<Desc/Clms Page number 1>
Entladungsröhrenanordnung zur Erzeugung negativer Widerstände und Kapazitäten.
EMI1.1
<Desc/Clms Page number 2>
Raumladungsdichte p im Entladungsraum abhängig. In einer ebenen Elektrodenanordnung mit einer
Ladungsverteilung entsprechend der Schottky-Langmuirschen Raumladungsgleichung ist p in jeder
Entfernung a : von der Kathode direkt proportional zu dem Potential U an der Stelle x. Daraus folgt, dass die insgesamt von den Elektronen auf dem Gitter influenzierte Ladung proportional zum Effektiv- , potential des Gitters, d. h. also auch zur Gitterspannung, sein muss. Die gesamte Gitterladung ist dabei grösser als die ohne Raumladung vorhandene statische Gitterladung.
In Fig. la-le sind diese Zusammenhänge graphisch dargestellt. Fig. la zeigt die Ja/Cy-
Kennlinien einer Röhre für zwei verschiedene Anodenspannungen.
Die voll ausgezogenen Kurven der Fig. 1 b zeigen die negative Gitterladung zufolge der statischen Gitterkapazität und die gestrichelten Kurven die gesamte Gitterladung beim Vorhandensein des Elek- tronenstroms. Die wirksame Kapazität zwischen Gitter und Kathode ist definiert als
EMI2.1
Die Kapazität, die zwischen Gitter und Kathode mit Wechselspannung gemessen wird, muss also am Fusspunkt der Kennlinie eine sprunghafte Änderung um einen Betrag Ll Cg aufweisen, an allen übrigen Stellen aber konstant bleiben, wie Fig. le zeigt.
Praktisch erfolgt wegen der unvermeidlichen Inhomogenität des Steuergitters die Änderung A C g nicht so sprunghaft, u. zw. um so flauer, je weiter die Kennlinien nach negativen Gitterspannungen zu verschoben sind, da ja dann auch die Kennlinien selbst immer stärker von der idealen U3/2-kennlinie abweichen.
Weicht die Kennlinie vom ü-Gesetz ab, so ist die auf dem Gitter influenzierte Ladung nicht mehr proportional zur Gitterspannung, u. zw. wird A Cg mit zunehmendem Anodenstrom grösser für n # # und kleiner für n # #, wobei n den Exponenten der Kennliniengleiehung (Ja = k Un) bedeutet.
Betreibt man eine Röhre derart, dass sich in der Nähe des Gitters eine virtuelle Kathode ausbildet (vgl. die Kennlinie in Fig. 2a), so entsteht bei Veränderung der Gitterspannung infolge Ausbildung und Wiederauflösung der virtuellen Kathode auf dem Gitter eine zusätzliche influenzierte Ladung entsprechend der gestrichelten Linie in Fig. 2b. Durch Differentiation ergibt sich daraus die Kapazität
EMI2.2
EMI2.3
der sich aus zwei Komponenten znsammensetzt : a) der Komponente, die durch die statische Gitterkapazität entsteht, b) der Komponente, die durch den schwankenden Elektronenfluss influenziert wird.
Genauere Überlegungen zeigen, dass für alle weiteren Betrachtungen nur die Differenz des Gesamtstromes gegenüber dem Strom des rein statischen Falles massgebend ist, d. h. der Strom
EMI2.4
In einer Triode, bei der entsprechend Fig. lc A Cg stets positiv ist, ist bei genügend niedrigen Fre- quenzen (t zirka 1 MH2) der Elektronenlaufzeitwinkel r, das ist der Winkel, um den der Elektronenwechselstrom in der Gitterfläche gegen die Gitterwechselspannung nacheilt, genügend klein, so dass Jg um fast genau 900 gegen Ug voreilt (Fig. 3a) und der Widerstand der Gitter-Kathodenstrecke rein kapazitiv ist.
Bei steigender Frequenz ist nun wohl die Kennliniensteilheit der Röhre, d. h. der Elektronenwechselstrom, der bei einer bestimmten Gitterwechselspannung die Gitterebene durchsetzt, bis zu sehr hohen Frequenzen (f > 3003lHz) konstant, jedoch hat wegen der Laufzeit der Elektronen dieser Elektronenweehselstrom gegenüber der Gitterwechselspannung eine nacheilende Phasenverschiebung um den laufzeitwinkel #. Der auf dem Gittter influenzierte Wechselstrom muss daher in erster Näherung linear mit der Frequenz CI) ansteigen : Jg = =ACg MA sin t, erhält aber eine Nacheilung um den Laufzeitwinkel t gegenüber einem reinen Verschiebungsstrom.
Wie die Fig. 3b zeigt, ist die Phasenverschiebung zwischen J und Ug geringer als 90 . Der Wechselstrom im Gitterkreis erhält also eine reelle positive Komponente, während die kapazitive Komponente abnimmt. Es muss daher auch die messbare Gitter-Kapazitätsänderung A Cg mit steigender Frequenz unter den bei niedrigen Frequenzen gemessenen Betrag sinken.
Die beiden Stromkomponenten (reell und kapazitiv) lassen sich einfach berechnen.
Während im Kennlinienfeld nach Fig. 1a einer Triode mit Elektronen ohne Anfangsgeschwindig- keit A C* positiv und konstant ist, nimmt die Elektronenlaufzeit vom Fusspunkt der Kurve (ja=0) an mit steigenden Strömen vom Wert Unendlich stetig ab. Die Ohmsche Komponente des Widerstandes Rg muss daher am Fusspunkt der Kennlinie gleich Null sein, und mit wachsendem Strom zunehmen.
Der gemessene Wert der Ohmschen Komponente des Widerstandes der Gitter-Kathoden-
<Desc/Clms Page number 3>
EMI3.1
das Vektorbild der Fig. 4 ist dieser Zusammenhang ausserordentlich einfach zu überschauen. Bei negativem A Cg besitzt der Strom J,, für sehr niedrige Frequenzen eine nacheilende Phasenverschiebung von etwa 900 gegen Ug. Bei höheren Frequenzen wird dieser Vektor durch den Laufzeitwinkel im nacheilenden Sinne weiter verdreht, so dass eine negative reelle Stromkomponente und damit eine negative Ohmsche Leitfähigkeit der Gitter-Kathodenstrecke entsteht.
