CN100514857C - 对称pwm控制信号发生器 - Google Patents

Abstract

本发明的对称PWM控制信号发生器，由外部压控振荡器对其输送调频信号，其中，所述信号发生器包括一N+1位计数器，其输入端接收VCO的输出脉冲，从0计数至全1状态为一个周期，其处理信号的低N位送至N位比较器A的一个输入端，比较器A的另外一个输入端接收控制器输出的N位比较值进行比较，输出相应处理信号，再将该脉冲信号输出至二分频电路A的一个输入端，二分频电路A的另外一个输入端接收N+1位计数器输出计数值的最高位，进行逻辑运算后实现二分频；而B相电路中，N位比较器B的输入来自N+1位加法器，N+1位加法器的两个输入端分别接收N+1位计数器的输出信号以及控制器输出的N+1位偏移量，从而可实现调相。

Description

对称PWM控制信号发生器

技术领域

本发明涉及PWM(Pulse Width Modulation脉冲宽度调制)技术领域，尤其涉及一种应用于超声波电机驱动控制系统的对称PWM控制信号发生器。

背景技术

超声波电机驱动电路有多种不同的结构形式，推挽式驱动电路是其中一种，由于成本低、可靠性高，该种驱动电路结构具有广阔的应用前景。

超声波电机推挽式驱动电路的基本结构如图1所示，推挽电路与超声波电机直接相连，实现电压幅值放大，并利用变压器次级绕组与超声波电机的容性压电陶瓷片构成谐振，滤除方波驱动电压中的谐波成分，实现近似的正弦波驱动。图中的超声波电机为两相超声波电机，故需要A、B两相推挽电路。超声波电机驱动中实际应用的两相推挽电路如图2所示。

对于单相超声波电机，图1中的对称PWM控制信号发生器应产生一相两路对称PWM信号。对于两相超声波电机，对称PWM控制信号发生器应产生两相互差一定角度(可调节)的PWM信号，每相包含两路对称PWM信号。这两路对称PWM信号经驱动放大环节控制一相推挽式电路中的上、下两个开关管动作，实现推挽式驱动。这里所谓的“对称PWM信号”如图3所示，是指用于控制上、下两个开关管的两路PWM信号脉冲宽度相同，相位互差180°电角度。

由于对超声波电机进行控制的需要，不仅要求图1中的对称PWM控制信号发生器能够给出对称PWM控制信号，而且要求给出的对称PWM控制信号的频率、占空比(脉冲宽度，对应于超声波电机驱动电压幅值)可以调节，两相四路PWM信号的相位差亦可调节；即可调频、调幅、调相。

传统电机的变频驱动，用于控制逆变器一相上、下桥臂两个开关管的PWM信号是两路“互补PWM信号”，如图4所示，两路信号互为反相，脉冲宽度之和为固定值(等于PWM周期；此为理想情况，不考虑死区等因素)。目前各个系列的电机专用控制芯片，均是针对传统电机应用场合设计的，其内置PWM控制信号发生器自动生成的PWM信号均为互补形式的。

对于超声波电机的推挽式驱动，如何根据控制需要产生适当的对称PWM控制信号，成为一个必须解决的基本问题。现有的能够给出对称PWM控制信号的功能模块，通常为独立的芯片，难于集成；且没有直接符合超声波电机推挽式驱动要求的对称PWM控制信号发生器功能模块，难于产生可调频、调幅、调相的两相四路PWM信号。

发明内容

本发明的目的是提供一种应用于超声波电机推挽式驱动电路的对称PWM控制信号发生器，用于产生可调频、调幅、调相的两相四路PWM信号。

一种对称PWM控制信号发生器，外部的压控振荡器为其输送调频信号，其中：所述信号发生器中包括一个二进制N+1位计数器，其输入端接收压控振荡器的输出脉冲，从0计数至全1状态为一个周期，该N+1位计数器的处理信号的低N位分别送至N位比较器A以及N+1位加法器的一个输入端；

