CN100409571C

CN100409571C - 温度稳定振荡器电路

Info

Publication number: CN100409571C
Application number: CNB028232690A
Authority: CN
Inventors: W·赫林格; M·莫茨
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2001-11-22
Filing date: 2002-10-15
Publication date: 2008-08-06
Anticipated expiration: 2022-10-15
Also published as: CN1589528A; WO2003047108A2; EP1446884B1; DE50205477D1; EP1446884A2; US20040251980A1; US6992533B2; DE10157292A1; WO2003047108A3

Abstract

一种温度稳定振荡器电路(1)，其包括具有第一温度相依性的第一电路部分，以及具有第二温度相依性的第二电路部分，并且该第二温度相依性不同于该第一温度相依性，电荷储存装置(C2)，用于对该电荷储存装置(C2)进行充电的可控制向上积分电流源(T2)，用于对该电荷储存装置(C2)进行放电的可控制向下积分电流源(TB3、T9)，以及具有相同温度系数的两电阻(R1、R2)被包含于该两部分的其中之一中。

Description

温度稳定振荡器电路

技术领域

本发明涉及一种以对一电荷储存装置循环的充电以及放电作为基础的振荡器电路，本发明涉及一种提供在备用操作模式的设备一操作时脉的振荡器电路。

背景技术

积分电路通常在正常操作期间，会自一积分振荡器获得其操作时脉，而在备用操作期间，积分电路则是常常由一振荡器电路或一相移振荡器电路(phase shifter oscillator)而供给操作时脉，这是因为这些电路皆是以低电流消耗而闻名。

振荡器电路具有一电荷储存装置，而该电荷储存装置是分别地通过一向上积分(upward-integration)电流源或是通过一向下积分(upward-integration)电流源而交替地充电以及放电，同时，该电荷储存装置更进一步的连接至一比较器，而该比较器是测量该电荷储存装置的充电状态，并于到达一预先设定的比较器临界值上限时，而由充电程序转换为放电程序。相对应地，若该充电状态下降至一已决定的比较器临界值下限时，则该放电程序会被撤销，而该充电程序则会被活化而进行取代。

如此适合被整合入一积分电路的振荡器电路是以下列文章“A 1.2μmCMOS Current-Controlled Oscillator”by Michael P.Flynn and SverreU.Lidholm，pulished in IEEE Journal of Solid-State Circuits，volume27，No.7，July 1992，pages 982-987、以及“A Novel CMOS Multivibrator”by I.M.Filanovsky and H.Baltes，published in Analog IntegratedCircuits and Signal Processing，volume 2，1992，pages 217-222、以及“A novel low voltage low power oscillator as capacitive sensorinterface for portable applications”by Giuseppe Ferri and PierpaoloDe Laurentiis，published in Sensors and Actuators，volume 76，1999，pages 437-441做为例子而加以叙述。在这些文章中所呈现的振荡器电路里，一电容器是被提供作为该电荷储存装置。

该振荡器电路作为基础的一单震动器(univibrator)是被举例说明于书籍“Halbleiter-Schaltungstechnik”[“semiconductor circuitry”]byUlrich Tietze and Christoph Schenk，published by Springer-Verlag，Berlin，1999，11^th edition中的第6.50图。

在通信领域中的振荡器电路的应用是需要一高频稳定度。因此，一振荡器电路的自由运转频率(free-running frequency)，以及晶振频率(crystal frequency)乃是通过数字除频比(digital divider ratios)而加以调整，再说，由一振荡器电路所产生的频率是对于温度波动、操作电压波动、相位噪声以及技术变动具有相当大的相依性，而且，该振荡器电路需要一低操作电压、具有低操作电压相依性、占用的芯片面积小以及能够在一积分电路中执行。

上述制成振荡器电路所需的特性需求亦适用于在感应器(sensors)中的应用，然而，在此型态的应用中，通常是不需要调整至一非常精准的晶振频率。

而为了获得振荡器频率有关于温度波动的最大稳定性，已知要提供给振荡器电路具有不同温度系数的电阻，然而，如此的温度波动补偿的缺点是，该温度系数以及所使用的所述电阻的绝对值两者在技术上所掌控的变量仅能带来该振荡器频率的一低温稳定性。

更甚者，也已知可通过额外的构件，例如，外接具有低温度系数的电阻，或通过使用一EEPROM而调整晶圆、或通过齐纳轰击(Zener zapping)，以带来该振荡器频的一温度稳定性，这些已知测量的共同点是，与大量生产花费相关连的高成本。

发明内容

本发明的目的在于提供一振荡器电路，而通过该振荡器电路，振荡器频率的温度系数可以被设定为一预先设定的值，并且，通过该振荡器电路，可以达到该振荡器电路的一高温度稳定度、一操作电压抑制、以及一低1/f噪声。

