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CN100492843C - 直流-直流变换器和配置该变换器的电路装置 - Google Patents

直流-直流变换器和配置该变换器的电路装置 Download PDF

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CN100492843C CNB02800650XA CN02800650A CN100492843C CN 100492843 C CN100492843 C CN 100492843C CN B02800650X A CNB02800650X A CN B02800650XA CN 02800650 A CN02800650 A CN 02800650A CN 100492843 C CN100492843 C CN 100492843C
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Abstract

包括电感、由高频控制信号以频率f操作的开关以及二极管的升压变换器配置了由高频控制信号以频率f操作的另一开关和另一二极管。另一开关和另一二极管使得导体在控制信号的每个周期中承载两个方向的电流。当频率f可以在输入电压幅度的大范围上保持一个固定值时，可获得高功率因数和低THD。消除了硬切换。

Description

直流-直流变换器和配置该变换器的电路装置
技术领域
本发明涉及一种用于从第一DC(直流)电压生成更高的第二DC电压的DC-DC变换器，其中变换器包括：
-第一输入端，它连接到提供第一DC电压的电压源的正极，
-第二输入端，它连接到提供第一DC电压的电压源的负极，
-第一分支，它将输入端互联并包括电感元件L和开关元件S1的串联配置，
-控制电路，它连接到开关元件S1的控制电极，并用于生成使开关元件S1变得导通或不导通的控制信号，
-第二分支，它将电感元件L和开关元件S1之间的第一分支的点连接到第二输入端，并包括单向元件D1和输出电容C1的串联配置。
本发明还涉及用于为放电灯馈电的电路装置。
背景技术
如在公开段落中提到的DC-DC变换器通常被称为向上变换器或升压变换器，并且经常应用在例如为放电灯馈电的电子镇流器电路中。经常以所谓的“临界模式”操作已知的DC-DC变换器。这意味着在控制信号的每个周期中，在固定时间间隔期间使开关元件导通。接着使开关元件变为不导通，在这之后，一旦通过电感元件的电流变为零，该开关元件立即又变为导通，以“临界模式”操作所述变换器具有这样的优点：单向元件中的功耗相对小，同时控制信号的频率相对高，使得可以选择相对小型的电感元件。
已知的DC-DC变换器常常应用在例如为放电灯馈电的电子镇流器电路中。在本申请以及许多其他申请中，一般由干线所提供的全波整流低频AC电压形成第一DC电压。为了满足有关功率因数和THD的法定要求，必要的是，DC-DC变换器从干线得到的为交流电流的电流具有与低频AC电压相同的频率以及大致相同的形状。另外，该电流必须与低频AC电压同相。在以“临界模式”操作的已知DC-DC变换器的情况下，这两个要求使得控制信号使开关元件导通和不导通的频率几乎完全取决于低频AC电压的瞬时幅度以及从输出电容得到的功率。在实践中发现，一般应用在已知DC-DC变换器的控制电路中的集成电路对控制信号的频率设置了应用极限。在频率高于此极限时，在DC-DC变换器的工作中出现可能导致损坏的不稳定性。由于这种极限，必须这样设计DC-DC变换器：即使在低频AC电压的零点交叉附近以及DC-DC变换器提供的功率值较小的情况下，控制信号的频率也不会超出这个极限。因此，在低频AC电压相对高的瞬时幅度时以及DC-DC变换器提供相对高的功率值时，控制信号的频率比较低。这意味着例如，必须选择相对大的电感元件L，这种大电感元件使DC-DC变换器体积变大并且变贵。已知DC-DC变换器的另一缺点在于如果第一DC电压的瞬时幅度高于输出电容上出现的电压的一半时，发生“硬切换”。硬切换意味着在开关元件上出现相对高的电压时，控制信号使开关元件导通。这将导致在开关元件中相对高的功耗，还可能导致开关元件的损坏。
