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WO2024247243A1 - 高周波増幅器 - Google Patents

高周波増幅器 Download PDF

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WO2024247243A1
WO2024247243A1 PCT/JP2023/020579 JP2023020579W WO2024247243A1 WO 2024247243 A1 WO2024247243 A1 WO 2024247243A1 JP 2023020579 W JP2023020579 W JP 2023020579W WO 2024247243 A1 WO2024247243 A1 WO 2024247243A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
frequency
circuit
output
matching circuit
impedance
Prior art date
Application number
PCT/JP2023/020579
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
英悟 桑田
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 三菱電機株式会社 filed Critical 三菱電機株式会社
Priority to PCT/JP2023/020579 priority Critical patent/WO2024247243A1/ja
Publication of WO2024247243A1 publication Critical patent/WO2024247243A1/ja

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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/68—Combinations of amplifiers, e.g. multi-channel amplifiers for stereophonics

Definitions

  • This disclosure relates to a high-frequency amplifier.
  • Patent Document 1 describes an amplifier device with a distortion control function that compensates for the nonlinear distortion of a Doherty amplifier by combining a Doherty amplifier equipped with a carrier amplifier circuit and a peak amplifier circuit with a predistorter. This amplifier device can achieve both amplification efficiency and distortion reduction during communication.
  • High-frequency amplifiers have the problem that they need to be controlled by an external device such as a computer to compensate for nonlinear distortion.
  • a pre-distortion distortion compensation circuit for compensating for nonlinear distortion is large in circuit scale and requires a computer to control it. This increases the volume, weight, and power consumption of the entire high-frequency amplifier.
  • the power consumption is large according to the performance of the computer.
  • high-frequency amplifiers with high power consumption cannot be used in artificial satellite communications.
  • the present disclosure aims to solve the above problems and provide a high-frequency amplifier that can compensate for nonlinear distortion without being controlled by an external device.
  • the high-frequency amplifier comprises a plurality of transistor groups, each composed of one or a plurality of transistors, to which an in-phase signal is distributed, a plurality of mutually different input-side matching circuits respectively connected to the plurality of transistor groups, a plurality of parallel circuits respectively connected to the plurality of input-side matching circuits and shorted at the harmonic frequency of the signal output from the plurality of transistor groups, and a plurality of mutually different output-side matching circuits, one end of which is connected to a connection point between the input-side matching circuit and the parallel circuit, and the other end of which is connected to the plurality of output-side matching circuits, and the plurality of output-side matching circuits are set to have circuit constants such that the impedance looking into the transistor groups from the connection point between the output-side matching circuits is equal in the operating frequency band.
  • a high-frequency amplifier includes a plurality of transistor groups, a plurality of mutually different input matching circuits respectively connected to the plurality of transistor groups, a plurality of parallel circuits respectively connected to the plurality of input matching circuits and shorted at the harmonic frequency of the signal output from the plurality of transistor groups, and a plurality of mutually different output matching circuits having one end connected to a connection point between the input matching circuit and the parallel circuit and the other end connected to the plurality of output matching circuits.
  • the plurality of output matching circuits are set to circuit constants such that the impedance looking into the transistor groups from the connection point between the output matching circuits is equal in the operating frequency band. Since intermodulation distortion is reduced at the connection point between the output matching circuits, the high-frequency amplifier according to the present disclosure can compensate for nonlinear distortion without being controlled by an external device.
  • 1 is a circuit diagram showing a configuration of a high-frequency amplifier according to a first embodiment
  • 1 is a Smith chart showing impedance characteristics of a short-circuited stub.
  • 2 is a circuit diagram showing an equivalent circuit in the operating frequency band of the high-frequency amplifier according to the first embodiment
  • 2 is a circuit diagram showing an equivalent circuit in a frequency band twice the operating frequency of the high-frequency amplifier according to the first embodiment
  • 1 is a block diagram showing a configuration of a high-frequency amplifier according to a first embodiment, which is provided with a matching circuit formed of a transmission line.
  • 6 is a diagram showing an example of the characteristic impedance and electrical length of the transmission line in the high-frequency amplifier of FIG. 5 .
  • FIG. 6 is a Smith chart showing impedance characteristics of the high-frequency amplifier of FIG. 5 .
  • 8A, 8B, 8C, and 8D are contour diagrams showing the results of load pull calculations of the output power and the phase of the low-frequency side frequency of IMD3 versus impedance.
  • 9A and 9B are diagrams showing an example of vector synthesis of an IMD3 signal.
  • 1 is a Smith chart showing the results of LP measurement of the load impedance at the frequency of LMD3 normalized by the load impedance at the operating frequency.
  • 11A and 11B are characteristic diagrams showing the relationship between the output power of the high-frequency amplifier, the signal of IMD3, and the output efficiency.
  • FIG. 13 is a circuit diagram showing a short-circuited stub.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of a modified example of the high-frequency amplifier according to the first embodiment.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration of a high-frequency amplifier according to a second
  • Fig. 1 is a circuit diagram showing the configuration of a high-frequency amplifier 1 according to embodiment 1.
  • high-frequency amplifier 1 is an amplifier having a function of compensating for nonlinear distortion, and includes a transistor group 2, matching circuits 3A, 3B, 3C, 3D, transistor group 4, and short-circuited stubs 5A and 5B.
  • Transistor group 2 and transistor group 4 are transistor groups each composed of one or a plurality of transistors for amplifying an input high-frequency signal.
  • transistor groups 2 and 4 are each shown as being composed of one transistor.
  • Transistor groups 2 and 4 may be composed of multiple transistors connected in series or parallel, or may be composed of a combination of series and parallel connections.
  • transistor groups 2 and 4 are composed of multiple transistors, there is one input terminal to which a high-frequency signal is input, and there are one or more output terminals from which a high-frequency signal is output.
  • the multiple output terminals are connected to a downstream input-side matching circuit.
  • Transistor groups 2 and 4 have the control terminals of the transistors that make them up as input terminals, and a high-frequency signal is input to these control terminals.
  • transistor groups 2 and 4 are each composed of one field-effect transistor (hereafter referred to as FET), so the high-frequency signal is input to the gate terminal of the FET.
  • FET field-effect transistor
  • the FETs constituting transistor group 2 have source terminals connected to ground potential and drain terminals connected to matching circuit 3A.
  • the FETs constituting transistor group 4 have source terminals connected to ground potential and drain terminals connected to matching circuit 3C.
  • the high-frequency signal input to the input terminal of high-frequency amplifier 1 is split into two in-phase signals by an input matching circuit not shown in FIG. 1, with one in-phase signal being input to the gate terminal of the FETs constituting transistor group 2 and the other in-phase signal being input to the gate terminal of the FETs constituting transistor group 4.
  • the conventional Doherty amplifier described in Patent Document 1 is also provided with transistors corresponding to transistor groups 2 and 4 for amplifying high-frequency signals, just like high-frequency amplifier 1.
  • transistors corresponding to transistor groups 2 and 4 for amplifying high-frequency signals, just like high-frequency amplifier 1.
  • one of the features of high-frequency amplifier 1 that distinguishes it from conventional amplifiers is that the high-frequency signals input to each of the multiple transistor groups are in-phase.
  • Matching circuit 3A, matching circuit 3B, matching circuit 3C and matching circuit 3D are denoted as MN in FIG.
  • the matching circuit 3A is an input-side matching circuit connected to the output terminal of the transistor group 2.
  • a short-circuited stub 5A is connected to the output terminal of the matching circuit 3A.
  • An impedance Z1 indicated by an arrow in Fig. 1 is an impedance looking from the output terminal of the transistor group 2 (e.g., the drain terminal of an FET) toward the circuit side.
  • the matching circuit 3C is an input-side matching circuit connected to the output terminal of the transistor group 4.