本发明所规划的目的是通过本发明下列所述的特征而加以达成，而本发明较具优势的发展以及改进详细载明于本文中。

根据本发明的一温度稳定振荡器电路，其是根据循环地对一电荷储存装置进行充电以及放电的原则而加以操作，为了这个目的，该振荡器电路包括一第一电路部分，其具有以一第一温度相依性为特征的一第一电特性，以及一第二电路部分，其具有以一第二温度相依性为特征的一相对应第二电特性，而该两温度相依性具有相反指向的或是至少不同的行为，该两电路部分的所述电特性是可加以了解而为，举例而言，电流或电压，再者，该振荡器电路包括，作为构件的，该电荷储存装置，一可控制的向上积分电流源，以用于对该电荷储存装置进行充电，一可控制的向下积分电流源，以用于对该电荷储存装置进行放电，一第一电阻，以及一第二电阻。上述该振荡器电路的构件被包含于该第一电路部分或该第二电路部分或该振荡器电路的其余部分之中。此外，该两电阻具有相同的温度系数，以及较佳地，两者为相同型态的电阻。在此例子中，该温度系数表示随着温度改变的电阻变化，一电阻型态可以被了解为电阻种类，例如，一碳薄膜电阻或一金属薄膜电阻。

在根据本发明的该振荡器电路的例子中，一温度改变是通过该振荡器电路的该两电路部分的相反指向地或是至少不同的温度相依性而加以补偿，若温度改变了，则决定一电路部分的一电特性会上升，而另一决定另一电路部分的电特性会因不同的温度系数而同时下降或上升，总言之，此会带来的在两电特性之间的方程式，因此，举例而言，两电特性之一总和或一差值或一乘积可以在某一温度范围内维持固定，结果，最终就会使得设定用于决定该振荡器频率的那些数量(quantities)的温度相依性成为可能，因此，该振荡器频率的温度系数可以被设定为一预先决定的值，并且，可以获得该振荡器频率的高温度稳定性。

在根据本发明的该振荡器电路的例子中，更进一步具有优势的是，该两电阻具有相同的温度系数，并且，该两者为相同型态的电阻，而此所得出的结果则可以使得该振荡器频率的温度相依性被更进一步地最小化。一些已知的振荡器电路使用相反的原则，亦即，使用具有不同或相反指向的温度系数的电阻，以用于温度补偿的目的，然而，在此状况下，所述电阻的技术变量对整体而言会造成较本发明所达成者为差的温度补偿效果。

根据本发明的该振荡器电路，其较具优势的是包括一比较器，一第一电路分支，以及一第二电路分支。该比较器是控制向上积分(upward-integration)以及向下积分(downward-integration)电流源，而此控制是通过该比较器以一取决于该电荷储存装置的充电状态、一预先决定的比较器临界值下限以及一预先决定的比较器临界值上限的方式而加以达成，该第一电路分支包括该可控制的向上积分电流源，以及该第二电路分支包括该比较器和/或被用以产生该比较器临界值上限以及下限。

根据本发明的一较佳实施例，至少具有不同温度相依性的两相互重叠的部分电流，流经该第一电路分支和/或该第二电路分支，举例而言，在所述电路分支中，一总和或一差值是形成自该两部分电流。再者，该两部分电流可以较佳地具有相反指向地及至少不同的温度系数其中之一，而通过如此的彼此温度相依性相互补偿的部分电流，该振荡器电路所需的温度系温度数即可以以一简单的方式而于技术上独立地加以设定。此外，这些方法也使得仅具有小面积需求以及低电流消耗的温度相依性补偿的排列可以加以实现。

根据本发明的该振荡器电路，较具优势的是包含一能带间隙(bandgap)参考电路，其提供一参考电压，而该能带间隙参考电路较佳地提供所述部分电流的至少其中之一，此外，较具优势的是，该能带间隙参考电路经由至少一电流镜而连接至该第一电路分支及该第二电路分支其中之一。举例而言，该能带间隙参考电路亦可以包含该第一电阻，而该能带间隙参考电路所产生的该参考电压是因横跨该第一电阻而下降。此有关于该能带间隙参考电路的方法较具优势的是，该能带间隙参考电路可以产生一部份电流，而该部分电流会以温度相依性的方式而与另一部分电流相抵销，因此整体而言可以有效地补偿温度相依性，在此例子中，另一部分电流可以，举例而言，预先加以决定，并且，作为该电荷储存装置的一充电电流或用于产生该比较器临界值。

相同的，较具优势的是，该至少一电流镜是加以设计而为动态组件匹配(dynamic element matching)。而该组件匹配可以，举例而言，通一控制单元而加以控制，并且，可通该振荡器电路所提供的操作时脉而加以时脉化，由于此方法大大地抑制了在组件间的匹配错误，因此，此甚至可以得出该振荡器电路更高的正确性以及温度稳定度的结果。

为了获得具有最高可能温度稳定性的一振荡器频率，其较具优势的是规划在该第一电路分支以及该第二电路分支中的所述部分电流，以及，在至少一另一电路分支中的部分电流，因此，该振荡器频率的该温度相依性的线性项次以及二次项次，以及高次项次，可获得补偿，而此降低了该振荡器电路的温度反应的弯曲，而部分电流可以，举例而言，产生于该能带间隙参考电路中。

