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WO2021024463A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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Publication number
WO2021024463A1
WO2021024463A1 PCT/JP2019/031417 JP2019031417W WO2021024463A1 WO 2021024463 A1 WO2021024463 A1 WO 2021024463A1 JP 2019031417 W JP2019031417 W JP 2019031417W WO 2021024463 A1 WO2021024463 A1 WO 2021024463A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
voltage
current
converter
power
circuit
Prior art date
Application number
PCT/JP2019/031417
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
香帆 椋木
藤井　俊行
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 三菱電機株式会社 filed Critical 三菱電機株式会社
Priority to EP19940528.3A priority Critical patent/EP4012869A4/en
Priority to PCT/JP2019/031417 priority patent/WO2021024463A1/ja
Priority to US17/624,852 priority patent/US12068679B2/en
Priority to JP2020526458A priority patent/JP6746046B1/ja
Publication of WO2021024463A1 publication Critical patent/WO2021024463A1/ja

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    • H—ELECTRICITY
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    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
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    • H02M7/505—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M7/515—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
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    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4835—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels comprising two or more cells, each including a switchable capacitor, the capacitors having a nominal charge voltage which corresponds to a given fraction of the input voltage, and the capacitors being selectively connected in series to determine the instantaneous output voltage

Definitions

  • This application relates to a power conversion device.
  • AC is connected to the power supply system side.
  • the converter that converts to direct current is composed of a self-excited converter (voltage type converter), which is connected to the motor and generator side to convert alternating current to direct current to drive and start the motor and generator.
  • the converter is assumed to be a power transmission system composed of a separately excited converter (current type converter) for the purpose of cost reduction.
  • a DC power transmission facility having the following configuration is disclosed.
  • the conventional DC power transmission equipment includes a forward converter, a DC power transmission line, a reverse converter, and a control device.
  • the DC side of the forward converter and the DC side of the reverse converter are connected by a DC transmission line.
  • the forward converter converts alternating current to direct current, and is composed of a separately excited converter.
  • the inverse converter converts direct current into alternating current, and a self-excited converter having a self-extinguishing element is used. Then, by setting the DC current of the self-excited converter according to the magnitude of the AC voltage of the separately excited converter and having the current control characteristic of controlling to the set current value, the magnitude of the decrease in the AC voltage can be increased.
  • DC transmission is performed at the corresponding DC voltage (see, for example, Patent Document 1).
  • the present application discloses a technique for solving the above-mentioned problems, and prevents an overcurrent at startup in a power converter for power interchange between a current type converter and a voltage type converter.
  • An object of the present invention is to provide a power converter that protects each element constituting the current type converter and the voltage type converter.
  • the power converter disclosed in the present application is A voltage-type first power converter and a current-type second power converter that have a semiconductor element that controls the conduction and interruption of current and perform power conversion between alternating current and direct current, and the first power conversion.
  • the device and a control unit for controlling the second power converter are provided.
  • the first DC terminal on the DC side of the first power converter and the second DC terminal on the DC side of the second power converter are connected via a DC circuit, and the DC circuit is used between different ACs. Power is given and received,
  • the control unit In the first start control for starting the first power converter and the second power converter, A first voltage in which a DC voltage at the first DC terminal of the first power converter is set by controlling the semiconductor element of at least one of the first power converter and the second power converter. By adjusting to a value, the current flowing through the DC circuit is controlled to be a first current equal to or less than the rated current value of the semiconductor element. It is a thing.
  • the power converter disclosed in the present application in a power converter that exchanges power between a current type converter and a voltage type converter, an overcurrent at startup is prevented, and a current type converter and a voltage are used. It is possible to provide a power conversion device that protects each element constituting the type converter.
  • FIG. 1 is a block diagram of the voltage type converter according to the first embodiment.
  • This is a configuration example of the converter cell according to the first embodiment.
  • This is a configuration example of the current type converter according to the first embodiment.
  • It is a block diagram of the 1st converter control part for controlling the voltage type converter according to Embodiment 1.
  • FIG. It is a block diagram of the 2nd converter control part for controlling the current type converter according to Embodiment 1.
  • FIG. is a flow chart which shows the control at the time of starting of the power conversion apparatus by Embodiment 1.
  • FIG. is a block diagram of the 2nd converter control part for controlling the current type converter according to Embodiment 2.
  • FIG. 1 ist converter control part for controlling the voltage type converter according to Embodiment 1.
  • FIG. is a block diagram of the 2nd converter control part for controlling the current type converter according to Embodiment 1.
  • FIG. is a flow chart which shows the control at the time of starting of the power conversion apparatus by Embodiment 1.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram showing an overall configuration of the power conversion device 100 according to the first embodiment.
  • the power conversion device 100 is provided between two different first AC circuits 10A and second AC circuit 10B, and bidirectional power is provided between the first AC circuit 10A and the second AC circuit 10B. Give and receive.
  • the power converter 100 includes a voltage type converter 20 as a first power converter that converts power between alternating current and direct current, and a current as a second power converter that performs power conversion between alternating current and direct current.
  • a type converter 30 and a DC circuit 40 such as a power transmission cable are provided.
  • the DC terminal 20a as the first DC terminal on the DC side of the voltage type converter 20 and the DC terminal 30a as the second DC terminal on the DC side of the current type converter 30 are connected by the DC circuit 40.
  • the power conversion device 100 converts the AC power from one of the AC circuits (10A, 10B) into DC power, transmits the DC power through the DC circuit 40, and then converts it into AC power again. Then, AC power is supplied to the other AC circuit (10B, 10A).
  • the AC side of the voltage type converter 20 is connected to the first AC circuit 10A via the switch 11A. Further, the AC side of the current type converter 30 is connected to the second AC circuit 10B via the switch 11B. Further, the power converter 100 includes a first converter control unit 50 as a control unit and a second converter control unit 60 as a control unit that control the voltage type converter 20 and the current type converter 30, respectively. .. The first converter control unit 50 and the second converter control unit 60 are connected by a communication line 70.
  • FIG. 2 is a configuration example of the voltage type converter 20 according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a configuration example of the converter cell 10 included in the voltage type converter 20 shown in FIG.
  • each phase of the voltage type converter 20 the positive side arm 22 and the negative side arm 23 are connected in series, and the AC end 26, which is the connection point thereof, is connected to each phase AC line. It is composed of a circuit 21.
  • Each phase leg circuit 21 is connected in parallel between the positive and negative DC buses 40P and 40N of the DC circuit 40.
  • Each of the positive arm 22 and the negative arm 23 of each phase leg circuit 21 has cell groups 22a and 23a in which a plurality of converter cells 10 are connected in series, and is on the positive side with respect to these cell groups 22a and 23a.
  • the reactor 24p and the negative reactor 24n are inserted in series, respectively.
  • the positive reactor 24p and the negative reactor 24n are inserted into the AC end 26 side of the cell groups 22a and 23a, and the positive reactor 24p and the negative reactor 24n form a three-terminal reactor 25.
  • the positive side reactor 24p and the negative side reactor 24n may be inserted at any position in the positive side arm 22 and the negative side arm 23, and a plurality of each may be provided. Further, the AC end 26 of each phase of the voltage type converter 20 is connected to the first AC circuit 10A via the transformer 27.
  • the converter cell 10 included in the voltage type converter 20 is a self-extinguishing device that controls the conduction and interruption of current such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) and a GCT (gate commutated turn-off thyristor). It is composed of a switching element 1 as an arc-shaped semiconductor element. A diode 2 is connected to each switching element 1 in antiparallel to form a switch 3.
  • the series body 4 is a series of a plurality of (here, two) switches 3 connected in series.
  • the converter cell 10 has a full bridge configuration in which two series 4 are connected in parallel and a DC capacitor 5 as an energy storage element for smoothing a DC voltage is further connected in parallel to the series 4.
  • the converter cell 10 having such a configuration has an intermediate connection point of each series 4 as an output end, and by turning the switching element 1 on and off, the positive electrode of the voltage across the DC capacitor 5 is formed from this output end. Selective output of positive voltage, negative negative voltage, or zero voltage.
  • the converter cell 10 is composed of a series 4 composed of a self-extinguishing switching element 1 and a DC capacitor 5 connected in parallel to the series 4, and is output by the switching element 1.
  • the configuration is not limited to this configuration as long as it can selectively output the positive voltage, the negative voltage, or the zero voltage of the DC capacitor 5 at the end.
  • FIG. 4 is a configuration example of the current type converter 30 according to the first embodiment.
  • the current type converter 30 is composed of a plurality of thyristor elements 31 as self-extinguishable semiconductor elements that control the conduction and interruption of current.
  • the series 32 is a series of a plurality (here, two) of the thyristor elements 31 connected in series. In the current type converter 30, these three series bodies 32 are connected in parallel, and the reactor L34 is further connected to the AC terminal side of the intermediate connection point of the series body 32.
  • Each thyristor element 31 is configured with the negative DC bus 40N side as the cathode and the positive DC bus 40P side as the anode side.
  • the direct current transmitted via the DC bus 40P such as a long-distance cable is supplied via the reactance of the DC bus 40P, and the reactance component of the DC bus 40P functions as a reactance component. Therefore, in the current type converter 30 in FIG. 4, the reactor on the DC side is not indispensable.
  • the configuration shown in FIG. 4 is an example, and the current type converter 30 is not limited to this configuration as long as it is a current type converter.
  • the first AC circuit 10A is a three-phase AC power source
  • the second AC circuit 10B is a motor
  • the power conversion device 100 is a second AC motor from the first AC power source. It will be described as assuming that power is supplied to the circuit 10B.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a first converter control unit 50 for controlling the voltage type converter 20 according to the first embodiment.
  • the first converter control unit 50 includes a start control unit 51, a capacitor voltage control unit 52, a DC voltage control unit 53, a DC current control unit 54, and a gate signal generation unit 55. To be equipped.
  • the capacitor voltage control unit 52 generates a voltage command value 52a for making the voltage of the DC capacitor 5 in each converter cell 10 included in the voltage type converter 20 follow the set voltage.
  • the DC voltage control unit 53 generates a voltage command value 53a for making the terminal voltage at the DC terminal 20a on the DC side of the voltage type converter 20 follow the set voltage.
  • the DC current control unit 54 generates a current command value 54a for making the current flowing through the DC circuit 40 follow the determined current value.
  • the gate signal generation unit 55 is a voltage type converter 20 based on the voltage command values 52a and 53a and the current command value 54a output from the capacitor voltage control unit 52, the DC voltage control unit 53, and the DC current control unit 54.
  • a gate signal G for controlling the switching element 1 in each of the converter cells 10 of the above is generated.
  • the start control unit 51 includes a capacitor voltage control unit 52, a DC voltage control unit 53, a DC current control unit 54, and a gate signal generation unit 55, based on a command unit (not shown) or a start command received from an external operator or the like.
  • the command signals 51a, 51b, 51c, and 51d for operating the above are generated. The details of the command control performed by the activation control unit 51 will be described later.
  • FIG. 6 is a configuration diagram of a second converter control unit 60 for controlling the current type converter 30 according to the first embodiment.
  • the second converter control unit 60 includes a start control unit 61, a motor current control unit 62, and a gate signal generation unit 63.
  • the motor current control unit 62 calculates the current value required for controlling the second AC circuit 10B (motor) connected to the AC side of the current type converter 30 to generate the current command value 62a.
  • the gate signal generation unit 63 generates a gate signal G for controlling the thyristor element 31 of the current type converter 30 based on the current command value 62a from the motor current control unit 62.
  • the start control unit 61 generates command signals 61a and 61b for operating the motor current control unit 62 and the gate signal generation unit 63. The details of the command control performed by the activation control unit 61 will be described later.