In Fig. 5 sind Messungen einer Raumladegitterröhre zusammengestellt. Aufgetragen ist dabei die Ja/Ug-Kennlinie (Fig. 5a), die Ohmsche Komponente Rg des Widerstandes der Gitter-Kathodenstrecke (Fig. 5c), sowie A Cg (Fig. 5b), u. zw. gemessen bei einer Frequenz von 40 MHz für zwei verschiedene Anodenspannungen. Das Auftreten der negativen Widerstände äussert sich in einer sehr intensiven Selbsterregung, die in dem Gebiete der negativen A C-Werte einsetzt, wenn in die Gitterzuleitung bei hochfrequenzmässiger Erdung der übrigen Elektroden ein Schwingungskreis eingeschaltet wird, der auf Frequenzen zirka 15MHz abgestimmt ist.
Führt man die Messungen bei verschiedenen Frequenzen aus, so ändert sich sowohl als auch A C.., u. zw. völlig in dem von der Theorie geforderten Sinne.
Betrachtet man die Kennlinie einer normalen Eingitterröhre Fig. la mit einer Kathode geringer Emission, z. B. mit einer Wolfram-Kathode, so zeigt sieh, dass bei genügend hohen Anodenspannungen diese Kennlinie genau den gleichen Verlauf wie die Kennlinie (Fig. 2a) der Raumladegitterröhre besitzt.
Bei kleinem Anodenstrom verläuft sie angenähert nach dem Raumladegesetz, besitzt ungefähr in ihrem mittleren Teil einen Wendepunkt und geht dann in den Sättigungsstrom über. Aus dieser Ähnlichkeit der Kennlinie muss sich zwangsläufig ergeben, dass beide Röhren auch den gleichen Verlauf von A C" und längs der Kennlinie besitzen müssen. Durch Messungen wurde dies in der Tat auch bestätigt.
Es ist grundsätzlich möglich, den Teil der kinetischen Energie der Elektronen, der nicht in Schwingenergie umgesetzt wird, zurückzugewinnen, d. h. die Beschleunigung der Elektronen ohne merk-
EMI3.2
<Desc/Clms Page number 4>
bei Empfangssehaltungen die Dämpfung des Eingangskreises durch die angeschlossene Gitter-Kathodenstrecke unangenehm aus.
Erfindungsgemäss wird vorgeschlagen, in Verstärker-und Empfangsgeräten für hohe Frequenzen, insbesondere für Wellen von weniger als 5 m Länge, den Arbeitspunkt auf der Kennlinie der Rohre zu wählen, dass der Anodenstrom grösser als Null ist, aber die durch Influenzwirkung erzeugte dynamische Gitterkapazität A Ce wenigstens angenähert den Wert Null erreicht. Wie man aus Fig. 2c sieht, durchläuft die Kurve für A C, zweimal den Wert Null. Diese Punkte sind dadurch ausgezeichnet, dass die Gesamtkapazität zwischen Steuergitter und Kathode gleich der statischen Kapazität ist.
Wie weiter oben erläutert, besitzt der Gitter-Kathodenwiderstand der Röhre eine Ohmsche Komponente, die umgekehrt proportional zum dynamischen Kapazitätsanteil A Cg ist, also an den
EMI4.1
standskomponente ein, solange die Frequenz so hoch ist, dass der Laufzeitwinkel der Elektronen von der Kathode bis zum Gitter zwischen 0 und 180 liegt. Gemäss der weiteren Erfindung wird der Arbeits- punkt auf der Kennlinie so weit in den Bereich negativer dynamischer Kapazitäten A Cg (vgl. Fig. 2e) verschoben, dass zwar eine Entdämpfung des Gitterkreises, aber keine Selbsterregung eintritt. Gleichzeitig wird durch diese Massnahme erreicht, dass die wirksame Gitter-Kathodenkapazität sogar noch kleiner wird als der statische Wert.
Die Einstellung des gewünschten Betriebszustandes erfolgt einfach durch Wahl einer entsprechenden Gittervorspannung der Röhre, in deren Gitterkreis die Dämpfungsverminderung vorzunehmen ist ; deshalb erscheinen Schaltungsbeispiele entbehrlich.
Betrachtet man eine Röhre mit Kathode, Gitter und Anode, deren Kennlinie durch die ex-
EMI4.2
EMI4.3
konkav wird (vgl. Fig. a a und sac). Da die Kennlinien von Röhren mit Stromverteilungssteuerung, insbesondere bei kleinen Stromdichten und solange keine Raumladungswirkungen vorhanden sind, mit einem Exponenten von n = Vs verlaufen, sind diese zur Erzeugung eines negativen Widerstandes geeignet. Durch Messungen lässt sich nachweisen, dass an dem Steuergitter von Raumladegitterröhren und an den hinteren Steuergittern von Hexoden, Oxtoden usw. die erwähnten negativen Widerstände auftreten.
Erfindungsgemäss wird der an einem eine Stromteilung bewirkenden Steuergitter einer als mischrohr verwendeten Mehrgitterröhre auftretende negative Widerstand zur Erzeugung der Überlagerungssehwingung verwendet.
EMI4.4
strom darstellenden Kennlinie liegt, in dem der Eingangswiderstand dieses Gitters negativ ist. Dann wird der auf die Überlagerungsfrequenz abgestimmte Resonanzkreis Ss zu Schwingungen angefacht, die in der Röhre multiplikativ mit den Eingangsschwingungen zusammenwirken und die Zwischenfrequenz ergeben, die in dem Anodenkreis Sa auftritt und von den Klemmen e, d abgenommen werden kann. Die beiden Gitter G2 und G4 dienen als Schirmgitter und liegen auf konstanten positiven Potentialen.
Die Anwesenheit eines Schirmgitters zwischen der Gitterelektrode mit dem negativen Eingangswiderstand und der Anode ist zweckmässig, damit die Influenzladungen nicht durch die Einwirkung der Anodenwechselspannungen gestört werden können.
Die beschriebene Anordnung bewährt sich insbesondere bei der Erzeugung kurzwelliger Über-
EMI4.5
frequenz bzw. Eigenfrequenz des angeschlossenen Kreises). Aber auch bei längeren Wellen bietet die Anordnung Vorteile, zumal besondere Rüekkopplungselemente und die dadurch bedingten Frequenzverwerfungen vermieden werden.
Gemäss der weiteren Erfindung werden Röhren mit Stromverteilungssteuerung zur Erzeugung von Schwingungen in der Weise verwendet, dass der Arbeitspunkt auf der Kennlinie, die den Zusammenhang zwischen der Spannung des Stromverteilungssteuergitters und dem Anodenstrom angibt, derart gewählt wird, dass ein negativer Widerstand zwischen dieser Elektrode und der Kathode auftritt, und an diese Elektrode der frequenzbestimmende Kreis angeschlossen wird. Die Entnahme der erzeugten Schwingungsleistung erfolgt an einer anderen Elektrode als derjenigen, an welcher der negative Widerstand auftritt, z. B. an der die Entladungsbahn begrenzenden Anode.