  • a short-circuited stub 5B is connected to the output terminal of the matching circuit 3C.
  • the matching circuits 3A and 3B have circuit constants set such that their electrical lengths in the operating frequency band of the high-frequency amplifier 1 are different from each other.
  • the short-circuited stub 5A has one end connected to the output side of the matching circuit 3A and the other end grounded, and is a parallel circuit that is shorted at the harmonic frequency of the signal output from the transistor group 2. Furthermore, the short-circuited stub 5B has one end connected to the output side of the matching circuit 3C and the other end grounded, and is a parallel circuit that is shorted at the harmonic frequency of the signal output from the transistor group 4. 1 is the impedance generated by each of the short-circuited stubs 5A and 5B. The length of each of the short-circuited stubs 5A and 5B is about 1 ⁇ 4 wavelength near the center of the operating frequency of the high-frequency amplifier 1.
  • Matching circuit 3B is an output-side matching circuit having one end connected to the connection point between matching circuit 3A and short-circuited stub 5A and the other end connected to the output side of matching circuit 3D.
  • Matching circuit 3D is an output-side matching circuit having one end connected to the connection point between matching circuit 3C and short-tip stub 5B and the other end connected to the output side of matching circuit 3B.
  • the matching circuits 3B and 3D are set to have circuit constants that are different from each other in electrical length in the operating frequency band.
  • An output terminal (not shown in FIG. 1 ) is connected to a combination point S, which is a connection point between the output terminal of the matching circuit 3B and the output terminal of the matching circuit 3D.
  • impedance Z4 indicated by an arrow is the impedance that takes into account transistor group 2 that is connected to matching circuit 3B via matching circuit 3A from combination point S of matching circuits 3B and 3D.
  • Impedance Z5 indicated by an arrow in FIG. 1 is the impedance that takes into account transistor group 4 that is connected to matching circuit 3D via matching circuit 3C from combination point S.
  • matching circuits 3B and 3D have circuit constants that make impedance Z4 and impedance Z5 equal in the operating frequency band.
  • Figure 2 is a Smith chart showing the impedance characteristics of tip-shorted stub 5A and tip-shorted stub 5B.
  • the Smith chart on the left side of Figure 2 shows the characteristics of impedance Z3 created by tip-shorted stubs 5A and 5B in the operating frequency band of high-frequency amplifier 1 (9 GHz to 11 GHz in Figure 2).
  • the triangular plot is impedance Z3.
  • impedance Z3 changes within the range shown by the black line.
  • impedance Z3 in the operating frequency band becomes high impedance.
  • the Smith chart on the right side of Figure 2 shows the characteristics of impedance Z3 created by the short-circuited stubs 5A and 5B in a frequency band twice the operating frequency of the high-frequency amplifier 1 (18 GHz to 22 GHz in Figure 2).
  • the triangular plot represents impedance Z3.
  • impedance Z3 By sweeping the frequency from 18 GHz (Min) to 22 GHz (Max), impedance Z3 changes within the range shown by the black line.
  • impedance Z3 in the frequency band twice the operating frequency becomes a low impedance.
  • the short-circuited stubs 5A and 5B have the function of reflecting the second harmonic output from the transistor groups 2 and 4 back to the transistor groups 2 and 4 in a frequency band twice the operating frequency without affecting the circuit operation of the high-frequency amplifier 1 in the operating frequency band.
  • the short-circuited stubs 5A and 5B need only be circuits having the above-mentioned functions, and are not required to be short-circuited stubs.
  • a parallel circuit such as a parallel resonator may be provided in place of the short-circuited stubs 5A and 5B.
  • Figure 3 is a circuit diagram showing an equivalent circuit in the operating frequency band of the high-frequency amplifier 1.
  • the short-circuited stubs 5A and 5B do not affect the circuit operation of the high-frequency amplifier 1 in the operating frequency band. For this reason, as shown in Figure 3, the short-circuited stubs 5A and 5B are omitted from the equivalent circuit in the operating frequency band.
  • Fig. 4 is a circuit diagram showing an equivalent circuit in a frequency band twice the operating frequency of the high-frequency amplifier 1.
  • the short-circuited stubs 5A and 5B reflect the second harmonic output from the transistor groups 2 and 4 to the transistor groups 2 and 4. That is, in a frequency band twice the operating frequency, the impedance Z3 of the short-circuited stubs 5A and 5B becomes very low and is equivalent to the ground. For this reason, as shown in Fig.
  • the output end of the matching circuit 3A is substantially grounded, and the output end of the matching circuit 3C is grounded, so that the matching circuits 3B and 3D are omitted. Furthermore, in the high-frequency amplifier 1, the matching circuits 3A and 3C are set with circuit constants that give different electrical lengths in a frequency band twice the operating frequency.
  • Fig. 5 is a block diagram showing the configuration of a high-frequency amplifier 1 equipped with matching circuits 3A to 3D consisting of transmission lines A to D.
  • transmission line A is matching circuit 3A
  • transmission line B is matching circuit 3B
  • transmission line C is matching circuit 3C
  • transmission line D is matching circuit 3D.
  • one of two transmission lines E is a short-circuited stub 5A, and the other is a short-circuited stub 5B.
  • transistor 6 is a FET that constitutes transistor group 2
  • transistor 7 is a FET that constitutes transistor group 4.
  • the transmission lines A to E are denoted as TL in FIG.
  • Fig. 6 is a diagram showing an example of the characteristic impedance and electrical length of the transmission lines A to E in the high-frequency amplifier 1 shown in Fig. 5.
  • the characteristic impedance of all of the transmission lines A to E is 70.7 ⁇ .
  • the electrical length of the transmission line E is 90 degrees, the impedance becomes high in the operating frequency band and low in a frequency band twice the operating frequency.
  • the impedance Z1 looking toward the circuit side from the output end of transistor 6 and the impedance Z2 looking toward the circuit side from the output end of transistor 7 are both set to 50 ⁇ at the operating frequency. Furthermore, since the electrical lengths of transmission line A and transmission line C are different from each other, the impedance Z1 looking toward the circuit side from the output end of transistor 6 and the impedance Z2 looking toward the circuit side from the output end of transistor 7 are different at a frequency that is twice the operating frequency.
  • FIG. 7 is a Smith chart showing the impedance characteristics of the high-frequency amplifier 1 of FIG. 5.
  • the Smith chart on the left side of FIG. 7 shows the characteristics of impedance Z1 and impedance Z2 at the operating frequency (1 GHz in FIG. 7).
  • the triangular plot shows the value of impedance Z1, and the square plot shows the value of impedance Z2, which are normalized to 50 ⁇ .
  • the Smith chart on the right side of Fig. 7 shows the characteristics of impedances Z1 and Z2 at a frequency twice the operating frequency (2 GHz in Fig. 7).
  • the triangular plots show the value of impedance Z1, and the square plots show the value of impedance Z2, which are normalized to 50 ⁇ .
  • impedances Z1 and Z2 have different values, and impedance matching is not achieved.
  • the values of impedances Z1 and Z2 at the operating frequency are different from the values of impedances Z1 and Z2 at a frequency twice the operating frequency.
  • the high frequency amplifier 1 can compensate for nonlinear distortion without being controlled by an external device.
  • the noise floor is elevated in the low-frequency and high-frequency bands of the used frequency band in the frequency spectrum. What appears to be an elevated noise floor is in fact a superposition of intermodulation distortions such as IMD3 (third-order intermodulation distortion), IMD5, IMD7, and so on.
  • IMD3 Since IMD3 has the highest signal level among all intermodulation distortions, the following describes how the high-frequency amplifier 1 can reduce IMD3 to achieve low distortion.