  • FIG. 7 is a flow chart showing the control at startup of the power converter 100 performed by the first converter control unit 50 and the second converter control unit 60 according to the first embodiment.
  • the voltage type converter 20 is started by the first converter control unit 50.
  • the activation control unit 51 of the first converter control unit 50 issues a command to the gate signal generation unit 55 by the command signal 51a, and controls the voltage type converter 20 to the gate-off state. Further, the start control unit 51 controls the switch 11A to be closed, and connects the voltage type converter 20 to the first AC circuit 10A (AC power supply) in the gate-off state (step S001).
  • the DC capacitor 5 in each converter cell 10 of the voltage type converter 20 is charged until the voltage reaches the set charging voltage value C1 (step S002).
  • the start control unit 51 of the first converter control unit 50 issues a command to the gate signal generation unit 55 by the command signal 51a after the DC capacitor 5 is charged to the set charging voltage value C1, and is a voltage type.
  • the gate of the switching element 1 of the converter 20 is turned on and off.
  • the start control unit 51 simultaneously issues a command to the DC voltage control unit 53 by the command signal 51c, and the DC voltage control unit 53 becomes the first voltage value V1 in which the DC voltage at the DC terminal 20a is set.
  • the voltage command value 53a to be adjusted is generated.
  • the first voltage value V1 is set to zero voltage.
  • the gate signal generation unit 55 generates the gate signal G based on the voltage command value 53a.
  • the voltage type converter 20 controls each converter cell 10 according to the gate signal G so that the DC voltage at the DC terminal 20a becomes zero (step S003).
  • the current type converter 30 is started by the second converter control unit 60.
  • the second converter control unit 60 controls the switch 11B from the open state to the closed state by the start control unit 61, and connects the current type converter 30 to the second AC circuit 10B (motor). ..
  • the start control unit 61 issues a command to the gate signal generation unit 63 by the command signal 61a, and sends a command to the thyristor element 31 connected to the DC bus 40P side of the current type converter 30 and the DC bus 40N on the negative side.
  • the current type converter 30 is controlled so as to be in a bypass pair state in which the connected thyristor element 31 is turned on at the same time (step S004).
  • the bypass pair state is set for the purpose of activating the current type converter 30, a closed circuit through which current flows between the voltage type converter 20, the DC circuit 40, and the current type converter 30 is configured.
  • the DC voltage of the DC terminal 20a of the voltage type converter 20 is controlled to be the first voltage value V1 (zero voltage), but the current type converter 30 operates like a current source. .. Since power transfer does not occur in the current type converter 30, at this time, in the DC circuit 40, a current sufficiently small with respect to the rated current value Im of each element included in the voltage type converter 20 and the current type converter 30 (No. 1). 1 current I1) flows. Therefore, the current flowing through the current type converter 30 is also sufficiently smaller than the rated current value Im.
  • the DC voltage at the DC terminal 20a of the voltage type converter 20 slightly increases according to the first current I1 and the resistance value of the DC circuit 40 (closed circuit).
  • the first voltage value V1 commanded by the DC voltage control unit 53 of the first converter control unit 50 is the DC circuit 40 when the voltage type converter 20 and the current type converter 30 are started. It is a voltage value set so that the current flowing in the closed circuit through the circuit is the first current I1 having a rated current value Im or less. As described above, in the present embodiment, the first voltage value V1 is set to zero voltage, but the current flowing through the closed circuit via the DC circuit 40 is equal to or less than the rated current value Im. If so, it may be set to a value equal to or higher than zero voltage. The first voltage value V1 can be set mainly based on the resistance value in the DC circuit 40. Further, in the present embodiment, if the first voltage value V1 is set to be within 3% of the rated voltage of 0V + DC circuit 40, the voltage in the DC circuit 40 is surely set to the first current I1. Can be controlled.
  • the current flowing through the DC circuit 40 is the first with a rated current value of Im or less.
  • the control that adjusts to the current I1 is called the first start control.
  • the first converter control unit 50 issues a command to the capacitor voltage control unit 52 by the command signal 51b while controlling the DC voltage of the DC terminal 20a to be zero by the DC voltage control unit 53.
  • the voltage of the DC capacitor 5 of each converter cell 10 is charged until the set charging voltage value C2 is reached (step S005).
  • the second converter control unit 60 issues a command to the motor current control unit 62 by the command signal 61b, and the current value (current value) required for the control of the second AC circuit 10B (motor) in the motor current control unit 62.
  • the third current I3) is calculated. This calculated value is commanded to the first converter control unit 50 via the communication line 70 as the current command value 62a (step S006).
  • the first converter control unit 50 issues a command to the DC current control unit 54 by the command signal 51d, and controls the voltage type converter 20 from the voltage control by the DC voltage control unit 53 to the DC current control. Switching to current control by unit 54 (step S007). At this time, the current command value 54a output by the DC current control unit 54 is generated based on the value of the third current I3 calculated by the motor current control unit 62.
  • the voltage type converter 20 maintains the voltage of the DC capacitor 5 at the set charging voltage value C2 based on the current command value 54a from the DC current control unit 54 and the voltage command value 52a from the capacitor voltage control unit 52. At the same time, the third current I3 required for motor control is supplied.
  • the second converter control unit 60 issues a command to the gate signal generation unit 63 by the command signal 61a, and starts switching control for turning on / off the gate of each thyristor element 31 of the current type converter 30.
  • AC power is output to the second AC circuit 10B (motor) (step S008).
  • the second AC circuit 10B (motor) is started by the third current I3.
  • the voltages of the DC terminals 20a and 30a are voltage values determined by the induced voltage of the motor and the roll calling angle of the current type converter 30 with respect to each thyristor element 31.
  • the power converter 100 When the power converter 100 is started by the first control shown above, an excessive current exceeding the rated current value Im is passed through the voltage type converter 20 and the current type converter 30, or an excessive voltage is applied. It is possible to realize the activation of the power converter 100 without any trouble.
  • the motor is shown as the second AC circuit 10B, it may be a generator, for example.
  • the power conversion device 100 operates as a BTB (Back To Back) or an HVDC (High Voltage Direct Current) system for high-voltage direct current transmission. To do. In this case as well, the same effect can be obtained.
  • the current flowing through the DC circuit 40 is set to the rated current value.
  • the first current I1 was controlled to Im or less.
  • the control is not limited to this, and if the DC voltage at the DC terminal 20a of the voltage type converter 20 is adjusted to the first voltage value V1, at least one of the voltage type converter 20 and the current type converter 30 It may control the semiconductor element of.
  • the power conversion device of the present embodiment configured as described above is A voltage-type first power converter and a current-type second power converter that have a semiconductor element that controls the conduction and interruption of current and perform power conversion between alternating current and direct current, and the first power conversion.
  • the device and a control unit for controlling the second power converter are provided.
  • the first DC terminal on the DC side of the first power converter and the second DC terminal on the DC side of the second power converter are connected via a DC circuit, and the DC circuit is used between different ACs. Power is given and received,
  • the control unit In the first start control for starting the first power converter and the second power converter, A first voltage in which a DC voltage at the first DC terminal of the first power converter is set by controlling the semiconductor element of at least one of the first power converter and the second power converter. By adjusting to a value, the current flowing through the DC circuit is controlled to be a first current equal to or less than the rated current value of the semiconductor element. It is a thing.
  • the current type converter when the voltage type converter and the current type converter are connected via a DC circuit, when the current type converter is started, the current type converter operates like a current source, so that it is DC. There is a risk that an overcurrent exceeding the rating of the semiconductor element will pass through the circuit.
  • the DC voltage at the DC terminal of the voltage type converter in the first start control for activating these voltage type converters and current type converters, the DC voltage at the DC terminal of the voltage type converter is adjusted to the set first voltage value.
  • the current flowing through the DC circuit can be controlled to be the first current equal to or less than the rated current value of the semiconductor element. This makes it possible to start the power conversion device without stressing each semiconductor element by preventing an overcurrent at the time of starting. In this way, it is possible to provide a highly functional, inexpensive, and highly reliable power conversion device capable of protecting a semiconductor element.
  • the power conversion device of the present embodiment configured as described above is The control unit In the first activation control
  • the semiconductor element of the first power converter is controlled to adjust the voltage of the first DC terminal of the first power converter to the first voltage value, and the second power converter is in a bypass pair state. Control the semiconductor element of the second power converter so as to It is a thing.
  • the current type converter when the current type converter is put into the bypass pair state for the purpose of activating the current type converter, even if the voltage in the DC circuit becomes zero voltage, the current flowing through the DC circuit is the rated current value.
  • the semiconductor element of the voltage type converter is controlled so as follows, and the DC terminal voltage on the voltage type converter side is adjusted to the first voltage value. As a result, it is possible to prevent an overcurrent at startup in the power converter having a configuration in which the voltage type converter and the current type converter are connected.
  • the current type converter when all the semiconductor elements are turned off and the energizing current is cut off, an overvoltage may be applied to the semiconductor elements due to the current due to the DC reactor component. Therefore, it is necessary to configure a current circuit for constantly passing current.
  • the current type converter is in a bypass pair state, and a path through which a current flows between the voltage type converter and the current type converter is secured via a DC circuit. As a result, it is possible to prevent an overvoltage from being applied to the semiconductor element at the time of startup, and to provide a more reliable power conversion device.
  • the power conversion device of the present embodiment configured as described above is In the first start control, the current path through which the first current flows is It is a closed circuit formed between the first power converter and the second power converter via the DC circuit. It is a thing.
  • the power conversion device of the present embodiment configured as described above is The first voltage value is set based on the resistance value in the DC circuit. It is a thing.
  • the first voltage value at the DC terminal of the voltage type converter is set based on the resistance value of the DC circuit.
  • the current flowing through the DC circuit in the first start control can be accurately adjusted to the first current equal to or less than the rated current value.
  • the first voltage value is 0 V + 3% of the rated voltage of the DC circuit, or a value within. It is a thing.
  • the current flowing through the DC circuit in the first start control is surely the first one equal to or less than the rated current value. Can be adjusted to current.
  • the power conversion device of the present embodiment configured as described above is
  • the first power converter is a self-excited power converter configured by using the self-extinguishing semiconductor element.
  • the second power converter is a separately excited power converter configured by using a thyristor element as the semiconductor element. It is a thing.
  • the power conversion device of the present embodiment configured as described above is
  • the first power converter is The positive arm and the negative arm are connected in series, and multiple leg circuits connected to each phase AC line are connected in parallel between the positive and negative DC buses.
  • Each of the positive arm and the negative arm of each of the leg circuits comprises a series of self-extinguishing semiconductor elements connected in series with each other and an energy storage element connected in parallel to the series. It is equipped with multiple converter cells connected in series. It is a thing.
  • the voltage type converter is configured by multiplexing the converter cells, it is possible to increase the converter capacity and combine the outputs to reduce the harmonics included in the output voltage waveform. Therefore, the harmonic current flowing out to the AC system can be further reduced.
  • FIG. 8 is a configuration diagram of a second converter control unit 260 for controlling the current type converter 30 according to the second embodiment.
  • FIG. 9 is a flow chart showing the start-up control of the power converter 100 performed by the first converter control unit 50 and the second converter control unit 260 according to the second embodiment.
  • the power conversion device 100 of the present embodiment supplies power from the first AC circuit 10A to the second AC circuit 10B.
  • the motor current control unit 62 in the second converter control unit 60 shown in the first embodiment becomes the DC voltage control unit 262. ..
  • the operation at the time of starting the power conversion device 100 of the second embodiment will be described. Similar to the first activation control shown in the first embodiment, in the present embodiment as well, the first activation control is performed by performing steps S001 to S004. Since an AC power source is assumed as the second AC circuit 10B in the present embodiment, the current type converter 30 is connected to the second AC circuit 10B in this first start control. The thyristor element 31 of 30 is controlled to gate off (step S203a).