A相对称PWM控制信号的产生过程：N位比较器A的另外一个输入端接收控制器输出的N位比较值A，N位比较器A将两输入端的接收信号进行比较，输出相应的N位比较器A的处理信号，该N位比较器A的处理信号对应于N+1位计数器的一个计数周期内输出两个脉冲信号，将该脉冲信号输出至二分频电路A的一个输入端，二分频电路A的另外一个输入端接收N+1位计数器输出计数值的最高位，进行逻辑运算后在二分频电路的两个输出端分别输出N位比较器A的两个输出脉冲，实现二分频；

B相对称PWM控制信号的产生过程：N+1位加法器的另一输入端接收控制器送出的N+1位偏移量进行加法计算，其输出信号的低N位输送至N位比较器B的一个输入端；N位比较器B的另一个输入端接收控制器输出的N位比较值B，进行比较后得到的输出信号是在N+1位加法器的一个计数周期内输出两个脉冲信号，将该脉冲信号送至二分频电路B的一个输入端，二分频电路B的另外一个输入端接收N+1位加法器输出计数值的最高位，进行逻辑运算后在二分频电路的两个输出端分别输出N位比较器B的两个输出脉冲，实现二分频。

所述的一种对称PWM控制信号发生器，其中：所述二分频电路A包括两个与门(U1、U2)和一个非门(U3)，其中，N+1位计数器输出计数值的最高位一路经非门(U3)运算后的非值送至其中一个与门(U1)的一个输入端，N+1位计数器输出信号最高位的原值送至另一个与门(U2)的一个输入端；两与门(U1、U2)的另一个输入端均接收N位比较器A的输出信号。

所述的一种对称PWM控制信号发生器，其中：所述二分频电路B包括两个与门(U1’、U2’)和一个非门(U3’)，其中，N+1位加法器输出信号的最高位一路经非门(U3’)运算后的非值送至其中一个与门(U1’)的一个输入端，N+1位加法器输出信号最高位的原值送至另一个与门(U2’)的一个输入端；两与门(U1’、U2’)的另一输入端均接收N位比较器B的输出信号。

本发明采用上述技术方案将达到如下的技术效果：

一种对称PWM控制信号发生器，外部的压控振荡器和控制器对其输送控制信号，压控振荡器的输入信号电压与输出信号频率呈线性关系，从而可由控制压控振荡器的输入电压来调节其输出频率，再通过后续电路实现超声波电机的频率调节；所述信号发生器中是由二进制N+1位计数器对压控振荡器的输出脉冲进行计数，其处理信号的低N位分别送至N位比较器A以及N+1位加法器的一个输入端；N位比较器A的另外一个输入端接收控制器输出的N位比较值A，比较器A将两输入端的接收信号进行比较，输出两个脉冲信号，脉冲信号的占空比(对应振幅)由N位比较值A来决定，因此控制N位比较值A的大小即可实现调幅；另因N位比较器A比N+1位计数器少一位，因此其输出信号的两脉冲各对应N+1位计数器的前后1/2计数周期，且电角度相差180度电角度，再将该脉冲信号输出至二分频电路A实现二分频，这样二分频电路A的两输出信号相同且相差180度电角度，从而得到对称PWM信号；B相对称PWM控制信号的产生过程与A相电路不同之处在于，N位比较器B的输入不是直接来自N+1位计数器，而是来自N+1位加法器，N+1位加法器的两个输入端分别接收N+1位计数器的输出信号、控制器输出的N+1位偏移量，进行相加，从而使加法器输出的信号超前于N+1位计数器输出信号，这样既可通过N+1位加法器实现输出信号的相位差调节。该对称PWM控制信号发生器能够输出两相四路对称PWM控制信号，可以实现占空比调节与相位差调节，外加压控振荡器还可实现调频。本发明的对称PWM控制信号发生器为数字电路，可由一片可编程逻辑器件芯片实现，实现简单、可靠，易于集成，控制精度高。