发明内容
本发明的目的是提供DC-DC变换器，其中有效地消除了硬切换，并且它可以相对小型和便宜地实现。
为了实现此目的，根据本发明，如在公开段落中提到的DC-DC变换器的特征在于，DC-DC变换器还配置了：
-第三分支，它包括另一单向元件D2，并且所述第三分支将所述第二输入端连接到所述电感元件L和所述开关元件S1之间的所述第一分支的点，
-第四分支，它分路所述单向元件D1，并且所述第四分支包括另一开关元件S2，该开关元件S2的控制电极连接到所述控制电路，
-以及所述控制电路配置了用于交替地使所述开关元件S1和所述另一开关元件S2以频率f变得导通和不导通的装置，从而使在所述控制信号的每个周期中流经所述电感元件L的电流改变方向两次，
并且，所述DC-DC变换器还配置了：
-第五分支，它包括输入电容C2并将所述第一和所述第二输入端互联，
-整流器DB，其各个输出端连接到所述第一和所述第二输入端，并且所述整流器配置了连接到提供低频AC电压的供电电压源的整流器输入端K3、K4，
并且所述控制电路配置了在所述控制信号的每个周期中控制每个开关元件的装置，以使得最大线圈电流Ipos和Ineg由下面的公式所给出：
Ipos＝a0+(a1+a2)sin(ωmt)-a0cos(2ωmt)，
以及
Ineg＝a0+(a1-a2)sin(ωmt)-a0cos(2ωmt)，
其中，低频AC电压由公式：V(t)＝Vmsin(wmt)给出，
其中，a0＝—Vm 2/(4Vbus*L*f)，a1＝Vm/2Lf，a2＝2Pm/Vm，
Vbus等于第二DC电压，Pm＝VmIm，从而使由所述供电电压源提供的所述电流是具有与低频AC电压相同频率的正弦波形且与与低频AC电压同相，从而用公式I(t)＝Imsin(wmt))给出。本发明还提供一种包含上述DC-DC变换器的用于为灯馈电的电路装置。
由于另一开关元件的存在，有可能以这样的方式设计出根据本发明的DC-DC变换器：在DC-DC变换器提供的功率为任何值时以及第一DC电压的瞬时幅度与输出电容上的电压的之比为任何值时消除硬切换。还发现，如果从提供低频AC电压的供电电压源向DC-DC变换器供电，则控制信号的频率不一定要在由DC-DC变换器提供的功率和第一DC电压的瞬间幅度的大范围上变化来符合有关功率因数和THD的高要求。由此，可以将控制信号的频率选择为一个固定的高值，以使得例如可以选择小的电感元件L并且DC-DC变换器可以实现为小型并且便宜。
在根据本发明的DC-DC变换器的另一实施例中，控制电路配置了：
-微处理器，用于根据低频AC电压的瞬间幅度以及从输出电容得到的功率生成第一信号以及第二信号，其中第一信号是以第一方向流经电感元件L的电流的最大幅度Ipos的量度，第二信号是以第二方向流经电感元件L的电流的最大幅度Ineg的量度，
-信号发生器，用于生成作为流经电感元件L的电流的瞬间幅度的量度的信号，以及
-驱动器，它连接到信号发生器和微处理器，用于在另一单向元件D2承载电流的时间间隔中使开关元件S1导通，并且用于在流经电感元件L的电流幅度等于Ipos时使开关元件S1不导通，并且用于在单向元件D1承载电流的时间间隔中使另一开关元件S2导通，以及用于在流经电感元件L的电流幅度等于Ineg时使另一开关元件不导通。Ipos和Ineg的值主要取决于另一优选实施例提供的功率以及第一DC电压的瞬时值。Ipos和Ineg的值还取决于控制信号的频率以及输出电容上的电压。但是，后者常常是固定的。在另一优选实施例中，以相对简单而可靠的方式实现控制电路，使得另一优选实施例具有高功率因数并仅导致少量THD。
