[go: up one dir, main page]

WO2025004328A1 - 電力変換装置および冷凍サイクル適用機器 - Google Patents

電力変換装置および冷凍サイクル適用機器 Download PDF

Info

Publication number
WO2025004328A1
WO2025004328A1 PCT/JP2023/024383 JP2023024383W WO2025004328A1 WO 2025004328 A1 WO2025004328 A1 WO 2025004328A1 JP 2023024383 W JP2023024383 W JP 2023024383W WO 2025004328 A1 WO2025004328 A1 WO 2025004328A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
current
command value
voltage command
unit
conversion device
Prior art date
Application number
PCT/JP2023/024383
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
裕次 ▲高▼山
浩一 有澤
士忠 小倉
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 三菱電機株式会社 filed Critical 三菱電機株式会社
Priority to PCT/JP2023/024383 priority Critical patent/WO2025004328A1/ja
Publication of WO2025004328A1 publication Critical patent/WO2025004328A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • This disclosure relates to a power conversion device that converts AC power to DC power and a refrigeration cycle application device.
  • the control unit performs PWM (Pulse Width Modulation) control to control the current of the semiconductor element that performs switching in the converter.
  • the semiconductor elements equipped in the converter are generally two semiconductor elements connected in series. In order to prevent a short circuit between the two semiconductor elements connected in series, the control unit sets a dead time during which both semiconductor elements are turned off for the voltage applied to the gates of the semiconductor elements.
  • Patent Document 1 discloses a technology that compensates for the dead time and reduces the power supply current harmonics.
  • the present disclosure has been made in consideration of the above, and aims to obtain a power conversion device that can reduce power supply current harmonics caused by dead time.
  • the power conversion device includes a power supply unit that converts AC power to DC power using a semiconductor element, a smoothing unit that smoothes the DC power, a current/voltage detection unit that detects the current and voltage that indicate the operating state of the power supply unit and the smoothing unit, and a control unit that generates a gate voltage command value that controls the operation of the semiconductor element using the detection values of the current and voltage detected by the current/voltage detection unit, and the control unit includes a high power factor control unit that uses the detection value to generate a modulated wave based on the output voltage command value and generates a gate voltage command value based on the result of comparing the modulated wave with a carrier signal, and an output voltage command value correction unit that generates a correction term using the detection value and parameters used when generating the modulated wave, and corrects the modulated wave using the correction term.
  • the power conversion device disclosed herein has the effect of reducing power supply current harmonics caused by dead time.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a power conversion device according to a first embodiment
  • FIG. 1 is a first diagram showing a configuration example of a high power factor control unit included in a power conversion device according to a first embodiment
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of a dead time set in a semiconductor element included in a power conversion device according to a first embodiment
  • FIG. 13 is a diagram showing an example of power supply current harmonics due to the influence of dead time when appropriate control is not performed in a power conversion device as a comparative example.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration example of an output voltage command value correction unit in a control unit included in the power conversion device according to the first embodiment;
  • FIG. 1 is a first diagram showing a configuration example of a high power factor control unit included in a power conversion device according to a first embodiment
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of a dead time set in a semiconductor element included in a power conversion device according to a first embodiment
  • FIG. 13 is a diagram showing the relationship between ⁇ calculated by a correction timing generating unit of a control unit included in the power conversion device according to the first embodiment and an R-phase voltage of a three-phase AC voltage or an output voltage command value.
  • FIG. 1 is a diagram showing a calculation table and conditions used by a variable k calculator in an output voltage command value correction calculation unit of a control unit provided in a power conversion device according to a first embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of a calculation table 1 used by a variable k calculator in an output voltage command value correction calculation unit of a control unit included in a power conversion device according to a first embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of a calculation table 1 used by a variable k calculator in an output voltage command value correction calculation unit of a control unit included in a power conversion device according to a first embodiment.
  • FIG. 13 is a diagram showing a simulation analysis result of an effect obtained by introducing a correction term into the power conversion device according to the first embodiment using calculation table 1.
  • FIG. 13 is a diagram showing an example of a calculation table 2 used by a variable k calculator in an output voltage command value correction calculation unit of a control unit included in a power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 13 is a diagram showing an example of a calculation table 3 used by a variable k calculator in an output voltage command value correction calculation unit of a control unit included in a power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 13 is a diagram showing a simulation analysis result of an effect obtained by introducing a correction term into the power conversion device according to the first embodiment using the calculation table 3.
  • FIG. 13 is a diagram showing an example of a calculation table 4 used by a variable k calculator in an output voltage command value correction calculation unit of a control unit included in a power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a second diagram showing a configuration example of a high power factor control unit among the control units included in the power conversion device according to the first embodiment;
  • FIG. 13 is a diagram showing a simulation analysis result of an effect obtained by introducing a correction term into the power conversion device according to the first embodiment using the calculation table 4.
  • 1 is a flowchart showing the operation of a power conversion device according to a first embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of a hardware configuration for implementing a control unit included in a power conversion device according to a first embodiment;
  • FIG. 13 is a diagram showing a configuration example of a refrigeration cycle application device according to a second embodiment;
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a power conversion device 1 according to a first embodiment.
  • the power conversion device 1 shown in FIG. 1 shows a three-phase PWM converter as an example, but the configuration of the power conversion device 1 is not limited to the example shown in FIG. 1. In the following, a specific description will be given using the power conversion device 1 shown in FIG. 1 as an example.
  • the power conversion device 1 includes a power supply unit 100, a smoothing unit 200, a load unit 300, a current/voltage detection unit 400, and a control unit 800.
  • the power supply unit 100 includes an AC power supply 110, a reactor 120, and a semiconductor module 130.
  • the control unit 800 includes a high power factor control unit 500 and an output voltage command value correction unit 700.
  • the AC power source 110 supplies AC power to the semiconductor module 130 via the reactor 120.
  • the AC power source 110 is, for example, a commercial power source.
  • the AC power source 110 may be external to the power conversion device 1.
  • the power conversion device 1 may be configured to be connected to the AC power source 110.
  • the reactor 120 is disposed between the AC power source 110 and the semiconductor module 130.
  • the position of the reactor 120 may vary depending on the configuration of the power conversion device 1, etc.
  • the semiconductor module 130 is composed of multiple semiconductor elements 131-136, and converts AC power into DC power using the semiconductor elements 131-136.
  • the semiconductor module 130 may be implemented with discrete components.
  • the semiconductor elements 131-136 are, for example, IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) and MOSFETs (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistors).
  • the semiconductor elements 131-136 are switching elements that are turned on and off according to a gate voltage command value 600 generated by a high power factor control unit 500 of the control unit 800, as described below.
  • the gate voltage command value 600 for semiconductor element 131 is gate voltage command value G1
  • the gate voltage command value for semiconductor element 132 is gate voltage command value G2
  • the gate voltage command value for semiconductor element 133 is gate voltage command value G3
  • the gate voltage command value for semiconductor element 134 is gate voltage command value G4
  • the gate voltage command value for semiconductor element 135 is gate voltage command value G5, and the gate voltage command value G6 for semiconductor element 136.
  • the smoothing section 200 is composed of smoothing elements such as an electrolytic capacitor 210, and smoothes the DC power converted by the semiconductor module 130.
  • the load section 300 is connected after the smoothing section 200, and is assumed to be a constant current load or the like.
  • the load section 300 is composed of a motor load, an inverter that drives the motor load, and the like.
  • the voltage supplied to the load section 300 can be made to be an almost constant DC voltage by setting the capacity of the electrolytic capacitor 210 of the smoothing section 200 to a relatively large capacity.
  • the motor load may be external to the power conversion device 1. In other words, the power conversion device 1 may be configured to be connected to the motor load.
  • the current/voltage detection unit 400 detects the current and voltage indicating the operating state of the power supply unit 100 and the smoothing unit 200. Specifically, the current/voltage detection unit 400 senses the current and voltage of each part of the main circuit using voltage sensors 410 to 412 and current sensors 420 to 422. In the example of FIG.
  • the current/voltage detection unit 400 detects the R-phase voltage VR of the three-phase AC voltage using the voltage sensor 410, detects the T-phase voltage VT of the three-phase AC voltage using the voltage sensor 411, detects the DC bus voltage Vdc using the voltage sensor 412, detects the R-phase current IR of the three-phase AC current using the current sensor 420, detects the T-phase current IT of the three-phase AC current using the current sensor 421, and detects the DC bus current Idc using the current sensor 422.
  • the current/voltage detection unit 400 may detect the current and voltage indicating the operating state of the inverter, motor load, etc. included in the load unit 300.
  • the control unit 800 uses the current and voltage detection values detected by the current/voltage detection unit 400 to generate a gate voltage command value 600 that controls the operation of the semiconductor elements 131-136.
  • FIG. 2 is a first diagram showing a configuration example of the high power factor control unit 500 of the control unit 800 provided in the power conversion device 1 according to the first embodiment.
  • the high power factor control unit 500 includes a three-phase AC current and voltage calculator 510, a three-phase dq converter 520, a phase locked loop (PLL) circuit 530, a current controller 540, a voltage controller 550, a dq-three-phase converter 560, a modulated wave generator 570, and a gate voltage command value generator 580.
  • PLL phase locked loop
  • the three-phase AC current and voltage calculator 510 uses the R-phase current IR and T-phase current IT of the three-phase AC current detected by the current and voltage detection unit 400, and the R-phase voltage VR and T-phase voltage VT of the three-phase AC voltage detected by the current and voltage detection unit 400, to calculate the S-phase current IS of the three-phase AC current and the S-phase voltage VS of the three-phase AC voltage that are not detected by the current and voltage detection unit 400 based on Kirchhoff's law.
  • the three-phase-dq converter 520 converts the R-phase current IR, S-phase current IS, and T-phase current IT of the three-phase AC current into a d-axis current Id and a q-axis current Iq , and converts the R-phase voltage VR, S-phase voltage VS, and T-phase voltage VT of the three-phase AC voltage into a d-axis voltage Vd and a q-axis voltage Vq , using a phase angle ⁇ 1 calculated by a phase locked loop PLL 530 (described later).
  • the phase-locked loop PLL530 calculates the phase angle ⁇ 1 that the three-phase-dq converter 520 uses for the three-phase-dq conversion based on the R-phase voltage VR and the T-phase voltage VT of the three-phase AC voltage.
  • the phase-locked loop PLL530 also adds the control calculation period delay ⁇ to the phase angle ⁇ 1 to calculate the phase angle ⁇ 2 that the dq-three-phase converter 560 uses for the dq-three-phase conversion.
  • the current controller 540 controls the d-axis current Id to follow the d-axis current command value Idref , and controls the q-axis current Iq to follow the q-axis current command value Iqref .
  • the current controller 540 generates a d-axis voltage command value Vdref using a proportional integral (PI) controller or the like so that the difference between the d-axis current command value Idref and the d-axis current Id becomes zero.
  • the current controller 540 also generates a q-axis voltage command value Vqref using a PI controller or the like so that the difference between the q-axis current command value Iqref and the q-axis current Iq becomes zero .
  • the voltage controller 550 controls the DC bus voltage Vdc so that it follows the DC bus voltage command value Vdcref . Specifically, the voltage controller 550 generates a q-axis current command value Iqref using a PI controller so that the difference between the DC bus voltage command value Vdcref and the DC bus voltage Vdc becomes zero.
  • the dq-three-phase converter 560 converts the d-axis current command value I dref and the q-axis current command value I qref into three-phase AC output current command values I rref , I sref , and I tref , and converts the d-axis voltage command value V dref and the q-axis voltage command value V qref into three-phase AC output voltage command values V rref , V sref , and V tref , using the phase angle ⁇ 2 calculated by the phase locked loop PLL 530.
  • a modulated wave generator 570 calculates standardized output current command values A rref , A sref , and A tref by dividing the three-phase AC output voltage command values V rref , V sref , and V tref by V dc /2, and generates a modulated wave by adding a value m of an intermediate voltage, a zero-phase voltage, etc. calculated by an m-value calculator 571 to improve the voltage utilization rate.
  • the parameter value m is set to a value that satisfies formulas (1) to (3), or formula (4).
  • maxmin1 is 1 or 0, and maxmin2 is 1 or 0.
  • max is the maximum value among the output current command values A rref , A sref , and A tref
  • min is the minimum value among the output current command values A rref , A sref , and A tref .
  • the modulated wave generator 570 further adds the correction term ⁇ generated by the output voltage command value correction unit 700 to the generated modulated wave and outputs the result to the gate voltage command value generator 580.
  • the modulated wave output from the modulated wave generator 570 to the gate voltage command value generator 580 includes the correction term ⁇ .
  • the correction term ⁇ is expressed as in equation (5).
  • k is a defined real variable
  • fsw is the switching frequency of the semiconductor elements 131 to 136 of the semiconductor module 130 included in the power conversion device 1
  • Td is the dead time.
  • the correction term ⁇ includes the variable k.
  • the gate voltage command value generator 580 includes a carrier comparator 581 and a dead time generator 582.
  • the carrier comparator 581 compares the modulated wave generated by the modulated wave generator 570 with a carrier signal, for example a triangular wave carrier, that is repeated at a specified switching frequency fsw , and generates and outputs a gate voltage command value 600 to be applied to the semiconductor elements 131 to 136.
  • the dead time generator 582 sets a dead time Td in the gate voltage command value 600.
  • the high power factor control unit 500 sets a dead time Td as shown in FIG. 3 for a gate voltage command value 600 applied to the gates of the semiconductor elements 131 and 132.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of the dead time Td set in the semiconductor elements 131 and 132 included in the power conversion device 1 according to the first embodiment. Note that the same applies to the combination of the semiconductor elements 133 and 134 and the combination of the semiconductor elements 135 and 136, so the semiconductor elements 131 and 132 will be used as an example for the description .
  • Fig. 4 is a diagram showing an example of power supply current harmonics due to the influence of the dead time Td when appropriate control is not performed in the power conversion device 1 as a comparative example.
  • the current waveform is distorted compared to when there is no dead time Td , leading to an increase in the power supply current harmonics.
