
在接收GSM信号的情况下，通过高频合成器915控制的压控振荡器916在700MHz～3840MHz下振荡，并通过被开关913选择的分频器914转换为1850MHz～1920MHz的信号。该被分频的信号通过分频器910进一步进行分频，作为925MHz～960MHz的局部振荡信号施加到混频器908、909。混频器的基带输出信号通过相互连接了可变增益放大器(PGA)和低通滤波器(LPF)的电路(PGA和LPF)911、912去除干扰波，放大为适当的信号电平后，作为I、Q输出信号输出。
在接收GSM1800信号的情况下，压控振荡器916在3610MHz～3760MHz下振荡，并通过开关913来旁路分频器914，而直接输入到分频器910中。由此，将1805MHz～1880MHz的局部振荡信号施加到混频器908、909中。
在接收W-CDMA信号的情况下，压控振荡器916在4230MHz～4350MHz下振荡，并通过开关913来旁路分频器914，而直接输入到分频器910中。由此，将2115MHz～2175MHz的局部振荡信号施加到混频器908、909中。相对于GSM的I、Q信号频带为135kHz，在W-CDMA中为1.98MHz。因此，在W-CDMA接收时，需要切换滤波器的时间常数来对应。
GSM和GSM1800的通信方式是TDMA(Time Division MultipleAccess，时分多址)，不同时进行发送和接收，而必须交替进行收发。在发送GSM信号的情况下，通过开关930、931来选择GSM电路，通过可变衰减器202使I、Q信号衰减为适当的信号电平后，通过低通滤波器501去除了频带外噪声后，而施加到正交调制器919。压控振荡器916在3520MHz～3660MHz下振荡，并通过被开关918选择的分频器917转换为1760MHz～1830MHz的信号。该分频后的信号通过分频器110进一步分频，并作为880MHz～915MHz的局部振荡信号施加到混频器。
880MHz～915MHz的发送信号通过高频放大器920来放大，并通过由SAW等构成的高频带通滤波器，来除去高次谐波和偏离了20MHz的接收频带噪声后，由功率放大器924来放大，并通过低通滤波器(LPF)926去除了高次谐波后，经开关901由天线发送。
在发送GSM1800信号的情况下，通过开关930、931，来选择GSM电路，并通过衰减器使I、Q信号衰减为适当的信号电平，通过低通滤波器501去除了频带外噪声之后，施加到正交调制器919上。压控振荡器916在3420MHz～3570MHz振荡，并通过开关918来旁路分频器917，而直接输入到分频器110中。该信号被分频器110分频，并作为1710MHz～1785MHz的局部振荡信号施加到混频器。1710MHz～1785MHz的发送信号通过高频放大器921被放大，并通过由LC等构成的高频带通滤波器来去除高次谐波，通过功率放大器925被放大，并通过低通滤波器927去除了高次谐波后，经开关901由天线发送。
在发送W-CDMA信号的情况下，与GSM的情况不同，同时接收信号。通过开关930、931来选择W-CDMA电路，通过可变衰减器1002，使I、Q信号衰减为适当的信号电平，并通过低通滤波器1003去除了频带外噪声后，施加到正交调制器1004上。压控振荡器916在4230MHz～4350MHz振荡，并通过开关918来选择分频器917，并通过分频器917转换为2115MHz～2175MHz的信号后，施加到混频器电路1303上。如图13所说明，正交调制器1004的输出信号的中心频率为190MHz。通过使190MHz的中频信号和2115MHz～2175MHz的局部振荡信号相乘，而得到1925MHz～1985MHz的发送信号。
在本实施方式中，可以由一个芯片来构成收发电路928，且可以实现与GSM/W-CDMA两个方式对应的收发电路。
<第五实施方式>
使用图10～图12来说明本发明的第五实施方式。本实施方式以直接转换电路构成W-CDMA发送电路，且用独立的集成电路芯片1001来实现。在W-CDMA的标准中，发送和接收的频率间隔不固定为190MHz，而允许变化。本实施方式还可弹性对应于这种情况。
