Stromwandler mit angeschlossener Drosselspule. Die vorliegende Erfindung betrifft einen Stromwandler, bei welchem an mindestens eine auf seinem Kern befindliche Wicklung zur Kompensation des Übersetzungs- und des Phasenfehlers eine Drosselspule mit Eisenkern angeschlossen ist.
Wenn bei einer solchen an den Strom wandler angeschlossenen Drosselspule der Kern von konstantem Querschnitt ist, wirkt dieselbe bei niedriger Belastung, bei der die Drosselspule in dem aufsteigenden Ast der Permeabilitätskurve arbeitet, nicht nützlich, sondern schädlich, so dass sie bei niedriger Belastung die Kompensation des blagnetisie- rungsstromes des Stromwandlers nicht ver bessert, sondern verschlechtert. Es wurde da her zur Verminderung der Kompensations fehler eines Stromwandlers vorgeschlagen, für den Eisenkern der Drosselspule ein Nickel eisen zu verwenden, das eine sehr hohe An fangspermeabilität besitzt.
Die Verbesserung ist hier jedoch beschränkt, weil die Permea- bilität bei kleiner Belastung, zum Beispiel zwischen 10 % und 20 0%- Normallast, prak tisch konstant ist, während sie zur Erzielung von vollständiger Kompensation auch bei kleiner Belastung abfallende Charakteristik haben sollte. Auch durch die Unterbrechung des Kernes durch einen Luftspalt oder durch die Einschaltung von Stücken aus anderen Eisen könnte hier bei kleiner Belastung keine vollständige Behebung der Kompensations fehler erzielt werden, denn der bei Nickel eisen bei geringer Belastung auftretende kon stante Verlauf der Permeabilitätskurve kann hierdurch nicht wesentlich geändert werden.
Ferner hat die Verwendung von Nickeleisen für Kerne von Drosselspulen Nachteile, in dem die magnetischen Eigenschaften der Nickeleisenlegierungen gegen Erschütterun gen und Temperaturänderungen äusserst emp findlich sind, so dass durch Verwendung eines Kernes aus Nickeleisen unkontrollierbare Messfehler entstehen können.
Erfindungsgemäss soll eine bedeutende Verminderung der Kompensationsfehler eines Stromwandlers dadurch erreicht werden, dass der Eisenkern der Drosselspule zwecks Ver minderung der Kompensationsfehler einen von 10 % bis 100 % Normallast auf dem anstei- genden Teil der Permeabilitätskurve arbei tenden Teil und einen Teil von gegenüber demjenigen des zuerst erwähnten Teils klei- nerem
Querschnitt aufweist, der von 10 % bis 100 % Normallast auf dem abfallenden Teil der Permeabilitätskurve arbeitet. Das Eisen im Teile mit dem grösseren Querschnitt kann somit auf niedriger Induktion, also unter dem Knie der Magnetisierungskurve arbeiten. In dieser Weise geht der erzeugte Kraftfluss auch fast vollständig über den Teil von klei nerem Querschnitt, da die Streuung zwischen dem Kernteil mit dem grössern Querschnitt und der erregenden Wicklung klein ist.
Es ist daher möglich, schon für sehr geringe Be lastung eine sehr hohe Sättigung im Teil mit dem kleineren Querschnitt zu erhalten. Wäh rend ferner bei den bisher bekannten Dros selspulen der Magnetisierungsstrom mit wach sender Belastung zu stark ansteigt, wird dies durch die Erfindung vermieden, indem sich mit steigender Belastung und daher steigen dem Fluss die Permeabilitat des Teils von kleinerem Querschnitt verringert, so dass ein kleinerer Teil des totalen Flusses durch diesen Teil des Kernes fliesst und der Anteil des Streuflusses dieses Teils erhöht wird.
Der Teil mit kleinerem Querschnitt wird zweckmässigerweise nicht mit konstantem Querschnitt, sondern stufenförmig ausgebildet, indem der Kern beispielsweise aus überein anderliegenden magnetisierbaren Blechen be steht, die in verschieden abgestuften Lagen zueinander einstellbar sind.
Ein Ausführungsbeispiel des Erfindungs gegenstandes ist auf der beiliegenden Zeich nung dargestellt und durch Kurven und Vek- tordiagramme erläutert.
Fig. 1 ist ein schematisches. Schaltungs schema eines Stromwandlers, der in bekannter Weise mit einer Drosselspule und einer an geschlossenen Belastung versehen ist; Fig. 2 ist ein Schaltungsschema eines Strom wandlers mit angeschlossener Belastung; Fig. 3 ist ein Vektordiagramm, das die Wirkungsweise des Stromwandlers nach Fig.2 darstellt ; Fig. 4 zeigt die Permeabilitäts- und Mag netisierungskurven eines Stromwandlers; Fig. 5 zeigt eine Reihe Vektordiagramme eines gewöhnlichen Stromwandlers für drei verschiedene Werte des Primärstromes;
Fig. 6A und 6b zeigen verschiedene Über- setzungs- und Phasenfehlerkurven; Fig. 7 zeigt Kurven zur Erläuterung des Erfindungsgedankens; Fig. 8 zeigt eine Reihe Vektordiagramme für einen Stromwandler mit angeschlossener Drosselspule; Fig. 9 ist eine perspektivische Darstellung einer einen Teil des Erfindungsgegenstandes bildenden Drosselspule.
