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Einrichtung zur Aufnahme von IIoehfrequenzsignalen.
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Es ist festgestellt worden, dass die Grenzen für die Empfangsleistung eines Radioempfängers durch das Verhältnis der Zeichen- zur Geräusrhintensität im Eingang des Empfängers bestimmt werden. Ein hohes Geräuschniveau beeinträchtigt nicht nur den Empfang von Zeichen, deren Intensität von der Grössenordnung des Geräuschniveaus ist, sondern stört auch ernstlich den Empfang von mittelstarken Zeichen.
Es ist bekannt, dass ein beträchtlicher Teil der störenden Geräusche durch örtliche elektrische Einrichtungen entsteht ; die Ziindsysteme von Verbrennungsmaschinen sind besonders unangenehme Geräuschquellen. Diese elektrischen Störungen sind nur in einem relativ kurzen Abstand von ihrer Quelle wirksam und ihre Intensität fällt schnell mit grösserem Abstand ab. Daher ist es möglich, diese
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setzung örtlicher Störungen besonders wirksam.
Jedoch bedingt eine solehe Anordnung der Antenne gewöhnlich einen beträchtlichen Abstand vom Empfänger mit dem Ergebnis, dass die Antennenzuleitung dann die störenden elektrischen Wellen aufnimmt und die Vorteile der entfernten Antennenanordnung vernichtet. Diese Aufnahme örtlicher elektrischer Störungen ist in den höheren Frequenzbereichen des Empfangsspektrums, wo die aufgenommene Zeiehenspannung verhältnismässig niedrig ist, besonders unangenehm.
Es ist früher vorgeschlagen worden, eine Übertragungsleitung zwischen der Antenne und dem Empfänger oder abgeschirmte Einführungs-und Erdverbindungen einzuführen. Diese Einrichtungen setzen zwar das Geräuschniveau herab, jedoch ist die Ansprechcharakteristik dieser Einrichtung so unbefriedigend, dass man sie für allgemeine Benutzung als unpraktisch betrachten kann.
Die Aufnahmeeinrichtungen frühere Art sind überhaupt in bezug auf die Gleichförmigkeit des Ansprechens innerhalb des Mittelwellenbereiches (allgemeiner Rundfunk) und der Kurzwellenbereiche ziemlich mangelhaft gewesen. Es bestehen dort nicht nur grosse Unterschiede zwischen den Impedanzen der Antenne, der Leitung und des Eingangskreises des Empfangsgerätes, sondern es ist auch eine grosse Variation der Antennenimpedanz zwischen den verschiedenen Empfangsbändern vorhanden. Solehe Unterschiede bzw. schlechte Anpassungen der Impedanzen bewirken Zurüekstrahlungs-oder Übergangsverluste bei der Übertragung des Zeichens von der Antenne zum Empfänger, was das ZeichenGeräuschverhältnis und die Empfindlichkeit des Empfängers wesentlich herabsetzt.
Wenn auch die Wirkungsweise eines Aufnahmesystem durch Abstimmung seiner Kreise verbessert werden kann, bringt eine solche Anordnung zusätzlicher Abstimmkreise doch Schwierigkeiten mit sich, z. B. die Schwierigkeit, das Aufnahmesystem mit den übrigen abstimmbaren Kreisen des Empfängers in Übereinstimmung zu bringen. Dieses Problem steht sehr nahe in Beziehung zu dem eines günstigen Zeichen-Geräuschverhältnisses, weil an den Stellen des Empfangsbandes, wo das Aufnahmesystem verhältnismässig wenig aufnimmt, das Zuchen-Geräuschverhältnis herabgesetzt wird.
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Gegenstand der Erfindung ist daher eine Einrichtung zur Aufnahme von Horhfrequenzsignalen innerhalb eines breiten Frequenzbereiches, bei welcher eine Antenne innerhalb eines Teiles dieses Bereiches als Dipol und innerhalb eines andern Teiles als einfache Antenne wirkt und durch diesen Bereichen spezifisch zugeordnete Kopplungsmittel mit einer Übertragungsleitung verbunden ist, die ihrerseits die Empfangsschwingungen über weitere Kopplungsmittel auf mindestens einen Belastungskreis überträgt ;
dabei sind entsprechend der Erfindung zur Kopplung der Antenne mit der Übertragungsleitung zwei parallel wirkende Bandfilter vorgesehen, von welchen der eine für die Übertragung eines tieferen Teiles des Gesamtbandes bemessen und so mit der Antenne verbunden ist, dass diese als einfache Antenne wirkt, während der andere Bandfilter für den höheren Teil des gesamten Bandes bemessen und so mit der Antenne verbunden ist, dass diese als Dipolantenne wirkt.
Annähernd gleichförmiges Ansprechen innerhalb der verschiedenen Frequenzbänder wird durch ein elektrisches Schaltungsnetz erreicht, welches das Antennensystem aus einem symmetrischen Dipol im Kurzwellenteil in eine einfache Antenne im Langwellenteil, z. B. unterhalb 6 Megahertz, verwandelt.
Für die Kurzwellenbereiche sind die symmetrische Antenne und die symmetrische Übertragungsleitung durch einen ebenfalls symmetrisch arbeitenden Impedanzanpassungstransformator oder eine entsprechend Filterschaltung miteinander gekoppelt, und die Leitung ist mit dem Eingangskreis des Empfängers, der gewöhnlich nicht symmetrisch aufgebaut ist, durch einen zusätzlichen Impedanzanpassungs-und Ausgleiehstransformator oder eine entsprechende Filtersehaltung gekoppelt. In ähnlicher Weise dienen für die Lang-bzw. Mittelwellenbereiche entsprechende Impedanzanpassungsschaltungen dazu, die nicht symmetrische Antenne mit der symmetrischen bzw. in Gegentakt arbeitenden Übertragungsleitung und die Übertragungsleitung mit dem nicht symmetrischen Empfängereingangskreis zu verbinden.