  • One method of observing IMD3 is to apply two high-frequency signals (hereinafter referred to as two-tone signals) to the input terminal of the high-frequency amplifier 1.
  • two-tone signals hereinafter referred to as two-tone signals
  • the frequencies that cause IMD3 hereinafter referred to as IMD3 frequencies
  • 8A, 8B, 8C, and 8D are contour diagrams showing the results of load-pull calculation of the output power Pout (left side of each diagram) and the phase IMD3L Phase of the low-frequency IMD3 frequency (right side of each diagram) versus impedance in the high-frequency amplifier 1.
  • markers M1 and M2 are set at the impedance at which the output is maximum.
  • the impedance at which markers M1 and M2 are set is the same regardless of the phase angle of the load reflection coefficient ⁇ (2f 0 ) in the frequency band twice the operating frequency.
  • the phase of the IMD3 signal (hereinafter referred to as the IMD3 signal) generated in transistor groups 2 and 4 fluctuates due to the load phase of the double frequency.
  • the phase angle dependency of the reflection coefficient of the second harmonic frequency of the IMD3 signal generated by the transistors also occurs in the high-frequency amplifier 1. Specifically, the phases of the IMD3 signals generated by the transistor groups 2 and 4 are no longer in phase. In this case, in the high-frequency amplifier 1, the IMD3 signals of different phases are vector-combined at the combination point S.
  • FIG. 9A is a diagram showing an example (1) of vector synthesis of IMD3 signals.
  • Synthesis example (1) shows a case where vector a, which represents the IMD3 signal generated in transistor group 2, and vector b, which represents the IMD3 signal generated in transistor group 4, have approximately the same phase angle. When the phase angles are approximately the same, as shown in FIG 9A, the synthesized vector of vector a and vector b is larger than vector a and vector b.
  • FIG. 9B is a diagram showing an example (2) of vector synthesis of IMD3 signals.
  • Synthesis example (2) shows a case where the phase angle is significantly different between vector a, which represents the IMD3 signal generated in transistor group 2, and vector b, which represents the IMD3 signal generated in transistor group 4.
  • the synthesized vector of vector a and vector b is smaller than vector a and vector b.
  • the phases of the IMD3 signals are in-phase with each other, similar to the phases of the operating frequency signals.
  • the phases of the IMD3 signals are different from each other, as described above. For this reason, it can be said that the amplitude of the IMD3 signal in high-frequency amplifier 1 is smaller than that in conventional amplifiers.
  • impedance mismatch occurs.
  • some components of the IMD3 signal return to the transistor that is the source of the IMD3 signal, and the remaining components are applied to the other transistor.
  • the active impedance at the IMD3 frequency of the current source end of the transistor varies from the passive load impedance generated by the matching circuit.
  • the load impedance at the IMD3 frequency as seen from transistor groups 2 and 4 differs from the load impedance at the operating frequency.
  • Fig. 10 is a Smith chart plotting the LP measurement results of the load impedance at the IMD3 frequency normalized by the load impedance at the operating frequency. As shown in Fig. 10, it can be seen that the larger the difference between the load impedance at the IMD3 frequency and the load impedance at the operating frequency, the smaller the amplitude of the IMD3 signal output from the transistor.
  • the verification results are described in, for example, the following reference document. (References) “Effects of Load Impedances at Third Order Intermodulation Tones”, EUMIC 2020.
  • Fig. 11A is a characteristic diagram showing the relationship between the output power and the amplitude of the IMD3 signal in a conventional amplifier and the high-frequency amplifier 1.
  • the conventional amplifier is described in Patent Document 1, and the phases of the IMD3 signals are in-phase.
  • characteristic F is the characteristic of the conventional amplifier, and shows the relationship between the output power (dBm) and the amplitude (dBc) of the IMD3 signal.
  • characteristic G is a characteristic of the high-frequency amplifier 1, and indicates the relationship between the output power (dBm) and the amplitude (dBc) of the IMD3 signal.
  • the amplitude H2 of the IMD3 signal of the high-frequency amplifier 1 is smaller than the amplitude H1 of the IMD3 signal of the conventional amplifier, achieving low distortion.
  • Fig. 11B is a characteristic diagram showing the relationship between the output power, the amplitude of the IMD3 signal, and the efficiency of the amplifier in the conventional amplifier and the high-frequency amplifier 1.
  • the phase of the IMD3 signal is in-phase.
  • characteristic F shows the relationship between the output power (dBm) and the amplitude (dBc) of the IMD3 signal of the conventional amplifier shown in Fig. 11A.
  • Characteristic G shows the relationship between the output power (dBm) and the amplitude (dBc) of the IMD3 signal of the high-frequency amplifier 1 shown in Fig. 11A.
  • Characteristic I shows the relationship between the output power (dBm) and the efficiency.
  • 11B compares characteristic F of the conventional amplifier with characteristic G of the high-frequency amplifier 1 at the same amplitude of the IMD3 signal. As indicated by the arrow in FIG. 11B, at the same amplitude of the IMD3 signal, the output power of the high-frequency amplifier 1 is higher than that of the conventional amplifier, and further, high efficiency is achieved.
  • Fig. 12 is a circuit diagram showing the short-circuited stubs 5A and 5B.
  • the short-circuited stubs 5A and 5B may be composed of a matching circuit 3A1 and a capacitor 8.
  • the matching circuit 3A1 is an in-stub matching circuit having one end connected to the input side matching circuit and the other end connected to the capacitor 8.
  • the capacitor 8 is a capacitor that cuts the direct current component in the signal (hereinafter referred to as DC cut), and has one end connected to the matching circuit 3A1 and the other end grounded.
  • the matching circuit 3A1 is denoted as MN in Fig. 12.
  • the short-circuited stubs 5A and 5B have the structure shown in FIG. 12, there is no need to provide a dedicated DC-cut circuit between the transistor group 2 and the short-circuited stub 5A, and there is no need to provide a dedicated DC-cut circuit between the transistor group 4 and the short-circuited stub 5B. This reduces the circuit loss caused by the dedicated DC-cut circuit, and makes it possible to achieve high efficiency in the high-frequency amplifier 1. Furthermore, it is also possible to supply power to the transistor groups 2 and 4 from between the matching circuit 3A1 and the capacitor 8.
  • the high frequency amplifier according to the first embodiment may include two of the high frequency amplifiers 1 shown in FIG. 1.
  • FIG. 13 is a circuit diagram showing the configuration of a modified high frequency amplifier 1A.
  • the high frequency amplifier 1A is an amplifier that has the function of compensating for nonlinear distortion, and includes two of the high frequency amplifiers 1 shown in FIG. 1, and includes a matching circuit 9.
  • the matching circuit 9 has the output terminals of the two high frequency amplifiers 1 connected to the input side, and has a single output terminal 10 on the output side. Even with the high frequency amplifier 1A configured in this way, the same effect as above can be obtained.
  • the matching circuit 9 is denoted as MN in FIG. 13.
  • the high-frequency amplifier 1 includes the transistor groups 2 and 4, the matching circuits 3A and 3C, which are different from each other and connected to the transistor groups 2 and 4, the short-circuited stubs 5A and 5B, which are connected to the matching circuits 3A and 3C and short-circuited at the harmonic frequency of the signal, and the matching circuits 3B and 3D, which are different from each other and have one end connected to the connection point between the matching circuits 3A and 3C and the short-circuited stubs 5A and 5B and the other end connected at the synthesis point S.
  • the matching circuits 3B and 3D are set to have circuit constants such that the impedance Z4 looking into the transistor group 2 from the synthesis point S and the impedance Z5 looking into the transistor group 4 from the synthesis point S are equal in the operating frequency band.