由于上文所述的有利特性，根据本发明的DC-DC变换器可以非常适合用于为灯馈电的电路装置中。更具体地说，当电路装置另外配置了用于调整灯消耗功率的电路部分时就是如此。如果可以在大范围上调整灯消耗的功率，则DC-DC变换器必须能够在所提供的大范围功率上很好地工作。如上所述，根据本发明的DC-DC变换器能够在所提供的大范围功率上满足有关功率因数和THD的要求并且频率不变。
附图说明
将参考附图对根据本发明的DC-DC变换器的例示进行解释。在附图中：
图1显示用于向灯馈电的电路装置，其中灯连接到该电路装置，并且该电路装置配置了根据本发明的DC-DC变换器的例示；
图2显示流经形成图1所示例示的一部分的电感元件的电流形状。
图3显示对于两个不同的灯功率电平，在供电电压源向图1所示例示提供的低频AC电压的半个周期期间流经电感元件的电流包络。
具体实施方式
在图1中，K3和K4是整流器DB的整流器输入端，在本例示中，由二极管电桥形成整流器。整流器DB的第一输出端连接到DC-DC变换器的第一输入端K1。整流器DB的第二输出端连接到DC-DC变换器的第二输入端K2。第一输入端K1通过电容C2连接到第二输入端K2，在本例示中，该电容作为第五分支以及输入电容值。电容C2被线圈L和开关元件S1的串联装置分路，在本例示中，该串联配置形成第一分支。在本例示中，线圈L作为电感元件L。开关元件S1被二极管D1和电容C1的串联配置分路，在本例示中，该串联配置形成第二分支。在本例示中，二极管D1作为单向元件D1，而电容C1作为输出电容。二极管D1被开关元件S2分路，在本例示中，开关元件S2作为另一开关元件S2和第四分支。开关元件S1被二极管D2分路，在本例示中，二极管D2作为另一单向元件和第三分支。电路部件SC是控制电路，用于生成控制信号，用于用这样一种方式以频率f交替地使开关元件S1和S2导通和不导通：使得流经线圈L的电流在控制信号的每个周期中改变两次方向。为了达到这个目的，电路部分SC的第一输出连接到开关元件S1的控制电极，同时电路部分SC的第二输出连接到开关元件S2的控制电极。控制电路SC、二极管D1和D2、开关元件S1和S2、线圈L以及电容C1共同形成DC-DC变换器。电路部分BA是DC/AC(直流/交流)变换器，用于从DC电压生成高频电流。电容C1的第一端连接到电路部分BA的第一输入端，而电容C1的第二端连接到电路部分BA的第二输入端。电路部分BA的第一输出通过灯LA连接到电路部分的第二输出。
应该注意，如果实现的开关元件S1和S2使得开关元件包括诸如MOSFET的内部二极管，则可以省略二极管D1和D2。
以下是图1所示例示的操作。如果整流器输入端K3和K4连接到提供低频AC电压的供电电压源的电极，则整流器DB对该AC电压进行整流。因此，在第一和第二输入端之间出现全波整流AC电压。控制电路SC使开关元件S1和S2交替地导通和不导通，由此在电容C1上出现DC电压。电路部分BA从该DC电压生成高频电流，其中高频电流被馈送到灯LA。
在图2中，沿水平轴以任意单位绘制了时间。沿垂直轴以任意单位绘制了电流。IL是流经图1所示例示中线圈L的电流形状。垂直虚线之间的时间间隔等于流经线圈L的电流的周期，并且也等于电路部分SC生成的控制信号的周期。在该周期内，可以区分出四个连续阶段。在第一和第二阶段期间，电流以开关元件S1和二极管D1的连接点方向流过线圈L。在第一阶段期间，电流从零增加到最大幅度Ipos。在这个第一阶段期间，第一开关元件导通，由此在线圈上出现的电压等于全波校正AC电压的瞬时幅度。该图显示流经线圈L的电流从零线性增加到Ipos。一旦流经线圈L的电流达到值Ipos，电路部分SC就使电路元件S1变为不导通并且第二阶段开始。