Fig. 10 ist ein Vektordiagramm eines Stromwandlers mit angeschlossener Drossel spule.
In Fig. 1 bedeutet 10 den geschlossenen magnetischen Kern eines Stromwandlers, auf welchem Kern eine primäre Wicklung 11 und eine sekundäre Wicklung 12 angebracht ist. Eine Belastungsimpedanz, bestehend aus dem Widerstand 13 und der Induktivität 14, ist an die sekundäre Wicklung 12 angeschlossen. Diese Impedanz kann aus Messinstrumenten, Relais oder andern elektrischen Apparaten bestehen. Eine Wicklung 15 einer Drossel spule 15-19 ist an die Klemmen der sekun dären Wicklung 12 des Stromwandlers an geschlossen. Die Wicklung 15 liegt auf einem Teil eines geeigneten magnetischen Kernes 16, der durch einen Luftspalt 17 unterbrochen ist.
Der Luftspalt 17 ist durch ein verschieb bares, benachbartes Joch 18 des Kernes 16 regulierbar, so dass die Grösse der Induktion des Kernes verändert werden kann und- die Drosselspule somit eine veränderliche Impe danz ist. Der Kern 16 ist mit einer kurzge schlossenen Wicklung 19 versehen.
Es ist allgemein bekannt, dass ein Strom wandler dazu gebraucht wird, um Strom von einem Stromkreis in einen andern Stromkreis zu transformieren, wobei die beiden Ströme von gleicher oder verschiedener Grösse sein können. Dabei ist es wünschenswert, dass das Übersetzungsverhältnis zwischen den beiden Strömen konstant bleibt und der Fehler im Phasenwinkel verschwindet.
Bei einem solchen Stromwandler tritt je doch bei einer Transformation des Stromes von einem Kreis in einen andern bei einer Veränderung des Stromes auch eine Verän derung im Übersetzungsverhältnis und Pha senwinkel des Stromes auf. Der Grund dieser Erscheinung liegt in der Tatsache, dass der Stromwandler bei Änderung der sekundären Ströme und Kraftflüsse nicht proportional veränderliche Erregerströme benötigt, die von der Primärwicklung geliefert werden müssen.
Die Fehler im Übersetzungsverhältnis und Phasenwinkel eines Stromwandlers können im Sinne der vorliegenden Erfindung, wie im folgenden dargelegt werden wird, durch An wendung einer Drosselspule mit teilweise hochgesättigtem Kern korrigiert werden, wel che einen solchen Strom vom sekundären Stromkreis bezieht, der den Erregerstrom des Stromwandlers zu Linearität mit dem Kraft fluss ergänzt.
Zum Zwecke einer genauern Erklärung der Theorie des Erfindungsgegenstandes sollen die dargestellten Vektordiagramme und Kur ven dienen, auf die im folgenden Bezug ge nommen wird. Es sollen zuerst die Vorgänge, die in einem gewöhnlichen Stromwandler von der Art, wie er in Fig. 2 dargestellt ist, be sprochen werden.
Fig. 3 zeigt das Vektordiagramm für einen solchen Stromwandler. Es ist angenommen, dass die primäre und die sekundäre Wicklung aus je einer Windung bestehen; durch diese Annahme wird nichts von der Allgemeinheit der folgenden Ausführungen eingebüsst.
Der sekundäre Strom Z2 in dieser Figur ist durch die sekundäre Spannung E2 erzeugt, welche ihrerseits durch den Fluss 0 induziert wird. Der Fluss 0 eilt der Spannung um 90 vor. Unter diesen Bedingungen ist der Strom 1a direkt proportional zur Spannung E2 und damit auch zum Kraftfluss 0. Der magne tische Kern 10 eines solchen Stromwandlers benötigt für jeden Wert des Kraftflusses einen bestimmten Magnetisierungsstrom 1m, der mit diesem in Phase liegt.
Dieser Magnetisierungs- strom Im wird von der primären Spannung .Fa erzeugt und eilt 90 hinter derselben nach.
Aus Fig. 4, die eine Wechselstrommagne- tisierungskurve .9. und eine Kurve B der scheinbaren Permeabilität ss zeigt, folgt, dass der Sättigungspunkt P auf der Magnetisie- rungskurve dem Punkt maximaler Permea- bilität der Kurve B entspricht.
Alle Punkte unter dem Punkt P entsprechen Punkten auf dem ansteigenden Teil der Permeabilitäts- kurve und alle Punkte über dem Punkt P entsprechen Punkten auf dem abfallenden Teil der Permeabilitätskurve.
