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Radioempfangseinrichtung.
Die Erfindung bezieht sich auf Wellenanzeigeeinrichtungen, insbesondere auf Radioempfangsanlagen und bezweckt die Herstellung eines Radioempfängers, der hoch empfindlich und selektiv sowie gleichzeitig leicht regelbar ist. Dies wird hauptsächlich erreicht durch Anwendung einer abgestimmten Hoehfrequenzverstärkung mit Verstärkertransformatoren, deren Eingangskondllktanz bei Resonanz
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Kopplung zwischen den Anoden-und Gitterkreisen wird dabei du eh das Zusammenwirken dreier Massnahmen erzielt. 1. Durch die Anordnung der Verstärkertransformatoren, derart, dass zwischen je zwei beliebigen derselben keine magnetische Kopplung besteht ; 2. durch Vermeidung irgendeiner wesentlichen
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Die richtige Eingangskonduktanz der Verstärkertransformatoren wird durch Verwendung eine ! primären Wicklung von weniger Windungen, als sonst gebräuchlich, erhalten. Die Wirkungen hievon
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weiten Frequenzbereich bei unverändert bleibenden Neutralisierungseinstellungen, selbst wenn geringe unvermeidliche Abweichungen von den idealen Neutralisierungsbedingungen verhanden sind, und 3. eine grössere Verstärkung als jene, die mit einer grossen Zahl von primären Windungen, wie bisher gebräuchlich, erreicht werden kann.
In den Zeichnungen zeigen die Fig. 1 a und 1b in Ansicht bzw. Draufsicht einen abgestimmten
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die bauliche Ausführung der Hcchfrequenztransformatoren nach Fig. 1. lt und 1. b. Fig. le zeigt eine Ab- änderung der Schaltung der Fig. 1 e. Die Fig. 2 und 3 zeigen verschiedene Massnahmen zur Neutralisierung kapazitiver Kopplung zwischen nicht benachbarten abgestimmten Kreisen. Fig. 4 zeigt die Schaltung
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Die Fig. 6 und 7 zeigen Schaltungen für Radioempfänger für Telegraphie, welche ein Relais besitzen und bei welchen die Fäden der Elektronenröhren parallel bzw. hintereinander geschaltet sind. Fig. 8 zeigt die Schaltung eines Radioempfängers, bei welchem zur Neutralisierung die natürlich innewohnende Kapazität ausgenutzt wird. Fig. 9 ist die Schaltung eines nicht ausstrahlenden Empfängers, bei welchem eine Regenerativdetektorröhre verwendet ist.
Fig. 10 zeigt eine Schaltung eines Radioempfängers, ähnlich jenem nach Fig. 4, jedoch bei Verwendung einer andern Neutralisierungsart.
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je mit einem Abstimmkondensator Ca, C*i, C2 verbunden. Jede Spule sitzt auf dem zugehörigen Kondensator, um unter anderm die Leitungen zwischen ihnen möglichst kurz zu halten und um andern Zwecken zu dienen, wie sie im österreichischen Patent Nr. 103668 beschrieben sind. Die Elektronenröhren sind nächst den zugehörigen Spulen und Kondensatoren angeordnet, gleichfalls um die Ver- binc1ungsleitungen möglichst kurz zu halten.
Die Spulen jedes Transformators besitzen vorzugsweise
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magnetische Kopplung zwischen zwei beliebigen Transformatoren entstehen zu lassen. Vorsorge ist auch getroffen, um eine magnetische Kopplung zwischen den Stufen zu verhindern, die durch geschlossene
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und Anodenströme direkt zu den zugehörigen Fäden Wege von niedriger Impedanz zu schaffen. Dies hält bochfrequente Ströme von den gemeinsamen Batterieleitungen ferne, welche eine genügende Impedanz haben könnten, um eine schädliche Kopplung hervorzurufen, wenn sie hochfrequente Ströme verschiedene) Stufen führten.