  • the power conversion device 1 uses the output voltage command value correction unit 700 of the control unit 800 to improve the current distortion based on the output voltage error caused by the dead time Td provided to prevent short circuits of the semiconductor elements 131 to 136, that is, the power supply current harmonics.
  • the control unit 800 uses the correction term ⁇ generated by the output voltage command value correction unit 700 to correct the gate voltage command value 600, thereby suppressing the output voltage error and reducing the power supply current harmonics.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of the configuration of the output voltage command value correction unit 700 of the control unit 800 provided in the power conversion device 1 according to the first embodiment.
  • the output voltage command value correction unit 700 includes a case-by-case calculation unit 710 and an output voltage command value correction calculation unit 720.
  • the case-by-case calculation unit 710 includes a load power calculation unit 711, a current information calculation unit 712, a correction timing generation unit 713, and a modulation method estimation unit 714.
  • the output voltage command value correction unit 700 generates a correction term ⁇ by performing a preset calculation in the output voltage command value correction calculation unit 720 based on the information obtained by the case-by-case calculation unit 710, and outputs the correction term ⁇ to the modulation wave generator 570 of the high power factor control unit 500.
  • the load power calculation unit 711 calculates the load power Pdc by multiplying the DC bus voltage Vdc and the DC bus current Idc detected by the current/voltage detection unit 400.
  • the load power calculation unit 711 also calculates the maximum output power Pdc1 of the power conversion device 1 from the change in the load power Pdc in a specified period using the load power Pdc .
  • the load power calculation unit 711 determines in which of four ranges the load power Pdc exists: (a) a range of 0 or more and less than Pdc1 x (1/4), (b) a range of Pdc1 x (1/4) or more and less than Pdc1 x (1/2), (c) a range of Pdc1 x (1/2) or more and less than Pdc1 x (3/4), or (d) a range of Pdc1 x (3/4) or more and less than Pdc1 .
  • the load power calculation unit 711 divides the maximum output power Pdc1 of the power conversion device 1 by 4 to divide the power band into four ranges for the case of the load power Pdc , determines which power band the current load power Pdc corresponds to, generates load information including the determination result, and outputs it to the output voltage command value correction calculation unit 720.
  • the load information indicates the state of the current load power Pdc of the power conversion device 1.
  • the output voltage command value correction calculation unit 720 can improve the correction effect of the output voltage command values Vrref , Vsref , and Vtref by selecting an appropriate calculation formula for the variable k of the correction term ⁇ using the load information acquired from the load power calculation unit 711.
  • the range into which the load power Pdc is present is determined by dividing the maximum output power Pdc1 of the power conversion device 1 into four equal parts, but the present invention is not limited to this.
  • the range into which the load power Pdc is present may be determined by dividing the maximum output power Pdc1 of the power conversion device 1 into three equal parts, dividing the maximum output power Pdc1 of the power conversion device 1 into five equal parts, or the like.
  • each range may not be divided equally but may have a different size.
  • the load power calculation unit 711 divides the region based on the maximum output power Pdc1 into specified ranges to generate load information indicating the range into which the load power Pdc is present.
  • the current information calculation unit 712 calculates the effective value I rms of the R-phase current IR and the maximum phase current effective value I rms1 of the power conversion device 1 from the R-phase current IR, which is the power supply current detected by the current/voltage detection unit 400.
  • the current information calculation unit 712 determines in which of a total of four ranges the effective value I rms exists: (A) a range of 0 or more and less than I rms1 ⁇ (1/4), (B) a range of I rms1 ⁇ (1/4) or more and less than I rms1 ⁇ (1/2), (C) a range of I rms1 ⁇ (1/2) or more and less than I rms1 ⁇ (3/4), or (D) a range of I rms1 ⁇ (3/4) or more and less than I rms1 .
  • the current information calculation unit 712 calculates a current distortion factor THD (Total Harmonic Distortion) [%] based on the effective value I rms of the R-phase current IR, and judges whether it is larger or smaller than a prescribed threshold value. In this way, for the case distinction of the effective value I rms , the current information calculation unit 712 divides the maximum phase current effective value I rms1 of the power conversion device 1 by 4 to divide the current band into four ranges, judges which current band the current effective value I rms corresponds to, generates input current information including the judgment result and information on the magnitude relationship indicating whether the current distortion factor THD is larger or smaller than the threshold value, and outputs it to the output voltage command value correction calculation unit 720.
  • THD Total Harmonic Distortion
  • the input current information indicates the state of the effective value of the current current of the power conversion device 1.
  • the output voltage command value correction calculation unit 720 can improve the correction effect of the output voltage command values V rref , V sref , and V tref by selecting an appropriate calculation formula for the variable k of the correction term ⁇ using the input current information acquired from the current information calculation unit 712.
  • the range in which the effective value I rms exists is determined by dividing the maximum phase current effective value I rms1 of the power conversion device 1 into four equal parts, but the present invention is not limited to this.
  • the range in which the effective value I rms exists may be determined by dividing the maximum phase current effective value I rms1 of the power conversion device 1 into three equal parts, or by dividing the maximum phase current effective value I rms1 of the power conversion device 1 into five equal parts, or each range may have a different size instead of being divided equally.
  • the current information calculation unit 712 divides the region based on the maximum phase current effective value I rms1 into specified ranges to generate input current information indicating the range in which the effective value I rms exists.
  • the correction timing generation unit 713 calculates VR/ Vdcref or Vrref / Vdcref as ⁇ using the DC bus voltage command value Vdcref and the R-phase voltage VR of the three-phase AC voltage or the output voltage command value Vrref .
  • the correction timing generation unit 713 determines in which of the four ranges ⁇ exists, (i) a range of 0 or more and less than ⁇ 1 , (ii) a range of ⁇ 1 or more, (iii) a range of - ⁇ 1 or more and less than 0 , and (iv) a range of less than - ⁇ 1 , where ⁇ 1 is a specified positive value with an absolute value less than 1.
  • the correction timing generation unit 713 determines in which range ⁇ exists, generates correction timing information including the determination result, and outputs it to the output voltage command value correction calculation unit 720. That is, the correction timing generation unit 713 generates correction timing information indicating in which range of the region divided into the specified range the ratio of the R-phase voltage VR of the three-phase AC voltage, which is the voltage to the DC bus voltage command value Vdcref , or the output voltage command value Vrref exists.
  • the correction timing information is based on the ratio of the R-phase voltage VR of the three-phase AC voltage, which is the voltage to the DC bus voltage command value Vdcref , or the output voltage command value Vrref .
  • the output voltage command value correction calculation unit 720 can improve the correction effect of the output voltage command values Vrref , Vsref , and Vtref by selecting an appropriate calculation formula for the variable k of the correction term ⁇ using the correction timing information acquired from the correction timing generation unit 713. Since ⁇ 1 is appropriately set in the correction timing generation unit 713, the output voltage command value correction calculation unit 720 can select an appropriate calculation formula for the variable k at the timing when the distortion of the output voltage command values Vrref , Vsref , and Vtref becomes large.
  • Fig. 6 is a diagram showing the relationship between ⁇ calculated by the correction timing generating unit 713 of the control unit 800 included in the power conversion device 1 according to the first embodiment and the R-phase voltage VR of the three-phase AC voltage or the output voltage command value Vrref .
  • the upper diagram shows the DC bus voltage command value Vdcref and the R-phase voltage VR of the three-phase AC voltage or the output voltage command value Vrref
  • the lower diagram shows ⁇ calculated from VR/ Vdcref as an example.
  • the horizontal axis in both the upper and lower diagrams of Fig. 6 indicates time.
  • the relationship between ⁇ , ⁇ 1 , and the ranges (i) to (iv) described above is as shown in the lower diagram of Fig. 6.
  • the modulation scheme estimation unit 714 determines whether the value m, which is a parameter added to the output current command values A rref , A sref , and A tref in the modulated wave generator 570 of the high power factor control unit 500, is calculated from equations (1) to (3) or from equation (4), and estimates the modulation scheme of the power conversion device 1.
  • the modulation scheme estimation unit 714 estimates that the modulation scheme of the power conversion device 1 is three-phase modulation
  • the modulation scheme estimation unit 714 estimates that the modulation scheme of the power conversion device 1 is two-phase modulation.
  • the modulation scheme estimation unit 714 estimates the modulation scheme of the power conversion device 1, generates modulation scheme information including the estimated result, and outputs it to the output voltage command value correction calculation unit 720. Since the magnitude of the output voltage error and the value of ⁇ at which the output voltage error becomes noticeable vary depending on the modulation method, the output voltage command value correction calculation unit 720 can improve the correction effect of the output voltage command values Vrref , Vsref , and Vtref by selecting an appropriate calculation formula for the variable k of the correction term ⁇ according to the modulation method using the modulation method information obtained from the modulation method estimation unit 714.
  • the output voltage command value correction calculation unit 720 selects an appropriate formula for calculating the variable k and calculates the correction term ⁇ using the load information acquired from the load power calculation unit 711, the input current information acquired from the current information calculation unit 712, the correction timing information acquired from the correction timing generation unit 713, and the modulation method information acquired from the modulation method estimation unit 714.
  • the variable k of the correction term ⁇ changes depending on the load information, the input current information, the correction timing information, and the modulation method information.
  • the variable k calculator 721 selects a calculation table to be used and calculates the variable k based on the current distortion factor THD included in the input current information acquired from the current information calculation unit 712 and the modulation method of the power conversion device 1 indicated by the modulation method information acquired from the modulation method estimation unit 714, as shown in FIG. 7.
  • FIG. 7 is a diagram showing calculation tables and conditions used by the variable k calculator 721 in the output voltage command value correction calculation unit 720 of the control unit 800 included in the power conversion device 1 according to the first embodiment.
  • the variable k calculator 721 calculates the variable k using calculation table 1.
  • the variable k calculator 721 calculates the variable k using calculation table 2.
  • variable k calculator 721 calculates the variable k using calculation table 3.
  • the variable k calculator 721 calculates the variable k using calculation table 4. In the following, the calculation method using each calculation table will be specifically described.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of the calculation table 1 used by the variable k calculator 721 in the output voltage command value correction calculation unit 720 of the control unit 800 included in the power conversion device 1 according to the first embodiment.
  • FIG. 8(a) shows the calculation table 1 when the load power Pdc is used for case distinction
  • FIG. 8(b) shows the calculation table 1 when the effective value Irms is used for case distinction.
  • the variable k calculator 721 can calculate the variable k by using either the calculation table 1 in FIG. 8(a) or FIG. 8(b), but here, a case where the calculation table 1 in FIG. 8(a) is used will be described as an example.
  • variable k calculator 721 sets the variable k of the correction term ⁇ to ⁇ 1, 0, or 1, thereby making it possible to improve the distortion of the power supply current and reduce power supply current harmonics.
  • the output voltage command value correction calculation unit 720 multiplies the variable k calculated by the variable k calculator 721 by the switching frequency fsw of the semiconductor elements 131 to 136 of the semiconductor module 130 included in the power conversion device 1, and further multiplies it by the dead time Td to calculate a correction term ⁇ .
  • the output voltage command value correction calculation unit 720 outputs the correction term ⁇ obtained by calculation to the modulated wave generator 570.
  • the modulated wave generator 570 adds the correction term ⁇ generated by the output voltage command value correction unit 700 to the modulated wave and outputs the result to the gate voltage command value generator 580.
  • control unit 800 corrects the modulated wave based on the output voltage command values Vrref , Vsref , and Vtref , and the output voltage error is reduced, thereby suppressing distortion of the power supply current and reducing power supply current harmonics.
  • variable k calculator 721 can perform a similar calculation by using the range (A) to (D) based on the input current information obtained from the current information calculator 712 instead of the range (a) to (d) based on the load information obtained from the load power calculator 711.
  • FIG. 9 is a diagram showing the results of simulation analysis of the effect obtained by introducing the correction term ⁇ using the calculation table 1 in the power conversion device 1 according to the first embodiment.
  • FIG. 9(a) shows the state of the R-phase current IR when the output voltage command value correction calculation unit 720 is not present as a comparative example
  • FIG. 9(b) shows the state of the R-phase current IR when the output voltage command value correction calculation unit 720 is present.
  • FIG. 9 it can be confirmed that the distortion near the current peak of the power supply current waveform has been improved.
  • the power conversion device 1 can appropriately correct the modulation waves based on the output voltage command values Vrref , Vsref , and Vtref under various conditions, such as when the load condition changes and when a disturbance is present in the detected current or voltage, in addition to ideal conditions, and therefore can improve the power supply current harmonics.
  • the power conversion device 1 may be configured such that the AC power supply 110 is replaced with a motor load.
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of the calculation table 2 used by the variable k calculator 721 in the output voltage command value correction calculation unit 720 of the control unit 800 included in the power conversion device 1 according to the first embodiment.
  • FIG. 10(a) shows the calculation table 2 when the load power Pdc is used for case distinction
  • FIG. 10(b) shows the calculation table 2 when the effective value Irms is used for case distinction.
  • the variable k calculator 721 can calculate the variable k by using either the calculation table 2 of FIG. 10(a) or FIG. 10(b), but here, a case where the calculation table 2 of FIG. 10(a) is used will be described as an example.
  • variable k calculator 721 sets the variable k of the correction term ⁇ to ⁇ 1, 0, or 1, thereby improving the distortion of the power supply current and reducing power supply current harmonics.
  • the output voltage command value correction calculation unit 720 multiplies the variable k calculated by the variable k calculator 721 by the switching frequency fsw of the semiconductor elements 131 to 136 of the semiconductor module 130 included in the power conversion device 1, and further multiplies it by the dead time Td to calculate a correction term ⁇ .
  • the output voltage command value correction calculation unit 720 outputs the correction term ⁇ obtained by calculation to the modulated wave generator 570.
  • the modulated wave generator 570 adds the correction term ⁇ generated by the output voltage command value correction unit 700 to the modulated wave and outputs the result to the gate voltage command value generator 580.
  • control unit 800 corrects the modulated wave based on the output voltage command values Vrref , Vsref , and Vtref , and the output voltage error is reduced, thereby suppressing distortion of the power supply current and reducing power supply current harmonics.