本发明的一另一具有优势的改进的特征在于，根据本发明的该振荡器电路包含了至少一电流镜，而该至少一电流镜于其输出侧馈送至该第一电路分支及该第二电路分支其中之一，并且，其输出端连接至一第三电阻，而该第三电阻则具有与该第一及该第二电阻相同的温度系数及电阻值其中之一。

上述的电路排列是以一源衰退电路(source degeneration circuit)的原则为基础。此型态的电路乃是利用一原则上与温度无关的电流镜其因一电阻的补充连接而可加以调变，并因而造成该电流镜受限于一温度相依性的事实，总言之，该温度相依性的补偿可以通过该源衰败电路而加以达成。此外，此方法可以排除如上述用以产生另一部份电流的另一电流镜，并且，通过排除该另一部份电流，则该振荡器电路的功率消耗可以被降低。

该第一电路分支较佳地包括一第一MOS晶体管，作为该可控制的向上积分电流源，一第二MOS晶体管(TS2)，用于切换该向上积分程序的开与关，以及该电荷储存装置。

上述的构件是以串联的方式连接至该第一电路分支。

在一另一较具优势的实施例中，其所提供的是，在该第二电路分支中，该比较器具有一第三MOS晶体管，并且，该第三MOS晶体管的栅极终端连接至该电荷储存装置，此外，该比较器亦与该第二电阻串联连接，而源自该比较器临界值上限以及该比较器临界值下限之间的一差动电压因横跨该第二电阻而下降。

更甚者，具有优势的是，实现该可控制的向下积分电流源具有一双极晶体管或具有一第四MOS晶体管，并且提供一第五晶体管以用于切换该向下积分程序的开与关，其中，该双极晶体管或该第四MOS晶体管，以及该第五MOS晶体管是串联连接而被配置于该电荷储存装置中。

在本发明一更进一步的较具优势改进中，该电荷储存装置形成为一栅极氧化电容，而一栅极氧化电容则具有一芯片区域需求。

本发明的一更进一步具有优势的实施例是在于提供一第六MOS晶体管，并且，该第三MOS晶体管经由其间的汲极-源极路径而串联连接至该第六MOS晶体管。通过此电路排列，一第二时间常数被增加至可以不需要该第六MOS晶体管即决定该振荡频率的该主要时间常数上，该第二时间常数是可具有脱离该主要时间常数的一温度系数，并因而对该振荡器电路的温度相依性的补偿做出贡献。再者，该第六MOS晶体管具有与该第三MOS晶体管相同的导电型态，而此是造成较好的操作电压抑制，因为该两MOS晶体管关连于相同的供给线。第六MOS晶体管较具优势地向上连接作为一二极管。

该第一电阻以及该第二电阻较具优势地是，以其温度系数具有微小变量及绝对值具有微小变量其中之一的方式而加以设计。在此例子中，该温度系数的微小变量，承担该振荡器电路的一低温度系数，并且，在一通信芯片中执行根据本发明的该振荡器电路时较为有利，相较之下，当感应器使用该振荡器电路时，该振荡器频率的绝对值会比该振荡器频率的温度相依性来得重要，因此，当在感应器中执行该振荡器电路时，具有优势地是使用仅具有该两电阻的绝对值的微小变量的一电阻型态。

以一较具优势的方式，该振荡器电路的所有电阻具有相同的温度系数，并且是相同型态的电阻，而此确保了该振荡器电路有关于温度波动的理想稳定度。

根据本发明的振荡器电路，其较具优势地是适合于一积分电路中执行，而具有该振荡器电路的积分电路可以较有利地通过CMOS(complementary metal oxide semiconductor，互补性氧化金属半导体)技术而加以产生。

附图说明

本发明是使用示范性实施例并以图式做为参考而于之后有更详尽的解释，其中：

图1：其是显示根据本发明的温度稳定振荡器的一第一示范性实施例的电路图；以及

图2：其是显示根据本发明的温度稳定振荡器的一第二示范性实施例的电路图。

图1是举例说明作为本发明的一第一示范性实施例的一温度稳定振荡器电路1的电路图。该振荡器电路1具有一电荷储存装置C2，其一方面连接至一共同固定电位，一接地VSS，并且另一方面连接至一节点K，而一MOS晶体管TC1的一栅极终端则更进一步地连接至该节点K，该节点K乃是由经MOS晶体管TS2以及T的汲极-源极路径(drain-source paths)而将该节点K连接至一供给电压VDD的一向上积分电路分支(upward-integrationcircuit branch)所馈送。至于一MOS晶体管TS3的汲极-源极路径、一双极晶体管TB3的集极-射极路径(collector-emitter path)、以及一MOS晶体管TS4的也是汲极-源极路径所形成的一另一电路分支则作为来自该节点K的汲取电流(drawing current)，此电路分支是将该汲取电流引导走，而到达接地VSS。