Die Gitternebenkapazitäten Cg1, C < können die Grössenordnung von einem zehntausendstel Mikrofarad, die Anodennebenkapazitäten Cp1, Cp2, Cpdjene von einem tausendstel Mikrofarad haben, da diese Werte niedrige Hochfrequenzimpedanzen, dagegen ausreichend hohe Niederfrequenzimpedanzen ergeben, um die Niederfrequenztransformatorspulen nicht so weit auszuschalten, dass die Niederfrequenzverstärkung vermindert werden würde. Die Zuleitungen zu den Nebenkondensatoren sollen kurz sein, um ihre Impedanzen auf ein Mindestmass herabzusetzen.
Wenn ein Hoehfrequenzstrom
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geht und dadurch die Röhre D mit der Röhre A1 koppelt, so kann ein Hochfrequenzwiderstand Lpf (Fig. le) in den Anodenkreis der Röhre D und ein Kondensator C'pd unmittelbar zwischen Anode und Kathode dieser Röhre eingeschaltet werden. Dabei ist Vorsorge zu treffen, dass die Impedanzspule Lpd nicht mit irgendeinem der Hochfrequenztransformatoren magnetisch gekoppelt ist.
Das Fadensystem soll geerdet werden, vorzugsweise bei X (Fig. le), so dass ein Hochfrequenzstrom, der von der Antenne durch die natürliche Kapazität zwischen den Wicklungen Ta hindurchgeht, unmittelbar zur Erde fliesst und nicht durch die Batterieleitungen zu den andern abgestimmten Kreisen und von dort durch deren natürliche Kapazität zur Erde, was eine unerwünschte Kopplung zwischen den Stufen hervorbringen würde.
Die Kopplung zwischen dem Anoden-und dem Gitterkreis der Röhre Ai, die durch die natürliche Kapazität Cc1 zwischen dem Gitter samt den damit verbundenen Einrichtungen und der Anode samt den mit ihr verbundenen Einrichtungen hervorgerufen wird, wird durch eine neutralisierende Kapazität Cn, neutralisiert, welche zwischen dem Gitter und der Hilfsspule a, eingeschaltet ist, welch letztere in Fig. le einen Teil der Sekundärwicklung a, c des Transformators T1 bildet.
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fest elektromagnetisch gekoppelt sind und ihre mit dem Fadensystem verbundenen Endklemmen a und cl entgegengesetzte Polarität haben, und ferner, wenn das Verhältnis der Windungszahl a, b zur Windungszahl von cl, e gleich ist dem Verhältnis von Ce, zu Cnl.
Die gleiche Anordnung und die gleichen Verhältnisse kommen natürlich auch für'die neutralisierende Kapazität Cn2 und den Ausgangstransformator T2 der, zweiten Verstärkerröhre A2 in Betracht.
Die Fig. ld zeigt die bauliche Ausführung der Transformatoren T1 und T2. Die primäre Wieklung d, e ist derart angeordnet, dass sie mit dem abgezweigten Teil a, b der sekundären Wicklung a, c sehr fest magnetisch gekoppelt ist ; die Abzweigung b ist mit dem neutralisierenden Kondensator Cn, oder Cn2: wie aus Fig. 1 c ersichtlich, verbunden. Um die Kopplung zwischen der Hilfswicklung a, b und dem Hochfrequenzanodenkreis so fest als möglich zu machen, sind die Leitungen von d und e, sowie die Leitungen' zum Anodennebenkondensator Cp1 oder Cp2 (Fig. le) möglichst kurz zu halten.
Eine solehe feste Kopplung ist deshalb erforderlich, weil der Hochfrequenzstrom, der durch die Anode der Elektronenröhre fliesst, an der Anode eine beträchtliche Entladungsspannung hervorrufen würde, die durch eine Spannung in der Hilfsspule a,b nicht ausgeglichen werden könnte. Die primäre und sekundäre Wicklung sind in Fig. @d in derselben Richtung gewickelt, wodurch das Ende a, das mit dem Fadensystem verbunden wird (Fig. le), von entgegengesetzter Polarität als das Ende e ist, das gleichfalls mit dem Fadensystem verbunden wird ; mit andern Worten : die Niederspannungsklemmen a, b sind von entgegengesetzter Polarität, und dasselbe gilt auch für die Hochspannungsklemmen e, d, wie es für die Zwecke der Neutralisierung erforderlich ist.