  • variable k calculator 721 can perform a similar calculation by using the range (A) to (D) based on the input current information obtained from the current information calculator 712 instead of the range (a) to (d) based on the load information obtained from the load power calculator 711.
  • the power conversion device 1 can appropriately correct the modulation waves based on the output voltage command values Vrref , Vsref , and Vtref under various conditions, such as when the load condition changes and when a disturbance is present in the detected current or voltage, in addition to ideal conditions, and therefore can improve the power supply current harmonics.
  • the power conversion device 1 may be configured such that the AC power supply 110 is replaced with a motor load.
  • FIG. 11 is a diagram showing an example of the calculation table 3 used by the variable k calculator 721 in the output voltage command value correction calculation unit 720 of the control unit 800 included in the power conversion device 1 according to the first embodiment.
  • FIG. 11(a) shows the calculation table 3 when the load power Pdc is used for case distinction
  • FIG. 11(b) shows the calculation table 3 when the effective value Irms is used for case distinction.
  • the variable k calculator 721 can calculate the variable k by using either the calculation table 3 in FIG. 11(a) or FIG. 11(b), but here, a case where the calculation table 3 in FIG. 11(a) is used will be described as an example.
  • the variable k calculator 721 sets the variable k to 1 when ⁇ is (i) in the range of 0 or more and less than ⁇ 1 , sets the variable k to 0 when ⁇ is (ii) in the range of ⁇ 1 or more or (iv) in the range less than - ⁇ 1 , and sets the variable k to -1 when ⁇ is (iii) in the range of - ⁇ 1 or more and less than 0 .
  • a variable k calculator 721 sets the variable k of the correction term ⁇ to ⁇ 1, 0, 1, k 1, or k 2, thereby making it possible to improve the distortion of the power supply current and reduce power supply current harmonics.
  • the output voltage command value correction calculation unit 720 multiplies the variable k calculated by the variable k calculator 721 by the switching frequency fsw of the semiconductor elements 131 to 136 of the semiconductor module 130 included in the power conversion device 1, and further multiplies it by the dead time Td to calculate a correction term ⁇ .
  • the output voltage command value correction calculation unit 720 outputs the correction term ⁇ obtained by calculation to the modulated wave generator 570.
  • the modulated wave generator 570 adds the correction term ⁇ generated by the output voltage command value correction unit 700 to the modulated wave and outputs the result to the gate voltage command value generator 580.
  • control unit 800 corrects the modulated wave based on the output voltage command values Vrref , Vsref , and Vtref , and the output voltage error is reduced, thereby suppressing distortion of the power supply current and reducing power supply current harmonics.
  • variable k calculator 721 can perform a similar calculation by using the range (A) to (D) based on the input current information obtained from the current information calculator 712 instead of the range (a) to (d) based on the load information obtained from the load power calculator 711.
  • FIG. 12 is a diagram showing the simulation analysis result of the effect obtained by introducing the correction term ⁇ into the power conversion device 1 according to the first embodiment using the calculation table 3.
  • FIG. 12(a) shows the distribution of the harmonic current in the case where there is no output voltage command value correction calculation unit 720 as a comparative example
  • FIG. 12(b) shows the distribution of the harmonic current in the case where there is an output voltage command value correction calculation unit 720. Note that FIG.
  • the power conversion device 1 can appropriately correct the modulation waves based on the output voltage command values Vrref , Vsref , and Vtref under various conditions, such as when the load condition changes and when a disturbance is present in the detected current or voltage, in addition to ideal conditions, and therefore can improve the power supply current harmonics.
  • the power conversion device 1 may be configured such that the AC power supply 110 is replaced with a motor load.
  • FIG. 13 is a diagram showing an example of the calculation table 4 used by the variable k calculator 721 in the output voltage command value correction calculation unit 720 of the control unit 800 included in the power conversion device 1 according to the first embodiment.
  • FIG. 13(a) shows the calculation table 4 when the load power Pdc is used for case distinction
  • FIG. 13(b) shows the calculation table 4 when the effective value Irms is used for case distinction.
  • the variable k calculator 721 can calculate the variable k by using either the calculation table 4 in FIG. 13(a) or FIG. 13(b), but here, a case where the calculation table 4 in FIG. 13(a) is used will be described as an example.
  • the variable k calculator 721 sets the variable k to 1 when ⁇ is (i) in the range of 0 or more and less than ⁇ 1 , sets the variable k to 0 when ⁇ is (ii) in the range of ⁇ 1 or more or (iv) in the range less than - ⁇ 1 , and sets the variable k to -1 when ⁇ is (iii) in the range of - ⁇ 1 or more and less than 0 .
  • the current controller 540 of the high power factor control unit 500 includes a current deviation superimposition unit 541.
  • FIG. 14 is a second diagram showing a configuration example of the high power factor control unit 500 of the control unit 800 included in the power conversion device 1 according to the first embodiment.
  • the high power factor control unit 500 shown in FIG. 14 has a current deviation superimposition unit 541 added to the current controller 540 compared to the high power factor control unit 500 shown in FIG. 2.
  • the current deviation superimposition unit 541 multiplies the d-axis current deviation I d_diff obtained by subtracting the d-axis current I d from the d-axis current command value I dref by a real number A m defined as shown in equation (8).
  • the current controller 540 adds the value obtained by the multiplication of equation (8) to the d-axis voltage command value V dref and outputs the result to the dq-three-phase converter 560.
  • the current deviation superimposing unit 541 multiplies the q-axis current deviation Iq_diff obtained by subtracting the q-axis current Iq from the q-axis current command value Iqref by a real number Am defined as shown in equation (9).
  • the current controller 540 adds the value obtained by the multiplication in equation (9) to the q-axis voltage command value Vqref, and outputs the result to the dq-three-phase converter 560.
  • the current controller 540 has a configuration in which the path of the current deviation superimposing unit 541 is always established, but the present invention is not limited to this.
  • the current controller 540 may include a switch on the three-phase-dq converter 520 side or the dq-three-phase converter 560 side of the current deviation superimposing unit 541, and control the switch according to a calculation table used in the output voltage command value correction unit 700 to enable or disable the path of the current deviation superimposing unit 541.
  • the current controller 540 controls the aforementioned switch to disable the path of the current deviation superimposing unit 541, so that A m ⁇ I d_diff and A m ⁇ I q_diff are not used.
  • current controller 540 controls the above-mentioned switch to enable the path of current deviation superimposition unit 541 so that A m ⁇ I d — diff and A m ⁇ I q — diff are used.
  • the variable k calculator 721 sets the variable k of the correction term ⁇ to ⁇ 1, 0, 1, real number a, or real number b. Furthermore, the current controller 540 of the high power factor control unit 500 adds A m ⁇ I d _diff to the d-axis voltage command value V dref and adds A m ⁇ I q _diff to the q-axis voltage command value V qref , thereby improving the distortion of the power supply current and reducing power supply current harmonics.
  • the output voltage command value correction calculation unit 720 multiplies the variable k calculated by the variable k calculator 721 by the switching frequency fsw of the semiconductor elements 131 to 136 of the semiconductor module 130 included in the power conversion device 1, and further multiplies it by the dead time Td to calculate a correction term ⁇ .
  • the output voltage command value correction calculation unit 720 outputs the correction term ⁇ obtained by calculation to the modulated wave generator 570.
  • the modulated wave generator 570 adds the correction term ⁇ generated by the output voltage command value correction unit 700 to the modulated wave and outputs the result to the gate voltage command value generator 580.
  • control unit 800 corrects the modulated wave based on the output voltage command values Vrref , Vsref , and Vtref , and the output voltage error is reduced, thereby suppressing distortion of the power supply current and reducing power supply current harmonics.
  • variable k calculator 721 can perform a similar calculation by using the range (A) to (D) based on the input current information obtained from the current information calculator 712 instead of the range (a) to (d) based on the load information obtained from the load power calculator 711.
  • FIG. 15 is a diagram showing the simulation analysis result of the effect obtained by introducing the correction term ⁇ into the power conversion device 1 according to the first embodiment using the calculation table 4.
  • FIG. 15(a) shows the distribution of the harmonic current in the case where there is no output voltage command value correction calculation unit 720 as a comparative example
  • FIG. 15(b) shows the distribution of the harmonic current in the case where there is the output voltage command value correction calculation unit 720.
  • FIG. 15(b) shows the effect obtained by the calculation formula of the variable k when the load power P dc is in the region (c).
  • the harmonic current of the power supply current is reduced overall by improving the distortion near the current peak.
  • the power conversion device 1 can appropriately correct the modulated wave based on the output voltage command values Vrref , Vsref , and Vtref even when the current distortion factor THD of the power supply current is large, so that it is possible to improve the power supply current harmonics.
  • the power conversion device 1 may be configured such that the AC power supply 110 is replaced with a motor load.
  • the output voltage command value correction calculation unit 720 uses the load information, the input current information, the correction timing information, and the modulation method information to select a calculation table used to calculate the variable k, calculates the variable k, and generates the correction term ⁇ by multiplying the variable k by the switching frequency fsw of the semiconductor elements 131-136 and the dead time Td set for the operation of the semiconductor elements 131-136.
  • the output voltage command value correction calculation unit 720 selects a calculation table depending on a combination of whether the current distortion factor THD included in the input current information is less than or equal to a specified threshold value, and whether the modulation method indicated by the modulation method information is three-phase modulation or two-phase modulation.
  • the output voltage command value correction calculation unit 720 selects calculation table 4 corresponding to the combination of the current distortion factor THD being equal to or greater than a threshold value, and the modulation method being two-phase modulation.
  • the high power factor control unit 500 adds a value obtained by multiplying the d-axis current deviation Id_diff by a real number Am , which is a coefficient defined by the d-axis voltage command value Vdref of the current control system, and adds a value obtained by multiplying the q-axis current deviation Iq_diff by a real number Am , which is a coefficient defined by the q-axis voltage command value Vqref of the current control system, to generate output voltage command values Vrref , Vsref , and Vtref .
  • FIG. 16 is a flowchart showing the operation of the power conversion device 1 according to the first embodiment.
  • the current/voltage detection unit 400 detects the current and voltage indicating the operating state of the power supply unit 100 and the smoothing unit 200 (step S1).
  • the high power factor control unit 500 generates output voltage command values Vrref , Vsref , and Vtref using the detection values of the current and voltage detected by the current/voltage detection unit 400 (step S2).
  • the high power factor control unit 500 generates a modulated wave based on the output voltage command values Vrref , Vsref , and Vtref (step S3).
  • the output voltage command value correction unit 700 generates a correction term ⁇ using the detection values of the current and voltage detected by the current/voltage detection unit 400 and a value m, which is a parameter used by the high power factor control unit 500 when generating a modulated wave (step S4).
  • the high power factor control unit 500 corrects the modulated wave based on the output voltage command values Vrref , Vsref , and Vtref using the correction term ⁇ (step S5).
  • the high power factor control unit 500 compares the modulated wave with a triangular wave carrier, which is a carrier signal, and generates a gate voltage command value 600 to be applied to the semiconductor elements 131 to 136 (step S6).
  • FIG. 17 is a diagram showing an example of a hardware configuration that realizes the control unit 800 included in the power conversion device 1 according to the first embodiment.
  • the control unit 800 is realized by a processor 801 and a memory 802.
  • the processor 801 is a CPU (Central Processing Unit, also known as a central processing unit, processing unit, arithmetic unit, microprocessor, microcomputer, processor, or DSP (Digital Signal Processor)) or a system LSI (Large Scale Integration).
  • Examples of memory 802 include non-volatile or volatile semiconductor memory such as RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), and EEPROM (registered trademark) (Electrically Erasable Programmable Read Only Memory).
  • Memory 802 is not limited to these, and may also be a magnetic disk, optical disk, compact disk, mini disk, or DVD (Digital Versatile Disc).
  • the control unit 800 is provided with a high power factor control unit 500 that generates a modulated wave based on the output voltage command values Vrref , Vsref , and Vtref using the detection value of the current/voltage detection unit 400, and generates a gate voltage command value 600 based on a result of comparing the modulated wave with a triangular wave carrier that is a carrier signal, and an output voltage command value correction unit 700 that generates a correction term ⁇ using the detection value of the current/voltage detection unit 400 and a value m that is a parameter used by the high power factor control unit 500 when generating the modulated wave.
  • the control unit 800 corrects the modulated wave based on the output voltage command values Vrref , Vsref , and Vtref using the correction term ⁇ .
  • the power conversion device 1 can suppress an output voltage error when the dead time Td is set, and can reduce power supply current harmonics caused by the dead time Td .
  • FIG. 18 is a diagram showing a configuration example of a refrigeration cycle-applied device 900 according to a second embodiment.
  • the refrigeration cycle-applied device 900 according to the second embodiment includes the power conversion device 1 described in the first embodiment.
  • the refrigeration cycle-applied device 900 according to the second embodiment can be applied to products including a refrigeration cycle, such as air conditioners, refrigerators, freezers, and heat pump water heaters.
  • a refrigeration cycle such as air conditioners, refrigerators, freezers, and heat pump water heaters.
  • components having the same functions as those in the first embodiment are given the same reference numerals as those in the first embodiment.
  • the load unit 300 included in the power conversion device 1 includes a motor load.
  • the motor 916 which is a motor load, is placed outside the power conversion device 1 due to the configuration in which the motor 916 is included in the compressor 914.
  • the refrigeration cycle application device 900 includes a compressor 914, a four-way valve 902, an indoor heat exchanger 906, an expansion valve 908, and an outdoor heat exchanger 910, which are attached via refrigerant piping 912.
  • a compression mechanism 904 that compresses the refrigerant
  • a motor 916 that operates the compression mechanism 904.
  • the refrigeration cycle device 900 can perform heating or cooling operation by switching the four-way valve 902.
  • the compression mechanism 904 is driven by a variable speed controlled motor 916.
  • the refrigerant is pressurized by the compression mechanism 904 and sent out, passes through the four-way valve 902, the indoor heat exchanger 906, the expansion valve 908, the outdoor heat exchanger 910, and the four-way valve 902, and returns to the compression mechanism 904.
  • the refrigerant is pressurized by the compression mechanism 904 and sent out, passes through the four-way valve 902, the outdoor heat exchanger 910, the expansion valve 908, the indoor heat exchanger 906, and the four-way valve 902, and returns to the compression mechanism 904.
  • the indoor heat exchanger 906 acts as a condenser to release heat, and the outdoor heat exchanger 910 acts as an evaporator to absorb heat.
  • the outdoor heat exchanger 910 acts as a condenser to release heat, and the indoor heat exchanger 906 acts as an evaporator to absorb heat.
  • the expansion valve 908 reduces the pressure of the refrigerant to expand it.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