Da die Elektrode, an welcher der negative Widerstand auftritt, negativ vorgespannt ist, nimmt sie keine Elektronen auf und arbeitet daher leistungslos..
<Desc/Clms Page number 5>
EMI5.1
und eine Anode 11 enthält. Das zweite und vierte Gitter erhalten eine konstante positive Vorspannung.
Die Vorspannungen können für beide Gitter gleich gross sein, das Gitter G2 kann aber auch eine etwas niedrigere Spannung erhalten. Das dritte Gitter arbeitet als Stromverteilungselektrode, indem es die
Verteilung des durch das zweite Gitter hindurchgetretenen Elektrodenstromes auf die Gitter G2 und G4 bzw. die Anode A regelt. Dem Gitter ssg wird eine so grosse negative Vorspannung erteilt, dass der
Eingangswiderstand zwischen G'a und K einen negativen Wert annimmt und den auf die zu erzeugende
Frequenz abgestimmten Schwingungskreis Se zu stationären Schwingungen anfacht. Die Schwingungsleistung wird nicht an der Elektrode mit dem negativen Widerstand G3 sondern an der Anode. A, an die der Ausgangskreis S angeschlossen ist, abgenommen.
Die Elektrode G4 wird zweckmässig als Schirmgitter ausgebildet, so dass sie jegliche Rückwirkung des Anodenpotentials auf das Gitter ( ? ;, verhindert.
Zur Einstellung des günstigsten Arbeitspunktes für das Gitter G3 stehen verschiedene Möglichkeiten zur Auswahl. Man kann zunächst die dem Gitter G, selbst erteilte Vorspannung einstellen, wodurch sich der Arbeitspunkt auf der Kennlinie Ja =f(U93) verschiebt (ja = Anodenstrom, Ug2 = Spannung des dritten Gitters). Man kann aber auch die Elektronenlaufzeit ändern, indem man die Spannung des zweiten Gitters 6's regelt. Je grösser diese Spannung ist, desto grösser ist auch die elektronengeschwindigkeit. Da der negative Widerstand frequenzabhängig und proportional i : o (m = Eigenfrequenz des angeschlossenen Kreises) ist, hat man um so grössere Beschleunigungsspannungen am zweiten Gitter zu wählen, je kürzer die zu erregende Welle ist.
Eine dritte Möglichkeit der Einflussnahme auf den negativen Widerstand ist die Einstellung der Entladungsstromstärke, wozu man sich zweckmässig der Regelung der Spannung des ersten Gitters ssi bedient. Dieses Gitter kann ebensogut positives wie schwach negatives Potential erhalten und regelt die Zahl der Elektronen, die an dem gesteuerten Entladungsvorgang teilnehmen, während ihre Geschwindigkeit durch die Spannung des zweiten Gitters bestimmt wird. Um mit Stromverteilung arbeiten zu können und die daraus folgende günstige Kennlinienform zu erhalten, könnte man an sich auf das Gitter GI verzichten, jedoch rechtfertigt der Vorteil einer leichten Stromeinstellung den Mehraufwand für diese Elektrode.
Die in Fig. 7 dargestellte Schaltung lässt sich auf einfache Weise zu einer Modulationsanordnung erweitern, wie die Fig. 8 zeigt. Neu hinzugekommen ist ein Übertrager Ü, der dem ersten Gitter Gy die Modulationsspannung aufdrückt. Da die Grösse des negativen Widerstandes am Gitter G's mit der Spannung des ersten Gitters schwankt, entstehen im Ausgangskreis Sa modulierte Schwingungen, deren Trägerfrequenz durch die Abstimmung des Kreises Se bestimmt ist.
Selbstverständlich kann
EMI5.2
<Desc/Clms Page number 6>
EMI6.1
positiven Potential U1. Das Potential U2 der Elektrode 77 sei ebenfalls positiv, aber veränderlich. Ist zuerst U1 = E/s ; so bildet sieh zwischen den Elektroden 1 und 11 eine Potentialverteilung entsprechend der gestrichelten Kurve 1 aus. Vor der Elektrode 11 besteht eine positive, d. h. für Elektronen beschleunigende Feldstärke. Wird das Potential U2 verringert, so ist bei einer bestimmten Spannung U2' die Feldstärke vor der Elektrode 11 gerade gleich Null (Kurve 2).
Beim weiteren Sinken des Potentials der Elektrode II, etwa auf U211, bildet sich eine Potentialverteilung entsprechend Kurve 3 aus, d. h. die Feldstärke wird wieder positiv. Die Ladung Q auf der Oberfläche der Elektrode II verläuft also als Funktion von U2 entspreehend Fig. 12. Diese Kurve soll dabei nur eine qualitative tbersieht geben.
Die genaue Berechnung ist ziemlich verwickelt und undurchsichtig. Die Kapazität der Elektrode II gegen die Elektrode 1 ist
EMI6.2
EMI6.3
das Steuergitter. Es kann also die Kapazität zwischen der Elektrode I und dem Steuergitter auf Null absinken und sogar negativ werden. Das gleiche gilt aber auch für die Kapazität zwischen dem Steuergitter und der dahinter liegenden positiven Elektrode, so dass unter geeigneten Betriebsbedingungen die gesamte Eingangskapazität eines Steuergitters bis auf Null absinken und sogar negativ werden kann. Messungen, z.
B. an der Telefunkenröhre SF 1, haben ergeben, dass die Änderung A C k der Gitterkathodenkapazität für die übrigen Elektrodensysteme bis zu Wellenlängen von etwa 5111 herunter frequenzunabhängig ist und erst bei noch kürzeren Wellen eine unwesentliche Abnahme zeigt.
Die negative Kapazität kann ohne weiteres mehrere pF betragen und damit auch dem Betrage # nach grösser werden als die Kaltkapazität zwischen den betreffenden Elektroden. Dies gilt insbesondere dann, wenn diese Kapazität an dem dritten oder einem weiteren Gitter einer mit Stromverteilungs- steuerung arbeitenden Röhre erzeugt wird, da die Influenzerscheinungen dann besonders stark sind.
Meist tritt in demselben Bereich wie die negative Kapazität auch eine negative Wirkkomponente des Eingangswiderstandes auf, daher kann auch eine mit der Frequenz ansteigende Erhöhung des Anodenwiderstandes der Vorstufe erzielt werden, woraus sieh ein vielfach erwünschtes Anheben des
Verstärkungsgrades für die hohen Frequenzen ergibt.