  • the current type converter 30 is controlled in the bypass pair state, and the DC voltage at the DC terminal 20a of the voltage type converter 20 is controlled to be the first voltage value V1 (zero voltage), and flows through the DC circuit 40.
  • the current to be applied is controlled to the first current I1 having a rated current value of Im or less.
  • the start control unit 61 of the second converter control unit 260 sends a command signal 61a to the gate signal generation unit 63. Command is issued to start turning on / off the gate of the thyristor element 31 of the current type converter 30.
  • the start control unit 61 issues a command to the DC voltage control unit 262 at the same time by the command signal 61b, and the DC voltage in the DC voltage control unit 262 changes the DC voltage at the DC terminal 30a.
  • a voltage command value 262a adjusted to be the set second voltage value V2 is generated.
  • the second voltage value V2 is set to a value equal to or less than the first voltage value V1 in which the DC terminal 20a of the voltage type converter 20 is adjusted in the first start control.
  • the first voltage value is set. It has the same zero voltage as V1.
  • the second voltage value V2 may be a value within 3% of the rated voltage of 0V + DC circuit 40 including the margin.
  • the gate signal generation unit 63 generates the gate signal G based on the voltage command value 262a from the DC voltage control unit 262.
  • the current type converter 30 controls each thyristor element 31 according to the gate signal G so that the DC voltage at the DC terminal 30a becomes the second voltage value V2 (zero voltage) (step S204a).
  • step S005 of the first embodiment the voltage of the DC capacitor 5 in each converter cell 10 of the voltage type converter 20 is charged until the set charging voltage value C2 is reached.
  • the first converter control unit 50 issues a command to the DC current control unit 54 by the command signal 51d, and controls the voltage type converter 20 from the voltage control by the DC voltage control unit 53 to the DC current control. Switch to current control by unit 54.
  • the direct current control unit 54 directs the second current I2, which is 20% or less of the rated current value Im and has a size that the current does not interrupt, that is, does not become negative due to the influence of noise or the like.
  • the current command value 54a to be passed through the circuit 40 is generated (step S205a). Since the second current I2 is 20% or less of the rated current value Im, it does not significantly affect the second AC circuit 10B.
  • the second converter control unit 260 issues a command to the DC voltage control unit 262 by the command signal 61b in a state where the second current I2 is continuously flowing, and the DC voltage control unit 262 issues a command.
  • a voltage command value 262a is generated to gradually increase the DC voltage of the DC terminal 30a to the rated voltage which is the set value (step S205b).
  • the first converter control unit 50 After the DC voltage at the DC terminal 30a reaches the rated voltage, the first converter control unit 50 generates a current command value 54a in the DC current control unit 54 that gradually increases the DC current to the rated current which is the set value. (Step S007).
  • steps S205a to S007 above while passing the second current I2 having a size that does not become negative electrode through the DC circuit 40, that is, a minute current of the rated current value Im or less is passed through the DC circuit 40.
  • the control for activating the power conversion device 100 while continuously passing the current through the current is referred to as a second activation control. In this way, the power conversion device 100 is activated, and the desired power supply from the first AC circuit 10A to the second AC circuit 10B is started (step S008).
  • the power conversion device of the present embodiment configured as described above is The control unit After executing the first activation control, The second power converter is switched from the bypass pair state to the switching control of the semiconductor element that performs power conversion. One of the first power converter and the second power converter is controlled so as to perform current control so that the output current follows the current command value, and is 20% or less of the rated current value and the negative electrode. A second start-up control is performed in which a second current having a magnitude that does not become a property is continuously passed through the DC circuit. It is a thing.
  • the current type converter when all the semiconductor elements are turned off and the energizing current is cut off, an overvoltage may be applied to the semiconductor elements. Therefore, it is necessary to configure a current circuit for constantly passing current.
  • the current type converter is composed of a semiconductor element such as a thyristor, when the converter current is small, the current may become negative due to noise or the like and may be intermittent. In this case, the semiconductor element is turned off and the current circuit is not formed, and an overvoltage may be applied to the semiconductor element.
  • the voltage type converter continuously passes a second current having a size that does not become a negative electrode through the DC circuit, overvoltage to the semiconductor element can be further prevented.
  • the second current is controlled within 20% of the rated current value, it prevents the output of excessive reactive power to the connected AC circuit and suppresses the influence on the system voltage in the AC system. it can. In this way, it is possible to provide a power conversion device having high functionality, low cost, and higher reliability.
  • the power conversion device of the present embodiment configured as described above is The control unit In the second activation control While continuously passing the second current through the DC circuit, the first and second power converters on the side of the first and second power converters on which the current control is not performed are used in the DC circuit.
  • the voltage of the DC circuit is gradually increased to a set value by controlling the voltage so that the DC voltage follows the voltage command value. It is a thing.
  • the voltage in the DC circuit is raised to the rated voltage, which is a set value, while the second current having a size that does not become a negative electrode is continuously passed through the DC circuit.
  • the rated voltage which is the set value
  • the rated voltage is set to the DC voltage in a state where the overvoltage to the semiconductor element is prevented, the output of excessive reactive power to the connected AC circuit is prevented, and the AC system is not affected. Can be gradually increased to. In this way, a more reliable power conversion device can be provided.
  • the power conversion device of the present embodiment configured as described above is The control unit After gradually increasing the voltage of the DC circuit to the set value in the second start control, Among the first and second power converters, the first and second power converters that are performing the current control gradually increase the second current to a set value. It is a thing.
  • the voltage of the DC circuit is set to the first set value (zero voltage) in the first start control. Therefore, for example, if the voltage of the DC circuit is increased to zero while the current is increased, the power factor of the current type converter decreases, and all the output AC power becomes ineffective power, which has a great influence on the interconnected AC circuit. It ends up.
  • the DC current is gradually increased from a minute second current to a rated current which is a set value. In this way, after increasing the DC voltage to improve the power factor of the current type converter, by setting the DC current to the rated current, it is possible to prevent excessive output of ineffective power to the AC system and have a large effect on the AC system. It is possible to start the power conversion device without giving.
  • the power conversion device of the present embodiment configured as described above is The control unit In the second start control when power is supplied from the first power converter to the second power converter, The second power converter is switched from the bypass pair state to the switching control of the semiconductor element that performs power conversion, and the DC voltage at the second DC terminal is controlled by the voltage control of the second power converter. A second voltage value of 1 or less is controlled, and the second current is continuously passed through the DC circuit by current control by the first power converter. It is a thing.
  • the second voltage value is 0 V + 3% of the rated voltage of the DC circuit, or a value within. It is a thing.
  • FIG. 10 is a configuration diagram of a second converter control unit 360 for controlling the current type converter 30 according to the third embodiment.
  • FIG. 11 is a flow chart showing the start-up control of the power converter 100 performed by the first converter control unit 50 and the second converter control unit 360 according to the third embodiment.
  • the power conversion device 100 transfers and receives electric power from the first AC circuit 10A to the second AC circuit 10B.
  • the power conversion device 100 in the present embodiment transfers and receives electric power from the second AC circuit 10B to the first AC circuit 10A.
  • the first AC circuit 10A is not particularly limited, and includes a motor, a generator, an electric power system, and the like.
  • the motor current control unit 62 in the second converter control unit 60 shown in the first embodiment has a direct current control unit 362. Become.
  • the first activation control is performed by performing steps S001 to S004.
  • steps S001 to S004 related to the first activation control is omitted.
  • the DC capacitor 5 in each converter cell 10 of the voltage type converter 20 is charged by temporarily rotating the motor in the reverse direction when the first AC circuit 10A is a motor. It is good to charge it.
  • the start control unit 61 of the second converter control unit 360 sends the command signal 61a to the gate signal generation unit 63. Command is issued to start turning on / off the gate of the thyristor element 31 of the current type converter 30.
  • the start control unit 61 issues a command to the DC current control unit 362 at the same time by the command signal 61b.
  • the DC current control unit 362 generates a current command value 362a for passing a second current which is 20% or less of the rated current value Im and has a magnitude such that the current is not interrupted to the DC circuit 40 (). Step S305a).
  • the second start control for starting the power conversion device 100 is started while continuously passing a minute current having a rated current value of Im or less through the DC circuit 40. Since the second current is controlled to a value of 20% or less of the rated current value Im, it does not significantly affect the first AC circuit 10A.
  • the first converter control unit 50 that controls the voltage type converter 20 sets a voltage command value 53a that gradually increases the DC voltage of the DC terminal 20a to the rated voltage, which is a set value, in the DC voltage control unit 53.
  • Generate step S305b.
  • the second converter control unit 360 After the DC voltage at the DC terminal 20a reaches the rated voltage, the second converter control unit 360 generates a current command value 362a in the DC current control unit 362 that gradually increases the DC current to the rated current, which is the set value. (Step S307).
  • FIG. 12 is a configuration diagram of a first converter control unit 450 for controlling the voltage type converter 20 according to the fourth embodiment.
  • FIG. 13 is a flow chart showing the start-up control of the power converter 100 performed by the first converter control unit 450 and the second converter control unit 360 according to the fourth embodiment.
  • the power conversion device 100 also transfers electric power from the second AC circuit 10B to the first AC circuit 10A.
  • the DC current control unit 54 in the first converter control unit 50 shown in the first embodiment is combined with the AC voltage control unit 456. Become.
  • both the switch 11A and the switch 11B are controlled to be in the open state, and the power conversion device 100 is not connected to the AC side.
  • the start control unit 61 of the second converter control unit 360 issues a command to the gate signal generation unit 63 by the command signal 61a, and controls the current type converter 30 to the gate-off state.
  • the start control unit 61 controls the switch 11B in the closed state, and connects the current type converter 30 to the second AC circuit 10B in the gate-off state (step S401).
  • the activation control unit 51 of the first converter control unit 450 issues a command to the gate signal generation unit 55 by the command signal 51a, and controls the voltage type converter 20 to the gate-off state (step S401a).
  • the switch 11A is controlled to be in the open state, and therefore the voltage type converter 20 is not connected to the first AC circuit 10A. Therefore, the DC capacitor 5 in each converter cell 10 included in the voltage type converter 20 is in an uncharged state.
  • the second converter control unit 360 issues a command to the gate signal generation unit 63 by the start control unit 61 in the same manner as in step S004 of the first embodiment so that the current type converter 30 is in the bypass pair state.
  • the DC capacitor 5 in the voltage type converter 20 is not charged, the DC voltage at the DC terminal 20a of the voltage type converter 20 becomes zero voltage. Therefore, by performing the controls shown in steps S401 to S004 above, the power conversion device 100 is started while controlling the current flowing through the DC circuit 40 to the first current I1 having a rated current value of Im or less. Control is done.
  • the start control unit 61 of the second converter control unit 360 issues a command to the gate signal generation unit 63 by the command signal 61a, and starts turning on / off the gate of the thyristor element 31 of the current type converter 30. To do.
  • the start control unit 61 issues a command to the DC current control unit 362 at the same time by the command signal 61b, and the DC current control unit 362 receives 20% of the rated current value Im.
  • a current command value of 362a is generated (S405a), which is the following and has a magnitude such that the current is not interrupted, and a second current I2 is passed through the DC circuit 40.
  • the start control unit 51 of the first converter control unit 450 issues a command to the gate signal generation unit 55 by the command signal 51a after the DC capacitor 5 is charged to the set charging voltage value C1, and is a voltage type.
  • the gate of the switching element 1 of the converter 20 is turned on and off.
  • the start control unit 51 simultaneously issues a command to the AC voltage control unit 456 by the command signal 51d, and the AC voltage control unit 456 charges the DC capacitor 5 to the set charging voltage value C2. Is generated (step S405a2).
  • the first converter control unit 450 issues a command to the DC voltage control unit 53 by the command signal 51c in a state where the second current I2 is continuously flowing, and the DC voltage control unit 53 sends a command.