電力変換装置（１）は、半導体素子（１３１～１３６）を用いて交流電力を直流電力に変換する電源部（１００）と、直流電力を平滑化する平滑部（２００）と、電源部（１００）および平滑部（２００）の動作状態を示す電流および電圧を検出する電流電圧検出部（４００）と、電流電圧検出部（４００）で検出された電流および電圧の検出値を用いて、半導体素子（１３１～１３６）の動作を制御するゲート電圧指令値（６００）を生成する制御部（８００）と、を備え、制御部（８００）は、検出値を用いて出力電圧指令値に基づく変調波を生成し、変調波とキャリア信号とを比較した結果に基づいてゲート電圧指令値（６００）を生成する高力率制御部（５００）と、検出値、および変調波の生成の際に使用されるパラメータを用いて、補正項を生成する出力電圧指令値補正部（７００）と、を備え、補正項を用いて変調波を補正する。

Description

電力変換装置および冷凍サイクル適用機器
　本開示は、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置および冷凍サイクル適用機器に関する。
　従来、交流電力を直流電力に変換するコンバータを備える電力変換装置がある。このような電力変換装置において、制御部は、コンバータでスイッチングを行う半導体素子に対して、電流制御のためにＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を行っている。コンバータが備える半導体素子については、一般的には、２つの半導体素子が直列に接続されている。制御部は、直列に接続された２つの半導体素子の短絡を防止するため、半導体素子のゲートに印加する電圧に対して、２つの半導体素子がともにオフになるデッドタイムを設定している。
　しかしながら、デッドタイムの影響によって、理想的に計算された出力電圧指令値と出力電圧との間に誤差が生じることになる。この結果、コンバータでは、デッドタイムの影響によって電流波形が歪み、電源電流高調波が増加する。このような問題に対して、特許文献１には、デッドタイムを補償して電源電流高調波を低減する技術が開示されている。
国際公開第２０２０／１１７１６９号
　ＰＷＭ制御でのデッドタイム補償については、前述の特許文献１の他にも、特許文献、論文などによって多くの提案がなされている。しかしながら、デッドタイム補償は、多くの場合、固定値を一律に加算するものである。そのため、負荷状況が変化した場合、検出される電流または電圧に外乱が生じている場合など、理想の状況から逸脱した状態では効果が不十分になってしまう、という問題があった。
　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、デッドタイムに起因する電源電流高調波を低減可能な電力変換装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本開示に係る電力変換装置は、半導体素子を用いて交流電力を直流電力に変換する電源部と、直流電力を平滑化する平滑部と、電源部および平滑部の動作状態を示す電流および電圧を検出する電流電圧検出部と、電流電圧検出部で検出された電流および電圧の検出値を用いて、半導体素子の動作を制御するゲート電圧指令値を生成する制御部と、を備え、制御部は、検出値を用いて出力電圧指令値に基づく変調波を生成し、変調波とキャリア信号とを比較した結果に基づいてゲート電圧指令値を生成する高力率制御部と、検出値、および変調波の生成の際に使用されるパラメータを用いて、補正項を生成する出力電圧指令値補正部と、を備え、補正項を用いて変調波を補正する。
　本開示に係る電力変換装置は、デッドタイムに起因する電源電流高調波を低減可能である、という効果を奏する。
実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部のうち高力率制御部の構成例を示す第１の図 実施の形態１に係る電力変換装置が備える半導体素子に設定されるデッドタイムの例を示す図 比較例として電力変換装置で適切な制御が行われなかった場合におけるデッドタイムの影響による電源電流高調波の例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部のうち出力電圧指令値補正部の構成例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部の補正タイミング生成部で計算されるαと三相交流電圧のＲ相電圧または出力電圧指令値との関係を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部の出力電圧指令値補正計算部において変数ｋ計算器が使用する計算テーブルおよび条件を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部の出力電圧指令値補正計算部において変数ｋ計算器が使用する計算テーブル１の例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が計算テーブル１を使用して補正項を導入したことによって得られる効果のシミュレーション解析結果を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部の出力電圧指令値補正計算部において変数ｋ計算器が使用する計算テーブル２の例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部の出力電圧指令値補正計算部において変数ｋ計算器が使用する計算テーブル３の例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が計算テーブル３を使用して補正項を導入したことによって得られる効果のシミュレーション解析結果を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部の出力電圧指令値補正計算部において変数ｋ計算器が使用する計算テーブル４の例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部のうち高力率制御部の構成例を示す第２の図 実施の形態１に係る電力変換装置が計算テーブル４を使用して補正項を導入したことによって得られる効果のシミュレーション解析結果を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置の動作を示すフローチャート 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図 実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器の構成例を示す図
　以下に、本開示の実施の形態に係る電力変換装置および冷凍サイクル適用機器を図面に基づいて詳細に説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る電力変換装置１の構成例を示す図である。図１に示す電力変換装置１は、一例として、三相ＰＷＭコンバータを示しているが、電力変換装置１の構成は図１の例に限定されない。以降では、具体的に、図１に示す電力変換装置１を例にして説明を行う。電力変換装置１は、電源部１００と、平滑部２００と、負荷部３００と、電流電圧検出部４００と、制御部８００と、を備える。電源部１００は、交流電源１１０と、リアクトル１２０と、半導体モジュール１３０と、を備える。制御部８００は、高力率制御部５００と、出力電圧指令値補正部７００と、を備える。
　交流電源１１０は、リアクトル１２０を介して半導体モジュール１３０に交流電力を供給する。交流電源１１０は、例えば、商用電源である。なお、交流電源１１０は、電力変換装置１の外部にあってもよい。すなわち、電力変換装置１が交流電源１１０に接続される構成であってもよい。
　リアクトル１２０は、交流電源１１０と、半導体モジュール１３０との間に配置される。リアクトル１２０の位置については、電力変換装置１の構成の違いなどによって異なることがある。
　半導体モジュール１３０は、複数の半導体素子１３１～１３６で構成され、半導体素子１３１～１３６を用いて交流電力を直流電力に変換する。半導体モジュール１３０は、ディスクリート部品で実装されていてもよい。半導体素子１３１～１３６は、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などである。半導体素子１３１～１３６は、後述するように、制御部８００の高力率制御部５００で生成されるゲート電圧指令値６００に従ってオンオフを行うスイッチング素子である。ゲート電圧指令値６００は、例えば、半導体素子１３１に対するものをゲート電圧指令値Ｇ１とし、半導体素子１３２に対するものをゲート電圧指令値Ｇ２とし、半導体素子１３３に対するものをゲート電圧指令値Ｇ３とし、半導体素子１３４に対するものをゲート電圧指令値Ｇ４とし、半導体素子１３５に対するものをゲート電圧指令値Ｇ５とし、半導体素子１３６に対するものをゲート電圧指令値Ｇ６とする。
　平滑部２００は、電解コンデンサ２１０などの平滑素子で構成され、半導体モジュール１３０で変換された直流電力を平滑化する。
　負荷部３００は、平滑部２００の後段に接続され、定電流負荷などが想定される。負荷部３００は、モータ負荷、およびモータ負荷を駆動するインバータなどによって構成される。負荷部３００に供給される電圧は、平滑部２００の電解コンデンサ２１０の容量を比較的大きな容量に設定することで、ほぼ一定の直流電圧とすることができる。なお、モータ負荷は、電力変換装置１の外部にあってもよい。すなわち、電力変換装置１がモータ負荷に接続される構成であってもよい。
　電流電圧検出部４００は、電源部１００および平滑部２００の動作状態を示す電流および電圧を検出する。具体的には、電流電圧検出部４００は、電圧センサ４１０～４１２および電流センサ４２０～４２２を用いて、主回路各部の電流および電圧をセンシングしている。図１の例では、電流電圧検出部４００は、電圧センサ４１０を用いて三相交流電圧のＲ相電圧ＶＲを検出し、電圧センサ４１１を用いて三相交流電圧のＴ相電圧ＶＴを検出し、電圧センサ４１２を用いて直流母線電圧Ｖｄｃを検出し、電流センサ４２０を用いて三相交流電流のＲ相電流ＩＲを検出し、電流センサ４２１を用いて三相交流電流のＴ相電流ＩＴを検出し、電流センサ４２２を用いて直流母線電流Ｉｄｃを検出している。なお、電流電圧検出部４００は、負荷部３００に含まれるインバータ、モータ負荷などの動作状態を示す電流および電圧を検出してもよい。
　制御部８００は、電流電圧検出部４００で検出された電流および電圧の検出値を用いて、半導体素子１３１～１３６の動作を制御するゲート電圧指令値６００を生成する。
　図２は、実施の形態１に係る電力変換装置１が備える制御部８００のうち高力率制御部５００の構成例を示す第１の図である。高力率制御部５００は、三相交流電流電圧計算器５１０と、三相－ｄｑ変換器５２０と、位相同期回路ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ）５３０と、電流制御器５４０と、電圧制御器５５０と、ｄｑ－三相変換器５６０と、変調波生成器５７０と、ゲート電圧指令値生成器５８０と、を備える。
　三相交流電流電圧計算器５１０は、電流電圧検出部４００で検出された三相交流電流のＲ相電流ＩＲおよびＴ相電流ＩＴと、電流電圧検出部４００で検出された三相交流電圧のＲ相電圧ＶＲおよびＴ相電圧ＶＴとを使用して、キルヒホッフの法則に基づいて、電流電圧検出部４００で検出されていない三相交流電流のＳ相電流ＩＳと三相交流電圧のＳ相電圧ＶＳとを計算する。
　三相－ｄｑ変換器５２０は、後述する位相同期回路ＰＬＬ５３０で計算された位相角θ１を用いて、三相交流電流のＲ相電流ＩＲ、Ｓ相電流ＩＳ、およびＴ相電流ＩＴをｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換し、三相交流電圧のＲ相電圧ＶＲ、Ｓ相電圧ＶＳ、およびＴ相電圧ＶＴをｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑに変換する。
　位相同期回路ＰＬＬ５３０は、三相交流電圧のＲ相電圧ＶＲおよびＴ相電圧ＶＴに基づいて、三相－ｄｑ変換器５２０が三相－ｄｑ変換に用いる位相角θ１を計算する。また、位相同期回路ＰＬＬ５３０は、位相角θ１に制御演算周期遅れΔθを加算し、ｄｑ－三相変換器５６０がｄｑ－三相変換に用いる位相角θ２を計算する。
　電流制御器５４０は、ｄ軸電流Ｉｄを、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆに追従するように制御し、ｑ軸電流Ｉｑを、ｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆに追従するように制御する。具体的には、電流制御器５４０は、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆとｄ軸電流Ｉｄとの差分が０になるように、ＰＩ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ　Ｉｎｔｅｇｒａｌ）制御器などを用いてｄ軸電圧指令値Ｖｄｒｅｆを生成する。また、電流制御器５４０は、ｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆとｑ軸電流Ｉｑとの差分が０になるように、ＰＩ制御器などを用いてｑ軸電圧指令値Ｖｑｒｅｆを生成する。
　電圧制御器５５０は、直流母線電圧Ｖｄｃを、直流母線電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆに追従するように制御する。具体的には、電圧制御器５５０は、直流母線電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆと直流母線電圧Ｖｄｃとの差分が０になるように、ＰＩ制御器を用いてｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆを生成する。