Für die Ausnutzung der negativen Kapazität ergeben sieh zahlreiche Möglichkeiten. In Fig. 13 ist eine Schaltung der Frequenzmodulation dargestellt. Die Röhre R enthält eine sättigungsfÅahige
Kathode, z. B. eine Wolfram-oder Thoriumkathode, ein Gitter G und eine Anode A. Zwischen
Gitter und Kathode ist der auf die Trägersehwingung abgestimmte Resonanzkreis LC angeschlossen.
Dem Gitter G wird mittels einer Gleichspannungsquelle üy eine solche Vorspannung erteilt, dass der
Arbeitspunkt in einem Gebiet der Kennlinie liegt, in dem sowohl der Eingangswiderstand 14 als auch A negative Werte annehmen. Infolgedessen wird der Kreis LC zu Schwingungen angeregt, die durch die Röhre verstärkt werden und an der Anodenkreisimpedanz La verstärkte Wechselspannungen hervorrufen, die von den Klemmen a, b abgenommen und weiteren Verstärkerstufen oder einem Nutz- widerstand (Antenne) zugeführt werden.
Wenn man nun die Gitterspannung Ut in einem Modulations- rhythmus schwanken lässt oder in einer Reihe mit der konstant gehaltenen Spannung Ut mittels eines
Ubertragers T eine Modulationsspannung einführt, dann ändert sich A Ggk, also eine zu C parallel liegende Kapazität, und damit die Frequenz der erzeugten Schwingungen. Wenn man die Modulations- spannung den Bereich, in welchem der Gitterwiderstand negativ und zur Anfachung des angeschlossenen
Sehwingungskreises LC fähig ist, nicht übersehreiten lässt, ergibt sich eine stetige Erzeugung einer frequenzmodulierten Schwingung.
Ein weiteres Anwendungsgebiet für die negative Kapazität sind Kurzwellel1schaltungen aller
Art, bei denen bisher die Eingangskapazität der Röhre störend empfunden wurde. Da es ohne weiteres möglich ist, negative Kapazitäten von der Grösse der Kaltkapazität zwischen den Eingangselektroden einer Röhre zu erzeugen, kann man z. B. die Einstellung so treffen, dass die Kapazität durch die negative
Kapazität gerade aufgehoben wird. Infolgedessen wird die Eigenschwingungszahl eines frequenz- bestimmenden Gitterkreises durch die Ansehaltung der Röhre geändert. Es ist dann möglich, ein
Frequenznormal, z.
B. einen Schwingkristall oder einen schwach gedämpften Kreis, tatsächlich mit seiner Eigenfrequenz wirken zu lassen, ohne dass man deshalb wie bisher auf eine feste Ankopplung
EMI6.4
in vielen Fällen unterbleiben musste. Die Sockelverluste kann man durch Wahl eines keramischen Werkstoffes mit kleinem Verlustwinkel so klein halten, dass sie vernachlässigbar werden.
Wenn die negative Kapazität die Kaltkapazität der Eingangselektroden dem Werte nach übersteigt, bietet sich die Möglichkeit, einen Teil der Kapazität des Eingangskreises aufzuheben. Bei Kurz-
<Desc/Clms Page number 7>
wellenschaltungen verwendet man z. B. als Eingangskreis lediglich eine Selbstinduktionsspule oder - windung, deren Eigenschwingungszahl durch die verteilte Kapazität der Wicklung und der Zuleitungen gegeben ist. Es war bisher ausgeschlossen, die Frequenz der in einer Schaltung erzeugten Schwingungen unter die Eigenfrequenz des aussen angeschlossenen Schwingungsgebildes herabzudrücken. Mit Hilfe der negativen Kapazität ist dies aber möglich geworden, so dass die untere Frequenzgrenze der Schwingungserzeugung gesenkt werden kann.
Es ist hiefür gleichgültig, ob die Erregung des Sehwingungsgebildes durch den negativen Eingangswiderstand der Röhre oder durch die bekannten Mittel, wie z. B. Rückkopplung usw., erfolgt.
Eine weitere Möglichkeit zur Ausnutzung der Veränderlichkeit der Kapazität zwischen den Eingangselektroden einer Röhre bietet sich bei der sogenannten Scharfabstimmung eines Empfängers oder Schwingungserzeugers. Bei neuzeitlichen hochempfindlichen und trennscharfen Empfängern kommt es sehr darauf an, dass genau auf die Trägerschwingung des zu empfangenden Senders abgestimmt wird, da sonst ein Teil des einen Seitenbandes abgeschnitten bzw. ein Teil eines fremden Seitenbandes durchgelassen wird. Es sind schon Vorschläge bekannt, die darauf hinausgehen, dem Hörer die Arbeit der genauen Einstellung auf die zu empfangende Trägerschwingung abzunehmen.
In diesem Falle hat der Hörer nur die Grobeinstellung zu treffen, während sich der Empfänger selbst in die Mitte des zu empfangenden Frequenzbandes hineinschiebt. Diese Selbstabstimmung erforderte jedoch bisher die Betätigung mechanischer Antriebe für die Abstimmittel und war infolgedessen sehr verwickelt im Aufbau. Die Ausnutzung der negativen Kapazität im Sinne der Erfindung bringt hier eine wesentliche Erleichterung und Vereinfachung. Man sieht aus der Fig. 2e, dass die Kapazitätsänderung von einem positiven Höchstwert zu einem negativen Höchstwert übergeht und dann wieder gegen Null abnimmt. Das durch die Punkte p, q, r begrenzte Gebiet soll zur Scharfabstimmung eines Kreises ausgenutzt werden, wobei der Ruhepunkt nach r verlegt wird.
In Fig. 14 ist ein Ausführungsbeispiel eines Empfängers mit Scharfabstimmung schematisch dargestellt. Die von der Antenne Ant aufgenommenen Schwingungen werden dem Eingangskreis einer Misehstufe M zugeführt und in diesem kombiniert mit den von einem Überlagerer Ü gelieferten Schwin- gungen, deren Frequenz durch einen Resonanzkreis LU bestimmt wird.
Dieser Resonanzkreis möge zwischen Gitter und Kathode einer Röhre angeschlossen werden, deren Kapazitätsänderung A Cgk der in Fig. 2c gezeigten Kurve entspricht. Es ist dabei nebensächlich, ob die Schwingungserzeugung gleichfalls durch diese Röhre bewirkt wird oder ob die Röhre lediglich zur Erzeugung der veränderlichen Kapazität dient. Die in der Misehstufe gebildete Zwischenfrequenz wird einem Zwischenfrequenzverstärker Zw zugeführt, der scharf abgestimmte Bandfilterkreise enthält.