In dieser letzteren Anordnung. kann die Übertragungsleitung auch als Erdleitung oder als Gegengewicht für die Antenne dienen, oder es kann eine besondere Erdleitung vorzugsweise in der unmittelbaren Nachbarschaft der Antenne vorgesehen werden. In diesen Anordnungen ist ein passender Impedanzabschluss für die Übertragungsleitung vorzusehen, um die Übergangsverluste herabzusetzen.
Ein wichtiges charakteristisches Merkmal der Erfindung besteht in der Benutzung von "Konstant-k"-Banddurchlass-oder Wellenfiltern als Impedanzanpassungsschaltungen, die weiter unten vollständiger beschrieben werden. Gemäss einem andern charakteristischen Merkmal der Erfindung sind die Antenneninduktivität und Kapazität für wenigstens einen Teil der Endinduktivität und Kapazität einer,, Konstant-/c"-BandfilterhäIfte eingesetzt. Ein Aufnahmesystem mit den beschriebenen charakteristischen Merkmalen besitzt ein hohes Zeichen-Geräuschverhältnis innerhalb der Lang-und Kurzwellenteile des Empfangsspektrums und ein annähernd gleichförmiges Ansprechen sowohl zwischen den verschiedenen Frequenzbändern als auch innerhalb jedes einzelnen Bandes.
Zur Erklärung des verwendeten Ausdruckes Konstant-/c"-Filter sei auf ein Buch von T. E. Shea"Transmission Networks and Wave Filters", erschienen 1929 bei D. van Nostrand Company, New York, hingewiesen. Nach Seite 221 dieses Werkes wird unter einem Konstant-/c"-FiIter ein solcher verstanden, bei welchem die gesamte Impedanz Zi des Reihen-Filterzweiges und die gesamte Impedanz Z2
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Zum besseren Verständnis der Erfindung und weiterer charakteristischer Merkmale wird auf die folgende Beschreibung in Verbindung mit den Zeichnungen hingewiesen. Fig. 1 ist eine schematische Darstellung eines vollständigen Aufnahmesystem nach der Erfindung. Fig. 2 ist ein Schaltschema der Kopplungssysteme zwischen der Antenne und der Übertragungsleitung bzw. zwischen der Übertragungsleitung und einem Empfänger. Fig. 3 und 4 zeigen die Kopplungsmittel der Fig. 2 für Kurzwellenund Langwellenbänder getrennt. Fig. 5 a-5 d sind graphische Darstellungen einzelner Arbeitcharakteristiken des Systems der Fig. 2. Fig. 6 a-6 d sind Sehaltschemen, welche verschiedene mögliche Verwandlungen der Kopplungsmittel für den Kurzwellenteil darstellen. Fig. 7 a-7 d sind entsprechende Schaltungen für das Langwellenband.
Fig. 8 ist ein zusammengesetztes gleichwertiges Schaltschema der Schaltungen der Fig. 6 und 7. Fig. 9 ist ein Ersatzschema der Antenne für das Kurzwellenband.
In Fig. 1 ist schematisch ein vollständiges Aufnahmesystem gemäss der Erfindung dargestellt.
Es enthält eine Doppelantenne, die aus zwei Paaren von Leitern 10 a und 10 b gebildet wird, die sieh in entgegengesetzter Richtung erstrecken ; die Drähte jedes Paares divergieren vorzugsweise nach aussen von ihrem gemeinsamen Schnittpunkt. Das Antennensystem ist durch ein Impedanzleitungsnetz 11 mit einem Ende einer Übertragungsleitung gekoppelt, die aus einem Leiterpaar 12 a und 12 b besteht, und deren anderes Ende durch ein Impedanzleitungsnetz 13 mit einem Belastungskreis 14, z. B. einem Radioempfänger, gekoppelt ist. Eine Verbindung von einer der Klemmen des Leitungsnetzes 13 und der Einrichtung 14 führt zur Erde ss.
Obgleich eine ganze Anzahl von Antennenarten in Verbindung mit der Erfindung benutzt werden können, wird eine Doppelantenne aus vielen Gründen vorgezogen. Jedes Paar der divergierenden Drähte, die einen Arm des Dipol bilden, haben bezüglich der Strahlungsverhältnisse eine wirksame Länge,
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welche etwa 30% grösser ist als ihre wirkliche Länge, während die entsprechende wirksame Länge eines Eindrahtarmes nur ungefähr 17% grösser ist als seine wirkliche Länge. Zwei Drähte von gleicher Länge, die wie dargestellt divergieren, ergeben im wesentlichen die beste Ausnutzung von Raum und Gewicht.
Ferner hat eine solche Antenne eine minimale Variation der Impedanz in Abhängigkeit von der Frequenz und einen maximalen durchschnittlichen Leistungsfaktor innerhalb gebräuchlicher Frequenzbereiche, so dass eine bessere und innerhalb des ganzen Bereiches gleichmässigere Gesamtleistung vorhanden ist, was die Anpassung der Antennenimpedanz an die Impedanz der Übertragungsleitung erleichtert.