该MOS晶体管TC1的该汲极-源极路径通过一比较器/参考电压电路分支，而一方面经由一电阻R1连接至接地VSS，并且，另一方面经由一MOS晶体管T1的汲极-源极路径连接至该供给电压VDD，一MOS晶体管TS1与该电阻R1并联配置，一MOS晶体管T5的汲极终端则是连接至所述晶体管T1以及TC1的连接路径，而该MOS晶体管T5的栅极终端则是连接至本身的汲极终端，并且，该MOS晶体管T5的源极终端连接至接地VSS。再者，一反相放大器(inverting amplifier)IV1的输入端连接至所述晶体管以及TC1之间，反相放大器IV2、IV3、以及IV4串联连接于该反相放大器IV1的下游，该反相放大器IV3的输出端连接至所述MOS晶体管TS1、TS2、TS3、以及TS4的栅极终端，该反相放大器IV4的输出端则为该振荡器电路1的输出端OUT。

该振荡器电路1包含由MOS晶体管T3以及T4所形成的一能带间隙参考电路(bandgap reference circuit)BGR、双极晶体管TB1以及TB2、以及一电阻R2。所述MOS晶体管T3以及T4的栅极终端与所述双极晶体管TB1以及TB2的基极终端分别连接至彼此，所述MOS晶体管T3以及T4分别的汲极-源极路径是一方面连接至该供给电压VDD，并且另一方面连接至所述双极晶体管TB1以及TB2分别的集极终端。再者，MOS晶体管T3的汲极终端连接至其本身的栅极终端，该双极晶体管TB1的射极终端连接至接地VSS，电阻R2则是被配置于该双极晶体管TB2的射极终端与接地VSS之间。

该MOS晶体管T3代表在所述MOS晶体管T1、T2、及T4的汲极-源极路径中、用于产生电流的一电流源库(current source bank)的输入晶体管。而为了这个目的，该MOS晶体管T3的栅极终端是被耦接至所述MOS晶体管T1、T2、及T4的栅极终端。

一MOS晶体管T6被串联连接于在该供给电压VDD与接电VSS之间的一电阻R3，该MOS晶体管T6的栅极终端连接至该MOS晶体管T4的汲极终端，再者，该MOS晶体管T6的该栅极终端亦连接至MOS晶体管T7以及T8的栅极终端，所述MOS晶体管T6、T7、以及T8的源极终端被连接至该供给电压VDD，该MOS晶体管T7的汲极终端则被连接该MOS晶体管T1的该汲极终端，该MOS晶体管T8的汲极终端被连接至该MOS晶体管T2的该汲极终端，至于一电容器C1则是被配置于该MOS晶体管T6的该栅极终端与该供给电压VDD之间。

所述双极晶体管TB1以及TB2的基极终端被连接至该MOS晶体管T6以及该电阻R3之间的连接路径，并且，亦被连接至该双极晶体管TB3的基极终端。

在本发明的振荡器电路1的例子中，所述MOS晶体管TC1、TS1、TS3、TS4、以及TS5为n信道MOSFETs，而所述MOS晶体管TS2、T1、T2、T3、T4、T6、T7、以及T8则通过p信道MOSFETs而加以实现，至于所述双极晶体管TB1、TB2、及TB3则是设计为npn晶体管。

该振荡器电路1的功能为循环地对该电荷储存装置进行充电以及放电。在此例子中，由所述MOS晶体管T2以及TS2所形成的该向上积分电路分支是用以对该电荷储存装置C2进行充电，该MOS晶体管T2代表一向上积分电流源，自该MOS晶体管T2流进该电荷储存装置C2的电流可通过该MOS晶体管TS2而进行切换，由该双极晶体管TB3以及所述MOS晶体管TS3以及TS4所形成的电路分支是用于对该电荷储存装置进行放电。在此例子中，该双极晶体管TB3是一可分别通过所述MOS晶体管TS3以及TS4而被连接至该电荷储存装置C2以及接地VS的向下积分电流源，而为了获得一参考电流，该向上以及向下积分电流源乃通过其本身的控制终端而连接至该能带间隙参考电路BGR。

一比较器作为该电荷储存装置C2的充电以及放电间的转换，而该比较器是该MOS晶体管TC1的形式，并会侦测该电荷储存装置C2以及其栅极终端的充电状态，该能带间隙参考电路BGR会产生横跨于该电阻R2的一参考电压VREF，其中，参该考电压是通过包括所述MOS晶体管T3以及T1的电流镜、并以与该参考电压VREF成正比的一电压VR1穿过该电阻R1会下降的方式而进行反射，该电压VR1是一比较器临界值上限电压VCH以及一比较器临界值下限电压VCL之间的差值。在此例子中，该比较器临界值下限电压VCL是通过该MOS晶体管TC1的临界电压值、以及该MOS晶体管TC1的有效栅极-源极电压的总和所计算而得，而该比较器临界值上限电压VCH则是由该比较器临界值下限电压VCL以及该电压VR1的总和所计算而得。

所述反相放大器IV1、IV2、以及IV3会控制用于切换充电或放电程序的开或关的所述MOS晶体管TS2以及TS3。在该比较器临界值上限电压VCH达到之后，来自该电荷储存装置C2的向下积分加以实现，而同时在该比较器临界值下限电压VCL达到之后，来自该电荷储存装置C2的向上积分亦加以实现。在此例子中，一三角电压(triangular voltage)横跨于该电荷储存装置C2而形成，此这振荡器三角电压的频率是1/(2·R1·C2)，其中，R1代表该电阻R1的电阻值，C2代表该电荷储存装置C2的电容。