　ｄｑ－三相変換器５６０は、位相同期回路ＰＬＬ５３０で計算された位相角θ２を用いて、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆを三相交流の出力電流指令値Ｉｒｒｅｆ，Ｉｓｒｅｆ，Ｉｔｒｅｆに変換し、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｒｅｆおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑｒｅｆを三相交流の出力電圧指令値Ｖｒｒｅｆ，Ｖｓｒｅｆ，Ｖｔｒｅｆに変換する。
　変調波生成器５７０は、三相交流の出力電圧指令値Ｖｒｒｅｆ，Ｖｓｒｅｆ，Ｖｔｒｅｆを、Ｖｄｃ／２で割って規格化された出力電流指令値Ａｒｒｅｆ，Ａｓｒｅｆ，Ａｔｒｅｆを計算し、電圧利用率向上のため、ｍ値計算器５７１で計算された中間値電圧、ゼロ相電圧などの値ｍを加算した変調波を生成する。パラメータである値ｍについては、式（１）から式（３）、または式（４）を満たす値とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　式（４）において、ｍａｘｍｉｎ１は１または０であり、ｍａｘｍｉｎ２は１または０である。また、式（４）において、ｍａｘは出力電流指令値Ａｒｒｅｆ，Ａｓｒｅｆ，Ａｔｒｅｆのうちの最大値であり、ｍｉｎは出力電流指令値Ａｒｒｅｆ，Ａｓｒｅｆ，Ａｔｒｅｆのうちの最小値である。
　本実施の形態において、変調波生成器５７０は、さらに、生成した変調波に、出力電圧指令値補正部７００で生成された補正項γを加算してゲート電圧指令値生成器５８０に出力する。すなわち、変調波生成器５７０からゲート電圧指令値生成器５８０に出力される変調波には、補正項γが含まれることになる。補正項γは、式（５）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　式（５）において、ｋは規定された実数の変数であり、ｆｓｗは電力変換装置１が備える半導体モジュール１３０の半導体素子１３１～１３６のスイッチング周波数であり、Ｔｄはデッドタイムである。このように、補正項γは、変数ｋを含む。
　ゲート電圧指令値生成器５８０は、キャリア比較器５８１と、デッドタイム生成器５８２と、を備える。キャリア比較器５８１は、変調波生成器５７０で生成された変調波と、規定されたスイッチング周波数ｆｓｗで繰り返されるキャリア信号、例えば三角波キャリアとを比較して、半導体素子１３１～１３６に印加するゲート電圧指令値６００を生成して出力する。デッドタイム生成器５８２は、ゲート電圧指令値６００にデッドタイムＴｄを設定する。
　ここで、図１に示すような電力変換装置１では、電流制御のためにＰＷＭ制御を行っている。図１に示すように、半導体モジュール１３０のうち、半導体素子１３１および半導体素子１３２は直列に接続され、半導体素子１３３および半導体素子１３４は直列に接続され、半導体素子１３５および半導体素子１３６は直列に接続されている。高力率制御部５００は、半導体素子１３１，１３２の短絡を防止するため、半導体素子１３１，１３２のゲートに印加するゲート電圧指令値６００に対して図３に示すようなデッドタイムＴｄを設定する。図３は、実施の形態１に係る電力変換装置１が備える半導体素子１３１，１３２に設定されるデッドタイムＴｄの例を示す図である。なお、半導体素子１３３，１３４の組み合わせ、および半導体素子１３５，１３６の組み合わせの場合も同様のため、半導体素子１３１，１３２を例にして説明する。
　半導体素子１３１，１３２にデッドタイムＴｄが設定された場合、デッドタイムＴｄの影響によって、理想的に計算された出力電圧指令値Ｖｒｒｅｆ，Ｖｓｒｅｆ，Ｖｔｒｅｆと出力電圧との間に誤差が生じることになる。適切な制御が行われない場合、電力変換装置１では、デッドタイムＴｄの影響によって電流波形が歪み、電源電流高調波が増加することになる。図４は、比較例として電力変換装置１で適切な制御が行われなかった場合におけるデッドタイムＴｄの影響による電源電流高調波の例を示す図である。デッドタイムＴｄが設定された場合、デッドタイムＴｄがない場合と比較して電流波形が歪むので、電源電流高調波の増加につながる。
　そのため、本実施の形態では、電力変換装置１は、制御部８００の出力電圧指令値補正部７００を用いて、半導体素子１３１～１３６の短絡防止のために設けられたデッドタイムＴｄに起因する出力電圧誤差に基づく電流の歪み、すなわち電源電流高調波を改善する。制御部８００は、高力率制御部５００が半導体素子１３１～１３６に対するゲート電圧指令値６００を生成する際、出力電圧指令値補正部７００で生成された補正項γを用いることで、ゲート電圧指令値６００を補正して出力電圧誤差を抑え、電源電流高調波を低減することができる。以降では、制御部８００が備える出力電圧指令値補正部７００の詳細な構成および動作について説明する。
　図５は、実施の形態１に係る電力変換装置１が備える制御部８００のうち出力電圧指令値補正部７００の構成例を示す図である。出力電圧指令値補正部７００は、場合分け演算部７１０と、出力電圧指令値補正計算部７２０と、を備える。場合分け演算部７１０は、負荷電力計算部７１１と、電流情報計算部７１２と、補正タイミング生成部７１３と、変調方式推定部７１４と、を備える。出力電圧指令値補正部７００は、場合分け演算部７１０で得られた情報に基づいて、出力電圧指令値補正計算部７２０で予め設定された計算を実施することで補正項γを生成して、高力率制御部５００の変調波生成器５７０に出力する。
　負荷電力計算部７１１は、電流電圧検出部４００で検出された直流母線電圧Ｖｄｃおよび直流母線電流Ｉｄｃを乗算して負荷電力Ｐｄｃを計算する。また、負荷電力計算部７１１は、負荷電力Ｐｄｃを用いて、規定された期間における負荷電力Ｐｄｃの変化などから、電力変換装置１の最大出力電力Ｐｄｃ１を計算する。負荷電力計算部７１１は、負荷電力Ｐｄｃが、（ａ）０以上Ｐｄｃ１×（１／４）未満の範囲、（ｂ）Ｐｄｃ１×（１／４）以上Ｐｄｃ１×（１／２）未満の範囲、（ｃ）Ｐｄｃ１×（１／２）以上Ｐｄｃ１×（３／４）未満の範囲、および（ｄ）Ｐｄｃ１×（３／４）以上Ｐｄｃ１未満の範囲の計４通りのどの範囲に存在するのかを判定する。このように、負荷電力計算部７１１は、負荷電力Ｐｄｃの場合分けについて、電力変換装置１の最大出力電力Ｐｄｃ１を４で割って電力帯を４つの範囲に分け、現在の負荷電力Ｐｄｃがどの電力帯に対応しているのかを判定し、判定した結果を含む負荷情報を生成して出力電圧指令値補正計算部７２０に出力する。負荷情報は、電力変換装置１の現在の負荷電力Ｐｄｃの状態を示すものである。出力電圧指令値補正計算部７２０は、負荷電力計算部７１１から取得した負荷情報を用いて補正項γの適切な変数ｋの計算式を選択することで、出力電圧指令値Ｖｒｒｅｆ，Ｖｓｒｅｆ，Ｖｔｒｅｆの補正効果を向上させることができる。
　なお、ここでは、負荷電力Ｐｄｃがどの範囲に存在するのかの判定において、電力変換装置１の最大出力電力Ｐｄｃ１を４等分にした範囲を用いたが、これに限定されない。負荷電力Ｐｄｃがどの範囲に存在するのかについては、電力変換装置１の最大出力電力Ｐｄｃ１を３等分にした範囲、電力変換装置１の最大出力電力Ｐｄｃ１を５等分にした範囲などを用いてもよいし、各範囲は等分ではなく範囲ごとに大きさが異なっていてもよい。すなわち、負荷電力計算部７１１は、最大出力電力Ｐｄｃ１に基づく領域を規定された範囲に分割して負荷電力Ｐｄｃがどの範囲に存在するのかを示す負荷情報を生成する。
　電流情報計算部７１２は、電流電圧検出部４００で検出された電源電流であるＲ相電流ＩＲから、Ｒ相電流ＩＲの実効値Ｉｒｍｓ、および電力変換装置１の最大相電流実効値Ｉｒｍｓ１を計算する。電流情報計算部７１２は、実効値Ｉｒｍｓが、（Ａ）０以上Ｉｒｍｓ１×（１／４）未満の範囲、（Ｂ）Ｉｒｍｓ１×（１／４）以上Ｉｒｍｓ１×（１／２）未満の範囲、（Ｃ）Ｉｒｍｓ１×（１／２）以上Ｉｒｍｓ１×（３／４）未満の範囲、および（Ｄ）Ｉｒｍｓ１×（３／４）以上Ｉｒｍｓ１未満の範囲の計４通りのどの範囲に存在するのかを判定する。また、電流情報計算部７１２は、Ｒ相電流ＩＲの実効値Ｉｒｍｓに基づいて電流歪み率ＴＨＤ（Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）［％］を計算し、規定された閾値に対して大きいか小さいかを判定する。このように、電流情報計算部７１２は、実効値Ｉｒｍｓの場合分けについて、電力変換装置１の最大相電流実効値Ｉｒｍｓ１を４で割って電流帯を４つの範囲に分け、現在の実効値Ｉｒｍｓがどの電流帯に対応しているのかを判定し、判定した結果、および電流歪み率ＴＨＤが閾値に対して大きいか小さいかを示す大小関係の情報を含む入力電流情報を生成して出力電圧指令値補正計算部７２０に出力する。入力電流情報は、電力変換装置１の現在の電流の実効値の状態を示すものである。出力電圧指令値補正計算部７２０は、電流情報計算部７１２から取得した入力電流情報を用いて補正項γの適切な変数ｋの計算式を選択することで、出力電圧指令値Ｖｒｒｅｆ，Ｖｓｒｅｆ，Ｖｔｒｅｆの補正効果を向上させることができる。
　なお、ここでは、実効値Ｉｒｍｓがどの範囲に存在するのかの判定において、電力変換装置１の最大相電流実効値Ｉｒｍｓ１を４等分にした範囲を用いたが、これに限定されない。実効値Ｉｒｍｓがどの範囲に存在するのかについては、電力変換装置１の最大相電流実効値Ｉｒｍｓ１を３等分にした範囲、電力変換装置１の最大相電流実効値Ｉｒｍｓ１を５等分にした範囲などを用いてもよいし、各範囲は等分ではなく範囲ごとに大きさが異なっていてもよい。すなわち、電流情報計算部７１２は、最大相電流実効値Ｉｒｍｓ１に基づく領域を規定された範囲に分割して実効値Ｉｒｍｓがどの範囲に存在するのかを示す入力電流情報を生成する。
　補正タイミング生成部７１３は、直流母線電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆと、三相交流電圧のＲ相電圧ＶＲまたは出力電圧指令値Ｖｒｒｅｆとを用いて、ＶＲ／ＶｄｃｒｅｆまたはＶｒｒｅｆ／Ｖｄｃｒｅｆをαとして計算する。補正タイミング生成部７１３は、α１を絶対値が１より小さい規定された正の値として、αが、（ｉ）０以上α１未満の範囲、（ｉｉ）α１以上の範囲、（ｉｉｉ）－α１以上０未満の範囲、および（ｉｖ）－α１未満の範囲の計４通りのどの範囲に存在するのかを判定する。このように、補正タイミング生成部７１３は、αがどの範囲に存在するのかを判定し、判定した結果を含む補正タイミング情報を生成して出力電圧指令値補正計算部７２０に出力する。すなわち、補正タイミング生成部７１３は、直流母線電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆに対する電圧である三相交流電圧のＲ相電圧ＶＲまたは出力電圧指令値Ｖｒｒｅｆの比率が、規定された範囲に分割された領域のどの範囲に存在するのかを示す補正タイミング情報を生成する。補正タイミング情報は、直流母線電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆに対する電圧である三相交流電圧のＲ相電圧ＶＲまたは出力電圧指令値Ｖｒｒｅｆの比率に基づくものである。出力電圧指令値補正計算部７２０は、補正タイミング生成部７１３から取得した補正タイミング情報を用いて補正項γの適切な変数ｋの計算式を選択することで、出力電圧指令値Ｖｒｒｅｆ，Ｖｓｒｅｆ，Ｖｔｒｅｆの補正効果を向上させることができる。補正タイミング生成部７１３においてα１が適切に設定されていることで、出力電圧指令値補正計算部７２０は、出力電圧指令値Ｖｒｒｅｆ，Ｖｓｒｅｆ，Ｖｔｒｅｆの歪みが大きくなるタイミングで適切な変数ｋの計算式を選択することができる。
　図６は、実施の形態１に係る電力変換装置１が備える制御部８００の補正タイミング生成部７１３で計算されるαと三相交流電圧のＲ相電圧ＶＲまたは出力電圧指令値Ｖｒｒｅｆとの関係を示す図である。図６において、上図は直流母線電圧指令値Ｖｄｃｒｅｆおよび三相交流電圧のＲ相電圧ＶＲまたは出力電圧指令値Ｖｒｒｅｆを示し、下図は一例としてＶＲ／Ｖｄｃｒｅｆから求めたαを示している。なお、図６の上図および下図において横軸はいずれも時間を示している。前述のα、α１、および（ｉ）～（ｉｖ）の範囲の関係は図６の下図のようになる。
　変調方式推定部７１４は、高力率制御部５００の変調波生成器５７０において出力電流指令値Ａｒｒｅｆ，Ａｓｒｅｆ，Ａｔｒｅｆに加算されるパラメータである値ｍが、式（１）から式（３）で計算されるのか、または式（４）で計算されるのかを判定し、電力変換装置１の変調方式を推定する。変調方式推定部７１４は、パラメータである値ｍが式（１）から式（３）で計算される場合、電力変換装置１の変調方式は三相変調と推定し、パラメータである値ｍが式（４）で計算される場合、電力変換装置１の変調方式は二相変調と推定する。このように、変調方式推定部７１４は、電力変換装置１の変調方式を推定し、推定した結果を含む変調方式情報を生成して出力電圧指令値補正計算部７２０に出力する。変調方式によって出力電圧誤差の大小、出力電圧誤差が顕著になるαの値などが異なるため、出力電圧指令値補正計算部７２０は、変調方式推定部７１４から取得した変調方式情報を用いて変調方式に応じた補正項γの適切な変数ｋの計算式を選択することで、出力電圧指令値Ｖｒｒｅｆ，Ｖｓｒｅｆ，Ｖｔｒｅｆの補正効果を向上させることができる。
　出力電圧指令値補正計算部７２０は、負荷電力計算部７１１から取得した負荷情報、電流情報計算部７１２から取得した入力電流情報、補正タイミング生成部７１３から取得した補正タイミング情報、および変調方式推定部７１４から取得した変調方式情報を用いて、適切な変数ｋの計算式を選択して補正項γを計算する。補正項γの変数ｋは、負荷情報、入力電流情報、補正タイミング情報、および変調方式情報によって変化することになる。出力電圧指令値補正計算部７２０において、変数ｋ計算器７２１は、図７に示すように、電流情報計算部７１２から取得した入力電流情報に含まれる電流歪み率ＴＨＤ、および変調方式推定部７１４から取得した変調方式情報で示される電力変換装置１の変調方式に基づいて、使用する計算テーブルを選択し、変数ｋを計算する。