Die Verbindung des neutralisierenden Kondensators mit einer Abzweigung b, wobei a, b ein kleiner Teil
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zeitig nötig, dass die primäre Wicklung d, e sich nur über einen kleinen Teil der sekundären Wicklung erstreckt, wodurch die natürliche Kapazität und dielektrischen Verluste auf ein Minimum gebracht werden. Die primäre Wicklung ist zu dem gleichen Zweck, wie angedeutet, nächst dem Fadenende a der sekundären Wicklung angeordnet.
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geschalteten Telephon gehört wird, abgestimmt. Hierauf wird Cn2 so lange verstellt, bis das Signal ver- sehwindet, was anzeigt, dass zwischen dem Anodenkreis und dem Gitterkreis von A2 keine Kopplung besteht.
Dann wird bei zum Glühen gebrachten Faden von A2 und kaltem Faden von Al der Vorgang mit 01/1 wiederholt. Wegen der geringen Entfernung der Hochfrequenztransformatoren voneinander und mehr noch wegen der Anwesenheit einer Schleife, die durch die Leitungen zwischen jeder Sekundärwicklung und dem zugehörigen Abstimmkondenastor gebildet wird, kann die Neigung der Spulenachsen, die zur Vermeidung magnetischer Kopplung dient, ein wenig, jedoch immerhin merklich, von dem theoretischen Wert von ungefähr 550 abweichen. Infolgedessen muss die richtige Neigung gleichfalls durch Versuche, etwa nach folgender Vorgangsweise bestimmt werden. Bei sämtlichen unter gleicher Neigung
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kopplung eingestellt, wobei die Kreise zuerst für eine niedrige Frequenz und dann für eine hohe Frequenz abgestimmt werden.
Im allgemeinen werden die für die beiden Frequenzen gefundenen Stellungen voneinander verschieden sein, was zeigt, dass die kapazitive Kopplung, die sich mit der Frequenz ändert,
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Die Bestimmung des richtigen Spulenwinkels braucht gewöhnlich, für eine gegebene Empfängertype nur einmal gemacht zu werden. Die Einstellung der neutralisierenden Kapazitäten müssen jedoch bei jedem einzelnen Empfänger durchgeführt werden.
Die Verwendung kurzer Gitterleitnngen, die Trennung der abgestimmten Kreise und die Zwischenlegung geerdeter Leiter, dienen alle zur Herabsetzung der natürlichen kapazitiven Kopplung zwischen Ta und To (Fig. le) auf ein Minimum. Ferner soll die Antennenzuleitung, wie angedeutet, an dem von dem Kreis von T2 entfernteren Ende des Empfängers gehalten werden, und es soll nicht zugelassen werden, dass sich ungeerdete Leiter aus der Umgebung von Ta zur Umgebung von T2 erstrecken. Durch diese Vorsichtsmassregeln kann die natürliche kapazitive Kopplung zwischen Ta und T2 praktisch beseitigt werden, so dass sie keiner Neutralisierung bedarf.
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Gitterkreis der Röhre A, dieselbe natürliche Frequenz haben, wenn die Transformatoren Tal und Ta.
J einander gleich sind, also für beide Transformatoren gleiche Schwingungsperioden bestehen, die auch denen des Anoden-und des Gitterkreises der Röhre 1 gleich sind. Dies würde die Tendenz zur Folge haben, dass sieh eine beträchtliche Niederfrequenzrückkopplung ergibt, u. zw. wegen der koppelnden Kapazität Cc1 zwischen der Anode und dem Gitter von A1.
Diese koppelnde Kapazität wird für Niederfrequenz durch Cii, neutralisiert, vorausgesetzt, dass das Verhältnis der Windungszahlen im Niederfrequenztransformator Ta2 das gleiche ist wie das Windungsverhältnis von , b zu f !, e und dass er so polarisiert ist, wie vorhin angegeben ; d. h., derselbe Kondensator dient zur Neutralisierung von kapazitiven Kopplungen sowohl bei Hochfrequenz als auch bei Niederfrequenz.
Es soll m'n der richtige Wert des wirksamen Verhältnisses T der sekundären Windungen a, c zu den primären Windungen cl, e in den Verstärkungstransformatoren untersucht werden. (Unter ,,wirksames Verhältnis" wird jenes Verhältnis verstanden, welches die gleiche gegenseitige Induktanz bei gleicher
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Kapazität, die Selbstinduktanz und die Konduktanz des sekundären Kreises und gp die Arodenkonduktanz der Röhre ist.