附图说明

图1为超声波电机推挽式驱动电路结构框图；

图2为两相推挽电路图；

图3为对称PWM信号示意图；

图4为互补PWM信号示意图；

图5为对称PWM控制信号发生器；

图6为对称PWM控制信号发生器波形示意图；

图7为二分频电路原理图。

具体实施方式

实施例：

本发明给出了一种用于超声波电机驱动的对称PWM控制信号发生器，该对称PWM控制信号发生器为数字电路，可由一片可编程逻辑器件芯片实现，其结构如图5所示，其包括一N+1位计数器(二进制)，计数器的输入端连接压控振荡器(VCO)的信号输出端，对压控振荡器的输出脉冲进行计数；计数器输出计数值的低N位一路连接至后面N位比较器A的其中一个输入端，N位比较器A的另外一个输入端接收控制器输出的N位比较值A，比较器A将两输入端的接收信号进行比较，输出相应处理信号，该信号是对应于N+1位计数器一个计数周期具有两个脉冲信号，将该脉冲信号输出至二分频电路A的一个输入端，另外，二分频电路A的另外一个输入端分两路分别接收N+1位计数器输出计数值最高位，进行逻辑运算后在二分频电路的两个输出端分别输出N位比较器A的两个输出脉冲，从而实现二分频。

B相对称PWM控制信号的产生过程与A相相似，图5中，N位比较器B及后续二分频电路的结构、工作机理与A相电路的对应部分完全相同；而不同之处在于，B相电路中，N位比较器B的输入不是直接来自N+1位计数器，而是来自N+1位加法器，N+1位加法器的两个输入端分别接收N+1位计数器的输出信号以及控制器输出的N+1位偏移量，这样做的目的是利用N+1位加法器实现输出信号的相位差调节，因为N+1位加法器的输出超前于N+1位计数器的输出，从而使得图5所示对称PWM控制信号发生器的B相输出PWM信号超前于A相输出PWM信号，超前量由外部输入的N+1位偏移量确定。

结合图5对该电路的具体工作过程说明如下：

图5中，N+1位计数器为通用的二进制加法计数器，输入时钟信号f_c，输出为计数值，该计数器是对输入的时钟信号f_c计数。计数器的计数初值为零，即电路开始工作之前的初始状态时，计数器输出为0；电路开始工作后，输入一个时钟脉冲，计数器的计数值加一，即其输出数值加一，一直这样累加，直到计数至全1状态(即计数值等于2^(N+1)-1)，这是N+1位计数器所允许的最大计数值，下一个时钟脉冲的到来，将使得该计数器的计数值变为全0(即(2^(N+1)-1)+1＝2^(N+1)，最高位溢出，余下的N+1位全为零，得到的计数值等于0)，该计数器输出的计数值如图6波形示意图(a)所示(应注意的是，实际电路中计数器的输出值为离散的加一变化的二进制数，图6为了使图形表述更加清楚，将计数器输出值(即计数值)的累加变化过程画成了连续变化的直线)。

上述N+1位计数器输出计数值的低N位连接到N位比较器A，作为N位比较器A的一个输入，该比较器A有两个输入，一个输出，其另一个输入是由控制器给出的N位比较值A。比较器A对两个输入值进行比较，判断它们的相对大小，决定输出状态。这里，N位比较器A设计为，当N位比较值A小于计数器计数值低N位时，比较器A输出为高电平(即状态1)；否则，输出为低电平(即状态0)。图6(a)、(b)分别给出了N位比较值A及比较器A输出信号的波形示意图；这里需要注意的是，由于比较器A为N位比较器，比前述的N+1位计数器少一位(少最高位)，这样，对应于N+1位计数器的一个计数周期，比较器A的输入值之一(N+1位计数器输出计数值的低N位)将从最小值0到最大值(2^N-1)变化两个周期，分别对应于N+1位计数器输出计数值的变化范围0～(2^N-1)和2^N～(2^(N+1)-1)，于是比较器A输出信号也将变化两个周期，即输出两个脉冲信号。该脉冲信号的周期是N+1位计数器计数周期的1/2，相邻两个脉冲信号的时间间隔亦为N+1位计数器计数周期的1/2，即180°电角度。脉冲宽度则由来自外部控制器的N位比较值A确定。N位比较值A增大，比较器A输出信号高电平脉冲宽度减小，即占空比减小。反之，N位比较值A减小，比较器A输出信号高电平脉冲宽度增大，即占空比增大。由此，在外部控制器的控制下，可实现对称PWM控制信号发生器输出信号的占空比调节。