　図７は、実施の形態１に係る電力変換装置１が備える制御部８００の出力電圧指令値補正計算部７２０において変数ｋ計算器７２１が使用する計算テーブルおよび条件を示す図である。図７に示すように、変数ｋ計算器７２１は、電流歪み率ＴＨＤが閾値未満、かつ電力変換装置１の変調方式が三相変調の場合、計算テーブル１を用いて変数ｋを計算する。また、変数ｋ計算器７２１は、電流歪み率ＴＨＤが閾値未満、かつ電力変換装置１の変調方式が二相変調の場合、計算テーブル２を用いて変数ｋを計算する。また、変数ｋ計算器７２１は、電流歪み率ＴＨＤが閾値以上、かつ電力変換装置１の変調方式が三相変調の場合、計算テーブル３を用いて変数ｋを計算する。また、変数ｋ計算器７２１は、電流歪み率ＴＨＤが閾値以上、かつ電力変換装置１の変調方式が二相変調の場合、計算テーブル４を用いて変数ｋを計算する。以降では、具体的に、各計算テーブルを用いた計算方法について説明する。
　まず、変数ｋ計算器７２１が計算テーブル１を使用する場合について説明する。変数ｋ計算器７２１は、電流歪み率ＴＨＤが閾値未満、かつ電力変換装置１の変調方式が三相変調の場合、計算テーブル１を用いて変数ｋを計算する。図８は、実施の形態１に係る電力変換装置１が備える制御部８００の出力電圧指令値補正計算部７２０において変数ｋ計算器７２１が使用する計算テーブル１の例を示す図である。図８（ａ）は負荷電力Ｐｄｃを場合分けに使用する場合の計算テーブル１を示し、図８（ｂ）は実効値Ｉｒｍｓを場合分けに使用する場合の計算テーブル１を示している。変数ｋ計算器７２１は、図８（ａ）および図８（ｂ）のどちらの計算テーブル１を使用しても変数ｋを計算できるが、ここでは一例として図８（ａ）の計算テーブル１を使用した場合について説明する。
　変数ｋ計算器７２１は、負荷電力計算部７１１から取得した負荷情報に基づく負荷電力Ｐｄｃが（ａ）または（ｂ）の範囲の場合、補正タイミング生成部７１３から取得した補正タイミング情報に基づいて、αが（ｉ）０以上α１未満の範囲に存在する場合は変数ｋ＝１とし、αが（ｉｉ）α１以上の範囲または（ｉｖ）－α１未満の範囲に存在する場合は変数ｋ＝０とし、αが（ｉｉｉ）－α１以上０未満の範囲に存在する場合は変数ｋ＝－１とする。同様に、変数ｋ計算器７２１は、負荷電力計算部７１１から取得した負荷情報に基づく負荷電力Ｐｄｃが（ｃ）または（ｄ）の範囲の場合、補正タイミング生成部７１３から取得した補正タイミング情報に基づいて、αが（ｉ）０以上α１未満の範囲または（ｉｉ）α１以上の範囲に存在する場合は変数ｋ＝１とし、αが（ｉｉｉ）－α１以上０未満の範囲または（ｉｖ）－α１未満の範囲に存在する場合は変数ｋ＝－１とする。変数ｋ計算器７２１は、電流歪み率ＴＨＤが閾値未満、かつ電力変換装置１の変調方式が三相変調の場合、補正項γの変数ｋを－１または０または１にすることで、電源電流の歪みを改善し、電源電流高調波を低減することができる。
　出力電圧指令値補正計算部７２０は、図５に示すように、変数ｋ計算器７２１で計算された変数ｋに、電力変換装置１が備える半導体モジュール１３０の半導体素子１３１～１３６のスイッチング周波数ｆｓｗを乗算し、さらにデッドタイムＴｄを乗算して、補正項γを計算する。出力電圧指令値補正計算部７２０は、計算によって求めた補正項γを変調波生成器５７０に出力する。変調波生成器５７０は前述のように、変調波に、出力電圧指令値補正部７００で生成された補正項γを加算してゲート電圧指令値生成器５８０に出力する。これにより、制御部８００は、出力電圧指令値Ｖｒｒｅｆ，Ｖｓｒｅｆ，Ｖｔｒｅｆに基づく変調波を補正し、出力電圧誤差が小さくなることから電源電流の歪みが抑えられ、電源電流高調波を低減することができる。
　なお、変数ｋ計算器７２１は、図８（ｂ）の計算テーブル１を使用する場合、負荷電力計算部７１１から取得した負荷情報に基づく（ａ）～（ｄ）の範囲の代わりに、電流情報計算部７１２から取得した入力電流情報に基づく（Ａ）～（Ｄ）の範囲を使用することで、同様の計算を行うことができる。
　ここで、補正項γを導入したことによって得られる効果を、シミュレーション解析結果を用いて説明する。図９は、実施の形態１に係る電力変換装置１が計算テーブル１を使用して補正項γを導入したことによって得られる効果のシミュレーション解析結果を示す図である。図９（ａ）は比較例として出力電圧指令値補正計算部７２０がない場合のＲ相電流ＩＲの状態を示し、図９（ｂ）は出力電圧指令値補正計算部７２０がある場合のＲ相電流ＩＲの状態を示している。図９に示すように、電源電流波形の電流ピーク付近の歪みが改善されていることが確認できる。また、電源電流の高調波電流を見ると、１１次、１７次、１９次の高調波電流がかなり抑えられていることが確認できる。出力電圧誤差が大きく、電源電流が歪む場合、図９（ａ）のように電流値がピーク値付近で急激に変動する。これにより、電源電流高調波を悪化させ、接続された電気機器に悪影響を及ぼす可能性がある。
　本実施の形態において、電力変換装置１は、理想的な状況の他、負荷状況が変化した場合、検出される電流または電圧に外乱が乗った場合などの様々な条件において、適切に出力電圧指令値Ｖｒｒｅｆ，Ｖｓｒｅｆ，Ｖｔｒｅｆに基づく変調波を補正できるため、電源電流高調波の改善が可能となる。なお、電力変換装置１では、交流電源１１０をモータ負荷に置き換えた構成にしてもよい。
　つぎに、変数ｋ計算器７２１が計算テーブル２を使用する場合について説明する。変数ｋ計算器７２１は、電流歪み率ＴＨＤが閾値未満、かつ電力変換装置１の変調方式が二相変調の場合、計算テーブル２を用いて変数ｋを計算する。図１０は、実施の形態１に係る電力変換装置１が備える制御部８００の出力電圧指令値補正計算部７２０において変数ｋ計算器７２１が使用する計算テーブル２の例を示す図である。図１０（ａ）は負荷電力Ｐｄｃを場合分けに使用する場合の計算テーブル２を示し、図１０（ｂ）は実効値Ｉｒｍｓを場合分けに使用する場合の計算テーブル２を示している。変数ｋ計算器７２１は、図１０（ａ）および図１０（ｂ）のどちらの計算テーブル２を使用しても変数ｋを計算できるが、ここでは一例として図１０（ａ）の計算テーブル２を使用した場合について説明する。
　変数ｋ計算器７２１は、負荷電力計算部７１１から取得した負荷情報に基づく負荷電力Ｐｄｃが（ａ）または（ｂ）の範囲の場合、補正タイミング生成部７１３から取得した補正タイミング情報に基づいて、αが（ｉ）０以上α１未満の範囲または（ｉｉ）α１以上の範囲に存在する場合は変数ｋ＝１とし、αが（ｉｉｉ）－α１以上０未満の範囲または（ｉｖ）－α１未満の範囲に存在する場合は変数ｋ＝－１とする。同様に、変数ｋ計算器７２１は、負荷電力計算部７１１から取得した負荷情報に基づく負荷電力Ｐｄｃが（ｃ）または（ｄ）の範囲の場合、補正タイミング生成部７１３から取得した補正タイミング情報に基づいて、αが（ｉ）０以上α１未満の範囲に存在する場合は変数ｋ＝１とし、αが（ｉｉ）α１以上の範囲または（ｉｖ）－α１未満の範囲に存在する場合は変数ｋ＝０とし、αが（ｉｉｉ）－α１以上０未満の範囲に存在する場合は変数ｋ＝－１とする。変数ｋ計算器７２１は、電流歪み率ＴＨＤが閾値未満、かつ電力変換装置１の変調方式が二相変調の場合、補正項γの変数ｋを－１または０または１にすることで、電源電流の歪みを改善し、電源電流高調波を低減することができる。
　出力電圧指令値補正計算部７２０は、図５に示すように、変数ｋ計算器７２１で計算された変数ｋに、電力変換装置１が備える半導体モジュール１３０の半導体素子１３１～１３６のスイッチング周波数ｆｓｗを乗算し、さらにデッドタイムＴｄを乗算して、補正項γを計算する。出力電圧指令値補正計算部７２０は、計算によって求めた補正項γを変調波生成器５７０に出力する。変調波生成器５７０は前述のように、変調波に、出力電圧指令値補正部７００で生成された補正項γを加算してゲート電圧指令値生成器５８０に出力する。これにより、制御部８００は、出力電圧指令値Ｖｒｒｅｆ，Ｖｓｒｅｆ，Ｖｔｒｅｆに基づく変調波を補正し、出力電圧誤差が小さくなることから電源電流の歪みが抑えられ、電源電流高調波を低減することができる。
　なお、変数ｋ計算器７２１は、図１０（ｂ）の計算テーブル２を使用する場合、負荷電力計算部７１１から取得した負荷情報に基づく（ａ）～（ｄ）の範囲の代わりに、電流情報計算部７１２から取得した入力電流情報に基づく（Ａ）～（Ｄ）の範囲を使用することで、同様の計算を行うことができる。
　本実施の形態において、電力変換装置１は、理想的な状況の他、負荷状況が変化した場合、検出される電流または電圧に外乱が乗った場合などの様々な条件において、適切に出力電圧指令値Ｖｒｒｅｆ，Ｖｓｒｅｆ，Ｖｔｒｅｆに基づく変調波を補正できるため、電源電流高調波の改善が可能となる。なお、電力変換装置１では、交流電源１１０をモータ負荷に置き換えた構成にしてもよい。
　つぎに、変数ｋ計算器７２１が計算テーブル３を使用する場合について説明する。変数ｋ計算器７２１は、電流歪み率ＴＨＤが閾値以上、かつ電力変換装置１の変調方式が三相変調の場合、計算テーブル３を用いて変数ｋを計算する。図１１は、実施の形態１に係る電力変換装置１が備える制御部８００の出力電圧指令値補正計算部７２０において変数ｋ計算器７２１が使用する計算テーブル３の例を示す図である。図１１（ａ）は負荷電力Ｐｄｃを場合分けに使用する場合の計算テーブル３を示し、図１１（ｂ）は実効値Ｉｒｍｓを場合分けに使用する場合の計算テーブル３を示している。変数ｋ計算器７２１は、図１１（ａ）および図１１（ｂ）のどちらの計算テーブル３を使用しても変数ｋを計算できるが、ここでは一例として図１１（ａ）の計算テーブル３を使用した場合について説明する。
　変数ｋ計算器７２１は、負荷電力計算部７１１から取得した負荷情報に基づく負荷電力Ｐｄｃが（ａ）の範囲の場合、補正タイミング生成部７１３から取得した補正タイミング情報に基づいて、αが（ｉ）０以上α１未満の範囲に存在する場合は変数ｋ＝１とし、αが（ｉｉ）α１以上の範囲または（ｉｖ）－α１未満の範囲に存在する場合は変数ｋ＝０とし、αが（ｉｉｉ）－α１以上０未満の範囲に存在する場合は変数ｋ＝－１とする。同様に、変数ｋ計算器７２１は、負荷電力計算部７１１から取得した負荷情報に基づく負荷電力Ｐｄｃが（ｂ）または（ｃ）または（ｄ）の範囲の場合、補正タイミング生成部７１３から取得した補正タイミング情報に基づいて、αが（ｉ）０以上α１未満の範囲に存在する場合は変数ｋ＝１とし、αが（ｉｉ）α１以上の範囲に存在する場合は変数ｋを式（６）で表される変数ｋ１とし、αが（ｉｉｉ）－α１以上０未満の範囲に存在する場合は変数ｋ＝－１とし、αが（ｉｖ）－α１未満の範囲に存在する場合は変数ｋを式（７）で表される変数ｋ２とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　式（６）および式（７）において、Ｐｄｃは負荷電力であり、Ｖｄｃｒｅｆは直流母線電圧指令値であり、Ｐｄｃｒａｔｅは電力変換装置１の定格出力電力である。変数ｋ計算器７２１は、電流歪み率ＴＨＤが閾値以上、かつ電力変換装置１の変調方式が三相変調の場合、補正項γの変数ｋを－１または０または１またはｋ１またはｋ２にすることで、電源電流の歪みを改善し、電源電流高調波を低減することができる。
　出力電圧指令値補正計算部７２０は、図５に示すように、変数ｋ計算器７２１で計算された変数ｋに、電力変換装置１が備える半導体モジュール１３０の半導体素子１３１～１３６のスイッチング周波数ｆｓｗを乗算し、さらにデッドタイムＴｄを乗算して、補正項γを計算する。出力電圧指令値補正計算部７２０は、計算によって求めた補正項γを変調波生成器５７０に出力する。変調波生成器５７０は前述のように、変調波に、出力電圧指令値補正部７００で生成された補正項γを加算してゲート電圧指令値生成器５８０に出力する。これにより、制御部８００は、出力電圧指令値Ｖｒｒｅｆ，Ｖｓｒｅｆ，Ｖｔｒｅｆに基づく変調波を補正し、出力電圧誤差が小さくなることから電源電流の歪みが抑えられ、電源電流高調波を低減することができる。
　なお、変数ｋ計算器７２１は、図１１（ｂ）の計算テーブル３を使用する場合、負荷電力計算部７１１から取得した負荷情報に基づく（ａ）～（ｄ）の範囲の代わりに、電流情報計算部７１２から取得した入力電流情報に基づく（Ａ）～（Ｄ）の範囲を使用することで、同様の計算を行うことができる。
　ここで、補正項γを導入したことによって得られる効果を、シミュレーション解析結果を用いて説明する。図１２は、実施の形態１に係る電力変換装置１が計算テーブル３を使用して補正項γを導入したことによって得られる効果のシミュレーション解析結果を示す図である。図１２（ａ）は比較例として出力電圧指令値補正計算部７２０がない場合の高調波電流の分布を示し、図１２（ｂ）は出力電圧指令値補正計算部７２０がある場合の高調波電流の分布を示している。なお、図１２（ｂ）は、負荷電力Ｐｄｃが（ｃ）の領域のときの変数ｋの計算式で得られた効果を示しており、変数ｋ１は式（６）を満たし、変数ｋ２は式（７）を満たしており、変数ｋ１＝３、および変数ｋ２＝－３である。図１２に示すように、電源電流の高調波電流は、全体的に低減されていることが確認できる。
　本実施の形態において、電力変換装置１は、理想的な状況の他、負荷状況が変化した場合、検出される電流または電圧に外乱が乗った場合などの様々な条件において、適切に出力電圧指令値Ｖｒｒｅｆ，Ｖｓｒｅｆ，Ｖｔｒｅｆに基づく変調波を補正できるため、電源電流高調波の改善が可能となる。なお、電力変換装置１では、交流電源１１０をモータ負荷に置き換えた構成にしてもよい。
　つぎに、変数ｋ計算器７２１が計算テーブル４を使用する場合について説明する。変数ｋ計算器７２１は、電流歪み率ＴＨＤが閾値以上、かつ電力変換装置１の変調方式が二相変調の場合、計算テーブル４を用いて変数ｋを計算する。図１３は、実施の形態１に係る電力変換装置１が備える制御部８００の出力電圧指令値補正計算部７２０において変数ｋ計算器７２１が使用する計算テーブル４の例を示す図である。図１３（ａ）は負荷電力Ｐｄｃを場合分けに使用する場合の計算テーブル４を示し、図１３（ｂ）は実効値Ｉｒｍｓを場合分けに使用する場合の計算テーブル４を示している。変数ｋ計算器７２１は、図１３（ａ）および図１３（ｂ）のどちらの計算テーブル４を使用しても変数ｋを計算できるが、ここでは一例として図１３（ａ）の計算テーブル４を使用した場合について説明する。