  • a voltage command value 53a that gradually increases the DC voltage of the DC terminal 20a to the rated voltage, which is a set value, is generated (step S405b).
  • the second converter control unit 360 After the DC current at the DC terminal 20a reaches the rated voltage, the second converter control unit 360 generates a current command value 362a in the DC current control unit 362 that gradually increases the DC current to the rated current which is the set value. (Step S407).
  • the first converter control unit 450 generates an AC voltage command value 456a in which the output AC voltage of the voltage type converter 20 becomes a desired AC voltage in the AC voltage control unit 456 (step S008).
  • the first AC circuit 10A is, for example, a power system, and the system is in a blackout state with no power supply and a power loss state, this power system is started up by applying an AC voltage to the first AC circuit 10A. Black start is possible. In this way, it is possible to supply electric power independent of the AC system by eliminating the need for a generator, a phase adjuster, or the like in the AC system (first AC circuit 10A). Further, even when the short-circuit capacitance in the power system of the first AC circuit 10A is a weak system below the threshold value, the voltage type converter 20 can similarly supply power.
  • the AC voltage at the interconnection point between the first AC circuit 10A and the voltage type converter 20 is measured by an AC voltage measuring unit (not shown). Then, the AC voltage control unit 456 of the first converter control unit 450 generates an AC voltage command value 456a such that the output AC voltage of the voltage type converter 20 becomes a voltage synchronized with the measured AC voltage. Then, when the output AC voltage of the voltage type converter 20 is synchronized with the AC voltage at this interconnection point, the start control unit 51 controls the switch 11A to be in the closed state, and the voltage type converter 20 is first AC. It is connected to the circuit 10A. In this case, since the voltage type converter 20 generates an AC voltage synchronized with the AC system before it is connected to the AC system, the system can be connected without disturbing the AC system.
  • the power conversion device of the present embodiment configured as described above is The short-circuit capacitance of the first AC circuit connected to the AC side of the first power converter is below the threshold value, or the power supply is lost, and the first power converter is a self-extinguishing semiconductor element.
  • the configuration includes an energy storage element and power is supplied from the second power converter to the first power converter.
  • the control unit The energy storage element of the first power converter is charged by the second current while the second current is continuously passed through the DC circuit by the current control by the second power converter. After the execution of the second start control, the set AC voltage is output by the first power converter to supply power to the first AC circuit. It is a thing.
  • the voltage type converter is started by supplying power from the second AC circuit side, and the voltage type converter is used for the AC system. It enables independent power supply. Further, when the power supply is lost on the first AC circuit side, a black start is possible to start up the power system without the need for a generator, a phase adjuster, or the like in the first AC circuit. As a result, power outages in the power system can be quickly eliminated, which can contribute to the stabilization of the power system.
  • the power conversion device of the present embodiment configured as described above is A circuit breaker is provided at the interconnection point between the AC side of the first power converter and the first AC circuit connected to the AC side of the first power converter.
  • the control unit When the AC voltage output from the first power converter is adjusted to an AC voltage synchronized with the AC voltage of the first AC circuit at the interconnection point, the circuit breaker is controlled from the open state to the closed state. , It is a thing.
  • the power converter can be connected to the AC system without disturbing the AC system.
  • 1 switching element semiconductor element
  • 4 series 5 DC capacitor (energy storage element)
  • 10 converter cell 20 voltage type converter (first power converter), 21 leg circuit, 22 positive arm, 23 negative Side arm, 30 current type converter (second power converter), 40 DC circuit, 40P, 40N DC bus, 50, 450 first converter control unit (control unit), 60, 260, 360 second converter control Unit (control unit), 10A 1st AC circuit, 10B 2nd AC circuit, 20a DC terminal (1st DC terminal), 30a DC terminal (2nd DC terminal), 100 power conversion device.

Landscapes

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Abstract

電力変換装置（１００）は、それぞれ交流と直流との間で電力変換を行う電圧型電力変換器（２０）および電流型電力変換器（３０）と、制御部（５０、６０）と、を備え、交流（１０Ａ、１０Ｂ）間において直流回路（４０）を介した電力授受を行い、制御部（５０、６０）は、電圧型電力変換器（２０）および電流型電力変換器（３０）を起動させる第１起動制御において、電圧型電力変換器（２０）、電流型電力変換器（３０）の内、少なくとも一方の半導体素子を制御して、電圧型変換器（２０）の直流端子（２０ａ）における直流電圧を、設定された第１電圧値に調整することで、直流回路（４０）に流れる電流を半導体素子の定格電流値以下の第１電流となるように制御するものである。

Description

電力変換装置
　本願は、電力変換装置に関するものである。
　近年、分散電源の導入が増加していることから、電力系統に連系される機器が多様化し、電力系統は複雑化している。交直変換装置も多様化しており、電流型変換器、電圧型変換器など様々である。電流型変換器は電圧型変換器に比べ安価なことが多い点、電圧型変換器は電流型変換器に比べ高機能化が可能な点など、それぞれの利点を生かした導入が進んでいる。よって電流型変換器と電圧型変換器とを混在させた構成の送電システム、電流型変換器と電圧型変換器とが直流回路を介して連系される構成の送電システム等が今後ますます増加すると予想される。
　たとえば、モータ駆動装置、発電機始動装置において、多様化する電力系統への高調波出力低減等の高機能化と安価であることとを両立するために、電源系統側に連系されて交流を直流に変換する変換器は自励式変換器（電圧型変換器）で構成し、モータ、発電機側に連系されて、交流を直流に変換して、モータ、発電機を駆動、始動するための変換器は、低コスト化を目的に他励式変換器（電流型変換器）で構成する送電システムが想定される。このような送電システムとして、以下のような構成の直流送電設備が開示されている。
　即ち、従来の直流送電設備は、順変換器と、直流送電線と、逆変換器と、制御装置とを備える。順変換器の直流側と逆変換器の直流側とは直流送電線により接続される。順変換器は交流を直流に変換するものであり、他励式変換器で構成される。逆変換器は、直流を交流に変換するものであり、自己消弧素子を有して構成される自励式変換器が用いられる。そして、他励式変換器の交流電圧の大きさに応じて自励式変換器の直流電流を設定し、当該設定した電流値に制御する電流制御特性を有することで、交流電圧の低下の大きさに応じた直流電圧で直流送電を行う（例えば、特許文献１参照）。
