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WO2020239476A1 - Procédé de commande d'un convertisseur continu-continu pour un chargeur de batterie d'accumulateurs électriques bidirectionnel - Google Patents

Procédé de commande d'un convertisseur continu-continu pour un chargeur de batterie d'accumulateurs électriques bidirectionnel Download PDF

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Publication number
WO2020239476A1
WO2020239476A1 PCT/EP2020/063639 EP2020063639W WO2020239476A1 WO 2020239476 A1 WO2020239476 A1 WO 2020239476A1 EP 2020063639 W EP2020063639 W EP 2020063639W WO 2020239476 A1 WO2020239476 A1 WO 2020239476A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
value
converter
frequency
threshold value
eps2
Prior art date
Application number
PCT/EP2020/063639
Other languages
English (en)
Inventor
Abdelmalek Maloum
Miassa TALEB
Original Assignee
Renault S.A.S
Nissan Motor Co., Ltd.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Renault S.A.S, Nissan Motor Co., Ltd. filed Critical Renault S.A.S
Priority to JP2021570400A priority Critical patent/JP7513638B2/ja
Priority to EP20725713.0A priority patent/EP3977608A1/fr
Priority to US17/614,176 priority patent/US12249920B2/en
Priority to CN202080038650.9A priority patent/CN113939987A/zh
Priority to KR1020217042758A priority patent/KR20220016159A/ko
Publication of WO2020239476A1 publication Critical patent/WO2020239476A1/fr

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    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/70—Energy storage systems for electromobility, e.g. batteries