在这个第二阶段期间，二极管D1导通，并且电流幅度从Ipos减小到零。在线圈L上出现的电压等于电容C1上的电压(下文中称为Vbus)减去全波校正低频AC电压的瞬时幅度。在第二阶段的某一时刻，电路部分SC使开关元件S2变得导通。当流经线圈L的电流变为零时，二极管不再承载电流，并且开关元件S2开始承载电流。这也是第三阶段的开始。在第三和第四阶段期间，电流以电容C2的方向流经线圈L。如在第二阶段中一样，第三阶段中线圈上的电压等于Vbus减去全波校正低频AC电压的瞬时幅度。在第三阶段期间，线圈L中的电流从零线性增加到Ineg。当流经线圈的电流变为Ineg时，电路部分使开关元件S2变为不导通，而D2变为导通。这也标志着第四阶段的开始。在第四阶段期间，线圈上的电压等于全波校正AC电压的瞬时幅度，而流经线圈的电流从Ineg减小到零。在第四阶段的某一时刻，电路部分SC使开关元件S1变为导通。当流经线圈L的电流变为零时，二极管D2停止导通，开关元件S1变为导通，并且开始电流流经线圈L的下一周期的第一阶段。在第一阶段的开始以及从第二阶段向第三阶段的过渡时，流经线圈L的电流改变方向。在这个高频周期期间从供电电压得到的电流的平均值I(t)为
(Ipos-Ineg)/2。如果由供电电压源提供的低频AC电压由公式：V(t)＝Vmsin(wmt)给出，并且具有以下要求：I(t)是具有与低频AC电压相同频率的正弦波形，并且另外，I(t)与低频AC电压同相(换句话说，I(t)＝Imsin(wmt))，则可以得到最大线圈电流Ipos和Ineg为：
Ipos＝a0+(a1+a2)sin(ωmt)-a0cos(2ωmt)
以及
Ineg＝a0+(a1-a2)sin(ωmt)-a0cos(2ωmt)
其中a0＝-Vm 2/(4Vbus*L*f)，al＝Vm/2Lf，a2＝2Pm/Vm以及Pm＝VmIm
如果选择固定的控制信号频率f以及Vbus，则Ipos和Ineg只取决于ωmt的值以及从输出电容C1得到的功率。ωmt的值由全波整流低频AC电压的瞬时幅度确定。控制电路SC中包括在图1中未示出的微处理器。微处理器连接到存储器，在该存储器中储存以上Ipos和Ineg公式中的不同参数值。另外，在微处理器的各个输入端上出现分别作为低频AC电压的幅度的瞬时值和DC-DC变换器提供的功率的调整值(adjusted value)的量度的信号。利用以上Ipos和Ineg公式，微处理器用各个输入端上出现的参数和信号值连续计算Ipos和Ineg值。这样，实现的电路部分SC使开关元件S1和S2导通和不导通的方式能够获得高功率因数和少量THD。通过为控制信号的频率选择固定值，使得所用的线圈可以是小型的，并且电路装置可以实现为小型的。
应该注意，可以通过对全波整流低频电压进行低频滤波获得与以上Ipos和Ineg公式的第一和第三项之和成比例的信号。并且，也可以通过向这种低频滤波的结果添加与低频AC电压的瞬时幅度成正比的项得到Ipos和Ineg的值。可以通过相对简单的电子装置实现这种生成作为Ipos和Ineg的量度的信号的方法。
在图3a和图3b中，沿水平轴以任意单位绘制时间。沿垂直轴以任意单位绘制电流。图3a显示在供电电压源提供的低频AC电压的半个周期期间图1所示例示中线圈L中的电流的包络。换句话说，图3a显示低频AC电压的半个周期的Ipos和Ineg，作为时间的函数。如图3a所示，从供电电压源得到的功率大约为160瓦。该图显示由于从供电电压源得到的电流的平均值相对高的事实，因此基本上在低频AC电压的半个周期的整个范围内Ipos大于Ineg。图3b还显示低频AC电压的半个周期的Ipos和Ineg的形状，作为时间的函数。在图3b的情况下，从供电电压源得到的功率是1瓦。该图显示，在这种情况下，Ipos和Ineg基本上在半个周期的整个范围上基本相等，这可归因于从供电电压源得到的平均电流具有非常小的幅度。