　変数ｋ計算器７２１は、負荷電力計算部７１１から取得した負荷情報に基づく負荷電力Ｐｄｃが（ａ）の範囲の場合、補正タイミング生成部７１３から取得した補正タイミング情報に基づいて、αが（ｉ）０以上α１未満の範囲に存在する場合は変数ｋ＝１とし、αが（ｉｉ）α１以上の範囲または（ｉｖ）－α１未満の範囲に存在する場合は変数ｋ＝０とし、αが（ｉｉｉ）－α１以上０未満の範囲に存在する場合は変数ｋ＝－１とする。同様に、変数ｋ計算器７２１は、負荷電力計算部７１１から取得した負荷情報に基づく負荷電力Ｐｄｃが（ｂ）または（ｃ）または（ｄ）の範囲の場合、補正タイミング生成部７１３から取得した補正タイミング情報に基づいて、αが（ｉ）０以上α１未満の範囲に存在する場合は変数ｋ＝１とし、αが（ｉｉ）α１以上の範囲に存在する場合は変数ｋを規定された実数ａとし、αが（ｉｉｉ）－α１以上０未満の範囲に存在する場合は変数ｋ＝－１とし、αが（ｉｖ）－α１未満の範囲に存在する場合は変数ｋを規定された実数ｂとする。
　さらに、負荷電力Ｐｄｃの値に関わらずそれぞれの場合において、図１４に示すように、高力率制御部５００の電流制御器５４０は、電流偏差重畳部５４１を備える。図１４は、実施の形態１に係る電力変換装置１が備える制御部８００のうち高力率制御部５００の構成例を示す第２の図である。図１４に示す高力率制御部５００は、図２に示す高力率制御部５００に対して、電流制御器５４０に電流偏差重畳部５４１が追加されている。電流偏差重畳部５４１は、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆからｄ軸電流Ｉｄを減算したｄ軸電流偏差Ｉｄ＿ｄｉｆｆに、式（８）に示すように規定された実数Ａｍを乗算する。電流制御器５４０は、式（８）の乗算によって得られた値をｄ軸電圧指令値Ｖｄｒｅｆに加算してｄｑ－三相変換器５６０に出力する。同様に、電流偏差重畳部５４１は、ｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆからｑ軸電流Ｉｑを減算したｑ軸電流偏差Ｉｑ＿ｄｉｆｆに、式（９）に示すように規定された実数Ａｍを乗算する。電流制御器５４０は、式（９）の乗算によって得られた値をｑ軸電圧指令値Ｖｑｒｅｆに加算してｄｑ－三相変換器５６０に出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　なお、図１４の例では、電流制御器５４０において、電流偏差重畳部５４１の経路が常時確立された構成になっているが、これに限定されない。電流制御器５４０は、例えば、電流偏差重畳部５４１の三相－ｄｑ変換器５２０側、またはｄｑ－三相変換器５６０側にスイッチを備え、出力電圧指令値補正部７００で使用される計算テーブルによってスイッチを制御して、電流偏差重畳部５４１の経路を有効または無効にしてもよい。具体的には、電流制御器５４０は、出力電圧指令値補正部７００で計算テーブル１または計算テーブル２または計算テーブル３が使用される場合、前述のスイッチを制御して電流偏差重畳部５４１の経路を無効にし、Ａｍ×Ｉｄ＿ｄｉｆｆおよびＡｍ×Ｉｑ＿ｄｉｆｆが利用されないようにする。電流制御器５４０は、出力電圧指令値補正部７００で計算テーブル４が使用される場合、前述のスイッチを制御して電流偏差重畳部５４１の経路を有効にし、Ａｍ×Ｉｄ＿ｄｉｆｆおよびＡｍ×Ｉｑ＿ｄｉｆｆが利用されるようにする。
　制御部８００において、変数ｋ計算器７２１は、電流歪み率ＴＨＤが閾値以上、かつ電力変換装置１の変調方式が二相変調の場合、補正項γの変数ｋを－１または０または１または実数ａまたは実数ｂにする。さらに、高力率制御部５００の電流制御器５４０は、ｄ軸電圧指令値ＶｄｒｅｆにＡｍ×Ｉｄ＿ｄｉｆｆを加算し、ｑ軸電圧指令値ＶｑｒｅｆにＡｍ×Ｉｑ＿ｄｉｆｆを加算することで、電源電流の歪みを改善し、電源電流高調波を低減することができる。
　出力電圧指令値補正計算部７２０は、図５に示すように、変数ｋ計算器７２１で計算された変数ｋに、電力変換装置１が備える半導体モジュール１３０の半導体素子１３１～１３６のスイッチング周波数ｆｓｗを乗算し、さらにデッドタイムＴｄを乗算して、補正項γを計算する。出力電圧指令値補正計算部７２０は、計算によって求めた補正項γを変調波生成器５７０に出力する。変調波生成器５７０は前述のように、変調波に、出力電圧指令値補正部７００で生成された補正項γを加算してゲート電圧指令値生成器５８０に出力する。これにより、制御部８００は、出力電圧指令値Ｖｒｒｅｆ，Ｖｓｒｅｆ，Ｖｔｒｅｆに基づく変調波を補正し、出力電圧誤差が小さくなることから電源電流の歪みが抑えられ、電源電流高調波を低減することができる。
　なお、変数ｋ計算器７２１は、図１３（ｂ）の計算テーブル４を使用する場合、負荷電力計算部７１１から取得した負荷情報に基づく（ａ）～（ｄ）の範囲の代わりに、電流情報計算部７１２から取得した入力電流情報に基づく（Ａ）～（Ｄ）の範囲を使用することで、同様の計算を行うことができる。
　ここで、補正項γを導入したことによって得られる効果を、シミュレーション解析結果を用いて説明する。図１５は、実施の形態１に係る電力変換装置１が計算テーブル４を使用して補正項γを導入したことによって得られる効果のシミュレーション解析結果を示す図である。図１５（ａ）は比較例として出力電圧指令値補正計算部７２０がない場合の高調波電流の分布を示し、図１５（ｂ）は出力電圧指令値補正計算部７２０がある場合の高調波電流の分布を示している。なお、図１５（ｂ）は、負荷電力Ｐｄｃが（ｃ）の領域のときの変数ｋの計算式で得られた効果を示している。ここでのＡｍは式（８）および式（９）を満たしており、Ａｍ＝１０である。また、実数ａ＝２、実数ｂ＝－２である。図１５に示すように、電源電流の高調波電流は、電流ピーク付近の歪みが改善され、全体的に低減されていることが確認できる。
　本実施の形態において、電力変換装置１は、電源電流の電流歪み率ＴＨＤが大きい場合においても、適切に出力電圧指令値Ｖｒｒｅｆ，Ｖｓｒｅｆ，Ｖｔｒｅｆに基づく変調波を補正できるため、電源電流高調波の改善が可能となる。なお、電力変換装置１では、交流電源１１０をモータ負荷に置き換えた構成にしてもよい。
　このように、出力電圧指令値補正計算部７２０は、負荷情報、入力電流情報、補正タイミング情報、および変調方式情報を用いて、変数ｋの計算に用いる計算テーブルを選択して変数ｋを計算し、半導体素子１３１～１３６のスイッチング周波数ｆｓｗおよび半導体素子１３１～１３６の動作に対して設定されたデッドタイムＴｄを変数ｋに乗算して補正項γを生成する。出力電圧指令値補正計算部７２０は、入力電流情報に含まれる電流歪み率ＴＨＤが規定された閾値未満または閾値以上か、および変調方式情報で示される変調方式が三相変調または二相変調かの組み合わせによって、計算テーブルを選択する。また、出力電圧指令値補正計算部７２０は、電流歪み率ＴＨＤが閾値以上、かつ変調方式が二相変調の組み合わせに対応する計算テーブル４を選択する。この場合、高力率制御部５００は、電流制御系のｄ軸電圧指令値Ｖｄｒｅｆに対してｄ軸電流偏差Ｉｄ＿ｄｉｆｆに規定された係数である実数Ａｍを乗算した値を加算し、電流制御系のｑ軸電圧指令値Ｖｑｒｅｆに対してｑ軸電流偏差Ｉｑ＿ｄｉｆｆに規定された係数である実数Ａｍを乗算した値を加算し、出力電圧指令値Ｖｒｒｅｆ，Ｖｓｒｅｆ，Ｖｔｒｅｆを生成する。
　図１６は、実施の形態１に係る電力変換装置１の動作を示すフローチャートである。電力変換装置１において、電流電圧検出部４００は、電源部１００および平滑部２００の動作状態を示す電流および電圧を検出する（ステップＳ１）。高力率制御部５００は、電流電圧検出部４００で検出された電流および電圧の検出値を用いて、出力電圧指令値Ｖｒｒｅｆ，Ｖｓｒｅｆ，Ｖｔｒｅｆを生成する（ステップＳ２）。高力率制御部５００は、出力電圧指令値Ｖｒｒｅｆ，Ｖｓｒｅｆ，Ｖｔｒｅｆに基づく変調波を生成する（ステップＳ３）。出力電圧指令値補正部７００は、電流電圧検出部４００で検出された電流および電圧の検出値、および変調波の生成の際に高力率制御部５００で使用されるパラメータである値ｍを用いて、補正項γを生成する（ステップＳ４）。高力率制御部５００は、補正項γを用いて、出力電圧指令値Ｖｒｒｅｆ，Ｖｓｒｅｆ，Ｖｔｒｅｆに基づく変調波を補正する（ステップＳ５）。高力率制御部５００は、変調波と、キャリア信号である三角波キャリアとを比較して、半導体素子１３１～１３６に印加するゲート電圧指令値６００を生成する（ステップＳ６）。
　つづいて、電力変換装置１が備える制御部８００のハードウェア構成について説明する。図１７は、実施の形態１に係る電力変換装置１が備える制御部８００を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。制御部８００は、プロセッサ８０１およびメモリ８０２により実現される。
　プロセッサ８０１は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）ともいう）、またはシステムＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ　Ｓｃａｌｅ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）である。メモリ８０２は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）といった不揮発性または揮発性の半導体メモリを例示できる。またメモリ８０２は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、またはＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）でもよい。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１において、制御部８００は、電流電圧検出部４００の検出値を用いて出力電圧指令値Ｖｒｒｅｆ，Ｖｓｒｅｆ，Ｖｔｒｅｆに基づく変調波を生成し、変調波とキャリア信号である三角波キャリアとを比較した結果に基づいてゲート電圧指令値６００を生成する高力率制御部５００と、電流電圧検出部４００の検出値、および変調波の生成の際に高力率制御部５００で使用されるパラメータである値ｍを用いて、補正項γを生成する出力電圧指令値補正部７００と、を備える。制御部８００は、補正項γを用いて、出力電圧指令値Ｖｒｒｅｆ，Ｖｓｒｅｆ，Ｖｔｒｅｆに基づく変調波を補正する。これにより、電力変換装置１は、デッドタイムＴｄが設定された場合の出力電圧誤差を抑えることができ、デッドタイムＴｄに起因する電源電流高調波を低減可能である。
実施の形態２．
　図１８は、実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器９００の構成例を示す図である。実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１で説明した電力変換装置１を備える。実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器９００は、空気調和機、冷蔵庫、冷凍庫、ヒートポンプ給湯器といった冷凍サイクルを備える製品に適用することが可能である。なお、図１８において、実施の形態１と同様の機能を有する構成要素には、実施の形態１と同一の符号を付している。なお、図１などでは、電力変換装置１が備える負荷部３００にモータ負荷が含まれる構成として考えていたが、図１８では、モータ負荷であるモータ９１６が圧縮機９１４に含まれる構成の都合上、モータ９１６を電力変換装置１の外部においている。
　冷凍サイクル適用機器９００は、圧縮機９１４と、四方弁９０２と、室内熱交換器９０６と、膨張弁９０８と、室外熱交換器９１０とが冷媒配管９１２を介して取り付けられている。
　圧縮機９１４の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構９０４と、圧縮機構９０４を動作させるモータ９１６とが設けられている。
　冷凍サイクル適用機器９００は、四方弁９０２の切替動作により暖房運転又は冷房運転をすることができる。圧縮機構９０４は、可変速制御されるモータ９１６によって駆動される。
　暖房運転時には、実線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室内熱交換器９０６、膨張弁９０８、室外熱交換器９１０及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。
　冷房運転時には、破線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室外熱交換器９１０、膨張弁９０８、室内熱交換器９０６及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。
　暖房運転時には、室内熱交換器９０６が凝縮器として作用して熱放出を行い、室外熱交換器９１０が蒸発器として作用して熱吸収を行う。冷房運転時には、室外熱交換器９１０が凝縮器として作用して熱放出を行い、室内熱交換器９０６が蒸発器として作用し、熱吸収を行う。膨張弁９０８は、冷媒を減圧して膨張させる。
　以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　電力変換装置、１００　電源部、１１０　交流電源、１２０　リアクトル、１３０　半導体モジュール、１３１～１３６　半導体素子、２００　平滑部、２１０　電解コンデンサ、３００　負荷部、４００　電流電圧検出部、４１０～４１２　電圧センサ、４２０～４２２　電流センサ、５００　高力率制御部、５１０　三相交流電流電圧計算器、５２０　三相－ｄｑ変換器、５３０　位相同期回路ＰＬＬ、５４０　電流制御器、５４１　電流偏差重畳部、５５０　電圧制御器、５６０　ｄｑ－三相変換器、５７０　変調波生成器、５７１　ｍ値計算器、５８０　ゲート電圧指令値生成器、５８１　キャリア比較器、５８２　デッドタイム生成器、６００　ゲート電圧指令値、７００　出力電圧指令値補正部、７１０　場合分け演算部、７１１　負荷電力計算部、７１２　電流情報計算部、７１３　補正タイミング生成部、７１４　変調方式推定部、７２０　出力電圧指令値補正計算部、７２１　変数ｋ計算器、８００　制御部、８０１　プロセッサ、８０２　メモリ、９００　冷凍サイクル適用機器、９０２　四方弁、９０４　圧縮機構、９０６　室内熱交換器、９０８　膨張弁、９１０　室外熱交換器、９１２　冷媒配管、９１４　圧縮機、９１６　モータ。