  • the high-frequency amplifier 1 can compensate for nonlinear distortion without control by an external device because intermodulation distortion is reduced at the synthesis point S, and low distortion and high efficiency are achieved due to the compensation of nonlinear distortion. Since compensation control by an external device including a dedicated external control circuit is not required, the high-frequency amplifier 1 can be made small in volume, lightweight, and low in power consumption.
  • the short-circuited stub 5A is composed of a matching circuit 3A1, one end of which is connected to the matching circuit 3A, and a capacitor 8, one end of which is connected to the matching circuit 3A1 and the other end of which is grounded, for cutting the DC component contained in the signal.
  • Fig. 14 is a block diagram showing the configuration of a high-frequency amplifier 1A according to a second embodiment.
  • a high-frequency amplifier 1B is an amplifier having a function of compensating for nonlinear distortion, and includes N high-frequency amplifiers 1 and a matching circuit 11.
  • the matching circuit 11 has one end connected to the output ends of the N high-frequency amplifiers 1 arranged in parallel, and has a single output terminal 12 at the other end.
  • N is an integer equal to or greater than 2.
  • the matching circuit 11 is denoted as MN in Fig. 14.
  • the transistor group 2 has a wiring that connects to the matching circuit 3A
  • the transistor group 4 has a wiring that connects the output end to the matching circuit 3C. That is, the transistor groups 2 and 4 have two wirings. If one transistor group is composed of many transistors in order to further increase the output power of the high frequency amplifier 1, many transistors will be connected to the wiring that connects to the input side matching circuit. When the number of transistors becomes so large, the combined impedance becomes too small and it may become impossible to create a matching circuit.
  • N high-frequency amplifiers 1 are arranged in parallel and each is connected to a matching circuit 11. This makes it possible to increase the number of wires for connecting the N high-frequency amplifiers 1 to the matching circuit 11 to N without increasing the number of transistors in each high-frequency amplifier 1. As a result, the matching circuit 11 is capable of harmonic matching of signals from the N high-frequency amplifiers 1.
  • high frequency amplifier 1B connects N high frequency amplifiers 1 to one matching circuit 11 without increasing the number of transistors in each high frequency amplifier 1, thereby preventing parasitic oscillation.
  • a typical lossless filter used in a wideband amplifier has a matching circuit configured with transmission lines connected in multiple stages.
  • a single high-frequency amplifier 1 has a first-stage matching circuit, and matching circuit 11 is a second-stage matching circuit. Therefore, it is possible to configure a lossless filter using these matching circuits and achieve a wide band.
  • the high frequency amplifier 1B includes N high frequency amplifiers 1 and a matching circuit 11 having one end connected to the output ends of the N high frequency amplifiers 1 arranged in parallel and a single output terminal 12 at the other end. Since the amplification process can be performed by the N high frequency amplifiers 1, the high frequency amplifier 1B can achieve high output, high frequency, and wide bandwidth in addition to the effects described in the first embodiment.
  • the high-frequency amplifier disclosed herein can be used, for example, as a communications amplifier for artificial satellites, etc.