在图10所示的电路结构中，GSM和GSM1800方式的动作时与第四实施方式相同，所以省略说明。W-CDMA发送电路包括直接转换电路、高频合成器1006和振荡器1005。在W-CDMA动作时，接收系统进行与第四实施方式相同的动作。发送系统的振荡器1005在3850MHz～3970MHz振荡，该信号通过分频器1012变换为1925MHz～1985MHz的局部振荡信号。I、Q信号通过可变衰减器1002变换为适当的信号电平后，经过用于去除频带外噪声的低通滤波器1003施加到正交调制器1004上。正交调制器的输出信号是1925MHz～1985MHz，在通过可变增益高频放大器1007进行了电平调整后，由LC滤波器1008去除高次谐波，并通过功率放大器1009放大后，经隔离器1010、带通滤波器1011、开关901后，从天线输出。
图11是由以往一直应用的偏置PLL电路来构成GSM的发送部的情况下的例子。因此，相对于图10的结构，是设置中频合成器1107并将该中频信号输入到正交调制器919的分频器的结构。另外，在图10的正交调制器919的输出和放大器924、925之间设置限幅器1101，并通过比较该限幅器的输出和混频器1103的输出的相位的相位比较器1102，将正交调制器919的输出施加到环形滤波器1106上。通过限幅器1101，将由GSM用压控振荡器1104、GSM1800用压控振荡器1105、混频器1103、相位比较器1102、环形滤波器1106构成的偏置PLL电路、和正交调制器919的输出振幅限制为恒定。
在GSM的情况下，在通过开关918选择的分频器917中转换为1760MHz～1830MHz信号的信号、和GSM用压控振荡机1104的输出的检测信号被输入到混频器1103。环形滤波器1106的输出经由GSM用压控振荡机1104施加到GSM用放大器924中。
另一方面，在GASM1800的情况下，将通过开关918旁路了分频器917的信号、和GSM1800用压控振荡机1105的输出的检测信号输入到混频器1103中。环形滤波器1106的输出，经由GSM1800用压控振荡机1105施加到GSM1800用放大器925中。
通过应用这样构成的偏置PLL，与图10的情况相比，振荡器的振荡频率频带产生不同。在GSM发送时，将45MHz作为IF信号，在GSM1800的发送时，将95MHz作为IF信号。这时，振荡器916在与接收时相同的频带下振荡即可。
图12是在GSM的发送部使用了Δ∑方式分数N型合成器的情况。其是使图10和图11的高频合成器915兼做发送电路的结构例。
振荡器使用以下三种：接收时局部振荡信号用振荡器916、GSM发送用振荡器1104和GSM1800发送用振荡器1105。合成器部包括：高频分频器1201、低频分频器1202、信道选择用代码表(Tabel C)1203、∑Δ调制器1207、分频器对应表1206和相位比较器1208等。
分数N型合成器以具有合适概率的模拟随机数使1/N分频和1/(N+1)分频动作，来实现两个分频比之间的非整数比的分频。通过信道选择码和∑Δ调制器，产生该模拟随机数。在本实施方式中，采取在∑Δ调制器1207上进一步叠加GMSK调制信号，由合成器来产生GMSK信号的方法。
在这里，不是合成I、Q信号，而是设置二进制数据输入端子1209，用正在记录GMSK波形的ROM1204和二进制数据合成GMSK信号，对振荡器施加调制。由环形滤波器1106和振荡器916的电压一频率响应特性等决定的环形频带比GMSK信号的频带(135KHz)窄，因此，通过均衡电路(EQ)1205来加以校正。该发送电路在GSM、GSM1800发送时作为带有调制功能的合成器来动作，在接收时作为局部振荡信号用合成器来动作。
图11和图12所示的任意一例，在W-CDMA动作时都进行与图10所示的例子相同的动作。根据本实施方式，还能对应W-CDMA的收发间隔变化的情况，并且，能够实现降低了外部部件数目的收发电路。
<第六实施方式>
使用图14表示本发明的第六实施方式。本实施方式描述了接收电路的细节。在W-CDMA动作时，收发两个电路同时动作。因此，发送信号本身成为最大的干扰波，对接收电路要求较高的线性。在这里，通过在W-CDMA的低噪声放大器和混频器之间插入外部高频滤波器来抑制发送信号，而缓和过分的线性规格参数。