特開平１１－２９９１０７号公報
　上記従来の直流送電設備では、他励式変換器（電流型変換器）から自励式変換器（電圧型変換器）に対して送電を行う際において、他励式変換器側の交流系統の交流電圧に応じた直流電圧で直流送電を行うため、他励式変換器側の交流系統において不具合が生じて交流電圧が低下した場合においても運転を停止することなく直流送電が行える。しかしながら、このように電流型変換器と電圧型変換器とを直流送電線により接続した構成の電力変換装置では、電流型変換器と電圧型変換器とを起動する際において、直流送電線に定格を越える過大な電流が通流する場合がある。そのため、これら電流型変換器、電圧型変換器を構成する各素子に不具合が生じる恐れがあるという課題があった。
　本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、電流型変換器と電圧型変換器との間で電力融通を行う電力変換装置において、起動時における過電流を防止して、電流型変換器、電圧型変換器を構成する各素子を保護する電力変換装置を提供することを目的とする。
　本願に開示される電力変換装置は、
電流の導通および遮断を制御する半導体素子を有して、交流と直流との間で電力変換を行う電圧型の第１電力変換器および電流型の第２電力変換器と、該第１電力変換器および該第２電力変換器を制御する制御部と、を備え、
前記第１電力変換器の直流側の第１直流端子と前記第２電力変換器の直流側の第２直流端子とが直流回路を介して接続されて、異なる交流間において前記直流回路を介した電力授受が行われ、
前記制御部は、
前記第１電力変換器および前記第２電力変換器を起動させる第１起動制御において、
前記第１電力変換器、前記第２電力変換器の内、少なくとも一方が有する前記半導体素子を制御して、前記第１電力変換器の前記第１直流端子における直流電圧を設定された第１電圧値に調整することで、前記直流回路に流れる電流を前記半導体素子の定格電流値以下の第１電流となるように制御する、
ものである。
　本願に開示される電力変換装置によれば、電流型変換器と電圧型変換器との間で電力融通を行う電力変換装置において、起動時における過電流を防止して、電流型変換器、電圧型変換器を構成する各素子を保護する電力変換装置を提供できる。
実施の形態１による電力変換装置の全体構成を示す概略構成図である。 実施の形態１による電圧型変換器の構成例である。 実施の形態１による変換器セルの構成例である。 実施の形態１による電流型変換器の構成例である。 実施の形態１による電圧型変換器を制御するための第１変換器制御部の構成図である。 実施の形態１による電流型変換器を制御するための第２変換器制御部の構成図である。 実施の形態１による電力変換装置の起動時の制御を示すフロー図である。 実施の形態２による電流型変換器を制御するための第２変換器制御部の構成図である。 実施の形態２による電力変換装置の起動時の制御を示すフロー図である。 実施の形態３による電流型変換器を制御するための第２変換器制御部の構成図である。 実施の形態３による電力変換装置の起動時の制御を示すフロー図である。 実施の形態４による電圧型変換器を制御するための第１変換器制御部の構成図である。 実施の形態４による電力変換装置の起動時の制御を示すフロー図である。
実施の形態１．
　以下、本実施の形態１による電力変換装置１００について図を用いて説明する。
　図１は、実施の形態１による電力変換装置１００の全体構成を示す概略構成図である。
　図１に示すように、電力変換装置１００は、２つの異なる第１交流回路１０Ａ、第２交流回路１０Ｂ間に設けられ、この第１交流回路１０Ａ、第２交流回路１０Ｂ間において双方向の電力授受を行う。
　電力変換装置１００は、交流と直流との間で電力変換を行う第１電力変換器としての電圧型変換器２０と、交流と直流との間で電力変換を行う第２電力変換器としての電流型変換器３０と、送電ケーブル等の直流回路４０と、を備える。
　電圧型変換器２０の直流側の第１直流端子としての直流端子２０ａと、電流型変換器３０の直流側の第２直流端子としての直流端子３０ａとは、直流回路４０により連系される。こうして、電力変換装置１００は、一方の交流回路（１０Ａ、１０Ｂ）からの交流電力を直流電力へと変換し、その直流電力を直流回路４０を介して送電した後に、再び交流電力へと変換して、他方の交流回路（１０Ｂ、１０Ａ）に対して交流電力の供給を行う。
　電圧型変換器２０の交流側は、開閉器１１Ａを介して第１交流回路１０Ａに連系される。また、電流型変換器３０の交流側は、開閉器１１Ｂを介して第２交流回路１０Ｂに連系される。
　更に、電力変換装置１００は、これら電圧型変換器２０、電流型変換器３０をそれぞれ制御する、制御部としての第１変換器制御部５０および制御部としての第２変換器制御部６０を備える。第１変換器制御部５０と第２変換器制御部６０とは通信線７０により接続される。
　以下、電圧型変換器２０の構成について説明する。
　図２は、実施の形態１による電圧型変換器２０の構成例である。
　図３は、図２に示す電圧型変換器２０が備える変換器セル１０の構成例である。
　図２に示すように、電圧型変換器２０の各相は、正側アーム２２と負側アーム２３とが直列接続され、その接続点である交流端２６が各相交流線に接続されるレグ回路２１で構成される。各相レグ回路２１は、直流回路４０の正負の直流母線４０Ｐ、４０Ｎ間に並列接続される。
　各相レグ回路２１の正側アーム２２、負側アーム２３のそれぞれは、複数の変換器セル１０を直列接続したセル群２２ａ、２３ａを有し、これらセル群２２ａ、２３ａに対して、正側リアクトル２４ｐ、負側リアクトル２４ｎがそれぞれ直列に挿入されて構成される。
　正側リアクトル２４ｐ、負側リアクトル２４ｎは、セル群２２ａ、２３ａの交流端２６側に挿入されており、正側リアクトル２４ｐと負側リアクトル２４ｎとで、３端子のリアクトル２５を構成する。
　なお、正側リアクトル２４ｐ、負側リアクトル２４ｎが挿入される位置は、正側アーム２２、負側アーム２３内のどの位置でも良く、それぞれを複数個備える構成でもよい。
　また、電圧型変換器２０の各相の交流端２６は、変圧器２７を介して第１交流回路１０Ａに接続される。
　図３に示すように、電圧型変換器２０が備える変換器セル１０は、ＩＧＢＴ（　Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＧＣＴ（ｇａｔｅ　ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ　ｔｕｒｎ－ｏｆｆ　ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）等の、電流の導通および遮断を制御する自己消弧型の半導体素子としてのスイッチング素子１から構成される。
　各スイッチング素子１には、それぞれダイオード２が逆並列に接続されて、スイッチ３が構成される。直列体４は、このスイッチ３を複数（ここでは、２つ）直列接続したものである。
　変換器セル１０は、２つの直列体４を並列接続し、直流電圧を平滑化するエネルギ蓄積要素としての直流コンデンサ５を直列体４に更に並列接続して成るフルブリッジ構成である。
　このような構成の変換器セル１０は、それぞれの直列体４の中間接続点を出力端とし、スイッチング素子１をオン、オフさせることにより、この出力端から、直流コンデンサ５の両端の電圧の正極性電圧、負極性電圧、あるいは、ゼロ電圧、を選択的に出力する。
　なお、変換器セル１０の構成は、自己消弧型のスイッチング素子１により構成される直列体４と、この直列体４に並列に接続された直流コンデンサ５とから構成され、スイッチング素子１により出力端において直流コンデンサ５の正極性電圧、負極性電圧、あるいは、ゼロ電圧を選択的に出力可能な構成であれば、この構成に限定されるものではない。
　次に、電流型変換器３０の構成について説明する。
　図４は、実施の形態１による電流型変換器３０の構成例である。
　電流型変換器３０は、電流の導通および遮断を制御する、自己消弧不能な半導体素子としての複数のサイリスタ素子３１から構成される。直列体３２は、このサイリスタ素子３１を複数（ここでは、２つ）直列接続したものである。
　電流型変換器３０は、これら３つの直列体３２を並列接続し、さらにリアクトルＬ３４を直列体３２の中間接続点の交流端子側に接続したものである。
　各サイリスタ素子３１はいずれも、負側直流母線４０Ｎ側をカソードに、正側直流母線４０Ｐ側をアノード側に構成される。
　なお、長距離ケーブル等の直流母線４０Ｐを介して送電される直流電流は、直流母線４０Ｐによるリアクタンスを介して供給され、この直流母線４０Ｐによるリアクタンス分がリアクタンス成分として機能する。よって、図４における電流型変換器３０においては、直流側におけるリアクトルは必須とはしていない。
　なお、図４に示す構成は一例であり、電流型変換器３０は、電流型の変換器であれば、この構成に限定されるものではない。
　以下、電圧型変換器２０、電流型変換器３０を制御する、第１変換器制御部５０、第２変換器制御部６０の構成について説明する。
　本実施の形態では、第１交流回路１０Ａを３相の交流電源とし、第２交流回路１０Ｂをモータとして、電力変換装置１００が、交流電源である第１交流回路１０Ａからモータである第２交流回路１０Ｂに対して電力供給を行うものとして説明する。
　先ず、電圧型変換器２０を制御する第１変換器制御部５０の構成を説明する。
　図５は、実施の形態１による電圧型変換器２０を制御するための第１変換器制御部５０の構成図である。
　図５に示すように、第１変換器制御部５０は、起動制御部５１と、コンデンサ電圧制御部５２と、直流電圧制御部５３と、直流電流制御部５４と、ゲート信号生成部５５と、を備える。
　コンデンサ電圧制御部５２は、電圧型変換器２０が備える各変換器セル１０内の直流コンデンサ５の電圧を設定電圧に追従させるための電圧指令値５２ａを生成する。
　直流電圧制御部５３は、電圧型変換器２０の直流側の直流端子２０ａにおける端子電圧を、設定電圧に追従させるための電圧指令値５３ａを生成する。
　直流電流制御部５４は、直流回路４０の通流電流を、措定電流値に追従させるための電流指令値５４ａを生成する。
　ゲート信号生成部５５は、これらコンデンサ電圧制御部５２、直流電圧制御部５３、直流電流制御部５４から出力された電圧指令値５２ａ、５３ａ、電流指令値５４ａ、に基づいて、電圧型変換器２０の各変換器セル１０内のスイッチング素子１を制御するためのゲート信号Ｇを生成する。
　起動制御部５１は、図示しない指令部あるいは外部の操作者等から受信した起動指令に基づいて、これらコンデンサ電圧制御部５２、直流電圧制御部５３、直流電流制御部５４、ゲート信号生成部５５、をそれぞれ動作させる指令信号５１ａ、５１ｂ、５１ｃ、５１ｄを生成する。この起動制御部５１により行われる指令制御の詳細は後述する。
　次に、電流型変換器３０を制御する第２変換器制御部６０の構成を説明する。
　図６は、実施の形態１による電流型変換器３０を制御するための第２変換器制御部６０の構成図である。
　第２変換器制御部６０は、起動制御部６１と、モータ電流制御部６２と、ゲート信号生成部６３と、を備える。
　モータ電流制御部６２は、電流型変換器３０の交流側に接続される第２交流回路１０Ｂ（モータ）の制御に必要な電流値を演算して電流指令値６２ａを生成する。
　ゲート信号生成部６３は、モータ電流制御部６２からの電流指令値６２ａに基づき、電流型変換器３０のサイリスタ素子３１を制御するためのゲート信号Ｇを生成する。
　起動制御部６１は、これらモータ電流制御部６２、ゲート信号生成部６３、を動作させる指令信号６１ａ、６１ｂを生成する。この起動制御部６１により行われる指令制御の詳細は後述する。
　以下、本実施の形態の電力変換装置１００の要部となる、第１変換器制御部５０、第２変換器制御部６０による電圧型変換器２０および電流型変換器３０の起動時の制御、即ち、電力変換装置１００の起動時の制御について説明する。
　図７は、実施の形態１による第１変換器制御部５０、第２変換器制御部６０により行われる、電力変換装置１００の起動時の制御を示すフロー図である。
　なお、電力変換装置１００の起動前においては、開閉器１１Ａおよび開閉器１１Ｂは共に開状態に制御され、電力変換装置１００は交流側に連系されていない。
　先ず、第１変換器制御部５０により電圧型変換器２０を起動する。
　第１変換器制御部５０の起動制御部５１は、指令信号５１ａによりゲート信号生成部５５に対して指令を行い、電圧型変換器２０をゲートオフの状態に制御する。
　また、起動制御部５１は、開閉器１１Ａを閉状態に制御して、電圧型変換器２０をゲートオフの状態で第１交流回路１０Ａ（交流電源）に連系する（ステップＳ００１）。
　電圧型変換器２０の各変換器セル１０内の直流コンデンサ５は、その電圧が設定充電電圧値Ｃ１となるまで充電される（ステップＳ００２）。
　次に、第１変換器制御部５０の起動制御部５１は、直流コンデンサ５が設定充電電圧値Ｃ１まで充電された後、指令信号５１ａによりゲート信号生成部５５に対して指令を行い、電圧型変換器２０のスイッチング素子１のゲートのオン、オフを開始する。この時、起動制御部５１は、同時に指令信号５１ｃにより直流電圧制御部５３に対して指令を行い、直流電圧制御部５３において、直流端子２０ａにおける直流電圧が設定された第１電圧値Ｖ１となるように調整する電圧指令値５３ａを生成する。本実施の形態では、この第１電圧値Ｖ１は、零電圧に設定される。
　ゲート信号生成部５５は、この電圧指令値５３ａに基づいてゲート信号Ｇを生成する。