Wie bereits erwähnt, kann die Gleichförmigkeit des Ansprechens sowie das Zeichen-Geräuschver- hältnis durch Kopplung der Antenne mit der Übertragungsleitung und der Leitung mit dem Belastungs-
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für das höhere Frequenzband, nachfolgend kurz"Hochbandfilter"genannt, so gekoppelt, dass sowohl die Dipolantenne als auch die Leitung innerhalb des zugehörigen Bandes von beispielsweise 6-18 Megahertz symmetrisch arbeiten. Auf ähnliche Weise koppelt der Filter für das niedrigere Frequenzband, nachfolgend kurz"Niederbandfilter"genannt, die nunmehr unausgeglichen arbeitende einfache Antenne mit der symmetrischen Leitung innerhalb eines tieferen Frequenzbandes von z. B. 0'55-6 Megahertz.
Die beiden Filter sind an der Antennenseite entkoppelt, u. zw. wegen der einmal symmetrischen und einmal unsymmetrischen Wirkungsweise in den entsprechenden Frequenzbändern. Sie sind an der Leitungsseite miteinander verbunden und ihre Wirkung ist bei Frequenzen in der Nachbarschaft der Grenzfrequenz von z. B. 6 Megahertz gemischt. Die beiden Filter 11 a, 11 b werden unabhängig voneinander berechnet und sodann zusammengefasst, wie weiter unten vollständiger erklärt werden wird.
In ähnlicher Weise koppelt der Filter 13 a die symmetrisch arbeitende Leitung a- & mit der Eingangsimpedanz 15 des Belastungskreises 14 ; dieser Eingangskreis ist gewöhnlich unsymmetrisch. Der Filter 13 b koppelt die Leitung 12alb mit der Einrichtung 14 innerhalb des tieferen Frequenzbandes. Die Filter 11 Cl, 11 bund 13 Cl, 13 b dienen gleichzeitig dazu, die Impedanzen der Kreise einander anzupassen.
Die Prinzipien für die Bemessung der Filter 11 a, 11 b, welche die Antenne und die Übertragungsleitung miteinander verbinden, können zusammen mit den Arbeitscharakteristiken dieser Filter durch Betrachtung ihrer Entwicklung aus einfachen, symmetrischen Filterteilen bekannter Typen besser verstanden werden. In Fig. 5 a ist die Impedanzcharakteristik eines Antennensystems gezeigt, wie sie bei dem Dipol 10 a#10 b vorhanden ist. Man sieht, dass die Impedanz einen Maximalwert bei der niedrigsten Frequenz des Bandes hat und zu einem Minimalwert bei der Grundfrequenz 110 abfällt.
Jenseits der Grundfrequenz 110 liegt die Impedanz abwechselnd oberhalb und unterhalb ihres Mittelwertes, hat einen Minimalwert bei der Grundfrequenz 110 und bei einer Frequenz lao, welche annähernd dreimal so gross ist wie die Grundfrequenz und einen Maximalwert bei 1""die annähernd das Zweifache der Grundfrequenz ist. Die Anzahl der abwechselnden Impedanzvariationen jenseits der Grundfrequenz 110 hängt hauptsächlich von der Länge der Antenne und dem zu bedeckenden Bande ab.
Es ist erwünscht, die Impedanz der Doppelantenne 10 a#10 b an den konstanten Wellenwiderstand der Leitung 12 a ;- & mittels geeigneter Filterkreise anzupassen. Ausserdem sollen diese Filterkreise Transformatorteile enthalten, welche direkte Verbindungen zwischen den Primär-und Sekundärkreisen des Filters vermeiden und Impedanztransformationen erlauben. Zum Zwecke der Erklärung ist die Charakteristik der Fig. 5 a ebenfalls in Teile eingeteilt, die durch die Frequenzen/i,/,/g und/ begrenzt sind. In bezug auf das Antennenende der Filterkreise reicht das niedere Frequenzband von 11 bis 13 und das obere Frequenzband von 13 bis h Die Grenzfrequenzen sind vorzugsweise Glieder einer geometrischen Reihe, z.
B. können f1, f2, f3 und f4 annähernd die Werte 0'55, 1'8, 6 und 18 Megahertz haben, wobei der konstante Faktor der Reihe 3. 2 ist.
Der Hochfrequenzbandfilter soll nun mit einem derartigen Endglied versehen sein, dass die Kennwiderstandskurve sich innerhalb des Bandes der Impedanzkurve der Antenne annähert. Wie für das Band in Fig. 5 a gezeigt wurde, ist die Antennenimpedanz angenähert gleich der Kennimpedanz eines ,,Konstant-k"-Halbfilters mit Mittelserienabschluss. (Für eine vollständigere Beschreibung der verschiedenen Typen symmetrischer Bandfilterteile, die in den bevorzugten Ausführungsformen dieser Erfindung benutzt und im folgenden beschrieben werden, wird auf das oben erwähnte Buch von T. E. Shea Bezug genommen. ) In Fig. 6 a ist eine Hälfte dieser Type durch J-dargestellt ; sie enthält den Mittelserienkondensator und die Induktivitäten 16 und 17 sowie den Mittelnebenschlusskondensator und die Induktivitäten 18 und 19.
Eine derartige Filterhälfte ermöglicht die Einfügung eines Transformators, weil sie sowohl Serien-als auch Parallelinduktivitäten enthält, welche durch die entsprechenden Selbst-und Gegeninduktivitäten einer Seite eines Transformators ersetzt werden können.