Wenn der Kern des in Fig. 2 dargestell ten Stromwandlers mit Wechselstrom erregt wird, so treten gewisse Wirbelstromverluste und Hysteresisverluste auf. Daher muss ein Wattstrom lw geliefert werden von der Span nung Ei, der in Phase ist mit der Spannung. Der gesamte die Erzeugung des Flusses 0 bewirkende Strom ist daher gleich der geo metrischen Summe der Ströme Iw und Im und kann als Vektorsumme Io dargestellt werden. Dieser Strom<B>10</B> wird gewöhnlich als Erreger strom des Stromwandlers bezeichnet.
Die Werte lw und Im ändern sich in nicht pro portionalem Verhältnis zum Kraftfluss des Stromwandlers. Die Folgen dieser Nichtlinea- rität zwischen dem Erregerstrom<B>10</B> und dem Fluss werden nachfolgend erläutert.
Fig. 5 zeigt in überlagerter Darstellung drei Vektordiagramme eines Stromwandlers mit einem sekundären Strom 12, 2 X 12 und 3 X I2. In diesen Dreiecken sind die Erreger ströme Io durch Vektoren 4, 5 und 6, die primären Ströme I1 durch Vektoren 7, 8 und 9 dargestellt.
Aus diesen Dreiecken ist er sichtlich, dass, wenn der sekundäre Strom auf den doppelten oder dreifachen Wert anwächst, der Erregerstrom des Stromwandlers nicht proportional anwächst, sonst würden die Dreiecke OAD, OBE und OCr ähnlich und die Phasenwinkel und das Übersetzungsver hältnis
EMI0003.0051
gleich und konstant bleiben. Die Kurven C und D in den Fig. 6a be ziehungsweise 6b lassen die Übersetzungs- und Phasenfehler eines solchen Stromwandlers in Abhängigkeit vom Sekundärstrom 12 erken nen.
Die Kurven E und F dagegen zeigen den Verlauf des Übersetzungsverhältnisses
EMI0004.0004
bezw. des Phasenfehlers cp in Abhängig keit vom Sekundärstrom, wie sie durch die Anordnung gemäss der Erfindung erhalten werden können.
In Fig. 7 sind durch die Kurven die nor malen Werte der Magnetisierungsstromkom- ponente Im und der Wattkomponente rw für einen bestimmten Erregerstrom Io des Haupt transformatorkernes dargestellt.
In diesem Diagramm stellt die Kurve .K den Verlauf der Magnetisierungsstromkompo- nente Im und die Kurve J den Verlauf der Wattstromkomponente LW für einen bestimm ten Erregerstrom dar. Es ist augenscheinlich, dass hierbei der Erregerstrom<B>10,</B> der gleich ist der Vektorsumme der Magnetisierungs- stromkomponente Im und der Wattstronrkom- ponente INv, sich in nicht linearer Weise mit dem Fluss 0 ändert.
Soll Linearität zwischen dem Erregerstrom 10 und dem Fluss hergestellt werden, so sollte die oben erwähnte Drosselspule einen Strom I benötigen, der aus einer Magnetisierungs- stromkomponente ImR, und einer Wattkompo nente lwR besteht. Linearität besteht dann zwischen dem Kraftfluss 0, der Summe der Magnetisierungsstromkomponenten <I>Im</I> und Il, und der Summe der Wattkomponenten lw und Iwx.
Wird die Gerade L in Fig. 7 als der ge samte Magnetisierungsstrom angenommen, so ist es ersichtlich, dass die Drosselspule einen der Kurve M entsprechenden Strom beziehen muss; die Kurve Mwird somit durch Subtrak tion der Kurve K von der Kurve L erhalten.
Wird in ähnlicher Weise die Gerade N für den totalen Wattstrom angenommen, so ist ersichtlich, dass die Drosselspule einen der Kurve P entsprechenden Strom beziehen muss; die Kurve P wird hierbei durch Subtraktion der Kurve J von Kurve .w erhalten, Um dies darzustellen, sind in Fig. 8 drei vollständige Vektordiagramme eines Strom wandlers mit Drosselspule dargestellt. In diesem der Fig. 5 entsprechenden Diagramm sind Sekundärstromwerte 12, 2 X I2 und 3 X 12 dargestellt.
Diese Diagramme stellen die Be ziehungen zwischen den verschiedenen Kom ponenten vollständig dar und zeigen deutlich die .Ähnlichkeit der Dreiecke<I>TAT', 0"</I> A"B" und 0"'.."'B"'. Daraus ist ersichtlich, dass wegen der Ähnlichkeit der verschiedenen Komponenten die Phasenwinkel cp und das Übersetzungsverhältnis
EMI0004.0052
konstant bleiben.
Im folgenden ist die Konstruktion einer Ergänzungs-Drosselspule zur Erzeugung der Stromwerte, wie sie in den Kurven 141 und P dargestellt sind, beschrieben, wenn die Drosselspule von der sekundären Spannung E2 eines Stromwandlers gespeist wird.
Die Kurve 1l2, die den Magnetisierungs- strom Im, der Drosselspule darstellt, soll zu erst betrachtet werden. Es ist ersichtlich, dass dieser Strom mehr als proportional mit dem Fluss 0 des Transformatorkernes, und also auch mit E2 zunimmt, da die Kurve konvex zur (P-Achse ist.