另外，相对于GSM和GSM1800进行间歇收发，W-CDMA中在通话中始终保持收发状态。因此，适合于两个标准的直流偏移去除算法不同。因此，结构如下：设置GSM专用的可变增益放大器和低通滤波器的列(PGA和LPF)911、912、和W-CDMA专用的可变增益放大器和低通滤波器的列1404、1405，通过开关1406、1407从公共的I、Q输出端子输出信号。通过本实施方式，可以实现对于GSM和W-CDMA两个方式最适合的接收电路。
<第七实施方式>
使用图15来说明本发明的第七实施方式。这里，通过数字电路来实现在第六实施方式中由模拟电路实现的可变增益放大器和低通滤波器的列，通过一个电路来对应GSM和W-CDMA两个方式。在混频器908、909、1402、1403的输出端子中产生的直流偏移，最大可以抑制为大约5mV。另外，最大增益为26dB的可变增益放大器1501、1502的直流偏移输出为100mV。若低噪声放大器905～907、混频器的功率增益为20dB，混频器的输出阻抗为500Ω，则-102dBm(GSM最小信号电平)的接收信号成为562μV。若存在具有2V的动态范围的14比特的模拟/数字转换器(ADC)，则对于量化噪声电平可以确保19dB以上的余量，且100mV的直流偏移与2V的动态范围相比非常小。因此，可以使模拟电路不具有直流偏移校正功能而构成接收电路，可以共用GSM和W-CDMA的电路。
在数字化后，通过减去数据的平均值1505、1506，可去除直流成份。另外，由于滤波器是数字化的，所以GSM和W-CDMA的切换变得容易。随着基带LSI的接口，还可能通过数字/模拟转换器(DAC)1509、1510变换回模拟IQ信号而输出。通过本实施方式，可以在同一电路中处理GSM和W-CDMA。
<第八实施方式>
使用图16来说明本发明的第八实施方式。本实施方式将GSM和W-CDMA的混频器的输出部公共化。GSM用混频器908和W-CDMA用混频器1402具有分别独立的局部振荡信号输入端子1609、1610和高频信号输入端子1607、1608，但是各混频器的输出端经由公共的负载电阻1606连接到电源线1605上。
由于GSM和W-CDMA频带不同，所以需要使由负载电阻和电容构成的低通滤波器的截止频率变化。在GSM接收时，闭合开关1601、1602，将外部的大电容1603连接到各混频器的输出端，而实现了低的截止频率，在W-CDMA接收时，断开开关，而实现由内置电容1604和负载电阻1606决定的高的截止频率。也可以在通过滤波器抑制了干扰波后，用可变增益放大器1501放大信号，将输出1511施加在例如图15所示的AD变换器1503、1504上。通过本实施方式，可以通过GSM和W-CDMA的混频器输出部来实现前端电路的兼用。
产业上的可用性
如由前述的实施方式可知，根据本发明，与使用了现有的偏置PLL方式发送机的情况相比，可以对应W-CDMA方式等在振幅变化上施加了信息的方式，且削减了除RF集成电路、功率放大器、前端电路之外所需的外部部件，可以构成GSM/GSM1800/W-CDMA的双模式收发机。
Claims (10)
1、一种发送电路，具有：第一及第二混频器、第一、第二及第三放大器和90度相位器，其特征在于，
将所述第一和第二混频器的输出端子连接到所述第一放大器的输入端子，在所述第一和第二混频器的局部振荡信号的输入端子上分别连接所述90度相位器的第一和第二输出端子，在所述第一和第二混频器的信号输入端子上分别连接所述第二和第三放大器的输出端子，将所述第二放大器的输入端子作为所述发送电路的第一输入端子，将所述第三放大器的输入端子作为所述发送电路的第二输入端子，将所述第一放大器的输出端子作为整体的输出端子，在所述第二和第三放大器上设置了可变增益单元；
所述第一混频器的偏流与所述第二放大器的放大率成比例地变化，所述第二混频器的偏流与所述第三放大器的放大率成比例地变化。
2、根据权利要求1所述的发送电路，其特征在于，
所述90度相位器由第一和第二输出端子分别为第一差动输出端子和相位移位了90度的信号的第二差动输出端子的分频器构成；