Der Verlauf des Kennwiderstandes an den linken Klemmen des Filters A ist in Fig. 5 b dargestellt ; es ist zu sehen, dass der Kennwiderstand extreme Werte, d. h. Maximal-und Minimalwerte bei denselben Frequenzen hat wie die Antennenimpedanz. Die Kreiskonstanten dieses Filters sind so gewählt, dass sein Kennwiderstand im Frequenzband 13-/4 die gleiche allgemeine Form und annähernd den gleichen geometrischen Mittelwert hat wie die Impedanz der Antenne in demselben Band. Die Kreiskonstanten
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eines Filterteiles der dargestellten Type werden gewöhnlich als Ausdrücke des Maximalkennwiderstandes R berechnet. Es ist allgemein üblich, einen willkürlichen Wert von R von z. B. 100 Ohm für die Zwecke der Berechnung anzunehmen.
Die Kreisimpedanzen werden dann mit dem Verhältnis RD/R multipliziert, wobei RD der gewünschte Maximalwert des Kennwiderstandes der Kurve nach Fig. 5 b ist. Es ist zu beachten, dass bei der Berechnung der Kreisimpedanzen die Induktivitäten mit dem Verhältnis RD/R multipliziert werden, während die Kapazitäten durch dieses Verhältnis geteilt werden.
Der Wert RD ist etwas grösser als der geometrische Mittelwert der Antennenimpedanz im Band 1,-/" deren Verlauf in Fig. 5 a gezeigt ist. Durch den Ausdruck ,,gleiche allgemeine Form" ist gemeint, dass die beiden Impedanzkurven beide aufwärts konvex oder umgekehrt und ähnlich im Frequenzspektrum gelegen sind, d. h. der Filterkreis A soll der Antenne 10 a-l0 beinen Kennwiderstand bieten, der sich der Antennenimpedanz innerhalb des Frequenzbandes 13-/4 möglichst gut annähert.
Es ist sodann notwendig, zwischen den Filterteil und die Leitung 12 a-12 beinen zusätzlirhen Filterteil einzufügen, der die Verbindung der Niederband- und Hochbandfilter 11 a, 11 b mit den Leitungsklemmen erlaubt. Es wurde festgestellt, dass ein Halbfilter, wie er durch B, Fig. 6 a, gezeigt ist, diese Forderungen befriedigt. Der Filterteil B enthält parallel geschaltet den Mittelserienkondensator 20 und die Induktivität 21, ferner den Mittelnebenschlusskondensator 22 und die Induktivität 28.
Der Teil B kann so dimensioniert sein, dass sein Mittelnebenschluss-Kennwiderstand zu demjenigen des Teiles A passt, so dass diese beiden Teile direkt miteinander verbunden werden können. Ein Filterteil der Form B ist besonders geeignet, weil er die Mittelserienelemente 20, 21 enthält, die durch den Niederbandfilter ersetzt werden können, ohne die Wirkung des Hoehbandfilters wesentlich zu beeinflussen.
Durch die Anwendung bekannter Grundsätze über äquivalente Schaltungsverwandlungen kann der Hochbandfilter 11 a der Fig. 2 aus den Halbteilen A und B der Fig. 6 a entwickelt werden. Zum Beispiel können, wenn die benachbarten Klemmen der Teile A und B miteinander verbunden sind, die Kondensatoren 18 und 22 in einem einzigen Kondensator 25 und die Induktivitäten 19 und 23 in einer einzigen Induktivität 24 vereinigt werden, weil diese Elemente alle parallel geschaltet sind. Diese Umwandlung ist in Fig. 6 b gezeigt.
Es ist bekannt, dass die umgeformte Schaltung der Induktivitäten 17 und 24 nach Fig. 6 b einem Transformator gleichwertig ist, in welchem die Primärinduktivität gleich der Summe der Induktivitäten 17 und 24 dargestellt ist und jede Gegeninduktivität und die Selbstinduktivität des Sekundärkreises durch die Induktivität 24 dargestellt wird. Das Ergebnis dieser Umwandlung ist der Kreis der Fig. 6 c, worin die Induktivitäten 27 und 31 wie beschrieben dimensioniert sind. Die andern Kreiselemente der Fig. 6 c sind auch mit neuen Bezugszeichen versehen, weil es bei Verwandlung des Kreises nach Fig. 6 b in den nach Fig. 6 c gewöhnlich nötig ist, alle Impedanzen der Primär-und Sekundärkreise zu modifizieren, um ihre Impedanzen an die damit verbundenen Kreise anzupassen.
Der Kreis der Fig. 6 c kann, wie es in Fig. 6 d gezeigt, ist, symmetrisch angeordnet werden, wobei die Induktivitäten 27 a und 27 b zusammen einen Wert gleich dem der Induktivität 27 haben und der Kondensator 30 und die Induktivität 31 in zwei Teile entsprechend den Elementen 30 a, 31 a und 30 b, 81 b aufgeteilt werden. Im allgemeinen sind die Induktivitäten 27 a, 27 b nicht gleich der Hälfte der Induktivität 27, noch sind die Induktivitäten 30 a und 30 b gleich der Hälfte der Induktivität 30 wegen der Gegeninduktivität zwischen den zueinander gehörigen Teilen ; wenn sie aber so gegeneinander abgeschirmt sind, dass ihre Gegeninduktivität vernachlässigbar klein ist, kann jeder Teil einen Wert gleich der Hälfte des entsprechenden ganzen Elementes haben.
Man sieht, dass der Kreis der Fig. 6 d mit dem des Hochbandfilters 11 a der Fig. 2 identisch ist, mit der einzigen Ausnahme, dass die Elemente 28 und 29 in den Niederbandfilter 11 b aufgenommen sind und dass die Induktivität 29 in die gleichen Teile 29 a, 29 b unterteilt ist, um eine Mittelanzapfung zu bekommen.