Bei Resonanz reduziert sich obiger Ausdruck für die Verstärkung auf :
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andern Frequenzen. Z. B., wenn die Zahl der primären Windungen gegenüber ihrem Wert für maximale resonante Verstärkung halbiert wird, wird die Verstärkung bei Frequenzen, welche weit von der Resonanz liegen, ebenfalls halbiert, die Verstärkung bei Resonanz jedoch bloss um 20% reduziert.
Das Resultat ist ein entschiedener Gewinn hinsichtlich der Selektivität, da störende Signale im Verhältnis weit mehr geschwächt werden als abgestimmte Signale. Um also hohe Selektivität im Verein mit guter Verstärkung zu erhalten, soll das Windungsverhältnis ; so gewählt werden, dass die Eingangs- kondnktanz T., etwas, jedoch nicht beträchtlich grösser ist als die Anodenkonduktanz. gp.
Die nachfolgenden Werte sind Repräsentanten der heutigen Praxis für Rundfunktelepholl-
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verhältnis :
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Die Verstärkung bei bei Resonanz ist dann :
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Bei dem in Fig. 1cl veranschaulichten Transformator ergeben die folgenden Daten Konstante, die sieh den in denvorhe@gehenden Absätzen angeführten nähern : sekundäre Spule : 60 Windungen eines 0-51 mm doppelt mit Baumwolle umsponnenen Kupferdrahtes knapp aufeinander liegend, aufgewickelt
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des gleichen oder dünneren Drahtes, aufgewickelt auf einem Rohr von 70 nun und so angeordnet, dass sie unter dem abgezweigten Teil der sekundären Spule liegen.
Der Transformator Ta hat vorzugsweise eine gleiche sekundäre Spule wie Tl und 1'2'jedoch soll seine primäre Spule mehr Windungen haben, insbesondere wenn die zu verwendende Antenne geringe
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und der Widerstand der Antenne einer viel kleineren Kapazität und einem viel kleineren Widerstand in dem sekundären Kreis äquivalent.
Die möglichst feste Kopplung zwischen der primären und der sekundären Spule von Ta, T1 und T2 lässt es zu, den primären und sekundären Kreis jedes dieser Transformatoren als eine Einheit durch den sekundärenKondensatorabzustimmen.
Bei der Antennenpolarität für Ta (Fig. 1c) haben benachbarte Windungen der primären und sekundären Wicklung das gleiche Hochfrequenzpotential ; infolgedessen besteht kein dielektrisches Feld
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kleinere natürliche Kapazität als T1 und T2, welche das Bestreben hat, die durch die Antenne hinzugekommene Kapazität zu kompensieren. Da die drei Kondensatoren einander gleichen, werden die drei Abstimmzeiger, wie in Fig. 1b veranschaulicht, annähernd dieselbe Stellung zeigen, wenn alle Konden-
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wünschenswert erscheint, eine derartige kapazitive Kopplung zu verhindern. Bei der Fig. 2 wird die Neutralisierung der Kopplung durch C'c mit Hilfe der Hilfsspule L'und der Kapazität C'n bewirkt.
Die Spule L'ist mit der Spule L8a bei Verbindung der Enden ungleicher Polarität gekoppelt. Die Zahl der Windungen dieser Spulen und die Kapazität C'K sind so gewählt, dass das wirksame Verhältnis der Win-
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zur neutralisierenden Kapazität C'H. Die erforderliche neutralisierende Kapazität C'K ist gewöhnlich, selbst wenn bei L'nur sehr wenig Windungen verwendet werden, so. klein, dass sie in höchst einfacher Weise als natürliche Kapazität zwischen dem Draht Hound der mit dem Gitter der Röhre D verbundenen Einrichtung erhalten wird, wenn der Draht in die Nähe dieser Einrichtung gebracht und seire Lage so
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wie sie bei Fig.
2 angewendet wurde, jedoch ist C'M nunmehr mit der Abzweigung der Spule Is, verbunden, statt an das Gitterende von L82 angeschlossen zu sein. Dadurch wird C'n in dem Verhältnis der Gesamtzahl von Windungen Ls2 zur Zahl der Windungen, welche zwischen der Abzweigung und dem Fadenende
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so lange eingestellt, bis keine Schwingung und schliesslich keine Rückkopplung bemerkt werden kann.