所述第一和第二混频器中，所述输入端子分别是差动输入端子，该第一和第二混频器分别包括：第一和第二电压电流变换器；具有第一和第二差动输入端子、并利用局部振荡信号可切换差动信号的方向的开关部；第一和第二电流源；以及用于取出所述第一和第二混频器的差动输出的、两个混频器公共的负载；
所述分频器的第一差动输出端子和相位移位了90度的第二差动输出端子分别连接到所述开关部的第一差动输入端子上，所述第一和第二电压电流变换器的输出与所述第一和第二电流源的输出分别连接到所述开关部的第二差动输入端子上，所述开关部的差动输出端子连接到所述公共的负载上；
设置了所述可变增益单元的所述第二和第三放大器，分别由具有差动输入端子和差动输出端子的可变衰减器构成，所述可变衰减器的差动输出被连接在所述第一和第二电压电流变换器的输入端子上；
所述第一和第二电流源的电流量和所述可变衰减器的衰减量，通过增益控制信号被控制。
3、根据权利要求1所述的发送电路，其特征在于，
所述第一至第三放大器是差动电路结构的直流放大器；
所述第一和第二混频器是差动电路结构；
所述第二和第三放大器进行控制，使在所述第二放大器的输出中出现的同相直流电位与该第二放大器的放大率成比例地变化，使在所述第三放大器的输出中出现的同相直流电位与该第三放大器的放大率成比例地变化；
根据所述同相直流电位，控制所述第一和第二混频器的偏流。
4、一种发送电路，其特征在于，
其构成如下：设置了多个如权利要求1所述的发送电路，将所述多个各发送电路的输入端子共同连接、并将所述多个各发送电路的输出端子共通连接，并且，将所述各发送电路设置为各自不同的偏流，并根据发送功率，使所述多个各发送电路中动作的发送电路的个数变化。
5、一种集成电路，包括直接转换接收电路和权利要求1至4中任一项所述的发送电路，所述发送电路和所述接收电路共同与第一和第二的至少两个频带对应而动作，并且，集成在同一半导体芯片上，其特征在于，
具有第一和第二局部振荡信号产生电路，该第一和第二局部振荡信号产生电路的构成如下：使与所述第一频带对应的发送和接收用的、具有90度相位差的局部振荡信号通过对第一振荡器的振荡信号进行二分频来产生；
使与所述第二频带对应的发送和接收用的、具有90度相位差的局部振荡信号通过对所述第一振荡器的振荡信号进行四分频来产生。
6、一种集成电路，包括如权利要求1至4中任一项所述的发送电路、第一带通滤波器、第三混频器、第四放大器、第一合成器、第一振荡器，其特征在于，
其构成如下：将所述发送电路的输出连接到所述第一带通滤波器的输入端子上，将所述第一带通滤波器的输出端子连接到所述第四混频器的输入端子上，将所述第四混频器的输出端子连接到所述第四放大器的输入端子上，将所述第四放大器的输出端子作为所述集成电路整体的输出，将所述第一混频器的局部振荡信号输入端子连接到所述第一振荡器的输出端子上，用所述第一合成器将所述第一振荡器设定为期望的频率。
7、一种收发机，装载了如权利要求5所述的集成电路，其特征在于，
在所述集成电路上设置接收专用的第一低噪声放大器和第五混频器，在所述第一低噪声放大器和所述第五混频器之间插入外部的第二带通滤波器。
8、一种收发机，装载了如权利要求6所述的集成电路，其特征在于，
在所述集成电路上设置接收专用的第一低噪声放大器和第五混频器，在所述第一低噪声放大器和所述第五混频器之间插入外部的第二带通滤波器。
9、根据权利要求7或8所述的收发机，其特征在于，其结构如下：通过可变增益放大器来放大I、Q各自的输出信号，所述I、Q分别连接了接收电路部的多个I信号、Q信号用混频器的输出；将所述可变增益放大器的输出连接到I、Q用的一组AD变换器的输入上；在AD变换器的输出上连接具有对于数字化后的信号具有低通特性的滤波器功能、和求平均并从I、Q输入信号中减去平均值的功能的数字电路；输出处理后的数字信号、或用DA变换器模拟化后输出处理后的数字信号。
10、根据权利要求9所述的收发机，其特征在于，其构成如下：多个I信号、Q信号用混频器的差动输出分别公共连接到第一和第二负载电阻上，在所述第一和第二负载电阻之间经由开关设置有多个电容，通过开关而可以使电容值可变。
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