In ähnlicher Weise kann der Bandfilter 11 b für das niedrigere Band, z. B. von 0-55-6 Megahertz
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Frequenzband wirkt die Antenne wie eine einfache Antenne und nicht als Dipol, so dass die Antenne in bezug auf Erde unausgeglichen ist. Die beiden Drähte der Übertragungsleitung wirken parallel wie ein Gegengewicht oder als Erdleitung. Der Bandfilter für das tiefere Band muss daher die unausgeglichenen Ströme, die zwischen der Antenne 10 a-M b und dem Antennenende der Leitung induziert werden, auf die ausgeglichene Übertragungsleitung koppeln.
Die Antennenimpedanz im tieferen Frequenzband 11-/3 ist durch die Kurve der Fig. 5 c dargestellt. Es gibt nun keine gebräuchliche Filtertype, deren Kennwiderstand sich der Antennenimpedanz innerhalb des Bandes 11-/3 nach Fig. 5 c annähert. Daher ist beim Entwurf dieses Filters von einem abweichenden Prinzip im Vergleich zu der Einrichtung des Hochbandfilters Gebrauch gemacht. In dem Niederbandfilter 11 b soll die Antennenimpedanz als Ersatz für einige der Reaktanzelemente dieses Filterteiles betrachtet werden. Um die Einflüsse herabzusetzen, welche durch Einschaltung eines Endwiderstandes an demselben Ende des Filters hervorgerufen werden könnten, soll der Filter entweder in einem Teil endigen, der sowohl einen Kurzschluss als auch Leerlauf verträgt, ohne die Eigenschaften des Filters wesentlich zu beeinträchtigen.
In Fig. 5 d ist die Kennwiderstandskurve einer Konstant-/f ;"-Bandfilterhälfte mit Mittelserienende wie z. B. Teil 0 der Fig. 7 a gezeigt. Wie man sieht, ist der Kennwiderstand bei den Grenz-
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frequenzen null, so dass ein Kurzschluss ohne wesentliche Einwirkung auf die Eigenschaften des Filters möglich ist. Die Filterhälfte G enthält den Mittelserienkondensator 32 und die Induktivität 33 sowie den Mittelnebenschlusskondensator 34 und die Induktivität 35. Die Betrachtungen, welche bei dem Entwurf des rechten Filterteiles B der Fig. 6 a zugrunde gelegt wurden, sind auch für die Bemessung des rechten Filterteiles 11 b anwendbar.
Dieser Teil D in Fig. 7 a ist dem Teil B in Fig. 6 a ähnlich und enthält den Mittelserienkondensator 36 und die Induktivität 37 in Parallelschaltung, sowie den Mittelnebenschlusskondensator 38 und die Induktivität 39.
Wenn auch Teile C und D zu einer gleichwertigen Schaltung mit Transformatorteil verschmolzen werden könnten, wie es bei dem Hochbandfilter geschah, so müsste doch dieser Transformator einen Kopplungskoeffizienten mit einem Wert nahe der Einheit haben, um das gesamte tiefere Frequenzband von i bis/g zu übertragen. Diese Forderung kann dadurch weniger streng gemacht werden, dass ein Transformatorfilterteil, wie z. B. Teil E in Fig. 7 a, eingefügt wird. Die Teile C und D haben beide "Konstant-k"-Mittelnebenschluss-Kennwiderstände und können daher durch den Transformatorteil E verbunden werden. Der.
Teil E enthält den Mittelnebenschlusskondensator 40 und die Induktivität 41, die Serieninduktivität 42 sowie den Mittelnebenschlusskondensator 43 und die Induktivität 44.
Die Teile C, D und E können miteinander verschmolzen werden, wie es in den Fig. 7 b, 7 c und 7 d gezeigt ist. In Fig. 7 b sind die Mittelnebenschlusskondensatoren 34 und 40 in den einzelnen Kondensator 45, die Mittelnebenschlussinduktivitäten 35 und 41 in die Induktivität 46, die Mittelnebenschluss- kondensatoren 38 und 43 in den Kondensator 47 und die Mittelnebenschlussinduktivitäten 39 und 44 in die Induktivität 48 zusammengefasst. Man sieht, dass die Induktivitäten 46, 42 und 48 einen-Teil enthalten, der durch einen gleichwertigen Transformator ersetzt werden kann. Diese Verwandlung ist in Fig. 7 c gezeigt, wo diese Induktivitäten in einen Transformator mit den Induktivitäten 50 und 52 verwandelt sind.
Die andern Kreiselemente der Fig. 7 b sind in Fig. 7 c ebenfalls durch neue Bezugszeichen bezeichnet, weil alle Impedanzen des Primärkreises der Fig. 7 c vorzugsweise mit einem solehen Faktor multipliziert sind, dass die Mittelserienkapazität 5. 3 der effektiven Antennenkapazität bei der niedrigsten Frequenz 11 gleich ist. Der Mittelserienkennwiderstand des Primärkreises wird sodann einen Maximalwert RE haben, der sich dem Mittelwert der Antennenimpedanz innerhalb des Bandes 11-/3 annähert, wie es in Fig. 5 c gezeigt ist. Anderseits sind alle Impedanzen des Sekundärkreises der Fig. 7 c mit einem solchen Faktor multipliziert, dass der nominell Wert seines Kennwiderstandes dem Wellenwiderstand der Leitung 12 a-12 b gleich ist.