Die allgemeine Anordnung der Fig. 4 unterscheidet sich von jener nach Fig. le in gewissen Einzelheiten. Das Reflexprinzip ist hier nicht angewendet ; demzufolge sind fünf Röhren statt drei für die gleiche Zahl von Stufen der Hochfrequenz- und Niederfrequenzverstärkung erforderlich. Die Gitterrückleitungen 1 und 2 sind unmittelbar an die zugehörigen Fadenklemmen angeschlossen, wodurch die Notwendigkeit der Anordnung der Kondensatoren Cg, und Cnach Fig. I c entfällt und gleichzeitig eine Kopplung vermieden wird, die andernfalls durch die Gitterrückströme bei deren Durchgang durch die Impedanz gemeinsamer Leitungen hervorgebracht werden könnte.
Die Kondensatoren Gpl und Cp. der Fig. le sind zu einem einzigen Kondensator Cp (Fig. 4) vereinigt, der grosse Kapazität (vorzugsweise der Grössenordnung von '/]0 Mikmfarad oder mehr) aufweist und durch kurze Drähte unmittelbar zwischen dem Vereinigungspunkt der beiden Anodenanschlussdrähte 3 und 4 und dem Vereinigungspunkt der beiden Fadenanschluss- drähte 5 und 6 eingeschaltet sein soll. Der Zweck der grossen Kapazität und der kurzen Leitungen besteht darin, die Impedanz dieses gemeinsamen Weges durch CI) vernachlässigbar zu machen.
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sprechers zu regeln.
Es empfiehlt sich nicht. die Tonstärke durch Verwendung eines Heizwiderstandes in den Niederfrequenzröhren zu regeln, da dies leicht zu Verzerrungen fühlt. Deshalb werden in den Fadenstromkreisen der Niederfrequenzröhren Aa1 und Aa2 fixe Widerstände Ru1 und Ra2 ve@wendet.
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Wenn in der Röhe Aa1,insbesondere, wenn die Niederfrequenztransformatoren Ta1 und Ta2 einander gleich sind, eine merkliche Rückkopplung auftritt, kann die neutralisierende Kapazität Cana verwendet werden. Ihi geeigneter Wert wird, wie vorhin durch die Bedingung bestimmt, dass das Verhältnis der Windungen des Transformators Ta2 gleich ist dem Verhältnis der koppelnden Kapazität Cca zur neutrali-
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Versuche bestimmt.
Die Fig. 5a stellt einen Radioempfänger mit drei Stufen Hochfrequenzverstärkung, einem Detektor und zwei Stufen Niederfrequenzverstärkung dar. Der hohe Grad der Hochfrequenzverstärkung, der durch diese drei Stufen erzielbar ist, verursacht, dass ein solcher Empfänger Rückkopplungswirkungen leichter unterliegt, und deshalb ist eine grössere Sorgfalt als bei den früheren Schaltungen aufzuwenden.
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in erster Linie für elektrostatische Abschirmung bestimmt, dienen die metallenen Abteilungen auch als magnetische Schirme.
Die Metallplatten, welche die Wandungen dieser Abteilungen bilden, sollen ausreichend dick sein und genügend weit von den Spulen abstehen, um Wirbelstromverluste und insbesondere solche Wirbelströme auf ein Minimum herabzudrücken, welche eine magnetische Kopplung zwischen den Stufen hervorrufen würden. Letztere Bedingung macht es insbesondere erforderlich, dass an den Verbindungsstellen der Abteilungen durchwegs ein guter elektrischer Kontakt besteht. Wenn die Metallplatten im Verhältnis
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sind, unwesentlich. Andernfalls müssen diese Winkel, wie vorhin beschrieben, versuchsweise bestimmt werden.
Statt einen Teil der Sekundärspule als Hilfsspule zu benutzen, wie dies bei den vorhergehenden Figuren stattgefunden hat, wird in jeder Stufe eine besondere Hilfsspule Ln1, Ln2 oder Ln3 verwendet.