Aus dein Verlauf der Magnetisierungs- kurve A in Fig. 4 geht hervor, dass der Mag netisierungastrom eines Kernes im Bereiche oberhalb des Sättigungspunktes P mehr als proportional mit dem Flug zunimmt, da die Kurve oberhalb des Punktes P konvex ist in bezug auf die 0-Achse.
Ein geschlossener magnetischer Kern, welcher für alle Werte 0 im Hauptkern durch die Spannung E2 über dem Knie der Magne- tisierungskurve erregt wird, wird daher einen Strom beziehen, der die Merkmale der Kurve M in Fig. 7 hat.
Die Anwendung einer einfachen Drossel spule ist, bereits bekannt. Sie führt zu einer Abflachung der Übersetzungs- und Phasen fehlerkurven und kann daher als nützlich be trachtet werden.
Eine genauere Annäherung an konstante Übersetzungs- und Phasenfehler kann dadurch erzielt werden, dass der Eisenkern der Dros- selspule einen von 10 % bis 100 /o Normal- last auf dem ansteigenden Teil der Permea- bilitätskurve arbeitenden Teil und einen Teil von gegenüber demjenigen des zuerst er wähnten Teils kleinerem Querschnitt auf- weist,
der von 10 0% bis 100 % Normallast auf dem abfallenden Teil der Pertneabilitäts- kurve arbeitet.
Fig. 9 zeigt eine Konstruktionsart der Drosselspule. In dieser Figur ist 16 der Teil des Kernes, der mit niedriger Kraftliniendichte arbeitet. Die Erregerwicklung 15 ist auf diesem Kernteil 16 angeordnet. Derjenige Teil des Kernes, der gesättigte Abschnitte aufweist, ist mit 18 bezeichnet und ist ein stellbar, um an der Drosselspule einen ver änderlichen Luftspalt 17 zu erhalten. Der Teil 18 des Kernes 16 besteht aus einem oder mehreren Blechstreifen von gleichem oder verschiedenem Material wie der übrige Kern.
Sind mehrere Blechstreifen vorhanden, so sind dieselben gegeneinander verstellbar an geordnet, so dass das Joch 18 so geformt ist, dass es Teile verschiedenen Querschnittes hat. Wie ersichtlich, können die Enden der Blech streifen gegeneinander verschoben werden, so dass ein Teil 20 eines bestimmten Querschnit tes und Teile 21, 22 etc. mit von einander ver schiedenen andern Querschnitten erhalten werden können. Unter gewissen Bedingungen ist es vorteilhaft, den Luftspalt 17 durch einige Blechstreifen total zu überbrücken.
Da die Dimensionen der gesättigten Kern teile und die Form des Luftspaltes von fun damentaler Wichtigkeit sind, sind Mittel zur einfachen Einstellung dieser Kernteile not wendig. Diese Einstellung ist durch die An bringung eines Langloches 23 in den Blech streifen möglich, durch welches ein Bolzen 24 geschoben ist. Die Anordnung und Einstel lung der gesättigten Teile ist jedoch auch auf andere Weise möglich.
Wie aus Fig. 8 ersichtlich ist, stimmt der durch den von der Drosselspule aufgenomme nen Strom bedingte Magnetisierungsstrom Im & mit richtig angeordneten Blechen mit der Kurve M in Fig. 7 überein und ergänzt da- her den - Dlagnetisierungsstrom des Itaupt- transformatorkernes derart, dass er sich linear mit dem Flug ändert.
Da der Magnetisierungsstrom Im des Strom wandlerkernes gross ist im Vergleich zum Wattstrom lw, so wird ein fast konstanter Übersetzungs- und Phasenfehler erzielt.
Um absolute Proportionalität zu erhalten, muss der Wattstrom lw des Haupttransfor- matorkernes (Kurve J in Fig. 7) zu Lineari- tät (durch Kurve N dargestellt) ergänzt wer den. Dies kann erreicht werden durch Addi tion eines zusätzlichen Wattstromes IwR (durch Kurve P dargestellt).
In der Elektrotechnik ist es eine allgemein bekannte Tatsache, dass ein über einen klei nen Widerstand kurzgeschlossener Transfor mator auf der Primärseite praktisch nur Watt strom bezieht. Wenn der Kern dieses Trans formators unter dem Knie der Sättigungskurve arbeitet, dann wird sein Primärstrom weniger als proportional mit dem Fluss zunehmen, so dass eine der Kurve P (Fig. 7) ähnliche Kurve durch richtige Wahl des Kernes, sowie der primären und sekundären Wicklung erhalten werden kann. Solch ein kurzgeschlossener Transformator kann an irgend eine gewünschte Spannung, zum Beispiel die sekundäre Span nung .Es des Transformators, angeschlossen werden.
Eine Vereinfachung im Gebrauch eines solchen Stromwandlers kann erzielt werden, wenn die kurzgeschlossene Wicklung 19 auf der bis jetzt beschriebenen Magnetisierungs- stromdrosselspule, wie aus Fig. 1 und 9 er sichtlich, angeordnet wird. Diese kurzgeschlos sene Widerstandswicklung wird vorzugsweise auf einem ungesättigten Teil des Kernes 16 angebracht.