Der Kreis der Fig. 7 c wird in den der Fig. 7 d verwandelt, damit der Sekundärkreis auf eine
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stellt die Kapazität der Antenne bei der Frequenz 11 dar, die, wie oben festgestellt wurde, infolge der Bemessung des Filterkreises der des Kondensators 53 gleich ist. Die Induktivität 59 ist erforderlich, um die Antennenkapazität 58 auf die Grundfrequenz 110 (Fig. 5 a) abzustimmen. Die Induktivität 57 ist die Differenz zwischen den Induktivitäten 54 und 59. Der Kreis der Fig. 7 d ist das Äquivalent eines Filters mit Mittelserienabsehluss an seinem Antennenende bei Kurzschluss.
In Fig. 8 ist eine Kombination des Hochbandfilters der Fig. 6 d mit dem Niederbandfilter der Fig. 7 d gezeigt. Die Primärkreise sind unverändert, jedoch sind die Sekundärkreise in besonderer Weise zusammengefasst. Die Niederbandfilterelemente 51, 52 wirken wie ein Mittelserienreaktanzarm für den Hochbandfilter, wie es in Fig. 8 gezeigt ist, während die Horhbandfilterelemente 30 a, 31 a,
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wie ein Mittelserienreaktanzarm für den andern Filter. Wenn auch die Kreiskonstanten jedes Filters als Mittelserienreaktanzarm für den andern Filter nicht ideal sein können, so ist doch ihr Wert nicht kritisch und diese Konstanten können so ausgewählt werden, dass die Filter bei praktisch unveränderten Grenzfrequenzen befriedigend arbeiten.
Die Filterkreise 11 a, 11 b können gemäss den Formeln des oben erwähnten Buches von Shea bemessen werden.
Die Zusammenschaltung der Hochband-und Niederbandfilter zwischen gemeinsamen Leitungsklemmen nach Fig. 8 bewirkt, dass die Kennwiderstandskurven der beiden Filter in einer einzigen
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impedanz für einen Teil des Mittelserienabsehlusses im tieferen Frequenzband angewandt wurden, auch alternativ als Methode zur Berechnung der Konstanten des Hochbandfilters angewandt werden.
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Der Filterteil der Fig. 9 kann zum Anschluss an die linken Klemmen der Fig. 6 a eingerichtet werden. Die Kombination der Fig. 6 a und 9 ist ein vollständiger Filter, der durch einen Mittelnebenschluss-Abschluss bei unbelastetem (offenem) linken Ende charakterisiert ist. Die Impedanz der Fig. 9 an der rechten Seite ist vom verbleibenden Teil des Filters aus betrachtet dann im wesentlichen die gleiche wie die der Dipolantenne. Daher kann der Kreis der Fig. 9 als ein Äquivalent für Dipolantennen betrachtet werden und der entsprechende Teil des vollständigen Filters kann durch sie ersetzt werden, ohne die Charakteristiken des zusammengesetzten Filternetzes zu stören ; es sind also gewisse Reaktanzelemente am linken Ende durch die im wesentlichen gleiche Reaktanz der Dipolantenne ersetzt.
Man wird noch sehen, dass der abgeleitete Kreis der Fig. 8 mit dem der Hochband-und Niederbandfilter 11 a, 11 b nach Fig. 2 identisch ist ; die Eingangsklemmen des Hochbandfilters sind an die inneren Enden der Dipolantenne geschaltet, die durch eine Induktivität 64 miteinander verbunden sind. Die Eingangsklemmen des Niederbandfilters sind entsprechend mit dem Mittelpunkt der Induktivität 64 und mit der Verbindung der Spulen 52 a und 52 b verbunden, welche die Hälften
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hergestellt, wenn sie als einfache Antenne wirkt. Diese Verbindung kann auch unabhängig, vorzugsweise in der näheren Nachbarschaft der Antenne, z. B. direkt unter ihr, geerdet sein. Die Induktivität 64 wirkt unter Berücksichtigung der Arbeitsweise der Doppelantenne im oberen Band wie eine Drosselspule.
Die beiden Hälften dieser Spule sind bei der Arbeitsweise im tieferen Band parallel geschaltet und haben für diese unausgeglichenen Ströme tieferer Frequenz einen verhältnismässig kleinen Widerstand.
Ähnlich wirken die beiden Hälften der Induktivität 52 und die beiden Hälften der Induktivität 31 in bezug auf unausgeglichene Ströme als Parallelschaltung und stellen eine sehr kleine Impedanz dafür dar. Die wirksame Induktivität der Hälften der parallelen Induktivitäten 64, 52 und 31 kann als Teil der Induktivität 57 betrachtet werden. Der Transformator mit den Wicklungen 50, 52 a und 52 b des Niederbandfilters ist vorzugsweise mit einem aus dünnen Lamellen gebildeten oder feinunterteilten Eisenkern versehen.
Die Hochband-und Niederbandfilter 13 a und 13 b, welche die Leitung 12 a-12 b mit dem Eingangskreis 15 der Einrichtung 14 verbinden, können von beliebiger Type sein, sind jedoch vorzugsweise entsprechend den oben besprochenen Prinzipien eingerichtet ; sie können indessen verändert werden, um Zwischenverbindungen zwischen den entsprechenden Enden zweier Filter herzustellen.