Die Hilfsspule kann mit der zugehörigen Primärspule Lp1, Lp2 oder Lps durch Ineinanderverlegung der Windungen, wie in Fig. 5 b dargestellt, ausserordentlich fest gekoppelt werden. Da dann keine Notwendigkeit für eine sehr feste Kopplung zwischen der Primärspule und irgendeinem Teil der Sekundärspule besteht, können alle Spulen auf dem gleichen isolierenden Rohr, wie in Fig. 5b veranschaulicht, aufgewickelt werden. Für niedrigere Frequenzen, wo die Einlagensekundärwieklung vorzugsweise durch eine Mehrlagenspule ersetzt wird, können die Primär- und Hilfsspulen ,,Pfannkuchenform" haben und, wie in Fig. 5 c veranschaulicht, knapp aneinander angeordnet werden.
Um die natürliche kapazitive Kopplung der Niederfrequenzröhren Aa1 und Aa2 zu neutralisieren, werden neutralisierende Kondensatoren Cna1 und Cna2 verwendet. Diese Schaltungsart ist zumindest für C a2 notwendig, da der Lautsprecher LS im allgemeinen nicht mit einer Hilfsspule versehen sein wird, die bei der in Fig. 4 verwendeten Neutralisierungsart erforderlich ist, wo der neutralisierende Kondensator Cna zwischen einem Gitter und einer Hilfsspule geschaltet ist, welche mit einer Spule im Anodenkreis gekoppelt ist.
Bei Fig. 5a sind die folgenden Einrichtungen getroffen, um die Hochfrequenzströme innerhalb der getrennten Abteilungen zu halten und dadurch deren Fliessen durch die gemeinsamen Impedanzen
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Serie eine Impedanz Rg1, Rg2, Rg3 oder Rgd geschaltet und zwischen dem Gitterrückführungsdraht und der Metallabteilung (mit welcher der Faden unmittelbar verbunden ist) ist ein Kondensator Cgi, Cg2.
Cg3 oder Cg geschaltet. In gleicher Weise ist in jedem Anodenkreis eine Impedanz Rp1, Rp2, Rp3 oder die Primärspule von Tar eingeschaltet, und zwischen Anodenrüekfühiungsdraht und Metallabteilung ist ein Kondensator CPl, Cp2, CP3 oder C'pd geschaltet. Schliesslich liegt mit jedem Glühfadendraht, der nicht unmittelbar mit der metallenen Abteilung verbunden ist, eine Induktanzspule Lfj, Lf2, Lf3 oder Lfd in Serie, welche einen ausreichend niedrigen Widerstand für Gleichstrom besitzt, so dass kein merkbarer Teil der Spannung der Batterie Bar aufgezehrt wird, welche aber eine ziemlich hohe Hochfrequenzreaktanz besitzt.
Theoretisch sollten die Impedanzen im Gitter-und Anodenrückkreis vorzugsweise induktiv sein,
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der Detektorröhre D auf einen geeignet tieferen Wert als jenen herabzumindern, der für die Verstärkerröhren verwendet wird, 2. besitzt sie eine verhältnismässig hohe Niederfrequenzimpedanz, um so den Niederfrequenzanodenstrom zu. veranlassen, durch den Kondensator Cpd (der eine hohe Kapazität, etwa
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mit den Kreisen der Röhren Aa, und Aa, eine beträchtlich Niederfrequenzkopplung hervorrufen könnte.
Statt die Impedanz Zpd zu verwenden, kann für die Detektorröhre eine gesonderte Anodenbatterie verwendet werden.
Bei der Schaltung nach Fig. 5a erfolgt die Regelung der Tonstärke des Lautsprechers durch Änderung der Kopplung zwischen der Antennenspule Lpa und einer zugehörigen Sekundärspule Lsa.
Der Gitterkondensator und die Gitterableitung der vorhergehenden Schaltungen ist als eine Variante der Wellendetektion weggelassen worden. Die Detektion durch Verwendung einer Gitterableitung und eines Gitterkondensators ist für schwache Signale gewöhnlich empfindlicher, jedoch für starke Signale weniger empfindlich. In Kreisen mit verhältnismässig hohen Abstimminduktanzen und verhältnismässig niedrigen Abstimmkapazitäten kann bei Gitterkonden8atoren und Gitterableitung die Detektion selbst für schwache Signale eine geringere sein.