Claims (5)

1.一种DC-DC变换器，用于从第一DC电压中生成更高的第二DC电压，所述变换器包括：
-第一输入端(K1)，它连接到提供所述第一DC电压的电压源的正极，
-第二输入端(K2)，它连接到提供所述第一DC电压的所述电压源的负极，
-第一分支，它将所述第一输入端和所述第二输入端互联并包括电感元件(L)和开关元件(S1)的串联配置，
-控制电路(SC)，它连接到所述开关元件(S1)的控制电极，并用于生成使所述开关元件(S1)变为导通和不导通的控制信号，
-第二分支，它将所述电感元件(L)和所述开关元件(S1)之间的第一分支的点连接到所述第二输入端，并且所述第二分支包括单向元件(D1)和输出电容(C1)的串联配置，
其特征在于，所述DC-DC变换器还包括：
-第三分支，它包括另一单向元件(D2)，并且所述第三分支将所述第二输入端连接到所述电感元件(L)和所述开关元件(S1)之间的所述第一分支的点，
-第四分支，它分路所述单向元件(D1)，并且所述第四分支包括另一开关元件(S2)，该另一开关元件(S2)的控制电极连接到所述控制电路，
-以及所述控制电路配置了用于交替地使所述开关元件(S1)和所述另一开关元件(S2)以频率f变得导通和不导通的装置，从而使在所述控制信号的每个周期中流经所述电感元件(L)的电流改变方向两次，
并且，所述DC-DC变换器还配置了：
-第五分支，它包括输入电容(C2)并将所述第一输入端和所述第二输入端互联，
-整流器(DB)，其各个输出端连接到所述第一和所述第二输入端，并且所述整流器配置了连接到提供低频AC电压的供电电压源的整流器输入端(K3，K4)，
并且所述控制电路配置了在所述控制信号的每个周期中控制每个开关元件的装置，以使得最大线圈电流Ipos和Ineg由下面的公式所给出：
lpos＝a0+(a1+a2)sin(ωmt)-a0cos(2ωmt)，
以及
Ineg＝a0+(a1-a2)sin(ωmt)-a0cos(2ωmt)，
其中，低频AC电压由公式：V(t)＝Vm sin(wmt)给出，
其中，a0＝—Vm 2/(4Vbus*L*f)，a1＝Vm/2Lf，a2＝2Pm/Vm，Vbus等于第二DC电压，Pm＝VmIm，从而使由所述供电电压源提供的电流是具有与低频AC电压相同频率的正弦波形且与与低频AC电压同相，从而用公式I(t)＝Imsin(wmt))给出。
2.如权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述频率f是不变的。
3.如权利要求1或2所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述控制电路配置了：
-微处理器，用于根据所述低频AC电压的瞬间幅度以及从所述输出电容得到的功率生成第一信号和第二信号，其中所述第一信号是以第一方向流经所述电感元件(L)的电流的最大幅度Ipos的量度，所述第二信号是以第二方向流经所述电感元件(L)的电流的最大幅度Ineg的量度，
-信号发生器，用于生成作为流经所述电感元件(L)的电流的瞬间幅度的量度的信号，以及
-驱动器，它连接到所述信号发生器和所述微处理器，用于在所述另一单向元件(D2)承载电流的时间间隔中使所述开关元件(S1)导通，并且用于当流经所述电感元件(L)的电流的幅度等于Ipos时使所述开关元件(S1)不导通，并且用于在所述单向元件(D1)承载电流的时间间隔中使所述另一开关元件(S2)导通，以及用于在流经所述电感元件(L)的电流的幅度等于Ineg时使所述另一开关元件(S2)不导通。
4.一种用于为灯馈电的电路装置，它配置了如权利要求1、2或3所述的DC-DC变换器。
5.如权利要求4所述的电路装置，其特征在于，所述电路装置还配置了用于调整所述灯消耗的功率的电路部分。
CNB02800650XA 2001-03-16 2002-02-27 直流-直流变换器和配置该变换器的电路装置 Expired - Lifetime CN100492843C (zh)

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EP01000058.6 2001-03-16

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