　電圧型変換器２０は、このゲート信号Ｇに従って各変換器セル１０を制御し、直流端子２０ａにおける直流電圧が零になるように制御する（ステップＳ００３）。
　次に、第２変換器制御部６０により電流型変換器３０を起動する。
　先ず、第２変換器制御部６０は、起動制御部６１により、開閉器１１Ｂを、開状態から閉状態に制御して、電流型変換器３０を第２交流回路１０Ｂ（モータ）に連系する。
　そして、起動制御部６１は、指令信号６１ａによりゲート信号生成部６３に対して指令を行い、電流型変換器３０の直流母線４０Ｐ側に接続されるサイリスタ素子３１と、負側の直流母線４０Ｎに接続されるサイリスタ素子３１とを同時にオンとするバイパスペア状態となるように、電流型変換器３０を制御する（ステップＳ００４）。
　このように、電流型変換器３０を起動させる目的でバイパスペア状態とすると、電圧型変換器２０、直流回路４０、電流型変換器３０の間で電流が通流する閉回路が構成される。この時、電圧型変換器２０の直流端子２０ａの直流電圧は、第１電圧値Ｖ１（零電圧）となるように制御されているが、電流型変換器３０は電流源のように動作を行う。電流型変換器３０には電力授受は発生しないため、この時、直流回路４０において、電圧型変換器２０、電流型変換器３０が備える各素子の定格電流値Ｉｍに対して十分小さい電流（第１電流Ｉ１）が通流する。したがって電流型変換器３０に通流する電流も、定格電流値Ｉｍに対して十分小さい電流となる。なお、電圧型変換器２０の直流端子２０ａにおける直流電圧は、この第１電流Ｉ１と直流回路４０（閉回路）の抵抗値とに応じて微少に上昇する。
　このように、第１変換器制御部５０の直流電圧制御部５３により指令される第１電圧値Ｖ１とは、電圧型変換器２０および電流型変換器３０を起動させる際において、直流回路４０を介した閉回路において通流する電流が、定格電流値Ｉｍ以下の第１電流Ｉ１となるように設定された電圧値である。
　なお、前述のように、本実施の形態では、第１電圧値Ｖ１を零電圧に設定しているが、直流回路４０を介した閉回路において通流する電流が定格電流値Ｉｍ以下となるのであれば、零電圧以上の値に設定されてもよい。第１電圧値Ｖ１は、主に直流回路４０における抵抗値に基づいて設定できる。また、本実施の形態では、第１電圧値Ｖ１は、０Ｖ＋直流回路４０の定格電圧の３％、以内の値となるように設定すると、直流回路４０における電圧を確実に第１電流Ｉ１となるよう制御できる。
　以上のステップＳ００１～ステップＳ００４にて示した制御を行うことで、電圧型変換器２０および電流型変換器３０の起動時において、直流回路４０に通流する電流を定格電流値Ｉｍ以下の第１電流Ｉ１に調整する制御を第１起動制御と称す。
　次に、第１変換器制御部５０は、直流電圧制御部５３により直流端子２０ａの直流電圧が零となるように制御しつつ、指令信号５１ｂによりコンデンサ電圧制御部５２に対して指令を行い、各変換器セル１０の直流コンデンサ５の電圧を設定充電電圧値Ｃ２となるまで充電する（ステップＳ００５）。
　次に、第２変換器制御部６０は、指令信号６１ｂによりモータ電流制御部６２に対して指令を行い、モータ電流制御部６２において第２交流回路１０Ｂ（モータ）の制御に必要な電流値（第３電流Ｉ３）を演算する。この演算値は、電流指令値６２ａとして通信線７０を介して第１変換器制御部５０に指令される（ステップＳ００６）。
　次に、第１変換器制御部５０は、指令信号５１ｄにより直流電流制御部５４に対して指令を行い、電圧型変換器２０の制御を、直流電圧制御部５３による電圧制御から、直流電流制御部５４による電流制御に切り替える（ステップＳ００７）。この時、直流電流制御部５４が出力する電流指令値５４ａは、モータ電流制御部６２により演算された第３電流Ｉ３の値に基づいて生成される。
　電圧型変換器２０は、直流電流制御部５４からの電流指令値５４ａと、コンデンサ電圧制御部５２からの電圧指令値５２ａとに基づいて、直流コンデンサ５の電圧を設定充電電圧値Ｃ２に維持しつつ、モータ制御に必要な第３電流Ｉ３を供給する。
　第２変換器制御部６０は、指令信号６１ａによりゲート信号生成部６３に対して指令を行い、電流型変換器３０の各サイリスタ素子３１のゲートのオン、オフを行うスイッチング制御を開始して、第２交流回路１０Ｂ（モータ）に対して交流電力を出力する（ステップＳ００８）。
　こうして第２交流回路１０Ｂ（モータ）の制御が開始されると、第３電流Ｉ３により第２交流回路１０Ｂ（モータ）が始動される。この時直流端子２０ａ、３０ａの電圧は、モータの誘起電圧および電流型変換器３０による各サイリスタ素子３１に対する点呼角で決まる電圧値となる。
　以上に示す第１制御により電力変換装置１００の起動を行うと、電圧型変換器２０、電流型変換器３０に、定格電流値Ｉｍを越える過大な電流が通流したり、過大な電圧が印加されることのない電力変換装置１００の起動を実現できる。
　なお、第２交流回路１０Ｂとしてモータを示したが、例えば発電機でもよい。
　また、第１交流回路１０Ａ、第２交流回路１０Ｂが、共に電力系統の場合、電力変換装置１００はＢＴＢ（Ｂａｃｋ　Ｔｏ　Ｂａｃｋ）、あるいは、高圧直流送電を行うＨＶＤＣ（Ｈｉｇｈ　Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｄｉｒｅｃｔ　Ｃｕｒｒｅｎｔ）システムとして動作する。この場合においても、同様の効果を得ることが可能である。
　また、以上では、電圧型変換器２０のスイッチング素子１を制御すると共に、電流型変換器３０のサイリスタ素子３１をバイパスペア状態に制御することで、直流回路４０に通流する電流を定格電流値Ｉｍ以下の第１電流Ｉ１に制御した。
　しかしながらこの制御に限定するものではなく、電圧型変換器２０の直流端子２０ａにおける直流電圧が第１電圧値Ｖ１に調整されるのであれば、電圧型変換器２０、電流型変換器３０の少なくとも一方の半導体素子を制御するものでもよい。
　上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、
電流の導通および遮断を制御する半導体素子を有して、交流と直流との間で電力変換を行う電圧型の第１電力変換器および電流型の第２電力変換器と、該第１電力変換器および該第２電力変換器を制御する制御部と、を備え、
前記第１電力変換器の直流側の第１直流端子と前記第２電力変換器の直流側の第２直流端子とが直流回路を介して接続されて、異なる交流間において前記直流回路を介した電力授受が行われ、
前記制御部は、
前記第１電力変換器および前記第２電力変換器を起動させる第１起動制御において、
前記第１電力変換器、前記第２電力変換器の内、少なくとも一方が有する前記半導体素子を制御して、前記第１電力変換器の前記第１直流端子における直流電圧を設定された第１電圧値に調整することで、前記直流回路に流れる電流を前記半導体素子の定格電流値以下の第１電流となるように制御する、
ものである。
　このように、一方の交流回路に連系する電力変換器を電圧型変換器とすることで、交流回路への流出高調波を低減できると共に電力変換装置の高機能化が可能となる。更に、他方の交流回路に連携する電力変換器を電流型変換器とすることで、電力変換装置の余分なコストアップを避けられる。
　ここで、電圧型変換器と電流型変換器とを直流回路を介して接続すると、電流型変換器を起動させた際に、この電流型変換器が電流源のように動作することで、直流回路において半導体素子の定格を越える過電流が通流する恐れがある。
　本実施の形態の電力変換装置では、これら電圧型変換器および電流型変換器を起動させる第１起動制御において、電圧型変換器の直流端子における直流電圧を設定された第１電圧値に調整することで、直流回路に流れる電流を半導体素子の定格電流値以下の第１電流となるよう制御可能である。これにより、起動時における過電流を防止して、各半導体素子にストレスをかけることない電力変換装置の起動が可能となる。
　こうして、高機能で、安価で、且つ、半導体素子を保護可能な信頼性の高い、電力変換装置を提供できる。
　また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、
前記制御部は、
前記第１起動制御において、
前記第１電力変換器の前記半導体素子を制御して、該第１電力変換器の前記第１直流端子の電圧を前記第１電圧値に調整すると共に、前記第２電力変換器がバイパスペア状態となるように該第２電力変換器の前記半導体素子を制御する、
ものである。
　このように、電流型変換器を起動させる目的で該電流型変換器をバイパスペア状態とした際に、直流回路における電圧が零電圧となるような場合でも、直流回路に流れる電流が定格電流値以下となるように、電圧型変換器の半導体素子を制御して、電圧型変換器側の直流端子電圧を第１電圧値に調整する。これにより、電圧型変換器と電流型変換器とが連系された構成の電力変換装置における起動時の過電流を防止できる。
　また、通常、電流型変換器は、全ての半導体素子がオフとなって通電電流を遮断すると、直流リアクトル成分による電流により半導体素子に過電圧が印加されるおそれがある。そのため、常時電流を通流させるための電流回路を構成する必要がある。
　本実施の形態の電力変換装置では、電流型変換器をバイパスペア状態とし、電圧型変換器と電流型変換器との間で直流回路を介して電流が通流する経路を確保している。これにより起動時において半導体素子に過電圧が印加されることを防止して、更に信頼性の高い電力変換装置を提供できる。
　また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、
前記第１起動制御において前記第１電流が流れる電流経路は、
前記第１電力変換器と前記第２電力変換器との間で前記直流回路を介して構成される閉回路である、
ものである。
　このように、第１起動制御において、電圧型変換器と電流型変換器との間で、電流が通流される閉回路を構成しているため、第１起動時において常時電流が通流する経路を確実に確保できる。
　また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、
前記第１電圧値は、前記直流回路における抵抗値に基づいて設定される、
ものである。
　このように、第１起動制御において、電圧型変換器の直流端子における第１電圧値は、直流回路の抵抗値に基づいて設定される。これにより、第１起動制御において直流回路に通流する電流を、精度良く定格電流値以下の第１電流に調整できる。
　また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、
前記第１電圧値は０Ｖ＋前記直流回路の定格電圧の３％、以内の値である、
ものである。
　このように、第１電圧値を０Ｖ＋直流回路の定格電圧の３％、以内の値とすることで、第１起動制御において直流回路に通流する電流を、確実に定格電流値以下の第１電流に調整できる。
　また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、
前記第１電力変換器は、自己消弧型の前記半導体素子を用いて構成される自励式電力変換器であり、
前記第２電力変換器は、前記半導体素子としてのサイリスタ素子を用いて構成される他励式電力変換器である、
ものである。
　このような構成とすることで、電圧型変換器が連系される交流回路において電源、調相設備を不要として、交流回路に依存しない電力供給が可能となる。また、電流型変換機において効率良く高電流を制御できる。
　また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、
前記第１電力変換器は、
それぞれ正側アームと負側アームとが直列接続され、各相交流線に接続される複数のレグ回路を正負の直流母線間に並列接続して備え、
各前記レグ回路の前記正側アーム、前記負側アームのそれぞれは、互いに直列接続された自己消弧型の前記半導体素子の直列体と、この直列体に並列接続されたエネルギ蓄積要素とから成る変換器セルを複数直列接続して備える、
ものである。
　このように、電圧型変換器は、変換器セルを多重化して構成しているため、変換器容量を大きくすると共に、その出力を合成して出力電圧波形に含まれる高調波を低減できる。
　よって、交流系統に流出する高調波電流を更に低減できる。
実施の形態２．
　以下、本願の実施の形態２を、上記実施の形態１と異なる箇所を中心に図を用いて説明する。上記実施の形態１と同様の部分は同一符号を付して説明を省略する。
　図８は、実施の形態２による電流型変換器３０を制御するための第２変換器制御部２６０の構成図である。
　図９は、実施の形態２による第１変換器制御部５０、第２変換器制御部２６０により行われる電力変換装置１００の起動時の制御を示すフロー図である。
　本実施の形態では、電流型変換器３０側に接続される第２交流回路１０Ｂが、電力系統のような交流電源である場合における電力変換装置１００の起動方法について示す。
　また、本実施の形態の電力変換装置１００は、第１交流回路１０Ａから第２交流回路１０Ｂに対して電力供給を行う。
　図８に示すように、本実施の形態の第２変換器制御部２６０では、実施の形態１に示した第２変換器制御部６０におけるモータ電流制御部６２が、直流電圧制御部２６２となる。
　以下、本実施の形態２の電力変換装置１００の起動時の動作について説明する。
　実施の形態１に示した第１起動制御と同様に、本実施の形態においても、ステップＳ００１～ステップＳ００４を行って第１起動制御を行う。
　なお、本実施の形態では第２交流回路１０Ｂとして交流電源を想定しているため、この第１起動制御において電流型変換器３０を第２交流回路１０Ｂに連系する際に、電流型変換器３０のサイリスタ素子３１をゲートオフに制御している（ステップＳ２０３ａ）。