  • 1, 1A, 1B High frequency amplifier
  • 2 Transistor group, 3A, 3A1, 3B, 3C, 3D, 9, 11: Matching circuit
  • 4 Transistor group, 5A, 5B: Tip short stub, 6, 7: Transistor, 8: Capacitor, 10, 12: Output terminal.

Landscapes

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Abstract

高周波増幅器（１）は、トランジスタ群（２，４）と、トランジスタ群（２，４）に接続された整合回路（３Ａ，３Ｃ）と、整合回路（３Ａ，３Ｃ）に接続され、トランジスタ群（２，４）から出力される信号の高調波周波数でショートになる先端短絡スタブ（５Ａ，５Ｂ）と、一方の端部が整合回路（３Ａ，３Ｃ）と先端短絡スタブ（５Ａ，５Ｂ）との接続点に接続され、他方の端部が合成点（Ｓ）で接続された整合回路（３Ｂ，３Ｄ）を備える。整合回路（３Ｂ，３Ｄ）には、合成点（Ｓ）からトランジスタ群（２，４）を見込んだインピーダンス（Ｚ４，Ｚ５）が動作周波数帯で等しい回路定数が設定されている。

Description

高周波増幅器
　本開示は、高周波増幅器に関する。
　高周波増幅器は、人工衛星等の通信用増幅器として広く利用されている。例えば、特許文献１には、キャリア増幅回路およびピーク増幅回路を備えたドハティ増幅器とプリディストータとを組み合わせることで、ドハティ増幅器の非線形歪を補償する歪制御機能付き増幅装置が記載されている。この増幅装置は、通信時の増幅効率と歪低減とを両立させることができる。
特開２００８－２２５１３号公報
　従来の高周波増幅器は、非線形歪を補償するために、コンピュータ等の外部装置が制御する必要があるという課題があった。例えば、非線形歪を補償するためのプリディストーション歪補償回路は、回路規模が大きい上にその制御にコンピュータが必要となる。このため、高周波増幅器全体の体積、重量、および消費電力を増加させてしまう。特に、人工衛星通信では、使用可能なコンピュータの性能に制約があるため、コンピュータの性能に応じた消費電力が大きい。さらに、太陽電池パネルとその電池容量には限りがあるため、人工衛星通信では、大きな消費電力の高周波増幅器を利用できない。
　本開示は上記課題を解決するものであり、外部装置で制御することなく非線形歪を補償することができる、高周波増幅器を得ることを目的とする。
　本開示に係る高周波増幅器は、一つまたは複数のトランジスタでそれぞれが構成され、同相の信号が分配される複数のトランジスタ群と、複数のトランジスタ群にそれぞれ接続された、互いに異なる複数の入力側整合回路と、複数の入力側整合回路にそれぞれ接続され、複数のトランジスタ群から出力される信号の高調波周波数でショートになる複数の並列回路と、一方の端部が入力側整合回路と並列回路との接続点に接続され、他方の端部が接続された、互いに異なる複数の出力側整合回路とを備え、複数の出力側整合回路には、出力側整合回路間の接続点からトランジスタ群を見込んだインピーダンスが動作周波数帯で等しい回路定数が設定されている。
　本開示によれば、複数のトランジスタ群と、複数のトランジスタ群にそれぞれ接続された、互いに異なる複数の入力側整合回路と、複数の入力側整合回路にそれぞれ接続され、複数のトランジスタ群から出力される信号の高調波周波数でショートになる複数の並列回路と、一方の端部が入力側整合回路と並列回路との接続点に接続され、他方の端部が接続された、互いに異なる複数の出力側整合回路とを備える。複数の出力側整合回路には、出力側整合回路間の接続点からトランジスタ群を見込んだインピーダンスが動作周波数帯で等しい回路定数が設定される。出力側整合回路間の接続点で相互変調歪みが低減されるので、本開示に係る高周波増幅器は、外部装置で制御することなく非線形歪を補償することができる。
実施の形態１に係る高周波増幅器の構成を示す回路図である。 先端短絡スタブのインピーダンス特性を示すスミスチャートである。 実施の形態１に係る高周波増幅器の動作周波数帯における等価回路を示す回路図である。 実施の形態１に係る高周波増幅器の動作周波数の２倍の周波数帯における等価回路を示す回路図である。 伝送線路からなる整合回路を備えた、実施の形態１に係る高周波増幅器の構成を示すブロック図である。 図５の高周波増幅器における伝送線路の特性インピーダンスと電気長の例を示す図である。 図５の高周波増幅器のインピーダンス特性を示すスミスチャートである。 図８Ａ、図８Ｂ、図８Ｃおよび図８Ｄは、インピーダンスに対する、出力電力と、ＩＭＤ３の低周波側周波数の位相とを、ロードプル計算により求めた結果を示すコンター図である。 図９Ａおよび図９Ｂは、ＩＭＤ３信号のベクトル合成例を示す図である。 ＬＭＤ３の周波数での負荷インピーダンスのＬＰ測定結果を、動作周波数での負荷インピーダンスで規格化した結果を示すスミスチャートである。 図１１Ａおよび図１１Ｂは、高周波増幅器の出力電力、ＩＭＤ３の信号および出力効率の関係を示す特性図である。 先端短絡スタブを示す回路図である。 実施の形態１に係る高周波増幅器の変形例の構成を示す回路図である。 実施の形態２に係る高周波増幅器の構成を示す回路図である。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る高周波増幅器１の構成を示す回路図である。図１において、高周波増幅器１は、非線形歪を補償する機能を有した増幅器であり、トランジスタ群２、整合回路３Ａ、整合回路３Ｂ、整合回路３Ｃ、整合回路３Ｄ、トランジスタ群４、先端短絡スタブ５Ａおよび先端短絡スタブ５Ｂを備える。トランジスタ群２およびトランジスタ群４は、入力した高周波信号を増幅するための一つまたは複数のトランジスタでそれぞれが構成されたトランジスタ群である。
　図１では、トランジスタ群２および４がそれぞれ一つのトランジスタで構成されている場合を示している。なお、トランジスタ群２および４は、複数のトランジスタが直列または並列で接続されたものでもよく、もしくは、直列と並列を組み合わせて接続されたものでもよい。なお、トランジスタ群２および４が、複数のトランジスタで構成される場合、高周波信号が入力される入力端子は一つであり、高周波信号が出力される出力端子は一つまたは複数である。トランジスタ群が複数の出力端子を有する場合には、複数の出力端子が後段の入力側整合回路に接続される。
　トランジスタ群２および４には、これらを構成するトランジスタの制御端子が入力端子され、この制御端子に高周波信号が入力される。例えば、トランジスタ群２および４は、図１に示すように、それぞれ一つの電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴと記載する。）で構成されているので、高周波信号は、ＦＥＴのゲート端子に入力される。
　トランジスタ群２を構成するＦＥＴは、ソース端子が接地電位とされ、ドレイン端子が整合回路３Ａに接続される。トランジスタ群４を構成するＦＥＴは、ソース端子が接地電位とされ、ドレイン端子が整合回路３Ｃに接続される。高周波増幅器１の入力端子に入力された高周波信号は、図１において図示しない入力整合回路によって同相で二分配され、一方の同相信号がトランジスタ群２であるＦＥＴのゲート端子に入力され、他方の同相信号がトランジスタ群４であるＦＥＴのゲート端子に入力される。
　特許文献１に記載される従来のドハティ増幅器においても、高周波増幅器１と同様に、高周波信号を増幅するためのトランジスタ群２および４に対応するトランジスタが設けられている。しかしながら、従来のドハティ増幅器においては、これらのトランジスタ群にそれぞれ入力される高周波信号に９０度程度の位相差があり、同相信号は入力されない。このように、高周波増幅器１は、複数のトランジスタ群にそれぞれ入力される高周波信号が同相であることも、従来の増幅器とは異なる特徴の一つである。
　整合回路３Ａ、整合回路３Ｂ、整合回路３Ｃおよび整合回路３Ｄは、図１においてＭＮと表記されている。