Die Zwischenfrequenz wird in bekannter Weise in einem nachgeschalteten Gleichrichter demoduliert und in einem Niederfrequenzverstärker Nt verstärkt, an den ein Lautsprecher Lsp angeschlossen ist.
An den Ausgang des Zwischenfrequenzverstärkers sind zwei Resonanzkreis Krl und Kr2 angekoppelt, von denen der eine auf eine etwas höhere und der andere auf eine um denselben Betrag niedrigere Frequenz als die Zwischenfrequenz fest abgestimmt ist. Jeder Resonanzkreis speist einen Gleichrichter G und Gl., deren Riehtströme einen Widerstand W in entgegengesetzter Richtung durehfliessen. Entspricht die gebildete Zwischenfrequenz dem vorgeschriebenen Wert, so hebt sieh die Wirkung der den Widerstand W durchfliessenden Ströme auf. Weicht die Zwischenfrequenz jedoch infolge ungenauer Abstimmung des Schwingungskreises LC im Überlagerer von dem Sollwert ab, so überwiegt einer der beiden Gleichriehterströme und es entsteht am Widerstand W ein Spannungsabfall bestimmter Richtung.
Führt man diesen Spannungsabfall dem Gitterkreis der den negativen Widerstand liefernden Röhre zu, so verschiebt sich der Arbeitspunkt entweder in der Richtung von p oder von q (Fig. 4) und bewirkt, dass der Kapazität C entweder eine positive oder eine negative Kapazität parallel geschaltet wird, was einer Vergrösserung oder Verkleinerung der Überlagerungsfrequenz entspricht.
Schliesslich soll auch noch eine Ausnutzung der durch Influenzerscheinungen erzeugten Kapazitätsverringerung für Verstärkerschaltungen besprochen werden. Bei Widerstandsverstärkern, die ein breites Frequenzband verstärken sollen, ist immer die Forderung vorhanden, dass die Verstärkung bei hohen Frequenzen möglichst wenig absinkt. Ursache dieser Verstärkungsabnahme mit wachsender Frequenz sind die dem Aussenwiderstand parallel liegenden Röhren-und Schaltungskapazitäten. Erfindungsgemäss wird nun vorgeschlagen, in einer, mehreren oder allen Stufen eines Widerstandsverstärkers, insbesondere eines Breitbandverstärkers, Röhren zu verwenden, die unter solchen Bedingungen betrieben werden, dass durch die Influenzwirkung der Elektronen die einem Aussenwiderstand parallel liegende Eingangskapazität der folgenden Stufen vermindert wird.
Dadurch wird der kapazitive Nebenschluss des Aussenwiderstandes vermindert und somit der Frequenzgang verbessert bzw. es kann bei gleichbleibendem Frequenzgang ein höherer Aussenwiderstand gewählt und somit höhere Verstärkung erzielt werden.-Es ist sinnvoll, für diesen Zweck Röhren zu verwenden, bei denen die Kapazitätsverminderung möglichst stark ist, die resultierende dynamische Eingangskapazität der
EMI7.1
Verwendung von Röhren, deren resultierende Eingangskapazität infolge des beschriebenen Influenzeffektes negativ ist, da ja dieser Eingangskapazität noch die Leitungskapazitäten und die Ausgangs-
<Desc/Clms Page number 8>
Kapazität der Vorröhre parallel liegen und es für den Frequenzgang der Verstärkung allein darauf ankommt,
dass die Summe dieser Kapazitäten möglichst klein oder auch etwas negativ ist.
Allen Erfahrungen nach lässt sich dieser Effekt besser als mit Eingitterrohren erzielen mit Röhren, bei denen die Steuerung der Elektronen erfolgt, nachdem sie bereits durch ein auf positivem Potential
EMI8.1
für den gewünschten Zweck Röhrentypen, wie Raumladegitterröhre, Hexode, Heptode, Oktode u. ähnl., besonders gut geeignet, wobei die zu verstärkende Wechselspannung auf das hintere Steuergitter gegeben wird.
In Fig. 15 ist ein Ausführungsbeispiel einer solchen Schaltung dargestellt. Im Anodenkreis der V orröhre R1, deren Gitter die zu verstärkende Spannung bei a, b zugeführt wird, liegt der Widerstand Ra, zu dem die den Frequenzgang ungünstig beeinflussende Kapazität Cp im Nebenschluss liegt. Die folgende Röhre R2 arbeitet mit Stromverteilungssteuerung und enthält ausser der Kathode E und der Anode A, deren Stromkreis die verstärkten Spannungen bei e, d entnommen werden, vier Gitter GC--G4 ; dem dritten Gitter Cg wird die Ausgangsspannung der Vorrohre zugeführt. Die Gitter C2 und G4 erhalten konstante negative oder schwach positive Spannung.
Die Einstellung der Entladungsbedingungen erfolgt gemäss den früher gegebenen Vorschriften derart, dass sie zwischen dem Steuer- gitter G'g und der Kathode wirksame Eingangskapazität Ce kleiner als die Kaltkapazität zwischen
EMI8.2
PATENT-ANSPRÜCHE :
1. Entladungsröhrenanordnung zur Erzeugung negativer Widerstände und Kapazitäten unter Verwendung einer Röhre mit einer Kathode und mindestens zwei weiteren Elektroden, von denen eine an eine positive Spannungsquelle angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, dass die andere Elektrode (Influenzelektrode), auf welcher der Entladungsstrom durch Influenz Ladungen erzeugt, mit dem Kreis, in dem der negative Widerstand bzw. die negative Kapazität wirksam sein soll, verbunden ist und eine solche Vorspannung erhält, dass der Arbeitspunkt in einem Kennlinienbereich liegt, in dem der Strom weniger als linear mit der effektiven Spannung zunimmt.
<Desc / Clms Page number 1>
Discharge tube arrangement for generating negative resistances and capacitances.
EMI1.1
<Desc / Clms Page number 2>
Space charge density p in the discharge space depends. In a flat electrode arrangement with a
Charge distribution according to the Schottky-Langmuir space charge equation is p in each
Distance a: from the cathode directly proportional to the potential U at the point x. It follows from this that the total charge influenced by the electrons on the grid is proportional to the effective potential of the grid, i.e. H. therefore also for the grid voltage. The total grid charge is greater than the static grid charge present without space charge.
These relationships are shown graphically in Fig. La-le. Fig. La shows the Yes / Cy-
Characteristic curves of a tube for two different anode voltages.