　こうして電流型変換器３０がバイパスペア状態に制御され、電圧型変換器２０の直流端子２０ａにおける直流電圧が第１電圧値Ｖ１（零電圧）となるように制御されて、直流回路４０に通流する電流が定格電流値Ｉｍ以下の第１電流Ｉ１に制御される。
　第１起動制御が実行されて電圧型変換器２０および電流型変換器３０が起動された後に、第２変換器制御部２６０の起動制御部６１は、指令信号６１ａによりゲート信号生成部６３に対して指令を行い、電流型変換器３０のサイリスタ素子３１のゲートのオン、オフを開始する。起動制御部６１は、このスイッチング制御により電力変換が開始されると、同時に指令信号６１ｂにより、直流電圧制御部２６２に対して指令を行い、直流電圧制御部２６２において、直流端子３０ａにおける直流電圧が設定された第２電圧値Ｖ２となるように調整する電圧指令値２６２ａを生成する。
　この第２電圧値Ｖ２は、第１起動制御において電圧型変換器２０の直流端子２０ａが調整される第１電圧値Ｖ１以下の値に設定されており、本実施の形態では、第１電圧値Ｖ１と同じ零電圧である。なお、第２電圧値Ｖ２は、マージンを含んだ０Ｖ＋直流回路４０の定格電圧の３％、以内の値とすればよい。
　ゲート信号生成部６３は、この直流電圧制御部２６２からの電圧指令値２６２ａに基づいてゲート信号Ｇを生成する。電流型変換器３０は、このゲート信号Ｇに従って各サイリスタ素子３１を制御して、直流端子３０ａにおける直流電圧が第２電圧値Ｖ２（零電圧）になるように制御する（ステップＳ２０４ａ）。
　次に、実施の形態１のステップＳ００５と同様に、電圧型変換器２０の各変換器セル１０内の直流コンデンサ５の電圧を設定充電電圧値Ｃ２となるまで充電する。
　次に、第１変換器制御部５０は、指令信号５１ｄにより直流電流制御部５４に対して指令を行い、電圧型変換器２０の制御を、直流電圧制御部５３による電圧制御から、直流電流制御部５４による電流制御に切り替える。
　そして、直流電流制御部５４は、定格電流値Ｉｍの２０％以下であって、且つ、電流が断続しない、即ち、ノイズなどの影響により負極性とならない大きさを有する第２電流Ｉ２を、直流回路４０に流す電流指令値５４ａを生成する（ステップＳ２０５ａ）。
　この第２電流Ｉ２は、定格電流値Ｉｍの２０％以下であるため、第２交流回路１０Ｂに対して大きな影響は与えない。
　次に、第２変換器制御部２６０は、この第２電流Ｉ２が連続的に通流している状態で、指令信号６１ｂにより直流電圧制御部２６２に対して指令を行い、直流電圧制御部２６２において直流端子３０ａの直流電圧を、設定値である定格電圧まで徐々に大きくさせる電圧指令値２６２ａを生成する（ステップＳ２０５ｂ）。
　直流端子３０ａにおける直流電圧が定格電圧となった後、第１変換器制御部５０は、直流電流制御部５４において直流電流を設定値である定格電流まで徐々に大きくさせる電流指令値５４ａを生成する（ステップＳ００７）。
　以上のステップＳ２０５ａ～ステップＳ００７に示したように、負極性とならない大きさを有する第２電流Ｉ２を直流回路４０に通流させながら、即ち、定格電流値Ｉｍ以下の微少な電流を直流回路４０に連続的に通流させながら、電力変換装置１００を起動させる制御を第２起動制御と称す。
　こうして、電力変換装置１００が起動され、第１交流回路１０Ａから、第２交流回路１０Ｂへの所望の電力供給が開始される（ステップＳ００８）。
　上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、
前記制御部は、
前記第１起動制御の実行後において、
前記第２電力変換器を、前記バイパスペア状態から、電力変換を行う前記半導体素子のスイッチング制御に切り替え、
前記第１電力変換器、前記第２電力変換器の一方を、電流指令値に出力電流を追従させる電流制御を行うように制御して、前記定格電流値の２０％以下であって、且つ負極性とならない大きさを有する第２電流を前記直流回路に連続的に流す第２起動制御を行う、
ものである。
　実施の形態１において説明したように、電流型変換器は、全ての半導体素子がオフとなって通電電流を遮断すると、半導体素子に過電圧が印加されるおそれがある。そのため、常時電流を通流させるための電流回路を構成する必要がある。しかし電流型変換器が例えばサイリスタ等の半導体素子で構成される場合に、変換器電流が小さい場合にノイズなどにより電流が負極性となり断続する場合がある。この場合、半導体素子がオフとなって上記電流回路が構成されず、半導体素子に過電圧が印加される恐れがある。
　本実施の形態では、電圧型変換器が、負極性とならない大きさを有する第２電流を直流回路に連続的に通流させるものなので、半導体素子への過電圧を更に防止できる。
　また、第２電流は、定格電流値の２０％以内に制御されているため、連系される交流回路への過剰な無効電力の出力を防止して、交流系統における系統電圧への影響を抑止できる。こうして、高機能で、安価で、且つ、更に信頼性の高い電力変換装置を提供できる。
　また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、
前記制御部は、
前記第２起動制御において、
前記第２電流を前記直流回路に連続的に流しつつ、前記第１、第２電力変換器の内、前記電流制御を行っていない側の第１、第２電力変換器を、前記直流回路の直流電圧を電圧指令値に追従させる電圧制御を行うように制御して、前記直流回路の電圧を設定値まで漸増させる、
ものである。
　このように、負極性とならない大きさを有する第２電流を直流回路に連続的に通流させつつ、直流回路における電圧を設定値である定格電圧まで立ち上げる。
　これにより、半導体素子への過電圧を防止しつつ、連系される交流回路への過剰な無効電力の出力を防止して交流系統に影響を与えない状態で、直流電圧を設定値である定格電圧へ漸増できる。こうして、更に信頼性の高い電力変換装置を提供できる。
　また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、
前記制御部は、
前記第２起動制御において前記直流回路の電圧を設定値まで漸増した後に、
前記第１、第２電力変換器の内、前記電流制御を行っている方の前記第１、第２電力変換器により前記第２電流を設定値まで漸増させる、
ものである。
　ここで、本実施の形態では、第１起動制御において直流回路の電圧を第１設定値（零電圧）としている。そのため、例えば、直流回路の電圧を零電圧の状態で電流を大きくすると、電流型変換器の力率が低下し、出力交流電力は全て無効電力となり、連系する交流回路において大きな影響を与えてしまう。本実施の形態では、直流回路の電圧を漸増させた後に、直流電流を微少な第２電流から設定値である定格電流まで漸増させる。
　こうして、直流電圧を大きくして電流型変換器の力率を改善した後に、直流電流を定格電流にすることで、交流系統への過剰な無効電力の出力を防止して、交流系統へ大きな影響を与えない、電力変換装置の起動が可能となる。
　また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、
前記制御部は、
前記第１電力変換器から前記第２電力変換器に電力供給する場合の前記第２起動制御において、
前記第２電力変換器を、前記バイパスペア状態から、電力変換を行う前記半導体素子の前記スイッチング制御に切り替えて、該第２電力変換器の電圧制御により前記第２直流端子における直流電圧を前記第１電圧値以下の第２電圧値に制御すると共に、前記第１電力変換器による電流制御により前記第２電流を前記直流回路に連続的に流す、
ものである。
　このように第１起動制御実行後において、電流型変換器の半導体素子をバイパスペア状態からスイッチング制御に切り替えた際に、電流型変換器の直流端子を一旦第２電圧（零電圧）に制御する。これにより、電流型変換器をスイッチング制御に切り替えた際の、直流回路における直流電圧の急激な電圧変化を抑止して、安定した電力変換装置の起動が可能となる。
　また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、
第２電圧値は０Ｖ＋前記直流回路の定格電圧の３％、以内の値である、
ものである。
　こうして、電流型変換器をスイッチング制御に切り替えた際の、直流回路における直流電圧の急激な電圧変化を確実に抑止できる。
実施の形態３．
　以下、本願の実施の形態３を、上記実施の形態１、２と異なる箇所を中心に図を用いて説明する。上記実施の形態１、２と同様の部分は同一符号を付して説明を省略する。
　図１０は、実施の形態３による電流型変換器３０を制御するための第２変換器制御部３６０の構成図である。
　図１１は、実施の形態３による第１変換器制御部５０、第２変換器制御部３６０により行われる電力変換装置１００の起動時の制御を示すフロー図である。
　実施の形態１、２では、電力変換装置１００は、第１交流回路１０Ａから第２交流回路１０Ｂへの電力の授受を行った。本実施の形態における電力変換装置１００は、第２交流回路１０Ｂから第１交流回路１０Ａへの電力の授受を行う。
　なお、第１交流回路１０Ａは、特に限定するものではなく、モータ、発電機、電力系統などである。
　図１０に示すように、本実施の形態に示す第２変換器制御部３６０は、実施の形態１に示した第２変換器制御部６０におけるモータ電流制御部６２が、直流電流制御部３６２となる。
　実施の形態１に示した第１起動制御と同様に、本実施の形態においても、ステップＳ００１～ステップＳ００４を行って第１起動制御を行う。なお、図１１では、第１起動制御に関するステップＳ００１～ステップＳ００４の図示は省略した。
　なお、この第１起動制御において、電圧型変換器２０の各変換器セル１０内の直流コンデンサ５の充電は、第１交流回路１０Ａがモータの場合は、モータを一時的に逆回転させる等して充電させるとよい。
　第１起動制御が実行されて電圧型変換器２０および電流型変換器３０が起動された後に、第２変換器制御部３６０の起動制御部６１は、指令信号６１ａによりゲート信号生成部６３に対して指令を行い、電流型変換器３０のサイリスタ素子３１のゲートのオン、オフを開始する。起動制御部６１は、このスイッチング制御により電力変換が開始されると、同時に指令信号６１ｂにより、直流電流制御部３６２に対して指令を行う。そして、直流電流制御部３６２は、定格電流値Ｉｍの２０％以下であって、且つ、電流が断続しない程度の大きさを有する第２電流を直流回路４０に流す電流指令値３６２ａを生成する（ステップＳ３０５ａ）。
　こうして、定格電流値Ｉｍ以下の微少な電流を直流回路４０に連続的に通流させながら、電力変換装置１００を起動させる第２起動制御を開始する。
　なお、第２電流は、定格電流値Ｉｍの２０％以下の値に制御されるため、第１交流回路１０Ａに対して大きな影響は与えない。
　次に、電圧型変換器２０を制御する第１変換器制御部５０は、直流電圧制御部５３において直流端子２０ａの直流電圧を、設定値である定格電圧まで徐々に大きくさせる電圧指令値５３ａを生成する（ステップＳ３０５ｂ）。
　直流端子２０ａにおける直流電圧が定格電圧となった後、第２変換器制御部３６０は、直流電流制御部３６２において直流電流を設定値である定格電流まで徐々に大きくさせる電流指令値３６２ａを生成する（ステップＳ３０７）。
　以上に示す制御により電力変換装置１００の起動を行うと、電圧型変換器２０、電流型変換器３０に、定格電流値Ｉｍを越える過大な電流が通流したり、過大な電圧が印加されることなく電力変換装置１００を起動することが可能となる。
　こうして、第２交流回路から第１交流回路に電力授受する場合においても、実施の形態１、２と同様に、高機能で、安価で、且つ、半導体素子を保護可能な信頼性の高い、電力変換装置を提供できる。
実施の形態４．
　以下、本願の実施の形態４を、上記実施の形態３と異なる箇所を中心に図を用いて説明する。上記実施の形態３と同様の部分は同一符号を付して説明を省略する。
　図１２は、実施の形態４による電圧型変換器２０を制御するための第１変換器制御部４５０の構成図である。
　図１３は、実施の形態４による第１変換器制御部４５０、第２変換器制御部３６０により行われる電力変換装置１００の起動時の制御を示すフロー図である。
　本実施の形態における電力変換装置１００においても、実施の形態３と同様に、第２交流回路１０Ｂから第１交流回路１０Ａへの電力の授受を行う。
　図１２に示すように、本実施の形態に示す第１変換器制御部４５０は、実施の形態１に示した第１変換器制御部５０における直流電流制御部５４が、交流電圧制御部４５６となる。
　以下、本実施の形態の電力変換装置１００の起動時の制御について説明する。
　電力変換装置１００の起動前においては、開閉器１１Ａおよび開閉器１１Ｂは共に開状態に制御され、電力変換装置１００は交流側に連系されていない。
　先ず、第２変換器制御部３６０の起動制御部６１は、指令信号６１ａによりゲート信号生成部６３に対して指令を行い、電流型変換器３０をゲートオフの状態に制御する。そして起動制御部６１は、開閉器１１Ｂを閉状態に制御して、電流型変換器３０をゲートオフの状態で第２交流回路１０Ｂに連系する（ステップＳ４０１）。
　次に、第１変換器制御部４５０の起動制御部５１は、指令信号５１ａによりゲート信号生成部５５に対して指令を行い、電圧型変換器２０をゲートオフの状態に制御する（ステップＳ４０１ａ）。
　この時、開閉器１１Ａは開状態に制御されており、従って電圧型変換器２０は第１交流回路１０Ａとは連系されていない状態である。よって、電圧型変換器２０が備える各変換器セル１０内の直流コンデンサ５は充電されていない状態である。
　次に、第２変換器制御部３６０は、実施の形態１のステップＳ００４と同様に、起動制御部６１によりゲート信号生成部６３へ指令を行い、電流型変換器３０をバイパスペア状態となるように制御する。