随后，比较器A的输出信号经二分频电路处理，得到A相的两路对称PWM控制信号。图5中所示二分频电路的设计不同于通常的二分频电路，这里，前述电路结构中之所以采用N+1位计数器，而不是N位计数器，也正是为了实现二分频电路。图7给出了二分频电路A的原理图，其是由两个二输入与门(U1、U2)和一个非门(U3)构成，两个与门U1、U2的一个输入端(2脚)均连接至上述N位比较器A的输出端，两个与门U1、U2的另一个输入端(1脚)分别连接N+1位计数器输出计数值最高位的原值、非值(非值的实现是将非门U3接在N+1位计数器输出计数值最高位的输出端和与门U1的输入端1脚之间，而与门U2的输入端1脚直接连接至N+1位计数器输出计数值最高位的输出端)；考虑上述N位比较器A的输出信号，对应于N+1位计数器的一个计数周期，N位比较器A输出两个脉冲信号，分别对应于N+1位计数器输出计数值的变化范围0～(2^N-1)和2^N～(2^(N+1)-1)，亦即分别对应于N+1位计数器输出计数值最高位为0和1的区间。于是，在非门U3的作用下，与门U1的输出信号为对应于N+1位计数器输出值变化范围在0～(2^N-1)时比较器A的输出脉冲，与门U2的输出信号为对应于N+1位计数器输出值变化范围在2^N～(2^(N+1)-1)时比较器A的输出脉冲，即比较器A输出的相邻两个脉冲信号分别依次通过与门U1、U2输出，从而实现了二分频，并且由上述比较器A的工作原理，比较器A输出的相邻两个脉冲信号的时间间隔为180°电角度。

这样，经过上述简单的电路结构，使得两路输出信号为对称PWM控制信号，且两路输出信号的时序(先后)关系确定，分别如图6波形示意图(c)、(d)所示，A相的输出信号1总是超前于输出信号2，且超前的电角度值固定为180°，即前述N+1位计数器计数周期的1/2。

上述为A相对称PWM控制信号的产生原理，B相对称PWM控制信号的产生过程与A相相似，如图5所示，N位比较器B及后续二分频电路的结构、工作机理与A相电路的对应部分完全相同，不同之处在于，B相电路中，N位比较器B的输入不是直接来自N+1位计数器，而是来自N+1位加法器，二分频电路B中也包括两个与门(U1’、U2’)和一个非门(U3’)，其中，N+1位加法器输出信号的最高位一路经非门(U3’)运算后的非值送至其中一个与门(U1’)的一个输入端，N+1位加法器输出信号最高位的原值送至另一个与门(U2’)的一个输入端；两与门(U1’、U2’)的另一输入端均接收N位比较器B的输出信号。本发明技术方案中，N+1位加法器的两个输入端分别接收N+1位计数器的输出信号、控制器输出的N+1位偏移量，进行相加，从而使加法器输出的信号超前于N+1位计数器输出信号，这样做的目的是利用N+1位加法器实现A、B两相输出信号的相位差调节，如图5所示，N+1位加法器的一个输入为N+1位计数器输出的N+1位计数值，另一个输入为外部控制器给出的N+1位偏移量，这样N+1位加法器的输出超前于N+1位计数器的输出，从而使得图5所示对称PWM控制信号发生器的B相输出PWM信号超前于A相输出PWM信号，超前量由外部输入的N+1位偏移量确定。B相电路各点信号如图6(e)-(i)所示，其中，图6(e)为外部控制器给出的N+1位偏移量，图6(f)是超前于N+1位计数器输出值N+1位偏移量的N+1位加法器输出信号波形，在N位比较器B中与外部控制器给出的N位比较值B进行比较运算，得到一周期两个输出脉冲信号，N位比较器B的输出脉冲信号的占空比由控制器给出的N位比较值B决定。

该对称PWM控制信号发生器能够输出两相四路对称PWM控制信号，可以实现占空比调节(即调幅)与相位差调节。输出信号的频率调节是由外部VCO(压控振荡器)实现，VCO的输出信号频率与输入信号的电压值呈线性关系，因此，控制输入的电压信号，将相应决定输出信号的频率。VCO在控制器控制下产生可调频率的输出信号f_c作为上述对称PWM控制信号发生器的输入时钟信号，从而达到调节输出信号频率的目的。