The solid curves in FIG. 1b show the negative lattice charge due to the static lattice capacity and the dashed curves show the total lattice charge in the presence of the electron current. The effective capacitance between grid and cathode is defined as
EMI2.1
The capacitance, which is measured with alternating voltage between the grid and cathode, must therefore show a sudden change by an amount Ll Cg at the base of the characteristic curve, but remain constant at all other points, as Fig. 1e shows.
In practice, because of the inevitable inhomogeneity of the control grid, the change A C g does not occur so abruptly, u. The more the characteristics are shifted towards negative grid voltages, the more slacker, since the characteristics themselves then deviate more and more from the ideal U3 / 2 characteristic.
If the characteristic deviates from the ü-law, then the charge influenced on the grid is no longer proportional to the grid voltage, u. between. A Cg becomes larger for n # # and smaller for n # # with increasing anode current, where n is the exponent of the equation of the characteristic curve (Ja = k Un).
If a tube is operated in such a way that a virtual cathode is formed in the vicinity of the grid (see the characteristic curve in Fig. 2a), when the grid voltage changes due to the formation and re-resolution of the virtual cathode on the grid, an additional influenced charge corresponding to the dashed line in Fig. 2b. Differentiation results in the capacity
EMI2.2
EMI2.3
which is composed of two components: a) the component that is created by the static lattice capacitance, b) the component that is influenced by the fluctuating electron flow.
More detailed considerations show that for all further considerations only the difference between the total current and the current in the purely static case is decisive, i.e. H. The current
EMI2.4
In a triode, in which A Cg is always positive according to Fig. 1c, at sufficiently low frequencies (t about 1 MH2) the electron transit time angle r, that is the angle by which the alternating electron current in the grid surface lags behind the alternating grid voltage, sufficiently small so that Jg leads Ug by almost exactly 900 (Fig. 3a) and the resistance of the grid-cathode path is purely capacitive.
With increasing frequency, the slope of the characteristic curve of the tube, i. H. the alternating electron current, which passes through the lattice plane at a certain alternating grid voltage, is constant up to very high frequencies (f> 3003 Hz), but due to the transit time of the electrons, this alternating electron current has a lagging phase shift by the transit time angle # compared to the alternating grid voltage. The alternating current induced on the grid must therefore increase linearly with the frequency CI) as a first approximation: Jg = = ACg MA sin t, but is lagged by the transit time angle t compared to a pure displacement current.
As FIG. 3b shows, the phase shift between J and Ug is less than 90. The alternating current in the grid circuit therefore receives a real positive component, while the capacitive component decreases. The measurable grid capacitance change A Cg must therefore also decrease with increasing frequency below the amount measured at low frequencies.
The two current components (real and capacitive) can be calculated easily.
While in the characteristic field according to FIG. 1a a triode with electrons without initial speed A C * is positive and constant, the electron transit time from the base of the curve (yes = 0) decreases steadily with increasing currents from the value to infinity. The ohmic component of the resistance Rg must therefore be equal to zero at the base point of the characteristic curve and must increase as the current increases.
The measured value of the ohmic component of the resistance of the grid-cathode
<Desc / Clms Page number 3>
EMI3.1
the vector image of FIG. 4 makes this relationship extremely easy to see. With a negative A Cg, the current J ,, has a lagging phase shift of about 900 with respect to Ug for very low frequencies. At higher frequencies, this vector is further twisted in the lagging sense by the transit time angle, so that a negative real current component and thus a negative ohmic conductivity of the grid-cathode path arises.
In Fig. 5 measurements of a space charge grating tube are compiled. The Ja / Ug characteristic curve (Fig. 5a), the ohmic component Rg of the resistance of the grid-cathode path (Fig. 5c), and A Cg (Fig. 5b), etc. are plotted. between measured at a frequency of 40 MHz for two different anode voltages. The occurrence of negative resistances manifests itself in a very intense self-excitation, which sets in in the area of negative A C values when an oscillating circuit is switched on in the grid lead with high-frequency grounding of the other electrodes, which is tuned to frequencies of around 15MHz.
If the measurements are carried out at different frequencies, both A C .., u. completely in the sense required by the theory.
If one considers the characteristic curve of a normal single-lattice tube Fig. La with a cathode low emission, z. B. with a tungsten cathode, it shows that, given sufficiently high anode voltages, this characteristic curve has exactly the same course as the characteristic curve (Fig. 2a) of the space charge grid tube.
With a small anode current it runs approximately according to the space charge law, has a turning point in its middle part and then changes to the saturation current. This similarity of the characteristic curve must inevitably result in the fact that both tubes must also have the same course of A C "and along the characteristic curve. This has indeed been confirmed by measurements.
In principle, it is possible to regain that part of the kinetic energy of the electrons that is not converted into vibration energy, i.e. H. the acceleration of the electrons without noticeable
EMI3.2
<Desc / Clms Page number 4>
in reception settings, the attenuation of the input circuit due to the connected grid-cathode path is unpleasant.
According to the invention, it is proposed in amplifiers and receivers for high frequencies, in particular for waves less than 5 m in length, to select the operating point on the characteristic curve of the tubes so that the anode current is greater than zero, but the dynamic grid capacitance A Ce generated by the influence effect at least approximately reaches the value zero. As can be seen from Fig. 2c, the curve for A C passes twice through the value zero. These points are characterized by the fact that the total capacitance between control grid and cathode is equal to the static capacitance.
As explained above, the grid-cathode resistance of the tube has an ohmic component which is inversely proportional to the dynamic capacitance component A Cg, that is to say to the
EMI4.1
as long as the frequency is so high that the travel angle of the electrons from the cathode to the grid is between 0 and 180. According to the further invention, the operating point on the characteristic curve is shifted so far into the range of negative dynamic capacitances A Cg (cf. FIG. 2e) that, although the grid circle is undamped, there is no self-excitation. At the same time, this measure ensures that the effective grid-cathode capacitance is even smaller than the static value.
The desired operating state is set simply by selecting an appropriate grid bias of the tube, in whose grid circle the attenuation is to be reduced; circuit examples therefore appear superfluous.
If one looks at a tube with cathode, grid and anode, the characteristic curve of which is determined by the ex-
EMI4.2
EMI4.3
becomes concave (see. Fig. a a and sac). Since the characteristics of tubes with current distribution control, especially with low current densities and as long as there are no space charge effects, have an exponent of n = Vs, they are suitable for generating a negative resistance. Measurements can be used to demonstrate that the negative resistances mentioned occur on the control grid of space charge grid tubes and on the rear control grid of hexodes, oxodes, etc.
According to the invention, the negative resistance occurring at a control grid that effects a current division of a multi-grid tube used as a mixing tube is used to generate the superimposed oscillation.