Dadurch wird der totale Erregerstrom lo des Stromwandlers zu Proportionalität er gänzt, indem ein Strom entsprechend dem Vektor IOR erhalten wird, was einen totalen Erregerstrom 1e (Fig. 8) ergibt.
Aus dem vorhergehenden ist ersichtlich, dass die Anbringung einer Drosselspule der beschriebenen Art an einem Transformator über den normalen Betriebsbereich ein kon- stantes Übersetzungsverhältnis und einen kon stanten Phasenwinkel erzeugen wird, wie es durch Kurven E und F in Fig. 6 ersichtlich ist.
Um jedoch einen vollkommenen Strom wandler zu erhalten, sollte das Übersetzungs verhältnis auf einen bestimmten Wert und der Phasenwinkel auf Null reduziert werden.
Dies kann durch Mittel erreicht werden, die in der Elektrotechnik schon bekannt sind und darin bestehen, dass, wie in Fig. 1 ein gezeichnet ist, eine Kapazität 25, ein Wider stand 26 oder eine Drosselspule 27 oder Kom binationen davon an die gewünschte Span nung, zum Beispiel die sekundäre Spannung E2, angeschlossen werden.
Sollte es erwünscht sein, eine Kapazität 25, wie in Fig. 1 dargestellt, an einen Strom wandler mit niedriger Sekundärspannung E2 anzuschliessen, dann ist es zweckmässig, um einen kleinern Kondensator verwenden zu können, denselben über einen Spannungs transformator, wobei der Kondensator an des sen Hochspannungsseite angeschlossen wird, an die Wicklung des Transformators 10 an zuschliessen. Eine solche Anordnung würde die an den Kondensator 25 angelegte Span nung stark vergrössern und daher einen ver hältnismässig kleinen Kondensator beanspru chen.
Das gleiche Resultat kann dadurch erhal ten werden, dass die in Fig. 9 eingezeichnete Wicklung 19 des Kernes 16 der Drosselspule anstatt kurzgeschlossen, über einen Konden sator geschlossen wird, so dass in diesem Falle die Drosselspule nicht nur als Reak- tanz, sondern im Zusammenhang mit dem Kondensator als Transformator wirkt.
Wird ein Widerstand von geeignetem Wert an die Sekundärspannung E2 gelegt (wie in Fig. 1 dargestellt), so wird der Pri märstrom Ii, welcher durch den Vektor<I>AB</I> in Fig. 10 dargestellt ist und den Winkel cp mit dem Sekundärstrom<I>12 =</I> 0A einschliesst, durch den durch diesen Widerstand fliessen den Strom IR ergänzt, so dass die resultie rende Vektorsumme AC parallel<I>zu</I> 0A wird.
Parallelismus zwischen dem Primär- und dem Sekundärstrom kann auch durch An- wendung einer Kapazität erzielt werden, wie ebenfalls in Fig. 10 dargestellt ist. In diesem Falle benötigt die Kapazität einen durch den Vektor BD dargestellten Strom I" und er zeugt einen resultierenden Primärstromvektor AD. In beiden Fällen wird eine Phasenver schiebung Null erzeugt und die resultierende Phäsenfehlerkurve entspricht der Kurve H in Fi g. 6b.
Die Einstellung des Übersetzungsverhält nisses auf irgend einen bestimmten Wert kann durch Kompensation der Windungszahl erfolgen. Diese besteht in der Einstellung des Verhältnisses der primären zur sekundären Windungszahl auf den gewünschten Wert. Wenn die Windungen in dieser Weise abge glichen werden, kann der Übersetzungsfehler auf Null reduziert werden, so dass die Kurve G in Fig. 6a erhalten wird.
Da der Magnetisierungsstrom bei hohen Sättigungen sehr gross ist im Vergleich zu dem bei niedrigen Sättigungen, so ist das Ge wicht des Drosselspulkernes sehr viel kleiner als das des Stromwandlerkernes, in den meisten Fällen weniger als 1 /o. Zufolge dieser Eigenschaft kann die Drosselspule ohne Schwierigkeit auf irgend einem Kern aufgebracht und zu sehr niedrigem Preis her gestellt werden.
Während die Anordnung in Fig. 9 die einfachste Lösung zur Erzielung von Propor tionalität zwischen<I>12,</I> 1e, <I>0</I> und h darstellt, so sind natürlich verschiedene .Änderungen und Kombinationen möglich, welche im Be reich der Erfindung liegen.
Die Wicklung der Ergänzungsdrosselspule ist bis jetzt immer an die sekundäre Span nung B 2 angeschlossen worden; da jedoch die Ströme Ii und 12 sich proportional mit der Spannung E2 ändern, kann die Wicklung 15 auch in Reihe mit den primären oder sekun dären Strömen li und 12, oder an die pri märe Spannung geschaltet werden.
Es ist auch möglich, die Wicklung 15 von einer tertiären Wicklung des Stromwandlers zu speisen.
Current transformer with connected choke coil. The present invention relates to a current transformer in which a choke coil with an iron core is connected to at least one winding located on its core to compensate for the translation and phase errors.