Definitions

  • the present invention relates to a DC-DC converter for a bidirectional electric storage battery charger and its control method.
  • a conventional electric accumulator battery charger is
  • a power factor correction stage also known by its English abbreviation PFC
  • a DC-DC conversion stage more generally called a DC-DC stage.
  • the battery chargers can also deliver the accumulated electricity to an external electrical network, as a current source, or to replace a network and operate as a voltage source to which loads are connected. ; these are then referred to as bidirectional chargers.
  • the supply of current by the electric accumulator battery to the external network being called the direction of discharge, or even the indirect direction.
  • bidirectional chargers are known, such as that of the
  • a bidirectional (or reversible) charger is also known for
  • a full-bridge LLC resonant converter 10 comprises a complete switching bridge 11 generating a square signal or current exciting an LLC circuit 12, composed of a series capacitor Cr and two inductors, a series inductor Lr and an inductance Lm in parallel with the primary winding of a transformer 13.
  • the LLC circuit 12 then produces a sinusoidal current resonating in the tr 13 which is rectified by the rectifier bridge 14, then transmitted to the battery 16, also shown on the diagrams. figures as a voltage source 15.
  • VdcA / bat which is generally less than 0.9, causes a divergence of the regulation frequency of the DCDC, towards frequencies switching times higher than 200 KHz. This causes a sharp drop in the efficiency of the charger in discharge mode.
  • control frequency is advantageously obtained by inversion of the gain, that is to say by solving a third order equation obtained by the expression of the gain as a function of this control frequency. This optimizes the efficiency of the converter.
  • said direct current-direct current converter is of the resonant series LLC type comprising at input a complete switching bridge connected to an LLC resonant circuit, itself connected to a transformer connected to the battery via an H-bridge, said resonant circuit comprising a series inductor, a switched inductor connected to the output terminals of said complete switching bridge only in discharge mode, and a series capacitor; said frequency value of
  • control being a function of said two inductors and of said series capacitor.
  • control frequency includes:
  • control frequency is applied to the initial control value.
  • the method comprises a relatively simple, fast and robust frequency control, which compensates for the imprecision linked to the parametric dispersions.
  • the method further comprises a feedback regulation of the control frequency. This makes it possible to obtain more efficient and precise regulation.
  • a packet regulation mode is activated, consisting in applying a maximum frequency while stopping the cutting at intervals in order to let the input voltage return to its reference.
  • the invention also relates to a bidirectional electric accumulator charger, comprising a power factor correction stage, at least one DC-DC converter, and a device for implementing a method as described. previously.
  • the invention also relates to a motor vehicle comprising a bidirectional electric accumulator charger as described above.
  • FIG. 1 is a schematic view of an electric accumulator charger known from the prior art
  • FIG. 2 is a schematic view of the control method by alternating between the nominal regulation mode and the Burst mode, according to one embodiment of the invention
  • FIG. 3a is a schematic view of an electric accumulator charger
  • FIG. 3b is a simplified schematic representation of the charger of FIG. 3a;
  • FIG. 4 is a flowchart of the regulation method according to the embodiment of FIG. 2.
  • a charger not shown as a whole, comprises a rectifier input stage correcting the single-phase or polyphase power factor called PFC, not shown, and a DC-DC converter device 1 comprising a two-way full bridge resonant LLC converter 20. It should be noted that the description of the charger elements is made with reference to the charge mode.
  • the input of the direct current direct current converter corresponds to the converter connections opposite to the Batt battery connections.
  • the secondary of the converter transformer belongs to the output stage comprising the Batt battery.
  • the LLC full bridge resonant converter 20 comprises a complete switching bridge 21 generating a square signal or voltage exciting an LLC circuit 22, composed of a capacitor and two inductors.
  • the LLC circuit 22 then produces a resonant sinusoidal current transmitted by a transformer 23 and rectified by a rectifier bridge 24.
  • the rectified and amplified signal / current is collected by the battery 26, the battery 25 also being shown as a voltage source 25. .
  • the assembly formed by the complete switching bridge 21 and the LLC circuit 22 is called the primary circuit or primary part of the converter, and the assembly formed by the rectifier 24 is called the secondary circuit, or the secondary part of the converter.
  • the impedance of the power factor corrector stage, of the network or of the loads connected to the input of the charger is assimilated to a load resistor R ch .
  • the charger In a bidirectional operation of the charger, when the current is sent from the primary to the secondary of the converter 20, we speak of the direct direction of operation of the converter 20, which allows the battery 26 to be recharged from an external electrical network connected at primary.
  • the charger is further configured to operate in an indirect direction, in which the energy accumulated by the battery 26 passes from the secondary to the primary of the converter 20 in order to supply an external electrical network by operating as a current source, or to replace a network, operating as a voltage source.