EMI4.4
The characteristic curve representing the current lies in which the input resistance of this grid is negative. Then the resonance circuit Ss tuned to the superimposition frequency is fanned into vibrations, which interact in the tube multiplicatively with the input vibrations and result in the intermediate frequency which occurs in the anode circuit Sa and can be taken from the terminals e, d. The two grids G2 and G4 serve as screen grids and are at constant positive potentials.
The presence of a screen grid between the grid electrode with the negative input resistance and the anode is useful so that the influence charges cannot be disturbed by the action of the anode alternating voltages.
The described arrangement has proven particularly useful when generating short-wave over-
EMI4.5
frequency or natural frequency of the connected circuit). But the arrangement also offers advantages for longer waves, especially since special feedback elements and the resulting frequency distortions are avoided.
According to the further invention, tubes with current distribution control for generating vibrations are used in such a way that the operating point on the characteristic curve, which indicates the relationship between the voltage of the current distribution control grid and the anode current, is selected in such a way that a negative resistance between this electrode and the Cathode occurs, and the frequency-determining circuit is connected to this electrode. The generated vibration power is taken from a different electrode than the one at which the negative resistance occurs, e.g. B. at the anode delimiting the discharge path.
Since the electrode at which the negative resistance occurs is biased negatively, it does not accept any electrons and therefore works without power.
<Desc / Clms Page number 5>
EMI5.1
and an anode 11. The second and fourth grids are given a constant positive bias.
The pretension can be the same for both grids, but the grid G2 can also be given a somewhat lower tension. The third grid works as a power distribution electrode by placing the
Distribution of the electrode current that has passed through the second grid to the grids G2 and G4 or the anode A regulates. The grid ssg is given such a large negative bias that the
Input resistance between G'a and K assumes a negative value and the one to be generated
Frequency-tuned oscillation circuit Se to stationary oscillations. The oscillation power is not at the electrode with the negative resistance G3 but at the anode. A, to which the output circuit S is connected, removed.
The electrode G4 is expediently designed as a screen grid, so that it prevents any reaction of the anode potential on the grid (?;,.
Various options are available for setting the most favorable operating point for grid G3. You can first set the bias voltage applied to the grid G, itself, which shifts the operating point on the characteristic curve Ja = f (U93) (yes = anode current, Ug2 = voltage of the third grid). But you can also change the electron transit time by regulating the voltage of the second grid 6's. The greater this voltage, the greater the electron speed. Since the negative resistance is frequency-dependent and proportional to i: o (m = natural frequency of the connected circuit), the shorter the wave to be excited, the greater the acceleration voltages to be selected on the second grid.
A third possibility of influencing the negative resistance is the setting of the discharge current intensity, for which purpose the regulation of the voltage of the first grid ssi is used. This grid can just as well receive a positive as well as weakly negative potential and regulates the number of electrons which take part in the controlled discharge process, while their speed is determined by the voltage of the second grid. In order to be able to work with current distribution and to obtain the favorable shape of the characteristic curve that follows, the grid GI could be dispensed with, but the advantage of a slight current setting justifies the additional expenditure for this electrode.
The circuit shown in FIG. 7 can be expanded in a simple manner to form a modulation arrangement, as FIG. 8 shows. A new addition is a transformer Ü which applies the modulation voltage to the first grid Gy. Since the size of the negative resistance at the grid G's fluctuates with the voltage of the first grid, modulated oscillations arise in the output circuit Sa, the carrier frequency of which is determined by the tuning of the circuit Se.
Of course you can
EMI5.2
<Desc / Clms Page number 6>
EMI6.1
positive potential U1. The potential U2 of the electrode 77 is also positive, but variable. If U1 = E / s first; thus a potential distribution corresponding to the dashed curve 1 forms between the electrodes 1 and 11. In front of the electrode 11 there is a positive, i.e. H. field strength accelerating for electrons. If the potential U2 is reduced, the field strength in front of the electrode 11 is exactly zero at a certain voltage U2 '(curve 2).
If the potential of electrode II drops further, for example to U211, a potential distribution corresponding to curve 3 forms, i.e. H. the field strength becomes positive again. The charge Q on the surface of the electrode II thus runs as a function of U2 as shown in Fig. 12. This curve is only intended to give a qualitative overview.
The exact calculation is rather complicated and obscure. The capacitance of electrode II against electrode 1 is
EMI6.2
EMI6.3
the control grid. The capacitance between the electrode I and the control grid can therefore drop to zero and even become negative. However, the same also applies to the capacitance between the control grid and the positive electrode located behind it, so that under suitable operating conditions the entire input capacitance of a control grid can drop to zero and even become negative. Measurements, e.g.
B. on the Telefunken tube SF 1, have shown that the change A C k in the grid cathode capacitance for the other electrode systems is frequency-independent down to wavelengths of about 5111 and only shows an insignificant decrease with even shorter waves.
The negative capacitance can easily be several pF and thus also be greater in the amount # than the cold capacitance between the electrodes in question. This applies in particular when this capacity is generated on the third or a further grid of a tube operating with a current distribution control, since the influence phenomena are then particularly strong.
Usually a negative active component of the input resistance also occurs in the same area as the negative capacitance, which is why an increase in the anode resistance of the preamp that increases with the frequency can be achieved, which is a frequently desired increase in the
Gain for the high frequencies results.
There are numerous possibilities for using the negative capacity. A frequency modulation circuit is shown in FIG. The tube R contains a saturable
Cathode, e.g. B. a tungsten or thorium cathode, a grid G and an anode A. Between
Grid and cathode are connected to the resonance circuit LC, which is matched to the carrier oscillation.
The grid G is given such a bias voltage by means of a DC voltage source that the
The operating point lies in an area of the characteristic curve in which both the input resistance 14 and A assume negative values. As a result, the circuit LC is excited to vibrate, which are amplified by the tube and cause amplified alternating voltages at the anode circuit impedance La, which are taken from terminals a, b and fed to further amplifier stages or a useful resistor (antenna).
If one now lets the grid voltage Ut fluctuate in a modulation rhythm or in a series with the voltage Ut kept constant by means of a
Transmitter T introduces a modulation voltage, then A Ggk changes, that is, a capacitance lying parallel to C, and thus the frequency of the generated oscillations. If the modulation voltage is the range in which the grid resistance is negative and to the amplification of the connected
Visual oscillation circle LC is capable of not being exceeded, there is a constant generation of a frequency-modulated oscillation.