　整合回路３Ａは、トランジスタ群２の出力端に接続された入力側整合回路である。整合回路３Ａの出力端には、先端短絡スタブ５Ａが接続されている。図１において矢印で示すインピーダンスＺ１は、トランジスタ群２の出力端（例えばＦＥＴのドレイン端子）から回路側を見込んだインピーダンスである。
　整合回路３Ｃは、トランジスタ群４の出力端に接続された入力側整合回路である。整合回路３Ｃの出力端には、先端短絡スタブ５Ｂが接続されている。図１において矢印で示すインピーダンスＺ２は、トランジスタ群４の出力端（例えばＦＥＴのドレイン端子）から回路側を見込んだインピーダンスである。
　なお、整合回路３Ａおよび３Ｂには、高周波増幅器１の動作周波数帯での電気長が互いに異なる回路定数が設定されている。
　先端短絡スタブ５Ａは、一方の端部が整合回路３Ａの出力側に接続され、他方の端部が接地されており、トランジスタ群２から出力される信号の高調波周波数でショートになる並列回路である。さらに、先端短絡スタブ５Ｂは、一方の端部が整合回路３Ｃの出力側に接続され、他方の端部が接地されており、トランジスタ群４から出力される信号の高調波周波数でショートになる並列回路である。
　なお、図１において矢印で示すインピーダンスＺ３は、先端短絡スタブ５Ａおよび５Ｂがそれぞれ作るインピーダンスである。先端短絡スタブ５Ａおよび５Ｂのそれぞれの長さは、高周波増幅器１の動作周波数の中心付近で１／４波長程度の長さとなる。
　整合回路３Ｂは、一方の端部が整合回路３Ａと先端短絡スタブ５Ａとの接続点に接続され、他方の端部が整合回路３Ｄの出力側と接続されている出力側整合回路である。
　整合回路３Ｄは、一方の端部が整合回路３Ｃと先端短絡スタブ５Ｂとの接続点に接続され、他方の端部が整合回路３Ｂの出力側と接続されている出力側整合回路である。
　整合回路３Ｂおよび３Ｄには、動作周波数帯での電気長が互いに異なる回路定数が設定されている。また、整合回路３Ｂの出力端と整合回路３Ｄの出力端との接続点である合成点Ｓには、図１において図示しない出力端子が接続される。
　図１において矢印で示すインピーダンスＺ４は、整合回路３Ｂと整合回路３Ｄとの合成点Ｓから、整合回路３Ａを介して整合回路３Ｂと接続するトランジスタ群２を見込んだインピーダンスである。図１において矢印で示すインピーダンスＺ５は、合成点Ｓから、整合回路３Ｃを介して整合回路３Ｄと接続するトランジスタ群４を見込んだインピーダンスである。高周波増幅器１において、整合回路３Ｂおよび整合回路３Ｄには、動作周波数帯でインピーダンスＺ４とインピーダンスＺ５とが等しくなる回路定数が設定されている。
　図２は、先端短絡スタブ５Ａおよび先端短絡スタブ５Ｂのインピーダンス特性を示すスミスチャートである。図２の左側のスミスチャートは、高周波増幅器１の動作周波数帯（図２において９ＧＨｚから１１ＧＨｚ）で先端短絡スタブ５Ａおよび５Ｂが作るインピーダンスＺ３の特性を示している。三角形のプロットがインピーダンスＺ３である。周波数を９ＧＨｚ（Ｍｉｎ）から１１ＧＨｚ（Ｍａｘ）まで掃引することで、インピーダンスＺ３は、黒い線で示す範囲で変化する。当該スミスチャートが示すように、動作周波数帯におけるインピーダンスＺ３は、高インピーダンスになる。
　図２の右側のスミスチャートは、高周波増幅器１の動作周波数の２倍の周波数帯（図２においては１８ＧＨｚから２２ＧＨｚ）で先端短絡スタブ５Ａおよび５Ｂが作るインピーダンスＺ３の特性を示している。三角形のプロットがインピーダンスＺ３である。周波数を１８ＧＨｚ（Ｍｉｎ）から２２ＧＨｚ（Ｍａｘ）まで掃引することで、インピーダンスＺ３は、黒い線で示す範囲で変化する。当該スミスチャートが示すように、動作周波数の２倍の周波数帯におけるインピーダンスＺ３は、低インピーダンスになる。
　図２から明らかなように、先端短絡スタブ５Ａおよび５Ｂは、動作周波数帯で高周波増幅器１の回路動作に影響を与えず、動作周波数の２倍の周波数帯でトランジスタ群２および４から出力された２次高調波をトランジスタ群２および４へ反射する機能を有する。
　なお、高周波増幅器１では、先端短絡スタブ５Ａおよび５Ｂが上記の機能を有する回路であればよいので、先端短絡スタブでなくてもよい。例えば、先端短絡スタブ５Ａおよび５Ｂの代わりに、並列共振器等の並列回路を設けてもよい。
　次に、先端短絡スタブ５Ａおよび５Ｂによる効果を、図３および図４を用いて説明する。図３は、高周波増幅器１の動作周波数帯における等価回路を示す回路図である。図２を用いて説明したように、動作周波数帯において先端短絡スタブ５Ａおよび５Ｂは、高周波増幅器１の回路動作に影響を与えない。このため、図３に示すように、動作周波数帯における等価回路では、先端短絡スタブ５Ａおよび５Ｂの記載が省略されている。
　図４は、高周波増幅器１の動作周波数の２倍の周波数帯における等価回路を示す回路図である。図２を用いて説明したように、動作周波数の２倍の周波数帯において、先端短絡スタブ５Ａおよび５Ｂは、トランジスタ群２および４から出力されてきた２次高調波を、トランジスタ群２および４へ反射する。すなわち、動作周波数の２倍の周波数帯において、先端短絡スタブ５Ａおよび５Ｂの各インピーダンスＺ３は、とても低いインピーダンスとなってグラウンドと同等になる。このため、図４に示すように、動作周波数の２倍の周波数帯における等価回路では、実質的に整合回路３Ａの出力端が接地され、整合回路３Ｃの出力端が接地されるので、整合回路３Ｂおよび３Ｄの記載が省略される。
　また、高周波増幅器１において、整合回路３Ａおよび整合回路３Ｃには、動作周波数の２倍の周波数帯における電気長が異なる回路定数が設定されている。
　続いて、整合回路３Ａ～３Ｄの具体的な構成について説明する。
　図５は、伝送線路Ａ～Ｄからなる整合回路３Ａ～３Ｄを備えた高周波増幅器１の構成を示すブロック図である。図５において、伝送線路Ａは、整合回路３Ａであり、伝送線路Ｂは、整合回路３Ｂであり、伝送線路Ｃは、整合回路３Ｃであり、伝送線路Ｄは、整合回路３Ｄである。また、二つの伝送線路Ｅの一方は先端短絡スタブ５Ａであり、他方は先端短絡スタブ５Ｂである。さらに、トランジスタ６は、トランジスタ群２を構成するＦＥＴであり、トランジスタ７は、トランジスタ群４を構成するＦＥＴである。
　また、伝送線路Ａ～Ｅは、図５においてＴＬと表記されている。
　図５において、トランジスタ６の出力負荷インピーダンス（＝最適負荷インピーダンス）が５０Ωであるものとする。さらに、伝送線路Ｂと伝送線路Ｄとの接続点（合成点Ｓ）が高周波増幅器１の出力端子であるものとして５０Ω負荷に接続される。
　図６は、図５に示した高周波増幅器１における伝送線路Ａ～Ｅの特性インピーダンスと電気長の例を示す図である。図６において、全ての伝送線路Ａ～Ｅの特性インピーダンスが７０．７Ωである。さらに伝送線路Ｅの電気長を９０度とすることで、動作周波数帯では高インピーダンスとなり、動作周波数の２倍の周波数帯では低インピーダンスとなる。
　また、伝送線路Ａと伝送線路Ｂとの電気長の和を９０度に設定し、伝送線路Ｃと伝送線路Ｄとの電気長の和を９０度に設定することにより、トランジスタ６の出力端から回路側を見込んだインピーダンスＺ１と、トランジスタ７の出力端から回路側を見込んだインピーダンスＺ２とが、ともに、動作周波数で５０Ωになるようにしている。
　さらに、伝送線路Ａと伝送線路Ｃの電気長が互いに異なるので、トランジスタ６の出力端から回路側を見込んだインピーダンスＺ１と、トランジスタ７の出力端から回路側を見込んだインピーダンスＺ２とが、動作周波数の２倍の周波数では異なっている。
　図７は、図５の高周波増幅器１のインピーダンス特性を示すスミスチャートである。図７の左側のスミスチャートは、動作周波数（図７において１ＧＨｚ）におけるインピーダンスＺ１およびインピーダンスＺ２の特性を示している。三角形のプロットがインピーダンスＺ１の値を示しており、四角のプロットがインピーダンスＺ２の値を示しており、これらは５０Ωで正規化されている。当該スミスチャートから明らかなように、動作周波数においてはインピーダンスＺ１とインピーダンスＺ２とで完全なインピーダンス整合がとれている。
　一方、図７の右側のスミスチャートは、動作周波数の２倍の周波数（図７において２ＧＨｚ）におけるインピーダンスＺ１およびＺ２の特性を示している。三角形のプロットがインピーダンスＺ１の値を示しており、四角のプロットがインピーダンスＺ２の値を示しており、これらは５０Ωで正規化されている。当該スミスチャートから明らかなように、動作周波数の２倍の周波数においては、インピーダンスＺ１およびＺ２が互いに異なる値であり、インピーダンス整合がとれていない。