Ferner kann es erwünscht sein, das durch die Filter 13 a, 13 b bedeckte Frequenzband jenseits des durch die Filter 11 a, 11 b bedeckten Frequenzbandes z. B. von 0-5 bis 20 Megahertz etwas auszudehnen, um sicherzustellen, dass das gesamte Band befriedigend von dem Empfänger aufgenommen wird. Die
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eines x-teilsymmetrischen lilters nüt einer Transformatorkopplung ist. Die Primär-und Sekundärkreise der beiden Filter liegen in Reihe, so dass sie als Parallelschaltung zwischen der Leitung 12 a-12 b und dem Eingangskreis 15 der Einrichtung 14 wirken.
Der Hochbandfilter 13 a enthält einen Mittel-
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nebenschlusskondensatoren 70 a, 70 b, die in Serie geschaltet sind, um eine neutrale Erdverbindung zu schaffen, ferner die Primärwicklung 71, die Sekundärwicklung 73 und den Mittelnebensehlusskon- densator 72. Der Transformator 71-73 ist vorzugsweise mit einem Eisenkern der vorher erwähnten Art versehen. Zwischen den Primärwicklungen 66 a, 66 b und der Sekundärwicklung 68 ist, wie gezeigt, eine leitende Abschirmung eingefügt. Der Niederbandfilter 13 b ist für ein Durehlassband/i- bemessen, während der Hochbandfilter ein Band la-/4 durchzulassen hat.
Die beiden Filter wirken ausserdem so zusammen, dass das Zwischenband/s-/g auch durchgelassen wird. Die verschiedenen
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angenähert an die Impedanz 15 des Empfänger-Eingangskreises angepasst ist. Die Prinzipien für den Entwurf des Filters 13 a, 13 b sind nicht ebenso eingehend beschrieben wie die der Antennenkopplungsfilter, weil dafür beliebige für diesen Zweck geeignete Filter verwendet werden können.
Wie vorher kurz beschrieben wurde, dient die Übertragungsleitung 12 a-12 b dazu, die Ausgangsklemmen der Bandfilter 11 a, 11 b mit den Filtern 13 a, 13 b zu verbinden, die zwischen der Leitung und dem Empfänger 14 angeordnet sind. Die Leitung kann aus einem Paar von distanzierten Drähten bestehen, die in gewissen Abständen durch Blöcke aus Isoliermaterial gehalten werden, wie dies schematisch in Fig. 1 gezeigt ist. Eine derartige Leitung hat eine vernachlässigbar geringe Dämpfung und besitzt die Vorteile der Einfachheit und niedriger Kosten. Die Leitung 12 ar--12 b kann auch aus einem Paar von zusammengedrehten isolierten Drähten bestehen, was den Vorteil bequemerer Installation, jedoch den Nachteil beträchtlicher Dämpfung hat.
Wie oben festgestellt wurde, wirkt die Leitung 12 a-12 b innerhalb des höheren Frequenzbandes wie eine ausgeglichene Übertragungsleitung und auch als Gegengewicht und Erdverbindung, wenn die Antenne innerhalb des tieferen Frequenzbandes wie eine einfache Antenne wirkt. Wenn die
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Länge der Leitung grösser ist als eine halbe Wellenlänge der höchsten Frequenz des Empfangsbandes, was gewöhnlich zutrifft, hängt die Impedanz der Leitung als Erdverbindung wesentlich von der Natur des Leitungsabschlusses gegenüber Erde am Empfängerende ab.
Wenn die Drähte mit Erde durch eine sehr niedrige Impedanz oder eine sehr hohe Impedanz verbunden sind, neigt die Leitung dazu, in ihren Eigenfrequenzen mitzuschwingen, und bewirkt hohe Maximalwerte der Leitungsimpedanz am Antennenende bei ihren Eigenfrequenzen und Minimalwerten bei dazwischen liegenden Frequenzen.
Die unerwünschten Veränderungen der Impedanz der Leitung als Erdverbindung können im wesentlichen vermieden werden, indem man die beiden Paralleldrähte am Empfängerende durch einen Widerstand mit Erde verbindet. Dieser Widerstand sollte annähernd dem Wellenwiderstand der beiden Paralleldrähte für parallellaufende Ströme in den Einzelleitern gleich sein. Dadurch wird die Impedanz der Leitung als Erdverbindung annähernd gleichförmig und annähernd gleich dem Wert des Endwiderstandes. In Fig. 2 ist dieser Endwiderstand mit 74 bezeichnet. Eine derartige Endimpedanz sollte auch dann vorhanden sein, wenn eine unabhängige Erdverbindung für die Benutzung im tieferen Frequenzband vorgesehen ist.
Die Wirkung in den beiden Frequenzbändern kann nun entsprechend den Fig. 3 und 4 zusammengefasst werden ; diese Figuren sind vereinfachte Schaltschemen, die nur die Hauptkreiselemente zeigen.
Die vereinfachten Sehaltschemen der Fig. 3 und 4 sollen die Vorstellung der Wirkung in den beiden Frequenzbändern erleichtern ; obgleich sie keine exakte Darstellung der äquivalenten Kreise für diese beiden Bänder sind, bilden sie doch eine ziemlich enge Annäherung bei den extremen Frequenzen j und/. Die Schaltsehemen der Fig. 3 und 4 sind auf der Annahme basiert, dass die Reaktanzen der Induktivitäten des Niederbandfilters so hoch und die Reaktanzen seiner Kapazitäten für das höhere Frequenzband so niedrig sind, dass ihre Wirkung vernachlässigt werden kann ; entsprechend wird angenommen, dass die Reaktanzen der Kapazitäten des Hochbandfilters für die Frequenzen des tieferen Bandes so hoch und die Reaktanzen der Induktivitäten so niedrig sind, dass ihre Wirkung vernachlässigt werden kann.