此外，所述MOS晶体管TS1以及TS4经由所述反相放大器IV1、IV2、以及IV3而加以控制，在此例子中，该MOS晶体管TS1于来自该电荷储存装置C2的该向下积分期间对该电阻R1进行短路，至于该MOS晶体管TS4于来自该电荷储存装置C2的该向下积分期间降低所述双极晶体管TB1以及TB2的基极电流。

一代表该振荡器频率的放大信号可以分接于该反相放大器IV4的输出端OUT。

在本发明的本第一示范性实施例中，该电荷储存装置C2通过一栅极氧化电容而加以实现，而该栅极氧化电容较佳地是类似该MOS晶体管TC1而垂直地加以建构。

该电荷储存装置C2于操作时所需要的偏压，相等于该MOS晶体管TC1的临界电压以及几百mV的总和。该比较器临界值下限电压相等于该MOS晶体管TC1的该临界电压以及该有效栅极-源极电压的总和的事实是可以确保该电荷储存装置C2的该所叙述的偏压。

在本第一示范性实施例中，该振荡器频率的温度稳定性受到增加适当电压的影响。在此例子中，两电流分别彼此重叠，而所述电流具有不同、甚至相对地指向的温度相依性或温度系数，所述重叠的电流可平静地流动、或通过振荡器时脉而被切换，总而言之，此会导致对温度相依性的补偿，因此该振荡器频率会采用一预先设定的温度系数或一由温度取决的值。

该电阻R1，根据方程式(1)，会直接影响该振荡器频率的值，并且具有将通过本发明而受到补偿的一温度相依性：

R1＝R10·(1+a·(T-T0)+b·(T-To)²)方程式(1)

其中，T表示温度，相关于线性温度条件的一特定温度系数，并且，b代表二次温度系数。R10表示该电阻R1在参考温度T0，举例而言，25℃，的电阻值。

在该振荡器1中，该电阻R1如方程式(1)所述的该温度相依性通过增加由所述MOS晶体管T1以及T7所产生的电流而获得补偿，而流经该MOS晶体管T1的电流产生于该能带间隙参考电路BGR中，并且由该MOS晶体管T3反射进入该MOS晶体管T1，流经该MOS晶体管T3的电流正比于一PTAT(proportional to absolute temperature，正比绝对温度)电压，而该PTAT电压正比于开氏温度(temperature in Kelvins)，此会对应于一正温度系数。而由于一电流镜其本身理想上并不具有温度相依性，因此通过该MOS晶体管T1的电流亦会正比于一PTAT电压，相较之下，通过该MOS晶体管T7的电流通过反射流经该MOS晶体管T6的电流而加以产生，而由于该双极晶体管TB2的排列，因此，流经该MOS晶体管T6的电流会正比于一基极-射极电压，所以，同样的方式亦适用于该MOS晶体管T7，并且，该MOS晶体管T7可据此而具有一负的温度系数。

总言之，此会导致流经该电阻R1且温度系数显示出不同记号的两电流的重叠，因此，该已知的能带间隙方程式会产生下列横跨该电阻R1而下降的该电压VR1的式子：

VR1＝k1·(T/T0)-k2·(1-(VG0-VBE0)/VG0)·(T0/T0)方程式(2)

其中，k1以及k2代表电流镜比，以及VG0以及VBE0则分别在描述栅极以及基极-射极电压。在方程式(2)中，第一加数(addend)随着温度而上升，同时第二个加数则于温度上升时下降。而因为k1以及k2仅是电流镜比，所以，其有可能以技术取决的方式产生横跨该电阻R1的一正确电压，因此，所校正的该电压可被设定为与该电阻R1相同的温度系数。

由于相较之下较小的温度系数，因此该电荷储存装置C2的该栅极氧化电容仅对该振荡器频率具有非常小的影响。

此外，本发明提供所述电阻R1以及R2，以及较佳地该电阻R3，相同的温度系数，较佳地是，亦为相同的电阻。另外，当在一通信芯片中执行该振荡器电路1时，其具有优势的是，使用温度系数仅具有微小技术变量的电阻型态作为该电阻R1、R2、以及R3，则会造成该振荡器频率的一理想温度稳定度，并且，将可消除因使用不同电阻所造成的技术变量。

相较于此，已知的试图透过混合电阻比值而获得一温度稳定的振荡器电路，具有技术电阻变量所造成的一基本温度相依，对分别具有温度系数a1以及a2的该电阻R1以及R2而言，温度系数的此相依性大约为(a1-a2)·R1/(R1+R2)，这就表示，在两温度系数a1以及a2之间具有3000ppm/k的差异，以及，举例而言，所述电阻R1以及R2具有相似大小的电阻时，会由于20％的片电阻改变(sheet resistance change)，而使该温度系数已经改变250ppm/k。