Die Fig. 6 und 7 zeigen zwei Ausführungen eines für niedrigere Frequenzen als die vorhergehenden bestimmten Radioempfängers unter Verwendung von Spulen der in Fig. 5c veranschaulichten Art. Die niedrigeren Frequenzen verursachen, dass das Problem der elektromagnetischen Kopplung infolge von Wirbelströmen etwas schwieriger ist, da die Eindringtiefe der Wirbelströme in die metallischen Wandungen der Abteilungen eine grössere ist. Aus diesem Grund sind für jede Stufe getrennte metallene Abteilungen verwendet, obgleich sie untereinander durch eine gemeinsame Metallplatte (s. Fig. 6) verbunden sind.
Diese Empfänger sind zur Betätigung eines Relais bestimmt, dessen Arbeitsweise den Impulsen eines Radiotelegraphsystems entspricht. Die Widerstände Rg und Rp der Fig. 5a mit den zugehörigen Kapazitäten Cp und Cg werden dazu ausgenutzt, eine zweistufige Niederfrequenzverstärkung durch das Reflexprinzip unter Anwendung einer Widerstandskopplung zu erhalten. Der Widerstand Rg kann, wie vorher, von der Grössenordnung eines Megohms sein, der Widerstand Rp dagegen soll ein Vielfaches des Anodenwiderstandes der Röhre sein, um eine entsprechende Verstärkung durch Widerstandskopplung zu ergeben.
Die Kapazitäten Cg und Cp sind so gewählt, dass die Zeitkonstante des durch Cg und Rg gebildeten Kreises etwas kleiner ist als die Dauer eines Signalimpulses und dass die Zeitkonstante des Kreises, der Cp (oder Cpd plus C'pd) und Rp in Parallelschaltung mit dem Anodenwiderstand der Röhre enthält, von der Grössenordnung eines Zehntels der Dauer eines Signalimpulses ist. Das Ergebnis hievon ist, dass interferierende Impulse, welche insbesondere durch atmosphärische Störungen hervorgerufen werden und von kurzer Dauer sein können, vor Erreichen des Relais zum grössten Teil beseitigt werden.
Die parallel zum Relais geschaltete Kapazität Cl zist derart bemessen, dass sie diesem Kreise eine Zeitkonstante ähnlicher Grössenordnung für den gleichen Zweck verleiht.
Die Intensität der Relaiswirlmng wird durch Einstellung einer Abzweigung an der Antennenspule geregelt. Dies ist eine andere Ausführungsform gegenüber der Verwendung des Fadenwiderstandes Rif, 2 der Fig. 4 oder gegenüber der Verwendung der variablen Kopplung zwischen Lpa und Lsa der Fig. 5a.
Der Widerstand Rs hat, obgleich dies nicht wesentlich ist, die Funktion, das Gitterpotential der Röhre Ar daran zu hindern, in irgendeinem Zeitpunkte merklich positiv zu werden und so das Ansteigen des Anodenstromes auf einen Wert zu begrenzen, der zur Betätigung des Relais geeignet ist. Dies ergibt eine gleichmässigere Wirkung des Relais bei Signalen von veränderlicher Intensität. Der Wert von Rs kann von der Grössenordnung von 5 Megohms sein.
Die verschiedenen Gitter bei den Fig. 6 und 7 erfordern verschiedene Masse von Vorspannungen, was gemäss Fig. 6 durch Verwendung einer mit Abzweigungen versehenen Batterie Be erreicht wird.
Die Einrichtung nach Fig. 7 unterscheidet sich von jener nach Fig. 6 darin, dass die Fäden hintereinander in solcher Anordnung geschaltet sind, dass die geeignetsten Gittervorspannungen für jede Röhre durch Verbindung der Gitterrückleitungen mit dem Fadenstromkreis erhalten werden können. Bei dieser Figur ist der Kondensator Ca zur Erdung der Batterie für Hochfrequenzströme verwendet : denn ohne ihn würde der Hochfrequenzstrom von der Antenne infolge natürlicher Kapazität zu den Batterien und von dort durch die Reaktanz des Fadenkreises zur Erde fliessen und dabei eine Kopplung zwischen den Stufen hervorrufen.