Claims (9)

  1. 　半導体素子を用いて交流電力を直流電力に変換する電源部と、
    　前記直流電力を平滑化する平滑部と、
    　前記電源部および前記平滑部の動作状態を示す電流および電圧を検出する電流電圧検出部と、
    　前記電流電圧検出部で検出された前記電流および前記電圧の検出値を用いて、前記半導体素子の動作を制御するゲート電圧指令値を生成する制御部と、
    　を備え、
    　前記制御部は、前記検出値を用いて出力電圧指令値に基づく変調波を生成し、前記変調波とキャリア信号とを比較した結果に基づいて前記ゲート電圧指令値を生成する高力率制御部と、前記検出値、および前記変調波の生成の際に使用されるパラメータを用いて、補正項を生成する出力電圧指令値補正部と、を備え、前記補正項を用いて前記変調波を補正する、
    　電力変換装置。
  2. 　前記出力電圧指令値補正部は、
    　前記電力変換装置の現在の負荷電力の状態を示す負荷情報、前記電力変換装置の現在の電流実効値の状態を示す入力電流情報、直流母線電圧指令値に対する前記電圧または出力電圧指令値の比率に基づく補正タイミング情報、および前記電力変換装置の変調方式を推定した結果を含む変調方式情報を生成する場合分け演算部と、
    　前記負荷情報、前記入力電流情報、前記補正タイミング情報、および前記変調方式情報を用いて、変数の計算に用いる計算テーブルを選択して前記変数を計算し、前記半導体素子のスイッチング周波数および前記半導体素子の動作に対して設定されたデッドタイムを前記変数に乗算して前記補正項を生成する出力電圧指令値補正計算部と、
    　を備える請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記出力電圧指令値補正計算部は、前記入力電流情報に含まれる電流歪み率が規定された閾値未満または前記閾値以上か、および前記変調方式情報で示される前記変調方式が三相変調または二相変調かの組み合わせによって、前記計算テーブルを選択する、
    　請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記出力電圧指令値補正計算部は、前記電流歪み率が前記閾値以上、かつ前記変調方式が前記二相変調の組み合わせに対応する前記計算テーブルを選択し、
    　前記高力率制御部は、電流制御系のｄ軸電圧指令値に対してｄ軸電流偏差に規定された係数を乗算した値を加算し、電流制御系のｑ軸電圧指令値に対してｑ軸電流偏差に規定された係数を乗算した値を加算し、前記出力電圧指令値を生成する、
    　請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記場合分け演算部は、
    　前記電流電圧検出部で検出された直流母線電圧および直流母線電流を乗算して前記負荷電力を計算し、前記負荷電力から最大出力電力を計算し、前記最大出力電力に基づく領域を規定された範囲に分割して前記負荷電力がどの範囲に存在するのかを示す前記負荷情報を生成する負荷電力計算部、
    　を備える請求項２から４のいずれか１つに記載の電力変換装置。
  6. 　前記場合分け演算部は、
    　前記電流電圧検出部で検出された電源電流から前記電源電流の実効値を計算し、前記電源電流の実効値に基づいて電流歪み率を計算し、前記電流歪み率が規定された閾値に対して大きいか小さいかを示す大小関係の情報を含む前記入力電流情報を生成する電流情報計算部、
    　を備える請求項２から５のいずれか１つに記載の電力変換装置。
  7. 　前記場合分け演算部は、
    　直流母線電圧指令値に対する前記電圧または出力電圧指令値の前記比率が、規定された範囲に分割された領域のどの範囲に存在するのかを示す前記補正タイミング情報を生成する補正タイミング生成部、
    　を備える請求項２から６のいずれか１つに記載の電力変換装置。
  8. 　前記場合分け演算部は、
    　前記パラメータが下記の式（１）から式（３）で計算される場合、前記電力変換装置の変調方式は三相変調と推定し、前記パラメータが下記の式（４）で計算される場合、前記電力変換装置の変調方式は二相変調と推定し、推定した結果を示す前記変調方式情報を生成する変調方式推定部、
    　を備える請求項２から７のいずれか１つに記載の電力変換装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
  9. 　請求項１から８のいずれか１つに記載の電力変換装置を備える冷凍サイクル適用機器。
PCT/JP2023/024383 2023-06-30 2023-06-30 電力変換装置および冷凍サイクル適用機器 WO2025004328A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2023/024383 WO2025004328A1 (ja) 2023-06-30 2023-06-30 電力変換装置および冷凍サイクル適用機器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2023/024383 WO2025004328A1 (ja) 2023-06-30 2023-06-30 電力変換装置および冷凍サイクル適用機器

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2025004328A1 true WO2025004328A1 (ja) 2025-01-02

Family

ID=93938044

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2023/024383 WO2025004328A1 (ja) 2023-06-30 2023-06-30 電力変換装置および冷凍サイクル適用機器

Country Status (1)

Country Link
WO (1) WO2025004328A1 (ja)

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002272117A (ja) * 2001-03-14 2002-09-20 Hitachi Ltd 系統連系用電力変換装置
JP2010017058A (ja) * 2008-07-07 2010-01-21 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置の電圧制御装置
JP2019129572A (ja) * 2018-01-23 2019-08-01 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002272117A (ja) * 2001-03-14 2002-09-20 Hitachi Ltd 系統連系用電力変換装置
JP2010017058A (ja) * 2008-07-07 2010-01-21 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置の電圧制御装置
JP2019129572A (ja) * 2018-01-23 2019-08-01 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN108093670B (zh) 电力变换装置以及热泵装置
JP6368664B2 (ja) アクティブフィルタ、及びそれを用いたモータ駆動装置、並びに冷凍装置
CN107567680B (zh) 具有有源转换器的变速驱动器
US11114970B2 (en) Motor driver, heat pump system and refrigeration and air conditioning equipment using motor driver
WO2015125724A1 (ja) 電力変換装置の制御方法
JP6399239B2 (ja) 電力変換装置
WO2022149206A1 (ja) 電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
CN116802982A (zh) 电力转换装置
WO2022172417A1 (ja) 電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
US20230336090A1 (en) Power conversion apparatus, motor drive apparatus, and refrigeration cycle apparatus
US20240014759A1 (en) Control device, power conversion apparatus, motor drive unit, and applied refrigeration cycle apparatus
WO2025004328A1 (ja) 電力変換装置および冷凍サイクル適用機器
Wang et al. High power factor control of IPMSM drive system without electrolytic capacitor
US20220181989A1 (en) Power converter and air conditioner
JPWO2018109805A1 (ja) 高調波電流補償装置および空気調和システム
WO2023157045A1 (ja) 電力変換装置および空気調和機
Nishizawa et al. Reduction of DC-link current harmonics over wide power-factor range for three-phase VSI using single-carrier-comparison continuous PWM
JP7603907B1 (ja) 交流直流変換装置、回転機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
JP6939465B2 (ja) 電力変換装置
JP6834754B2 (ja) アクティブフィルタ装置、及びそれを用いた空気調和装置
US10141881B2 (en) Apparatus for controlling inverter
JP7471991B2 (ja) 電力変換装置
WO2024184960A1 (ja) 電力変換装置および空気調和機
WO2025141872A1 (ja) 交流直流変換装置、回転機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
JP2020205708A (ja) オープン巻線モータ駆動装置及び冷凍サイクル装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 23943717

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1