  • the switching bridge 21 comprises 4 switching arms, each being formed of a parallel structure 210, 210 ', 210 ", 210"', in the sense that the structure comprises electronic components mounted in parallel with each other. other.
  • Each parallel structure 210, 210 ", 210", 210 "” comprising a diode, and a transistor.
  • the parallel structures 210, 210 ", 210", 210 "” are mounted as a full bridge, in a configuration well known to those skilled in the art.
  • the LLC circuit 22 and the transformer 23 conform to those of the art
  • the rectifier 24, of the secondary circuit comprises a complete bridge formed of 4 switching arms.
  • Each switching arm being formed of a parallel structure 240, 240 ', 240 ", 240"', in that the structure comprises electronic components mounted in parallel with each other.
  • Each parallel structure 240, 240 ’, 240”, 240 ”’ comprising, with reference to Figure 3a, a diode 302, and a transistor 301, in a full bridge rectifier assembly.
  • This branch 28 is connected to the two outputs of the switching bridge 21 upstream of the LLC circuit 22 (the term “upstream” here referring to the direct direction of load).
  • this parallel branch 28 extends to a first junction between an output of the switching bridge 21 and the capacitor Cr of the LLC circuit, while the other junction is mounted between the second output of the switching bridge 21 and the second inductance Lm among the two inductors Lr and Lm of the LLC circuit.
  • the parallel branch 28 comprises a so-called switched inductance
  • Switched Lm which is connected to LLC circuit 22 in discharge mode, and disconnected in charge mode.
  • the DC-DC conversion device 1 comprises a means of
  • control not shown, for example a microprocessor and / or an FPGA, to control the opening and closing of the switch k of the parallel branch 28.
  • control method 4 aims to control in
  • the objective of this method is to implement a regulation mode, the DC bus (called DC Bus), known under the name of "Burst” mode by hysteresis on the frequency and DC bus (called DC Bus) is being considered.
  • DC Bus DC bus
  • This Burst mode consists of applying the maximum frequency per packet and switching the frequency between 200KHz and OHz in order to be able to regulate the DC bus at the limit points.
  • the Burst mode is stopped 55 and the nominal regulation 56 applies the control frequency continuously.
  • the method according to the invention comprises the calculation of a switching frequency of the DCDC.
  • G the gain of the transfer function of the DCDC (or at least of the inverter part of the DC / DC going up to the primary of the transformer);
  • V beats the voltage at the battery terminals, ie the voltage at the output of the DCDC
  • V dc the direct voltage at the input of the DCDC; And by generic terminology in the operating mode in discharge: V out the voltage at the output of the DCDC, in discharge mode, and V in the voltage at the input of the DCDC in discharge mode.
  • the resistance Rch corresponds to the impedance of the P FC and of the various loads or networks connected to the charger in reversible mode (discharge). Also R ch is calculated according to the following equation:
  • control frequency f sw according to the equation:
  • V dc the input voltage of the DCDC
  • P req a power setpoint at the input of the DCDC.
  • the gain G is calculated as being the ratio of Vdc / hVbat, either in this
  • eps1 is a threshold value from which the frequency increment / decrement begins.
  • Eps2 is a threshold value for which the control frequency is fixed.
  • control frequency f sw (w) also called the switching frequency f sw (w), as described above, is calculated 40. function of a setpoint voltage V DC req , battery voltage and power
  • the control frequency value f sw (k) is initialized 41 to the initial value of frequency f sw_f eedforward previously calculated.
  • V DC req and the measured voltage V dc measured at the input of the DCDC are the measured voltage V DC req and the measured voltage V dc measured at the input of the DCDC.
  • This error value e is compared with two error threshold values eps1 and eps2, positive real numbers such as eps1> eps2.
  • the initial frequency value f sw_f eedforward is incremented or decremented according to the position of the DC bus, ie by:
  • f sw (k) f sw_f eedforward +/— DF (7) k being a temporal integer.
  • step 44 If 47 after step 44 the error e is between the limits of eps2 and - eps2, we freeze and maintain 45 the value of the frequency f sw (k) which provides a DC bus at 5V close to the setpoint at the previous value, namely:
  • the frequency value f sw (k) calculated by feed forward in step 40 is used 46. This value is used. is updated periodically. The control will continue to apply the frequency calculated by feedforward as long as no condition on the error is satisfied, steps 43, 45 and 46 looping back to step 44.
  • eps1 and eps2 errors can be set to 1 or 0 V, depending on the feasibility of the operating point.
  • This method ensures stable frequency convergence, ensured by the feedforward action, and effective, thanks to the action of the regulator which ends up canceling the static error and makes the DC bus converge with precision at the setpoint value. .
  • the invention is not limited to the type of regulator described in the first exemplary embodiment. It is also possible to provide a regulator of the Proportional Integral or Proportional Integral Derivative type, the implementation of which is known to those skilled in the art, and although their adjustment is more complex than the regulator of the first embodiment of the invention.