　さらに、図７の左側のスミスチャートおよび図７の右側のスミスチャートから明らかなように、動作周波数におけるインピーダンスＺ１およびＺ２の値と、動作周波数の２倍の周波数におけるインピーダンスＺ１およびＺ２の値は異なっている。
　次に、高周波増幅器１において、外部装置で制御することなく非線形歪の補償が可能である理由について説明する。
　高周波増幅器が利用される無線通信システムでは、通信信号の歪みを周波数空間で解析した際に、周波数スペクトルにおける使用周波数帯域の低周波側と高周波側の周波数帯のノイズフロアが上昇している特性が観測されることがある。このノイズフロアが上昇して見えるものの正体は、ＩＭＤ３（三次相互変調歪）をはじめとする、ＩＭＤ５、ＩＭＤ７、・・・といった相互変調歪が重ね合わさったものである。
　相互変調歪の中で最も信号レベルが高いものはＩＭＤ３であるため、以下では、高周波増幅器１でＩＭＤ３を低減することによる低歪み化について説明する。
　ＩＭＤ３を観測する方法の一つとして、二つの高周波信号（以下、２トーン信号と記載する。）を、高周波増幅器１の入力端子に印加するものがある。この方法では、２トーン信号の低周波側の周波数をＦＬとし、高周波側の周波数をＦＨとした場合に、ＩＭＤ３を生じる周波数（以下、ＩＭＤ３周波数と記載する。）は、ＦＬ－（ＦＨ－ＦＬ）、およびＦＨ＋（ＦＨ－ＦＬ）である。
　図８Ａ、図８Ｂ、図８Ｃおよび図８Ｄは、高周波増幅器１における、インピーダンスに対する、出力電力Ｐｏｕｔ（各図の左側図）と、低周波側のＩＭＤ３周波数の位相ＩＭＤ３Ｌ　Ｐｈａｓｅ（各図の右側図）とを、ロードプル計算で求めた結果を示すコンター図である。これらの結果は、高周波増幅器１の入力端子に２トーン信号が入力され、トランジスタ群２および４の電流源端において、動作周波数の２倍の周波数帯における負荷反射係数∠Γ（２ｆ０）の振幅が１であり、位相角が－９０度、０度、９０度および１８０度であるものとして、２トーンの２つの動作周波数と、ＩＭＤ３周波数の低周波側と高周波側とについての４つの周波数における負荷インピーダンスが同一となるようにロードプル計算を行って得られたものである。
　図８Ａ、図８Ｂ、図８Ｃおよび図８Ｄに示すように、出力が最大となるインピーダンスには、マーカＭ１およびＭ２が設定される。マーカＭ１およびＭ２が設定されたインピーダンスは、動作周波数の２倍の周波数帯における負荷反射係数∠Γ（２ｆ０）の位相角によらず、同一のインピーダンスである。
　一方、図８Ａ、図８Ｂ、図８Ｃおよび図８Ｄの各右側図に示すＩＭＤ３周波数の位相での計算結果から明らかなように、動作周波数とＩＭＤ３周波数での負荷インピーダンスが同じであるにも関わらず、２倍の周波数の負荷位相によってトランジスタ群２および４で生成されるＩＭＤ３の信号（以下、ＩＭＤ３信号と記載する。）の位相は変動する。
　すなわち、トランジスタで生成されるＩＭＤ３信号の２倍波周波数の反射係数の位相角依存性は、高周波増幅器１においても生じる。具体的には、トランジスタ群２および４でそれぞれ生成されるＩＭＤ３信号の位相が同相ではなくなる。この場合、高周波増幅器１においては、互いに異なる位相のＩＭＤ３信号が合成点Ｓでベクトル合成される。
　次に、異なる位相のＩＭＤ３の信号のベクトル合成について説明する。
　図９Ａは、ＩＭＤ３信号のベクトル合成例（１）を示す図である。合成例（１）は、トランジスタ群２で発生したＩＭＤ３信号を表すａベクトルと、トランジスタ群４で発生したＩＭＤ３信号を表すｂベクトルとで位相角がほぼ同じ場合を示している。位相角がほぼ同じである場合、図９Ａに示すように、ａベクトルとｂベクトルとの合成ベクトルは、ａベクトルおよびｂベクトルよりも大きくなる。
　図９Ｂは、ＩＭＤ３信号のベクトル合成例（２）を示す図である。合成例（２）は、トランジスタ群２で発生したＩＭＤ３信号を表すａベクトルと、トランジスタ群４で発生したＩＭＤ３信号を表すｂベクトルとで、位相角が大きく異なっている場合を示している。位相角が大きく異なる場合、図９Ｂに示すように、ａベクトルとｂベクトルとの合成ベクトルは、ａベクトルおよびｂベクトルよりも小さくなる。
　合成例（１）と合成例（２）で合成ベクトルを比較することで、位相角の差が大きいと合成ベクトルに対応する信号の振幅が小さくなることがわかる。
　合成点Ｓにおいて、トランジスタ群２で発生したＩＭＤ３信号に対尾するａベクトルとトランジスタ群４で発生したＩＭＤ３信号に対応するｂベクトルとで、位相角が異なり、ａベクトルとｂベクトルが合成例（２）のようにベクトル合成される。
　例えば、特許文献１に記載される従来の増幅器では、動作周波数信号の位相と同様に、ＩＭＤ３信号の位相が同相関係にある。これに対して、高周波増幅器１では、上述のようにＩＭＤ３信号の位相は互いに異なる。このため、高周波増幅器１におけるＩＭＤ３信号の振幅は、従来の増幅器よりも小さいと言える。
　さらに、アクティブインピーダンスの観点で考えると、異なる位相の進行波が合成される場合は、インピーダンス不整合が生じる。インピーダンス不整合が生じると、ＩＭＤ３信号の一部の成分が当該ＩＭＤ３信号の発生源であるトランジスタに戻り、残りの成分が他方のトランジスタに印加される。この場合、トランジスタの電流源端のＩＭＤ３周波数でのアクティブインピーダンスは、整合回路により生成されるパッシブな負荷インピーダンスから変動する。換言すると、トランジスタ群２および４から見込んだＩＭＤ３周波数での負荷インピーダンスと動作周波数での負荷インピーダンスとが異なるものとなる。
　図１０は、ＬＭＤ３周波数での負荷インピーダンスのＬＰ測定結果を、動作周波数での負荷インピーダンスで規格化したものがプロットされたスミスチャートである。図１０に示すように、ＩＭＤ３周波数の負荷インピーダンスと動作周波数での負荷インピーダンスとの差が大きいほど、トランジスタから出力されるＩＭＤ３信号の振幅が小さくなることがわかる。なお、この検証結果は、例えば、下記の参考文献に記載されている。
（参考文献）
　“Ｅｆｆｅｃｔｓ　ｏｆ　Ｌｏａｄ　Ｉｍｐｅｄａｎｃｅｓ　ａｔ　Ｔｈｉｒｄ　Ｏｒｄｅｒ　Ｉｎｔｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　Ｔｏｎｅｓ”，　ＥＵＭＩＣ　２０２０．
　次に、ＩＭＤ３信号の振幅が小さくなる理由について説明する。
　図１１Ａは、従来の増幅器と高周波増幅器１とにおける出力電力とＩＭＤ３信号の振幅との関係を示す特性図である。従来の増幅器は、特許文献１に記載され、ＩＭＤ３信号の位相が同相関係にある。図１１Ａにおいて、特性Ｆは、従来の増幅器の特性であり、出力電力（ｄＢｍ）とＩＭＤ３信号の振幅（ｄＢｃ）との関係を示している。
　また、特性Ｇは、高周波増幅器１の特性であり、出力電力（ｄＢｍ）とＩＭＤ３信号の振幅（ｄＢｃ）との関係を示している。
　図１１Ａでは、従来の増幅器の特性Ｆと高周波増幅器１の特性Ｇとを、同じ出力電力で比較している。図１１Ａにおいて矢印で示すように、同じ出力電力において、高周波増幅器１のＩＭＤ３信号の振幅Ｈ２は、従来の増幅器のＩＭＤ３信号の振幅Ｈ１より小さく、低歪みが実現されている。
　図１１Ｂは、従来の増幅器と高周波増幅器１における出力電力とＩＭＤ３信号の振幅と増幅器の効率との関係を示す特性図である。従来の増幅器は、ＩＭＤ３信号の位相が同相関係にある。図１１Ｂにおいて、特性Ｆは、図１１Ａに示した従来の増幅器の出力電力（ｄＢｍ）とＩＭＤ３信号の振幅（ｄＢｃ）との関係を示している。特性Ｇは、図１１Ａに示した高周波増幅器１の出力電力（ｄＢｍ）とＩＭＤ３信号の振幅（ｄＢｃ）との関係を示している。特性Ｉは、出力電力（ｄＢｍ）と効率との関係を示している。
　図１１Ｂでは、従来の増幅器の特性Ｆと高周波増幅器１の特性Ｇとを、ＩＭＤ３信号の同じ振幅で比較している。図１１Ｂにおいて矢印で示すように、ＩＭＤ３信号の同じ振幅において、高周波増幅器１の出力電力は、従来の増幅器よりも高く、さらに、高い効率が実現されている。
　次に、先端短絡スタブ５Ａおよび５Ｂの構造について説明する。
　図１２は、先端短絡スタブ５Ａおよび５Ｂを示す回路図である。図１２に示すように、先端短絡スタブ５Ａおよび５Ｂは、整合回路３Ａ１とキャパシタ８で構成されてもよい。整合回路３Ａ１は、一方の端部が入力側整合回路と接続され、他方の端部がキャパシタ８に接続されているスタブ内整合回路である。キャパシタ８は、信号中の直流成分をカット（以下、ＤＣカットと記載する。）するキャパシタであり、一方の端が整合回路３Ａ１と接続され、他方の端部が接地されている。なお、整合回路３Ａ１は、図１２においてＭＮと表記されている。