在本发明的本第一示范性实施中，上述对该比较器/参考电压电路分支的温度相依性补偿的测量亦以一类似的方法而被用于该向上积分电路分支，而为了这个目的，该MOS晶体管T8被以相对应于该MOS晶体管T7的方式而加以使用，由该MOS晶体管T6所反射的电流是相同的流经该MOS晶体管T8，以及该MOS晶体管T8亦藉此而正比于该基极-射极电压。流经该MOS晶体管T2的电流则再次正比于一PTAT电压，因此，造成以与上述一样的方式的温度补偿。

在电流正比于一基极-射极电压的例子中，根据该能带间隙方程式，该非线性构件是由((n-1+a)·k·T/q·ln(T/T0))/VG0代表，其中n表示一技术参数，一PTAT电流的该非线性构件是通过项次1+b而提供。通过该MOS晶体管T7以及T8的电流的混合会增加或减少该非线性构件，因此而造成该电阻R1的二次构件的补偿成为可能。

为了使上述的温度补偿可再现以及该温度系数的错误不再是由在该电流镜中的匹配错误所造成，其较具优势的是，通过动态组件匹配(dynamicelement matching)而在一电流镜的范围内补偿分别的晶体管。

正如显示于图1中的本发明的第一示范性实施例显示出温度补偿的一另一可能性，其亦可以独立地实现通过所述MOS晶体管T7以及T8的电流的混合。此可能性源自于在该MOS晶体管TC1的汲极终端的该MOS晶体管T5的排列，此造成了在该比较器的输出端的极频率(pole frequency)的增加，以及，同时间，除了形成自该项次2·R1·C2的主要时间常数的外，亦造成对振荡器频率有所贡献的一第二非常短且良好定义的时间常数的产生。

由该MOS晶体管T5所产生的该第二时间常数是通过该晶体管T5的互导(transconductance)而加以决定，该互导gm是由方程式(3)以及(4)所提供：

gm = \sqrt{2 \cdot β \cdot I_{D}}

方程式(3)

β = μ \cdot C_{OX} \cdot \frac{W}{L}

方程式(4)

在方程式(3)以及(4)中，所有的参数是关连于该MOS晶体管T5，尤其是，β表示该互导系数，I_D表示该汲极电流，W以及L分别表示频道宽度以及长度，μ表示在该频道中电荷移动性，以及C_OX表示该MOS晶体管T5的该栅极氧化电容。

举例而言，该移动性μ以及该汲极电流I_D的温度系数分别为-5000ppm/k以及3000ppm/k，则此造成该互导gm的温度系数大约为值-1000ppm/k，但该电阻R1可具有200ppm/k的温度系数，根据此而变得较清楚的是，主要时间常数以及该第二时间常数的总和使得所有时间常数的温度相依性的补偿，以及因此该振荡器频率，成为可能。

该MOS晶体管T5的一另一优点是，其在该MOS晶体管TC1的该汲极终端的排列会定义位于该比较器的输出端的电压摆动。

该两MOS晶体管TC1以及T5较佳地具有相同的导电型态，并且关连于相同的供给线，这些方法所具有的优点是，在该比较器的输入端以及输出端的电位会藉此而与该供给电压VDD无关。

一另一补偿该温度相依性的可能性则是由一源衰退电路(sourcedegeneration circuit)提供。在此例子中，具有与所述电阻R1以及R2相同的电阻值的电阻被连接至，举例而言，该MOS晶体管T1和/或T2的汲极终端，而这些电阻会调变(detune)分别由该MOS晶体管T3以及T1与T3以及T2所形成的所述电流镜，原则上，电流镜的行为与温度无关，然而，该电流镜的调变会对可被用于补偿其它温度系数的该电流镜温度系数留下印记，而此方法的优点是，所述MOS晶体管T7以及T8可以被排除，并且藉此降低该振荡器电路1的功率消耗。

一电流镜的由一源衰退电路而加以调变的输出电流IOUT是由方程式(5)以及(6)提供：

I  OUT = \frac{IIN}{1 + \sqrt{2 \cdot β (T) \cdot R_{SD} {(T)}^{2} \cdot UUN}}

方程式(5)

β (T) = μ (T) \cdot C_{OX} \cdot \frac{W}{L}

方程式(6)

在方程式(5)中，IIN表示该电流镜的输入电流，以及R_SD表示在该电流镜的输出端的电阻，剩下的参数则已经以类似的方式于方程式(4)做出定义。

下列的式子为源自于此的温度相依振荡器频率f(T)：

\frac{1}{f (T)} = 2 \cdot R 1 (T) \cdot C 2 \cdot (1 + \sqrt{\frac{1}{2} \cdot β (T) \cdot \frac{R_{SDO}}{R_{30}} \cdot R_{SD} (T) \cdot {ΔU}_{BE} (T)})

方程式(7)

在此例子中，该移动性μ(T)以及该互导系数β(T)会具有基本上±5％误差的非常良好定义的参数。当所使用的电阻型态所提供的温度系数够小时，则该温度补偿即会对该电阻的绝对值的变动不敏感。