Dadurch, dass man die Kapazität Ca : ausreichend gross (der Grössenordnung von einem Mikrofarad) macht, sind die Batterien auf annähernd Erdpotential für Hochfrequenz gebracht und alle Fadenpunkte auf diesem Potential gehalten, wodurch derartige Kopplungswirkungen verhindert sind.
In Fig. 8 ist ein Zweiröhrenradioempfänger veranschaulicht, bei welchem die Röhre A1 sowohl als Hochfrequenz-als auch als Niederfrequenzverstärker dient. Hiebei wird die Neutralisierung durch die natürliche Kapazität Cn hervorgebracht, die zwischen den an die beiden Gitter angeschlossenen Einrichtungen besteht. Diese natürliche Kapazität kann leicht dadurch zu gross erhalten werden, dass die beiden variablen Kondensatoren knapp beieinander angeordnet werden. Ein einstellbarer geerdeter Metallschirm S kann dann zwischen diese beiden Kondensatoren eingeschoben und so lange bewegt werden, bis die Neutralisierung erreicht ist.
Diese Art der Neutralisierung kann in manchen Fällen zweckmässig sein, sie ist jedoch nicht so ideal als die vorher beschriebenen, aus dem Grunde, weil die erwünschte feste Kopplung zwischen den Spulen Lpl und Ls, nicht leicht erreicht werden kann, ohne diese Spulen so anzuordnen, dass sie eine verhältnismässig grosse natürliche Kapazität und dielektrische Verluste ergeben.
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In Fig. 9 ist ein Zweiröhrenradioempfänger veranschaulicht, bei welchem die Detektorröhre durch Abstimmung des Anodenkreises mit einer variablen Induktanz L rückkoppelnd wirkt. Eine derartige Einrichtung ist für den Radioempfang von unmodulierten kontinuierlichen telegraphischen Signalen durch das Heterodyneverfahren geeignet. Sie hat den Vorzug vor den gewöhnlichen Rückkopplung- empfängern, dass sie durch die Detektorröhre erzeugten Schwingungen der Antenne nicht mitgeteilt werden, wo sie störende Ausstrahlung ergeben wurden. Diese Lokalisierung der Schwingungen wird durch die Vermeidung von Kopplungen zwischen dem Gitter-und Anodenkreis der Röhre Al, insbesondere mit Hilfe des neutralisierenden Kondensators Cn, wie vorhin erläutert, erzielt.
Die Fig. 10 zeigt einen Radioempfänger, der unter den gleichen Verhältnissen wie jener nach Fig. 4 verwendet wird, bei welchem jedoch sowohl in den Hochfrequenzröhren als auch in den Niederfrequenz- fuhren die in Fig. 1 der amerikanischen Patentschrift Nr. 1489228 dargestellte Neutralisierungsart verwendet wird, wo die Neutralisierung einer kapazitiven Kopplung zwischen Gitter und Anode einer Röhre mittels eines Neutralisierungskondensators gezeigt ist, der zwischen der Anode und der Kathode unter Zwischenschaltung einer Neutralisierungsspule liegt, die fest mit einer Spule des Eingangsstromkreises gekoppelt ist. wohingegen sämtliche vorhergehenden Schaltungen für die Hoehfrequenzröhren die Form einer Neutralisierung zeigen, wie sie in Fig. 2 der erwähnten Patentschrift veranschaulicht ist.
Dort ist die Neutralisierung der kapazitiven Kopplung zwischen Gitter und Anode mittels eines Neutralisierungskondensators, der zwischen dem Gitter und der Kathode unter Zwischenschaltung einer Neutralisienl11gs- spule liegt, die mit einer Spule im Anodenkreis festgekoppelt ist. Die Schaltung von Cn, und On2 nach
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den Kreisen von Ta und T. eine Neutralisierung zugefügt werden, indem man eine der drei in den 3 und 4 veranschaulichten Einrichtungen verwendet.
PATENT-ANSPRÜCHE : 1. Hochfrequenzverstärker mit einer Elektronenröhre und einem Ausgangstransicrmator, dadurch gekennzeichnet, dass, die Eingangskonduktanz des Transformators bei Resonanz wesentlich höher gehalten ist als die Anodenkonduktanz der Röhre.