　先端短絡スタブ５Ａおよび５Ｂが図１２に示す構造である場合は、トランジスタ群２と先端短絡スタブ５Ａとの間に、ＤＣカットの専用回路を設ける必要がなく、トランジスタ群４と先端短絡スタブ５Ｂとの間に、ＤＣカットの専用回路を設ける必要がない。このため、ＤＣカットの専用回路に起因した回路損失が低減され、高周波増幅器１の高効率化を実現できる。さらに、整合回路３Ａ１とキャパシタ８との間からトランジスタ群２および４に電源供給することも可能である。
　なお、実施の形態１に係る高周波増幅器は、図１に示した高周波増幅器１を二つ備えたものであってもよい。図１３は、変形例である高周波増幅器１Ａの構成を示す回路図である。図１３において、高周波増幅器１Ａは、非線形歪を補償する機能を有した増幅器であり、図１に示した高周波増幅器１を二つ備え、整合回路９を備える。整合回路９は、二つの高周波増幅器１の出力端子が入力側に接続されており、出力側には単一の出力端子１０を有している。このように構成された高周波増幅器１Ａであっても、上記と同様の効果が得られる。なお、整合回路９は、図１３においてＭＮと表記されている。
　以上のように、実施の形態１に係る高周波増幅器１は、トランジスタ群２および４と、トランジスタ群２および４に接続された、互いに異なる整合回路３Ａおよび３Ｃと、整合回路３Ａおよび３Ｃに接続され、信号の高調波周波数でショートになる先端短絡スタブ５Ａおよび５Ｂと、一方の端部が整合回路３Ａおよび３Ｃと先端短絡スタブ５Ａおよび５Ｂとの接続点に接続され、他方の端部が合成点Ｓで接続された、互いに異なる整合回路３Ｂおよび３Ｄとを備える。整合回路３Ｂおよび３Ｄには、合成点Ｓからトランジスタ群２を見込んだインピーダンスＺ４と、合成点Ｓからトランジスタ群４を見込んだインピーダンスＺ５とが動作周波数帯で等しい回路定数が設定されている。これにより、高周波増幅器１は、合成点Ｓで相互変調歪みが低減されるので、外部装置で制御することなく非線形歪を補償することができ、非線形歪の補償に伴う低歪化および高効率化が実現される。専用の外部制御回路を含む外部装置による補償制御が不要であるため、高周波増幅器１は、小体積化、軽量化および低消費電力化が可能である。
　実施の形態１に係る高周波増幅器１において、先端短絡スタブ５Ａは、一方の端部が整合回路３Ａに接続された整合回路３Ａ１と、一方の端部が整合回路３Ａ１と接続され、他方の端部が接地され、信号に含まれる直流成分をカットするキャパシタ８からなる。これにより、高周波増幅器１は、ＤＣカットの専用回路に起因した回路損失が低減され、高効率化を実現できる。さらに、整合回路３Ａ１とキャパシタ８との間からトランジスタ群２および４に電源供給することも可能である。
実施の形態２．
　図１４は、実施の形態２に係る高周波増幅器１Ａの構成を示すブロック図である。図１４において、高周波増幅器１Ｂは、非線形歪を補償する機能を有した増幅器であり、Ｎ個の高周波増幅器１と整合回路１１とを備える。整合回路１１は、並列に配置されたＮ個の高周波増幅器１の出力端が一方の端部に接続され、他方の端部には単一の出力端子１２を有する。なお、Ｎは２以上の整数である。なお、整合回路１１は、図１４においてＭＮと表記されている。
　一つの高周波増幅器１において、トランジスタ群２は、整合回路３Ａに接続する配線を有し、トランジスタ群４は、出力端を整合回路３Ｃに接続する配線を有する。すなわち、トランジスタ群２および４は、二つの配線を有する。高周波増幅器１を、さらに高出力化するため、一つのトランジスタ群を多数のトランジスタで構成した場合、入力側整合回路に接続する配線に多数のトランジスタが接続されることになる。
　このようにトランジスタが多数になると、その合成インピーダンスが小さくなり過ぎて整合回路を作れなくなる可能性がある。
　そこで、高周波増幅器１Ｂでは、Ｎ個の高周波増幅器１を並列に配置して整合回路１１にそれぞれ接続している。これにより、個々の高周波増幅器１ではトランジスタを増やすことなく、Ｎ個の高周波増幅器１を整合回路１１に接続するための配線を、Ｎ本に増やすことができる。このため、整合回路１１は、Ｎ個の高周波増幅器１からの信号の高調波整合が可能である。
　また、トランジスタ群２および４が多数のトランジスタで構成される場合、特に、高い周波数領域において寄生発振が生じる可能性がある。これに対し、高周波増幅器１Ｂは、個々の高周波増幅器１でトランジスタを増やすことなく、Ｎ個の高周波増幅器１を一つの整合回路１１に接続するので、寄生発振を防止することができる。
　様々な無損失フィルタ技術を用いて、整合回路を広帯域化する技術が知られている。
　例えば、広帯域増幅器に用いられる典型的な無損失フィルタとして、多段に接続された伝送線路で構成される整合回路を有するものがある。高周波増幅器１Ｂにおいても、一つの高周波増幅器１に一段目の整合回路があり、整合回路１１が二段目の整合回路となる。このため、これらの整合回路を用いた無損失フィルタを構成可能であり広帯域化することが可能である。
　以上のように、実施の形態２に係る高周波増幅器１Ｂは、Ｎ個の高周波増幅器１と、並列に配置されたＮ個の高周波増幅器１の出力端が一方の端部に接続され、他方の端部には単一の出力端子１２を有した整合回路１１とを備える。Ｎ個の高周波増幅器１で増幅処理が行えるので、高周波増幅器１Ｂは、実施の形態１で示した上記効果に加え、高出力化、高周波数化および広帯域化が可能である。
　なお、各実施の形態の組み合わせまたは実施の形態のそれぞれの任意の構成要素の変形もしくは実施の形態のそれぞれにおいて任意の構成要素の省略が可能である。
　本開示に係る高周波増幅器は、例えば、人工衛星等の通信用増幅器に利用可能である。
　１，１Ａ，１Ｂ　高周波増幅器、２　トランジスタ群、３Ａ，３Ａ１，３Ｂ，３Ｃ，３Ｄ，９，１１　整合回路、４　トランジスタ群、５Ａ，５Ｂ　先端短絡スタブ、６，７　トランジスタ、８　キャパシタ、１０，１２　出力端子。

Claims (4)

  1. 　一つまたは複数のトランジスタでそれぞれが構成され、同相の信号が分配される複数のトランジスタ群と、
    　複数の前記トランジスタ群にそれぞれ接続された、互いに異なる複数の入力側整合回路と、
    　複数の前記入力側整合回路のそれぞれに接続され、複数の前記トランジスタ群から出力される信号の高調波周波数でショートになる複数の並列回路と、
    　一方の端部が前記入力側整合回路と前記並列回路との接続点に接続され、他方の端部が互いに接続された、互いに異なる複数の出力側整合回路と、を備え、
    　複数の前記出力側整合回路には、前記出力側整合回路間の接続点から前記トランジスタ群を見込んだインピーダンスが動作周波数帯で等しい回路定数が設定されている
    　ことを特徴とする高周波増幅器。
  2. 　前記並列回路は、前記信号の２倍波でショートになる複数の先端短絡スタブである
    　ことを特徴とする請求項１に記載の高周波増幅器。
  3. 　前記先端短絡スタブは、
    　一方の端部が前記入力側整合回路に接続されたスタブ内整合回路と、
    　一方の端部が前記スタブ内整合回路の他方の端部と接続され、他方の端部が接地され、前記信号に含まれる直流成分をカットするキャパシタと、からなる
    　ことを特徴とする請求項２に記載の高周波増幅器。
  4. 　請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の複数の高周波増幅器と、
    　並列に配置された複数の高周波増幅器の出力端が一方の端部に接続され、他方の端部には単一の出力端子を有した整合回路と、を備えた
    　ことを特徴とする高周波増幅器。
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JPS63153904A (ja) * 1986-07-30 1988-06-27 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 電力増幅器
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