在本发明的一二者择一的实施例中，所述双极晶体管TB1、TB2、以及TB3可通过在弱反转范围(weak inversion range)中操作的MOS晶体管所取代。

所述MOS晶体管TS1、TS2、TS3、以及TS4亦可以由其它开关而加以形成。

数字栅极亦可以由所述反相放大器IV1、IV2、IV3、以及IV4取代提供。

产生于该能带间隙参考电路BGR中的一已反射PTAT电流会流经所述MOS晶体管T1以及T2，结果，产生于该能带间隙参考电路BGR中的一噪声亦重叠于该电流之上，而通过受到噪声增加的该MOS晶体管T1的电流，则会增加该比较器临界值下限电压VCL以及该比较器临界值上限电压VCH两者，至于该振荡器频率，则在通过相同的受到噪声增加的该向上积分电路分支的电流的例子中维持不受影响，然而，该两比较器临界电压值VCL以及VCH仅在低频噪声发生时才会增加至相同的范围，这表示，低频1/f(low-frequency)噪声并不会引导出频率抖动的增加。

本发明的该第一较佳实施例，正如第1图所示，一MOS晶体管并不具有大于一的临界电压、或者串联于该供给电压VDD与接地VSS间的任何电路分支的一双极晶体管并不具有大于一的基极-射极电压，因此，本发明的示范性实施例适合于非常低的供给电压VDD的情形。由于该比较器/参考电压电路分支联合地为了该比较器、该比较器临界电压VCL以及VCH的产生、以及该电荷储存装置C2的偏压产生而加以设计的事实，因此该振荡器电路1会因为由此所产生的低电流消耗而适合于在备用操作期间产生一操作时脉。再者，该振荡器电路1具有小的芯片面积需求。

图2显示作为本发明的一第二示范性实施例的一温度稳定振荡器电路2的电路图，该振荡器电路2于许多电路部分对应于图1所显示的该振荡器电路1，因此，相同或可比较的功能性组件被提供以相同的参考符号。

在该振荡器电路2中，该电荷储存装置C2是一电容器，该电容器的一终端连接至该供给电压VDD以取代接地VSS，而在该振荡器电路2中剩余的构件的参考电位，与该振荡器电路1相较，是对应地加以修饰。

在该振荡器电路2中，该向下积分电流源通过一具有一p-掺杂信道的MOS晶体管T9而加以实现，再者，该振荡器电路2具有操作放大器OP1以及OP2，以分别被应用于所述MOS晶体管T3以及T4、与T6的栅极电位。

该振荡器电路2包含信道为p掺杂的MOS晶体管T10、T11、T12、T13、以及T14，以及包含信道为n掺杂的MOS晶体管T15、T16、T17、以及T18。这些MOS晶体管中的一些，以及它们与其它构件的连接线的一些在图2中以虚线标示出来。这表示所述相关的MOS晶体管可以选择性地被包括于该振荡器电路2中、或可以被设计为可切换的方式。

在图2中，由于该MOS晶体管T6的电路，流经该MOS晶体管T6的电流与一CTAT(complementary to absolute temperature，补偿绝对温度)电压成正比，此电流的温度系数是据此而为负的，其通过电流镜排列而被反射进入所述MOS晶体管T11、T12、T13、以及T14的中。由于一电流镜是独立于基础温度外，因此，流经所述MOS晶体管的电流具有与温度有关的相反方向行为。

流经所述MOS晶体管T3以及T4的电流是正比于一PTAT电压，而正比于温度的电流亦会通过电流反射而被产生于，举例而言，该MOS晶体管T10中。

通过在图2中由虚线所标示的所述MOS晶体管，其有可能以既存的电流而形成差值或总和，并藉此补尝温度相依性。尤其是，该MOS晶体管T12是用于与在该比较器/参考电压电路分支中的该MOS晶体管T1所产生的电流而形成差值，所述MOS晶体管T13以及T14会产生由在该向上积分电路分支中的该MOS晶体管T2所产生的电流所减去的电流，而由所述MOS晶体管T16以及T18所产生的电流是，与由分别在该比较器/参考电压、或该向上积分电路分支中的所述MOS晶体管T1以及T2所产生的电流而形成一总和。

Claims

1. 一种基于对电荷储存装置(C2)进行循环充电和放电的温度稳定振荡器电路(1、2)，包括：

一个电荷储存装置(C2)；

一个可控制的向上积分电流源(T2)，电连接至该电荷储存装置(C2)，用于对该电荷储存装置(C2)进行充电，其中该可控制的向上积分电流源(T2)通过用于切换该可控制的向上积分电流源(T2)的开与关的一个第一晶体管(TS2)而与该电荷储存装置(C2)连接；

一个可控制的向下积分电流源(TB3、T9)，电连接至该电荷储存装置(C2)，用于对该电荷储存装置(C2)进行放电，其中该可控制的向下积分电流源(TB3、T9)通过用于切换该可控制的向下积分电流源(TB3、T9)的开与关的一个第二晶体管(TS3)而与该电荷储存装置(C2)连接；