上述为本发明给出的对称PWM控制信号发生器的构成与工作原理。该对称PWM控制信号发生器是超声波电机驱动控制装置的一部分，是在控制器的控制下工作的，控制器对该对称PWM信号发生器的控制作用体现在两个方面：

一方面，控制器给出N+1位偏移量、A相N位比较值、B相N位比较值这三个参数作为上述信号发生器的输入数据。控制器根据当前的给定量以及超声波电机转子上孤极压电陶瓷片输出的反馈量，计算出应该给出的电机A相、B相驱动电压幅值和电机两相驱动电压的相位差，进而得到对应的N+1位偏移量、A相N位比较值、B相N位比较值，输送至上述信号发生器输入端。其中，N+1位偏移量用来调节信号发生器输出两相PWM控制信号的相位差，A相N位比较值、B相N位比较值分别用来调节信号发生器输出A相、B相PWM控制信号的占空比(即脉冲宽度)。对于采用上文所述推挽式驱动电路的超声波电机驱动控制装置而言，改变PWM控制信号的占空比，电机驱动电压幅值就随之改变；改变两相PWM控制信号的相位差，电机两相驱动电压的相位差就随之改变。

控制器对该对称PWM信号发生器控制作用的另一方面表现在，控制器输出控制参数作为图5中VCO(压控振荡器)的控制输入，调节VCO的输出信号频率。而如图5所示，VCO的输出信号就是本发明给出的对称PWM控制信号发生器的输入时钟信号。VCO是振荡器的一种，其输出信号频率与输入电压幅值成比例关系，故称为“压控振荡器”。于是，VCO输出信号频率在控制器控制下发生的变化，将导致PWM信号发生器输出PWM控制信号的频率变化，进而通过推挽式驱动电路的作用，使得电机驱动电压频率同步变化。

综上所述，采用本发明给出的对称PWM控制信号发生器，在控制器的控制作用下，可以调节电机驱动电压幅值及电机两相驱动电压的相位差。将VCO或其它形式的可控振荡器与本发明给出的对称PWM控制信号发生器配合使用，还可以实现电机驱动电压频率的调节。

下面具体说明对称PWM控制信号发生器的三个输入参数(N+1位偏移量、A相N位比较值、B相N位比较值)的取值范围。这三个参数用于调节超声波电机两相驱动电压的幅值、相位差。

要说明控制参数的取值范围，必须先了解超声波电机对其驱动电压的要求、推挽式驱动电路对其PWM控制信号的要求。对称PWM控制信号发生器发出的信号必须与上述要求相适应，才是有意义的。超声波电机要求其两相驱动电压的相位差在[-90°，90°]范围内可调节，推挽式驱动电路要求其PWM控制信号的占空比在[0％，50％]范围内可调节；为了避免推挽式驱动电路两个一次绕组同时工作，影响其输出电压的波形质量，通常取其PWM控制信号占空比调节范围为[0％，(50-DB)％]，其中0<DB<50，对应于PWM死区时间，其具体数值取决于推挽式电路中所用功率器件的性能指标及PWM周期，通常有0<DB<5。

为了使得电机两相驱动电压的相位差在[-90°，90°]范围内可调节，N+1位偏移量(对称PWM控制信号发生器的输入参数)的取值范围应为：[0，2^N-1]和[(3*2^N-1)，2^N+1-1]，相位差与N+1位偏移量之间为线性关系。其中，当N+1位偏移量取值为[0，2^N-1]，对应于电机两相驱动电压的相位差范围[-90°，0°](即A相驱动电压滞后于B相驱动电压90°～0°)；当N+1位偏移量取值为[(3*2^N-1)，2^N+1-1]，对应于电机两相驱动电压的相位差范围[0°，90°](即A相驱动电压超前于B相驱动电压0°～90°)。例如：若N＝10，则11位偏移量的取值范围应为[0，512]和[1536，2047]。