If the core of such a choke coil connected to the current transformer has a constant cross-section, it is not useful but harmful at low load, at which the choke coil works in the ascending branch of the permeability curve, so that it compensates for the The de-magnetization current of the current transformer is not improved, but deteriorated. It was therefore proposed to reduce the compensation error of a current transformer to use a nickel iron for the iron core of the inductor, which has a very high permeability to start.
The improvement is limited here, however, because the permeability is practically constant with low loads, for example between 10% and 20 0% normal load, while in order to achieve full compensation it should have decreasing characteristics even with low loads. Even by interrupting the core by an air gap or by inserting pieces of other iron, a complete elimination of the compensation error could not be achieved here with low load, because the constant course of the permeability curve that occurs with nickel iron with low load cannot be significant be changed.
Furthermore, the use of nickel iron for the cores of choke coils has disadvantages in that the magnetic properties of the nickel iron alloys are extremely sensitive to vibrations and temperature changes, so that uncontrollable measurement errors can arise through the use of a core made of nickel iron.
According to the invention, a significant reduction in the compensation errors of a current transformer is to be achieved in that the iron core of the choke coil, for the purpose of reducing the compensation errors, has a 10% to 100% normal load on the rising part of the permeability curve and a part of the first part mentioned part smaller
Has cross section that works from 10% to 100% normal load on the sloping part of the permeability curve. The iron in the part with the larger cross-section can therefore work on low induction, i.e. below the knee of the magnetization curve. In this way, the generated power flow goes almost completely over the part of the small cross-section, since the scatter between the core part with the larger cross-section and the exciting winding is small.
It is therefore possible to obtain a very high level of saturation in the part with the smaller cross section, even for very low loads. While the previously known Dros selspulen the magnetizing current increases too much with increasing load, this is avoided by the invention by increasing the load and therefore the flow, the permeability of the part of a smaller cross-section is reduced, so that a smaller part of the total flux flows through this part of the core and the proportion of the leakage flux of this part is increased.
The part with a smaller cross-section is expediently not designed with a constant cross-section, but rather step-shaped by the core being, for example, made of magnetizable metal sheets lying on top of each other, which can be set in differently graduated positions.
An embodiment of the subject matter of the invention is shown in the accompanying drawing and explained by curves and vector diagrams.
Fig. 1 is a schematic. Circuit diagram of a current transformer which is provided in a known manner with a choke coil and a closed load; Fig. 2 is a circuit diagram of a current converter with load connected; Figure 3 is a vector diagram illustrating the operation of the power converter of Figure 2; Fig. 4 shows the permeability and mag netization curves of a current transformer; Fig. 5 shows a series of vector diagrams of an ordinary current transformer for three different values of the primary current;
FIGS. 6A and 6b show various translation and phase error curves; 7 shows curves for explaining the idea of the invention; 8 shows a series of vector diagrams for a current transformer with an attached choke coil; Figure 9 is a perspective view of a choke coil forming part of the subject invention.
Fig. 10 is a vector diagram of a current transformer with an attached choke coil.
In Fig. 1, 10 denotes the closed magnetic core of a current transformer, on which core a primary winding 11 and a secondary winding 12 are mounted. A load impedance consisting of the resistor 13 and the inductor 14 is connected to the secondary winding 12. This impedance can consist of measuring instruments, relays or other electrical devices. A winding 15 of a choke coil 15-19 is connected to the terminals of the secondary winding 12 of the current transformer. The winding 15 lies on a part of a suitable magnetic core 16 which is interrupted by an air gap 17.
The air gap 17 can be regulated by a displaceable, adjacent yoke 18 of the core 16, so that the size of the induction of the core can be changed and the choke coil is thus a variable impedance. The core 16 is provided with a short-circuit winding 19.
It is well known that a current transformer is used to transform current from one circuit into another, whereby the two currents can be of the same or different magnitude. It is desirable that the transmission ratio between the two currents remains constant and the error in the phase angle disappears.
With such a current transformer, however, when the current is transformed from one circuit to another, when the current changes, there is also a change in the transformation ratio and phase angle of the current. The reason for this phenomenon lies in the fact that the current transformer does not require proportionally variable excitation currents which must be supplied by the primary winding when the secondary currents and force flows change.
The errors in the transformation ratio and phase angle of a current transformer can be corrected in the sense of the present invention, as will be explained below, by using a choke coil with a partially highly saturated core, wel che receives such a current from the secondary circuit that the excitation current of the current transformer to Linearity supplemented with the force flow.
For the purpose of a more detailed explanation of the theory of the subject matter of the invention, the vector diagrams and curves shown are intended to serve, to which reference is made below. It should first the processes that are in an ordinary current transformer of the type shown in Fig. 2, be discussed.
Fig. 3 shows the vector diagram for such a current transformer. It is assumed that the primary and secondary windings each consist of one turn; This assumption does not forfeit any of the generality of the following statements.