In Fig. 3 wirkt die Antenne 10 a-M b wie eine symmetrische Doppelantenne, und der Hochbandfilter 11 a überträgt die ausgeglichenen Antennenströme auf die symmetrische Leitung 12 a-12 b als ausgeglichene oder zirkulierende Ströme und passt gleichzeitig annähernd die Impedanz der Dipolantenne an die der Leitung innerhalb des höheren Frequenzbandes s-/ an. Die zirkulierenden Ströme in der Leitung 12 a-12 b erzeugen, infolge der Kopplung durch den Hochbandfilter 13 a unausgeglichene Ströme in dem Eingangskreis 15 des Empfängers 14. Während der Benutzung im
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genommen werden, durch die beiden parallelen Leiter, die Spulen 66 a und 66 b und durch den Endwiderstand 74 zur Erde abgeleitet.
Diese störenden Ströme heben sich auf diese Weise auf und haben auf den Eingangskreis 15 der Einrichtung 14 keine Wirkung.
Wenn im tieferen Frequenzband gearbeitet wird, wie es in Fig. 4 dargestellt ist, überträgt der Niederbandfilter 11 b die unausgeglichenen Ströme der wie eine einfache Antenne wirkenden
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bandfilter 13 b überträgt in ähnlicher Weise zirkulierende Ströme der Leitung 12 a-12 b auf den unausgeglichenen Eingangskreis 15 der Einrichtung 14. In diesem Band kann die Leitung 12 auch als Erdleitung für die einfache Antenne dienen ; die Verbindung wird an den gemeinsamen Enden der Spulen 52 a und 52 b hergestellt, so dass die Erdströme parallel durch die Leiter 12 a, 12 b, die Kondensatoren 70 a, 70 b und den Endwiderstand 74 zur Erde fliessen. Auf diese Weise haben die Erdströme auf den Eingangskreis 15 der Einrichtung 14 keine Wirkung.
Gleichzeitig erzeugt der Widerstand 74 eine passende Endimpedanz, die im wesentlichen dem Wellenwiderstand der beiden Einzelleiter parallel zur Erde gleich ist, vermindert auf diese Weise die Änderungen der Leitungsimpedanz zur Erde in Serie mit dem Antennenkreis und sichert eine optimale Wirkung innerhalb des tieferen Frequenzbandes.
Wenn auch die oben beschriebene Einrichtung innerhalb eines weiten Frequenzbereiches benutzt werden kann, seien doch als Beispiel die Kreiskonstanten einer speziellen Ausführungsform der Erfindung angegeben. Die folgenden Werte wurden so genau wie möglich eingehalten und berücksichtigen Effekte wie Eigenkapazität oder Induktivität anderer in der Schaltung vorhandener Kreiselemente :
System : A= 0-55 MHz /, = 1-8 MHz /s= 6 AfHz
14 = 18 MHz
Antenne (Fig.
I) :
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w= 2m Höhe = 10 m
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Antennenleitung :
RD = 500 9 Ré = 1080 9
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Transformator 50, 29 a, 29 b : Kopplungskoeffizient = 89#3% Übertragungsleitung (Fig. 1) : a= 5cm b = l) M (angenähert)
Länge = 40 m Kennwiderstand maximal = 500 9 Filter zwischen der Leitung und dem Empfänger :
Frequenzband = 0. 5-20 MHz
Eingangsimpedanz (15) = 400 9
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Transformator 66 a, 66 b, 68 : Kopplungskoeffizient = 84% * Die Kapazität 69 war physikalisch ein Teil der Streukapazität zwischen der Spule 68 und der benachbarten Abschirmung.
Transformator 71, 73 : Kopplungskoeffizienz = 84%.
Wenn auch eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung beschrieben wurde, so ist doch ohne weiteres klar, dass versehiedene Veränderungen möglich sind, ohne dass man sich vom Geiste der Erfindung entfernen muss.
PATENT-ANSPRÜCHE :
1. Einrichtung zur Aufnahme von Hochfrequenzsignalen innerhalb eines breiten Frequenzbereiches, bei welcher eine Antenne, deren Impedanz sich innerhalb des Frequenzbereiches wesentlich ändert, innerhalb eines Teiles dieses Bereiches als Dipol und innerhalb eines andern Teiles als einfache Antenne wirkt und durch jedem Bereich spezifisch zugeordnete Kopplungsmittel mit einer Übertragungsleitung verbunden ist, die ihrerseits die Empfangsschwingungen über weitere Kopplungsmittel auf mindestens einen Belastungskreis überträgt, dadurch gekennzeichnet, dass zur Kopplung der Antenne mit der Übertragungsleitung zwei parallel wirkende Bandfilter vorgesehen sind, von welchen der eine für die Übertragung eines tieferen Teiles des Gesamtbandes bemessen und so mit der Antenne verbunden ist, dass diese als einfache Antenne wirkt,
während der andere Bandfilter für den höheren Teil des Gesamtbandes bemessen und so mit der Antenne verbunden ist, dass diese als Dipolantenne wirkt, wobei die mit der Antenne verbundenen Eingangsteile der Bandfilter so an die Antenne angepasst sind, dass der geometrische Mittelwert ihres Kennwiderstandes innerhalb des zugehörigen Bandes zum mindesten angenähert gleich dem geometrischen Mittelwert der Impedanz der mit jedem einzelnen Filter zusammenarbeitenden Antenne (Dipol-bzw. einfache Antenne) ist.