事实上，本发明给出的对称PWM控制信号发生器输出的两相PWM控制信号的相位差可调范围可以达到[0°，360°]，即在整个周期范围内可调节，对应的N+1位偏移量取值范围应为[0，2^N+1-1]。但在采用推挽式驱动电路的超声波电机驱动控制装置中不需要这么大的调节范围。

为了使得输出PWM控制信号的占空比在[0％，50％]范围内可调节，A相N位比较值和B相N位比较值的取值范围应为：[0，2^N-1]，占空比与N位比较值之间为线性关系。其中，最小取值(即0)对应于输出PWM控制信号的占空比为50％，最大取值(即2^N-1)对应于输出PWM控制信号的占空比为0％。由上述分析可知，推挽式驱动电路PWM控制信号占空比调节范围通常取为[0％，(50-DB)％]，即最大占空比小于50％。此时对应的A相N位比较值和B相N位比较值的取值范围应为：[(2^N-1)*DB/50，2^N-1]。例如，若N＝10，DB＝5，则A相N位比较值和B相N位比较值的取值范围应为：[102，1023]。

除上述三个输入参数外，本发明给出的对称PWM控制信号发生器还有一个来自VCO的时钟信号输入。如上所述，该时钟信号频率决定了信号发生器输出PWM控制信号的频率。时钟信号f_c与输出PWM控制信号频率f_o之间的关系为：

$f_o=\frac{f_c}{2^{N+1}}$

根据上式，已知需要的PWM控制信号频率f_o，就可以计算出需要的输入时钟信号频率。例如，若N＝10，f_o＝50kHz，则输入时钟信号频率应为102.4MHz。

Claims (3)

1、一种对称PWM控制信号发生器，外部的压控振荡器为其输送调频信号，其特征在于：所述信号发生器中包括一个二进制N+1位计数器，其输入端接收压控振荡器的输出脉冲，从0计数至全1状态为一个周期，该N+1位计数器的处理信号的低N位分别送至N位比较器A以及N+1位加法器的一个输入端；

A相对称PWM控制信号的产生过程：N位比较器A的另外一个输入端接收控制器输出的N位比较值A，N位比较器A将两输入端的接收信号进行比较，输出相应的N位比较器A的处理信号，该N位比较器A的处理信号对应于N+1位计数器的一个计数周期内输出两个脉冲信号，将该脉冲信号输出至二分频电路A的一个输入端，二分频电路A的另外一个输入端接收N+1位计数器输出计数值的最高位，进行逻辑运算后在二分频电路的两个输出端分别输出N位比较器A的两个输出脉冲，实现二分频；

B相对称PWM控制信号的产生过程：N+1位加法器的另一输入端接收控制器送出的N+1位偏移量进行加法计算，其输出信号的低N位输送至N位比较器B的一个输入端；N位比较器B的另一个输入端接收控制器输出的N位比较值B，进行比较后得到的输出信号是在N+1位加法器的一个计数周期内输出两个脉冲信号，将该脉冲信号送至二分频电路B的一个输入端，二分频电路B的另外一个输入端接收N+1位加法器输出计数值的最高位，进行逻辑运算后在二分频电路的两个输出端分别输出N位比较器B的两个输出脉冲，实现二分频。

2、如权利要求1所述的一种对称PWM控制信号发生器，其特征在于：所述二分频电路A包括两个与门(U1、U2)和一个非门(U3)，其中，N+1位计数器输出计数值的最高位一路经非门(U3)运算后的非值送至其中一个与门(U1)的一个输入端，N+1位计数器输出信号最高位的原值送至另一个与门(U2)的一个输入端；两与门(U1、U2)的另一个输入端均接收N位比较器A的输出信号。

3、如权利要求2所述的一种对称PWM控制信号发生器，其特征在于：所述二分频电路B包括两个与门(U1’、U2’)和一个非门(U3’)，其中，N+1位加法器输出信号的最高位一路经非门(U3’)运算后的非值送至其中一个与(U1’)的一个输入端，N+1位加法器输出信号最高位的原值送至另一个与(U2’)的一个输入端；两与门(U1’、U2’)的另一输入端均接收N位比较器B的输出信号。

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