The secondary current Z2 in this figure is generated by the secondary voltage E2, which in turn is induced by the flux 0. The flux 0 leads the voltage by 90. Under these conditions, the current 1a is directly proportional to the voltage E2 and thus also to the power flow 0. The magnetic core 10 of such a current transformer requires a certain magnetizing current 1m for each value of the power flow, which is in phase with it.
This magnetizing current Im is generated by the primary voltage .Fa and lags 90 behind it.
From FIG. 4, which shows an alternating current magnetization curve .9. and a curve B shows the apparent permeability ss, it follows that the saturation point P on the magnetization curve corresponds to the point of maximum permeability of the curve B.
All points below point P correspond to points on the rising part of the permeability curve and all points above point P correspond to points on the falling part of the permeability curve.
If the core of the current transformer dargestell th in Fig. 2 is excited with alternating current, then certain eddy current losses and hysteresis losses occur. Therefore a watt current lw must be supplied by the voltage Ei, which is in phase with the voltage. The total current causing the generation of the flow 0 is therefore equal to the geometric sum of the currents Iw and Im and can be represented as the vector sum Io. This current <B> 10 </B> is usually referred to as the excitation current of the current transformer.
The values lw and Im change in a non-proportional relationship to the power flow of the current transformer. The consequences of this non-linearity between the excitation current <B> 10 </B> and the flow are explained below.
5 shows, in a superimposed representation, three vector diagrams of a current transformer with a secondary current 12, 2 X 12 and 3 X I2. In these triangles, the excitation currents Io are represented by vectors 4, 5 and 6, the primary currents I1 by vectors 7, 8 and 9.
From these triangles it can be seen that if the secondary current increases to double or triple the value, the excitation current of the current transformer does not increase proportionally, otherwise the triangles OAD, OBE and OCr would be similar and the phase angles and the gear ratio
EMI0003.0051
stay the same and constant. The curves C and D in FIGS. 6a and 6b respectively show the translation and phase errors of such a current transformer as a function of the secondary current 12.
The curves E and F, however, show the course of the transmission ratio
EMI0004.0004
respectively of the phase error cp as a function of the secondary current, as can be obtained by the arrangement according to the invention.
In Fig. 7 the normal values of the magnetization current component Im and the watt component rw for a certain excitation current Io of the main transformer core are shown by the curves.
In this diagram, the curve .K represents the course of the magnetization current component Im and the curve J the course of the watt current component LW for a specific excitation current. It is evident that the excitation current <B> 10 </B> is the same is the vector sum of the magnetizing current component Im and the Wattstron component INv, changes in a non-linear way with the flux 0.
If linearity is to be established between the excitation current 10 and the flux, the above-mentioned choke coil should require a current I which consists of a magnetization current component ImR and a watt component lwR. Linearity then exists between the power flow 0, the sum of the magnetizing current components <I> Im </I> and Il, and the sum of the watt components lw and Iwx.
If the straight line L in FIG. 7 is assumed to be the entire magnetizing current, it can be seen that the choke coil must draw a current corresponding to the curve M; the curve Mw is thus obtained by subtracting the curve K from the curve L.
If the straight line N is assumed in a similar way for the total watt current, it can be seen that the choke coil must draw a current corresponding to the curve P; the curve P is obtained by subtracting the curve J from the curve .w. To illustrate this, FIG. 8 shows three complete vector diagrams of a current converter with a choke coil. In this diagram corresponding to FIG. 5, secondary current values 12, 2 X I2 and 3 X 12 are shown.
These diagrams fully illustrate the relationships between the various components and clearly show the similarity of the triangles <I> TAT ', 0 "</I> A" B "and 0"' .. "'B"'. It can be seen from this that, due to the similarity of the various components, the phase angle cp and the transmission ratio
EMI0004.0052
stay constant.
The following describes the construction of a supplementary choke coil for generating the current values as shown in curves 141 and P when the choke coil is fed by the secondary voltage E2 of a current converter.
The curve 1112, which represents the magnetizing current Im, of the choke coil, should first be considered. It can be seen that this current increases more than proportionally with the flux 0 of the transformer core, and therefore also with E2, since the curve is convex to the (P-axis.
From the course of the magnetization curve A in Fig. 4 it can be seen that the magnetization current of a core in the area above the saturation point P increases more than proportionally with the flight, since the curve above the point P is convex with respect to the 0- Axis.
A closed magnetic core, which is excited for all values 0 in the main core by the voltage E2 above the knee of the magnetization curve, will therefore draw a current which has the characteristics of curve M in FIG.
The use of a simple choke coil is already known. It leads to a flattening of the translation and phase error curves and can therefore be considered useful.
A more precise approximation of constant translation and phase errors can be achieved in that the iron core of the inductor coil has a part working from 10% to 100 / o normal load on the rising part of the permeability curve and a part opposite that of the first it has a smaller cross section,
which works from 10 0% to 100% normal load on the sloping part of the permeability curve.
Fig. 9 shows one type of construction of the choke coil. In this figure, 16 is the portion of the core that operates with low force line density. The excitation winding 15 is arranged on this core part 16. That part of the core which has saturated portions is denoted by 18 and can be adjusted to obtain a variable air gap 17 at the choke coil. The part 18 of the core 16 consists of one or more sheet metal strips of the same or different material as the rest of the core.