一个能带间隙参考电路(BGR)，其连接至该向上积分电流源(T2)的控制终端及该向下积分电流源(TB3、T9)的控制终端，以用于产生一个参考电压(VREF)，该参考电压(VREF)因跨接于包含在该能带间隙参考电路(BGR)中的一个第一电阻(R2)而下降；

一个第二电阻(R1)，通过至少一个电流镜连接到该能带间隙参考电路(BGR)，其中因跨接于该第二电阻(R1)而下降的一个电压正比于该参考电压(VREF)，并且该两电阻(R1、R2)具有相同的温度系数；

一个比较器(TC1)，该比较器(TC1)的一个控制终端连接至该电荷储存装置(C2)，并且该比较器(TC1)连接至该第一晶体管(TS2)和该第二晶体管(TS3)的控制终端，该比较器(TC1)以取决于该电荷储存装置(C2)的充电状态、一个预定的比较器临界值下限(VCL)、以及一个预定的比较器临界值上限(VCH)的方式来控制该可控制的向上积分电流源(T2)和该可控制的向下积分电流源(TB3、T9)；

一个第一电路分支，其包括该可控制的向上积分电流源(T2)及该可控制的向下积分电流源(TB3、T9)的其中之一；以及

一个第二电路分支，该第二电路分支是包含该比较器(TC1)的电路或者是用以产生该两比较器临界值(VCL、VCH)的电路；其中，

该第一电路分支和该第二电路分支的其中之一至少包括具有不同温度相关性的两个相互重叠的部分电流；

该第一电路分支、该第二电路分支以及该温度稳定振荡器电路(1、2)中的至少另一个电路分支至少包括具有不同温度相关性的两个重叠的部分电流的总和或差值；

所述部分电流可以该振荡器频率的该温度相关性的线性项次以及二次项次被最小化的方式而设定；以及

所述部分电流通过该能带间隙参考电路(BGR)而产生。

2. 根据权利要求1的温度稳定振荡器电路(1、2)，其特征在于，

该第一电阻(R2)以及该第二电阻(R1)是同样的电阻。

3. 根据权利要求1的温度稳定振荡器电路(1、2)，其特征在于，

该能带间隙参考电路(BGR)经至少一个电流镜连接至该第一电路分支和该第二电路分支的其中之一。

4. 根据权利要求3的温度稳定振荡器电路(1、2)，其特征在于，

该至少一个电流镜被设计为动态组件匹配。

5. 根据权利要求3的温度稳定振荡器电路(1、2)，其特征在于，

至少一个电流镜的输出被馈送至该第一电路分支和该第二电路分支的其中之一，并且，该电流镜的输出端连接至一个第三电阻，该第三电阻与该第一电阻和该第二电阻(R2、R1)具有相同的温度系数或者具有相同的电阻值。

6. 根据权利要求5的温度稳定振荡器电路(1、2)，其特征在于，

该温度稳定振荡器电路(1、2)的第一电阻(R1)、第二电阻(R2)及第三电阻(R3)具有相同的温度系数，并且是同样的电阻。

7. 根据权利要求1的温度稳定振荡器电路(1、2)，其特征在于，

该可控制的向下积分电流源是一个双极晶体管(TB3)的形式或者是一个第四MOS晶体管(T9)的形式。

8. 根据权利要求1的温度稳定振荡器电路(1、2)，其特征在于，

该电荷储存装置(C2)由一个栅极氧化电容(C2)构成。

9. 根据权利要求1的温度稳定振荡器电路(1、2)，其特征在于，

在该第二电路分支中，该比较器是一个第三MOS晶体管(TC1)的形式，并且，该第三MOS晶体管(TC1)的连接至该电荷储存装置(C2)的栅极终端与该第二电阻(R1)串联连接，而由该比较器临界值上限(VCH)和该比较器临界值下限(VCL)间的一差值所形成的一差动电压(VR1)因跨接该第二电阻(R2)而下降。

10. 根据权利要求9的温度稳定振荡器电路(1、2)，其特征在于，

一个第五MOS晶体管(T5)，其串联连接至该第三MOS晶体管(TC1)，并且，其具有和该第三MOS晶体管(TC1)相同的导电类型，其中该第五MOS晶体管(T5)的漏极-源极路径与该第三MOS晶体管(TC1)的漏极-源极路径相串联。

11. 根据权利要求10的温度稳定振荡器电路(1、2)，其特征在于，

该第五MOS晶体管(T5)连接为一个二极管。

12. 根据权利要求1的温度稳定振荡器电路(1、2)，其特征在于，

该第一电阻(R2)和该第二电阻(R1)的温度系数具有微小的变量或者绝对值具有微小的变量。

13. 根据权利要求1的温度稳定振荡器电路(1、2)，其特征在于，

该温度稳定振荡器电路(1、2)的所有构件整体地集成在一个共同的固定基板上。

14. 根据权利要求13的温度稳定振荡器电路(1、2)，其特征在于，

该温度稳定振荡器电路(1、2)通过CMOS技术而实现。

15. 根据权利要求1的温度稳定振荡器电路(1、2)，其特征在于，

所述部分电流以该振荡器频率的该温度相关性的高次项次被最小化的方式而设定。