　ここで、電圧型変換器２０内の直流コンデンサ５は充電されていないため、電圧型変換器２０の直流端子２０ａにおける直流電圧は零電圧となる。よって、上記のステップＳ４０１～ステップＳ００４に示す制御を行うことにより、直流回路４０に通流する電流を定格電流値Ｉｍ以下の第１電流Ｉ１に制御しながら、電力変換装置１００を起動させる第１制御が行われる。
　次に、第２変換器制御部３６０の起動制御部６１は、指令信号６１ａによりゲート信号生成部６３に対して指令を行い、電流型変換器３０のサイリスタ素子３１のゲートのオン、オフを開始する。起動制御部６１は、このスイッチング制御により電力変換が開始されると、同時に指令信号６１ｂにより、直流電流制御部３６２に対して指令を行い、直流電流制御部３６２において、定格電流値Ｉｍの２０％以下であって、且つ、電流が断続しない程度の大きさを有する第２電流Ｉ２を直流回路４０に流す電流指令値３６２ａを生成する（Ｓ４０５ａ）。
　電流型変換器３０で第２電流Ｉ２を直流回路４０に通流させると、この第２電流Ｉ２により電圧型変換器２０の各変換器セル１０内の直流コンデンサ５が充電される（ステップＳ４０５ａ１）。
　次に、第１変換器制御部４５０の起動制御部５１は、直流コンデンサ５が設定充電電圧値Ｃ１まで充電された後、指令信号５１ａによりゲート信号生成部５５に対して指令を行い、電圧型変換器２０のスイッチング素子１のゲートのオン、オフを開始する。この時、起動制御部５１は、同時に指令信号５１ｄにより交流電圧制御部４５６に対して指令を行い、交流電圧制御部４５６において、直流コンデンサ５を設定充電電圧値Ｃ２まで充電する交流電圧指令値４５６ａを生成する（ステップＳ４０５ａ２）。
　次に、第１変換器制御部４５０は、この第２電流Ｉ２が連続的に通流している状態で、指令信号５１ｃにより直流電圧制御部５３に対して指令を行い、直流電圧制御部５３において直流端子２０ａの直流電圧を、設定値である定格電圧まで徐々に大きくさせる電圧指令値５３ａを生成する（ステップＳ４０５ｂ）。
　直流端子２０ａにおける直流電流が定格電圧となった後、第２変換器制御部３６０は、直流電流制御部３６２において直流電流を設定値である定格電流まで徐々に大きくさせる電流指令値３６２ａを生成する（ステップＳ４０７）。
　以上に示す制御により電力変換装置１００の起動を行うと、電圧型変換器２０、電流型変換器３０に、定格電流値Ｉｍを越える過大な電流が通流したり、過大な電圧が印加されることなく電力変換装置１００を起動することが可能となる。こうして、電流型変換器３０に過大なストレスがかからない起動を実現できる。
　次に、第１変換器制御部４５０は、交流電圧制御部４５６において、電圧型変換器２０の出力交流電圧が所望の交流電圧となる交流電圧指令値４５６ａを生成する（ステップＳ００８）。
　この時、第１交流回路１０Ａが例えば電力系統で、系統がブラックアウト状態で無電源、電源喪失状態である場合は、第１交流回路１０Ａに交流電圧を印加することによりこの電力系統を立ち上げるブラックスタートが可能となる。こうして、交流系統（第１交流回路１０Ａ）内に発電機、調相機等を不要として、交流系統に依存しない電力供給が可能になる。また、第１交流回路１０Ａの電力系統における短絡容量が閾値以下の弱小系統である場合においても、電圧型変換器２０により同様に電力供給が可能である。
　また、第１交流回路１０Ａの交流系統に電圧がある場合では、第１交流回路１０Ａと電圧型変換器２０との連系点における交流電圧を、図示しない交流電圧計測部にて計測する。そして、第１変換器制御部４５０の交流電圧制御部４５６は、電圧型変換器２０の出力交流電圧が、計測された交流電圧と同期した電圧になるような交流電圧指令値４５６ａを生成する。
　そして、電圧型変換器２０の出力交流電圧が、この連系点における交流電圧と同期すると、起動制御部５１は、開閉器１１Ａを閉状態に制御して、電圧型変換器２０を第１交流回路１０Ａと連系する。この場合、電圧型変換器２０は、交流系統と連系する前から交流系統と同期した交流電圧を生成しているため、交流系統に動揺を与えることなく、系統連系が可能となる。
　上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、
前記第１電力変換器の交流側に接続される第１交流回路の短絡容量が閾値以下、あるいは電源喪失状態であって、且つ、前記第１電力変換器が自己消弧型の前記半導体素子とエネルギ蓄積要素とを備えた構成であって、前記第２電力変換器から前記第１電力変換器に電力供給する場合の前記第２起動制御において、
前記制御部は、
前記第２電力変換器による電流制御により前記第２電流を前記直流回路に連続的に流しつつ、前記第２電流により前記第１電力変換器の前記エネルギ蓄積要素を充電し、
前記第２起動制御の実行後において、設定された交流電圧を前記第１電力変換器により出力して、前記第１交流回路に対して電力供給を行う、
ものである。
　このように、第１交流回路が電源喪失状態あるいは弱小系統である場合でも、第２交流回路側からの電力供給を行うことにより電圧型変換器を起動し、電圧型変換器により、交流系統に依存しない電力供給が可能になる。また、第１交流回路側が電源喪失状態である場合は、第１交流回路内に発電機、調相機等を不要として、電力系統を立ち上げるブラックスタートが可能となる。これにより、電力系統における停電などを迅速に解消して、電力系統の安定化に寄与できる。
　また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換装置は、
前記第１電力変換器の交流側と、該第１電力変換器の交流側に接続される第１交流回路との連系点において遮断器を備え、
前記制御部は、
前記第１電力変換器から出力される交流電圧が、前記連系点における前記第１交流回路の交流電圧に同期した交流電圧に調整されると、前記遮断器を開状態から閉状態に制御する、
ものである。
　これにより、電力変換装置を交流系統に動揺を与えることのなく系統連系できる。こうして、高機能で、安価で、信頼性が高く、電力系統の系統状態に依存することのない、電力変換装置を提供できる。
　本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
１　スイッチング素子（半導体素子）、４　直列体、５　直流コンデンサ（エネルギ蓄積要素）、１０　変換器セル、２０　電圧型変換器（第１電力変換器）、２１　レグ回路、２２　正側アーム、２３　負側アーム、３０　電流型変換器（第２電力変換器）、４０　直流回路、４０Ｐ，４０Ｎ　直流母線、５０，４５０　第１変換器制御部（制御部）、６０，２６０，３６０　第２変換器制御部（制御部）、１０Ａ　第１交流回路、１０Ｂ　第２交流回路、２０ａ　直流端子（第１直流端子）、３０ａ　直流端子（第２直流端子）、１００　電力変換装置。

Claims (14)

  1. 電流の導通および遮断を制御する半導体素子を有して、交流と直流との間で電力変換を行う電圧型の第１電力変換器および電流型の第２電力変換器と、該第１電力変換器および該第２電力変換器を制御する制御部と、を備え、
    前記第１電力変換器の直流側の第１直流端子と前記第２電力変換器の直流側の第２直流端子とが直流回路を介して接続されて、異なる交流間において前記直流回路を介した電力授受が行われ、
    前記制御部は、
    前記第１電力変換器および前記第２電力変換器を起動させる第１起動制御において、
    前記第１電力変換器、前記第２電力変換器の内、少なくとも一方が有する前記半導体素子を制御して、前記第１電力変換器の前記第１直流端子における直流電圧を設定された第１電圧値に調整することで、前記直流回路に流れる電流を前記半導体素子の定格電流値以下の第１電流となるように制御する、
    電力変換装置。
  2. 前記制御部は、
    前記第１起動制御において、
    前記第１電力変換器の前記半導体素子を制御して、該第１電力変換器の前記第１直流端子の電圧を前記第１電圧値に調整すると共に、前記第２電力変換器がバイパスペア状態となるように該第２電力変換器の前記半導体素子を制御する、
    請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記制御部は、
    前記第１起動制御の実行後において、
    前記第２電力変換器を、前記バイパスペア状態から、電力変換を行う前記半導体素子のスイッチング制御に切り替え、
    前記第１電力変換器、前記第２電力変換器の一方を、電流指令値に出力電流を追従させる電流制御を行うように制御して、前記定格電流値の２０％以下であって、且つ負極性とならない大きさを有する第２電流を前記直流回路に連続的に流す第２起動制御を行う、
    請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記制御部は、
    前記第２起動制御において、
    前記第２電流を前記直流回路に連続的に流しつつ、前記第１、第２電力変換器の内、前記電流制御を行っていない側の第１、第２電力変換器を、前記直流回路の直流電圧を電圧指令値に追従させる電圧制御を行うように制御して、前記直流回路の電圧を設定値まで漸増させる、
    請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 前記制御部は、
    前記第２起動制御において前記直流回路の電圧を設定値まで漸増した後に、
    前記第１、第２電力変換器の内、前記電流制御を行っている方の前記第１、第２電力変換器により前記第２電流を設定値まで漸増させる、
    請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 前記制御部は、
    前記第１電力変換器から前記第２電力変換器に電力供給する場合の前記第２起動制御において、
    前記第２電力変換器を、前記バイパスペア状態から、電力変換を行う前記半導体素子の前記スイッチング制御に切り替えて、該第２電力変換器の電圧制御により前記第２直流端子における直流電圧を前記第１電圧値以下の第２電圧値に制御すると共に、前記第１電力変換器による電流制御により前記第２電流を前記直流回路に連続的に流す、
    請求項３から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  7. 前記第１電力変換器の交流側に接続される第１交流回路の短絡容量が閾値以下、あるいは電源喪失状態であって、且つ、前記第１電力変換器が自己消弧型の前記半導体素子とエネルギ蓄積要素とを備えた構成であって、前記第２電力変換器から前記第１電力変換器に電力供給する場合の前記第２起動制御において、
    前記制御部は、
    前記第２電力変換器による電流制御により前記第２電流を前記直流回路に連続的に流しつつ、前記第２電流により前記第１電力変換器の前記エネルギ蓄積要素を充電し、
    前記第２起動制御の実行後において、設定された交流電圧を前記第１電力変換器により出力して、前記第１交流回路に対して電力供給を行う、
    請求項３から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  8. 前記第１電力変換器の交流側と、該第１電力変換器の交流側に接続される第１交流回路との連系点において遮断器を備え、
    前記制御部は、
    前記第１電力変換器から出力される交流電圧が、前記連系点における前記第１交流回路の交流電圧に同期した交流電圧に調整されると、前記遮断器を開状態から閉状態に制御する、
    請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  9. 前記第１起動制御において前記第１電流が流れる電流経路は、
    前記第１電力変換器と前記第２電力変換器との間で前記直流回路を介して構成される閉回路である、
    請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  10. 前記第１電圧値は、前記直流回路における抵抗値に基づいて設定される、
    請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  11. 前記第１電圧値は０Ｖ＋前記直流回路の定格電圧の３％、以内の値である、
    請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  12. 第２電圧値は０Ｖ＋前記直流回路の定格電圧の３％、以内の値である、
    請求項６に記載の電力変換装置。
  13. 前記第１電力変換器は、自己消弧型の前記半導体素子を用いて構成される自励式電力変換器であり、
    前記第２電力変換器は、前記半導体素子としてのサイリスタ素子を用いて構成される他励式電力変換器である、
    請求項１から請求項１２のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  14. 前記第１電力変換器は、
    それぞれ正側アームと負側アームとが直列接続され、各相交流線に接続される複数のレグ回路を正負の直流母線間に並列接続して備え、
    各前記レグ回路の前記正側アーム、前記負側アームのそれぞれは、互いに直列接続された自己消弧型の前記半導体素子の直列体と、この直列体に並列接続されたエネルギ蓄積要素とから成る変換器セルを複数直列接続して備える、
    請求項１から請求項１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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