If there are several sheet metal strips, the same are arranged to be adjustable against one another, so that the yoke 18 is shaped so that it has parts of different cross-sections. As can be seen, the ends of the sheet metal strips can be shifted against each other, so that a part 20 of a certain cross section and parts 21, 22, etc. can be obtained with different other cross sections from each other. Under certain conditions it is advantageous to completely bridge the air gap 17 with a few metal strips.
Since the dimensions of the saturated core parts and the shape of the air gap are of fundamental importance, means for the simple adjustment of these core parts are necessary. This setting is possible by attaching an elongated hole 23 in the sheet metal strip through which a bolt 24 is pushed. However, the arrangement and setting of the saturated parts is also possible in other ways.
As can be seen from FIG. 8, the magnetizing current Im & caused by the current absorbed by the choke coil, with correctly arranged metal sheets, corresponds to curve M in FIG. 7 and therefore supplements the - magnetizing current of the I main transformer core in such a way that it changes linearly with flight.
Since the magnetizing current Im of the current transformer core is large compared to the watt current lw, an almost constant translation and phase error is achieved.
In order to obtain absolute proportionality, the watt current lw of the main transformer core (curve J in FIG. 7) must be added to linearity (shown by curve N). This can be achieved by adding an additional watt current IwR (shown by curve P).
In electrical engineering it is a well-known fact that a transformer short-circuited via a small resistor draws practically only watts of electricity on the primary side. If the core of this transformer works below the knee of the saturation curve, then its primary current will increase less than proportionally with the flux, so that a curve similar to curve P (Fig. 7) by correct choice of the core, as well as the primary and secondary winding can be obtained. Such a short-circuited transformer can be connected to any desired voltage, for example the secondary voltage .Es of the transformer.
A simplification in the use of such a current transformer can be achieved if the short-circuited winding 19 is arranged on the magnetizing current choke coil described up to now, as can be seen from FIGS. 1 and 9. This short-circuited resistance winding is preferably attached to an unsaturated part of the core 16.
As a result, the total excitation current lo of the current transformer is supplemented to be proportional, in that a current corresponding to the vector IOR is obtained, which results in a total excitation current 1e (FIG. 8).
From the foregoing it can be seen that attaching a choke coil of the type described to a transformer over the normal operating range will produce a constant transformation ratio and a constant phase angle, as can be seen from curves E and F in FIG.
However, in order to obtain a perfect current transformer, the translation ratio should be reduced to a certain value and the phase angle should be reduced to zero.
This can be achieved by means that are already known in electrical engineering and consist in the fact that, as shown in Fig. 1, a capacitance 25, a counter stand 26 or a choke coil 27 or combinations thereof to the desired voltage , for example the secondary voltage E2.
Should it be desired to connect a capacitance 25, as shown in Fig. 1, to a current converter with low secondary voltage E2, then it is useful to use a smaller capacitor, the same via a voltage transformer, the capacitor to the sen high-voltage side is connected to the winding of the transformer 10 to close. Such an arrangement would greatly increase the voltage applied to the capacitor 25 and therefore claim a relatively small capacitor ver.
The same result can be obtained in that the winding 19 of the core 16 of the choke coil drawn in FIG. 9 is closed via a capacitor instead of being short-circuited, so that in this case the choke coil is not only a reactance, but also in context acts with the capacitor as a transformer.
If a resistance of a suitable value is applied to the secondary voltage E2 (as shown in FIG. 1), the primary current Ii, which is shown by the vector <I> AB </I> in FIG. 10 and the angle cp with the secondary current <I> 12 = </I> 0A, through which the current IR flows through this resistor, so that the resulting vector sum AC is parallel <I> to </I> 0A.
Parallelism between the primary and secondary currents can also be achieved by using a capacitance, as is also shown in FIG. In this case, the capacitance requires a current I ″ represented by the vector BD and it generates a resulting primary current vector AD. In both cases, a phase shift of zero is generated and the resulting phase error curve corresponds to curve H in FIG. 6b.
The setting of the transmission ratio to any specific value can be done by compensating for the number of turns. This consists in setting the ratio of the primary to the secondary number of turns to the desired value. If the turns are equalized in this way, the translation error can be reduced to zero, so that the curve G in Fig. 6a is obtained.
Since the magnetizing current at high saturations is very large compared to that at low saturations, the weight of the choke coil core is much smaller than that of the current transformer core, in most cases less than 1 / o. As a result of this property, the choke coil can be mounted on any core without difficulty and can be made at a very low cost.
While the arrangement in FIG. 9 represents the simplest solution for achieving proportionality between <I> 12, </I> 1e, <I> 0 </I> and h, various changes and combinations are of course possible Be in the realm of the invention.
The winding of the supplementary inductor has always been connected to the secondary voltage B 2 until now; However, since the currents Ii and 12 change proportionally with the voltage E2, the winding 15 can also be connected in series with the primary or secondary currents li and 12, or to the primary voltage.
It is also possible to feed the winding 15 from a tertiary winding of the current transformer.