Another area of application for the negative capacitance are shortwave circuits of all
Kinds in which the input capacitance of the tube was previously perceived as annoying. Since it is easily possible to generate negative capacitances of the size of the cold capacitance between the input electrodes of a tube, one can, for. B. make the setting so that the capacity by the negative
Capacity is being canceled. As a result, the natural frequency of a frequency-determining grid circle is changed by connecting the tube. It is then possible to have a
Frequency standard, e.g.
B. to let a vibrating crystal or a weakly damped circle actually work with its natural frequency without having to rely on a fixed coupling as before
EMI6.4
had to be omitted in many cases. The base losses can be kept so small that they are negligible by choosing a ceramic material with a small loss angle.
If the negative capacitance exceeds the value of the cold capacitance of the input electrodes, it is possible to cancel part of the capacitance of the input circuit. For short
<Desc / Clms Page number 7>
wave circuits are used z. B. as an input circuit only a self-induction coil or winding, the natural frequency of which is given by the distributed capacitance of the winding and the leads. It was previously impossible to reduce the frequency of the oscillations generated in a circuit below the natural frequency of the externally connected oscillation structure. With the help of the negative capacitance, however, this has become possible, so that the lower frequency limit of the generation of vibrations can be reduced.
It is irrelevant for this purpose whether the excitation of the visual oscillation structure is caused by the negative input resistance of the tube or by known means, such as e.g. B. feedback, etc., takes place.
Another possibility for utilizing the variability of the capacitance between the input electrodes of a tube is offered by the so-called sharp tuning of a receiver or vibration generator. With modern, highly sensitive and selective receivers, it is very important that it is precisely matched to the carrier vibration of the transmitter to be received, since otherwise part of one sideband is cut off or part of a foreign sideband is allowed to pass. Proposals are already known which aim to relieve the listener of the work of precise adjustment to the carrier oscillation to be received.
In this case the listener only has to make the rough setting while the receiver pushes itself into the middle of the frequency band to be received. However, this self-tuning previously required the actuation of mechanical drives for the tuning means and was consequently very complex in structure. The utilization of the negative capacity in the sense of the invention brings about a substantial relief and simplification. It can be seen from FIG. 2e that the change in capacitance changes from a positive maximum value to a negative maximum value and then decreases again towards zero. The area delimited by the points p, q, r should be used to sharpen a circle, the rest point being moved to r.
In Fig. 14, an embodiment of a receiver with sharp tuning is shown schematically. The vibrations picked up by the antenna Ant are fed to the input circuit of a mixing stage M and are combined in this with the vibrations supplied by a superimposer Ü, the frequency of which is determined by a resonance circuit LU.
This resonance circuit may be connected between the grid and the cathode of a tube, the change in capacitance A Cgk of which corresponds to the curve shown in FIG. 2c. It is irrelevant whether the vibration is also generated by this tube or whether the tube is only used to generate the variable capacitance. The intermediate frequency formed in the mixing stage is fed to an intermediate frequency amplifier Zw, which contains sharply tuned band filter circuits.
The intermediate frequency is demodulated in a known manner in a downstream rectifier and amplified in a low-frequency amplifier Nt to which a loudspeaker Lsp is connected.
Two resonance circuits Krl and Kr2 are coupled to the output of the intermediate frequency amplifier, one of which is permanently tuned to a slightly higher frequency and the other to a frequency that is lower by the same amount than the intermediate frequency. Each resonance circuit feeds a rectifier G and Eq., Whose rectified currents flow through a resistor W in the opposite direction. If the intermediate frequency formed corresponds to the prescribed value, the effect of the currents flowing through the resistor W cancels. However, if the intermediate frequency deviates from the nominal value as a result of inaccurate coordination of the oscillating circuit LC in the superimposed device, one of the two synchronized currents predominates and a voltage drop in a certain direction occurs across the resistor W.
If this voltage drop is fed to the grid circuit of the tube providing the negative resistance, the operating point shifts either in the direction of p or of q (FIG. 4) and causes the capacitance C to be connected in parallel with either a positive or a negative capacitance , which corresponds to an increase or decrease in the superposition frequency.
Finally, the utilization of the reduction in capacitance for amplifier circuits caused by the effects of influence will also be discussed. In the case of resistance amplifiers that are intended to amplify a broad frequency band, there is always the requirement that the amplification decreases as little as possible at high frequencies. The cause of this decrease in gain with increasing frequency are the tube and circuit capacitances lying parallel to the external resistance. According to the invention it is now proposed to use tubes in one, several or all stages of a resistance amplifier, in particular a broadband amplifier, which are operated under such conditions that the influence of the electrons reduces the input capacitance of the following stages, which is parallel to an external resistance.
This reduces the capacitive shunt of the external resistance and thus improves the frequency response or a higher external resistance can be selected while the frequency response remains the same and thus higher amplification can be achieved.-It makes sense to use tubes for this purpose where the reduction in capacitance is as strong as possible , the resulting dynamic input capacitance of the
EMI7.1
Use of tubes whose resulting input capacitance is negative as a result of the influencing effect described, since this input capacitance still includes the line capacities and the output
<Desc / Clms Page number 8>
Capacitance of the pre-tube are parallel and it is only important for the frequency response of the amplification
that the sum of these capacities is as small as possible or also somewhat negative.
According to all experience, this effect can be achieved better than with single-grille tubes with tubes in which the electrons are controlled after they have already been at a positive potential
EMI8.1
for the desired purpose tube types, such as space charge grid tube, hexode, heptode, octode and the like. similar., particularly well suited, where the alternating voltage to be amplified is given to the rear control grid.
An exemplary embodiment of such a circuit is shown in FIG. In the anode circuit of the pre-tube R1, the grid of which is supplied with the voltage to be amplified at a, b, is the resistance Ra, to which the capacitance Cp, which adversely affects the frequency response, is shunted. The following tube R2 works with current distribution control and contains, in addition to the cathode E and the anode A, whose circuit the amplified voltages at e, d are taken, four grids GC - G4; the output voltage of the front pipes is fed to the third grid Cg. The grids C2 and G4 receive constant negative or weak positive voltage.
The setting of the discharge conditions takes place in accordance with the previously given regulations such that the input capacitance Ce effective between the control grid G'g and the cathode is smaller than the cold capacitance between
EMI8.2
PATENT CLAIMS:
1. Discharge tube arrangement for generating negative resistances and capacitances using a tube with a cathode and at least two further electrodes, one of which is connected to a positive voltage source, characterized in that the other electrode (influence electrode) on which the discharge current is caused by influence charges generated, is connected to the circuit in which the negative resistance or the negative capacitance should be effective and receives such a bias voltage that the operating point lies in a characteristic curve range in which the current increases less than linearly with the effective voltage.