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Abstract

Procédé de commande (4) en fréquence de la tension d'entrée d'un convertisseur de courant continu-courant continu d'un chargeur électrique bidirectionnel, fonctionnant en mode décharge comprenant : - une étape préalable de définition d'une valeur de tension de consigne (VDC req ), - une étape de calcul (40) d'une valeur de fréquence de commande (fsw(ω)) dudit convertisseur de courant continu-courant continu (12), obtenue par inversion du gain dudit convertisseur de courant continu-courant continu (12), en fonction d'une tension batterie (Vbat) de sortie, d'une consigne de puissance (Preq) d'entrée et de ladite tension d'entrée de consigne (VDC req); et une étape de régulation fine du bus DC par incrément/décrément de la fréquence. - une étape d'application de la fréquence de commande ainsi calculée audit convertisseur.

Description

Description
Titre de l'invention : Procédé de commande d’un
Convertisseur continu-continu pour un chargeur de batterie d’accumulateurs électriques bidirectionnel
[0001 ] La présente invention se rapporte à un convertisseur continu-continu pour un chargeur de batterie d’accumulateurs électriques bidirectionnel et son procédé de commande.
[0002] Un chargeur de batterie d’accumulateurs électriques classique est
unidirectionnel en ce sens qu’il permet uniquement de recharger les
accumulateurs électriques depuis un réseau externe d’alimentation électrique, ce qu’on appelle communément le sens de charge ou encore sens direct.
[0003] Un tel chargeur de batterie d’accumulateurs électrique unidirectionnel
comprend généralement un étage de correction du facteur de puissance, aussi connu sous son abréviation anglophone PFC, et un étage de conversion continu- continu, plus généralement appelé étage DC-DC.
[0004] Cependant, il est utile que les chargeurs d’accumulateurs puissent aussi délivrer l’électricité accumulée à un réseau électrique externe, en source de courant, ou de remplacer un réseau et fonctionner en source de tension sur laquelle viennent se brancher des charges ; on parle alors de chargeurs bidirectionnels. La fourniture de courant par la batterie d’accumulateurs électriques au réseau externe étant dit sens de décharge, ou encore sens indirect.
[0005] On connaît notamment des chargeurs bidirectionnels, tel que celui du
document FR3014260 A1 , qui décrit un chargeur à DCDC résonnant du type en montage LC série. Cependant, Un tel montage ne permet pas de changer de type de conversion d’énergie car son gain est toujours inférieur à 1.
[0006] On connaît aussi un chargeur bidirectionnel (ou réversible) pour des
applications à forte densité de puissance tel que représenté en figure 1 de l’art antérieur, qui met en œuvre un convertisseur DC-DC du type LLC résonant à pont complet. [0007] Un convertisseur LLC résonant à pont complet 10 selon la figure 1 , comprend un pont complet de commutation 11 générant un signal ou courant carré excitant un circuit LLC 12, composé d’un condensateur série Cr et de deux inductances, une inductance série Lr et une inductance Lm en parallèle du bobinage primaire d’un transformateur 13. Le circuit LLC 12 produit alors un courant sinusoïdal résonant dans le tr 13 qui est redressé par le pont redresseur 14, puis transmis à la batterie 16, aussi représentée sur les figures en tant que de source de tension 15.
[0008] L’ensemble formé par le circuit LLC 12 étant dit circuit primaire ou partie
primaire du convertisseur, et le pont redresseur 14 étant dit circuit secondaire, ou partie secondaire du convertisseur. Dans un fonctionnement en sens direct d’un chargeur, ou en sens de charge, le courant est envoyé depuis le primaire vers le secondaire.
[0009] Généralement dans les chargeurs réversibles connus de l’art antérieur, les fréquences de régulation du DCDC, en mode charge et en mode décharge, sont bornées entre sensiblement 60KHz et 200KHz.
[0010] Or, en mode décharge, à haute tension batterie Vbat et basse puissance, la régulation vers le gain recherché, VdcA/bat qui est en général inférieur à 0.9, provoque une divergence de la fréquence de régulation du DCDC, vers des fréquences de commutation plus élevées que les 200 KHz. Ceci provoque une forte baisse du rendement du chargeur en mode décharge.
[0011 ] Aussi, il existe le besoin d’une commande adaptée pour permettre une
meilleure régulation du DCDC en mode décharge à haute tension batterie et basse puissance.
[0012] A cet effet on propose un procédé de commande en fréquence de la tension d’entrée d’un convertisseur de courant continu-courant continu d’un chargeur électrique bidirectionnel connecté à une batterie, fonctionnant en mode décharge de la batterie avec un rapport cyclique de 50%, comprenant :
- une étape préalable de définition d’une valeur de tension d’entrée de consigne en entrée du convertisseur, les entrées et sorties du convertisseur étant définies par rapport au mode charge de la batterie, - une étape de calcul d’une valeur de fréquence de commande dudit convertisseur de courant continu-courant continu, obtenue par inversion du gain dudit convertisseur de courant continu-courant continu, en fonction d’une tension batterie de sortie, d’une consigne de puissance d’entrée et de ladite tension d’entrée de consigne ; et
- une étape d’application de la fréquence de commande ainsi calculée audit convertisseur.
[0013] Ainsi on peut obtenir une commande du DCDC d’un chargeur fonctionnant en mode décharge, ou inversé, adapté pour assurer une régulation relativement performante à haute tension batterie et basse puissance. La fréquence de commande est avantageusement obtenue par inversion du gain c’est-à-dire par la résolution d’une équation du troisième ordre obtenue par l’expression du gain fonction de cette fréquence de commande. Cela permet d’optimiser le rendement du convertisseur.
[0014] Avantageusement et de manière non limitative, ledit convertisseur de courant continu-courant continu est de type LLC série résonant comportant en entrée un pont complet de commutation connecté à un circuit résonant LLC, lui-même connecté à un transformateur relié à la batterie par l’intermédiaire d’un pont en H, ledit circuit résonant comportant une inductance série, une inductance commutée connectée aux bornes de sortie dudit pont complet de commutation uniquement en mode décharge, et une capacité série ; ladite valeur de fréquence de
commande étant fonction desdites deux inductances et de ladite capacité série. Ainsi, le calcul de la fréquence de commande est obtenu par une approximation du fonctionnement du DCDC, permettant de simplifier les calculs et de rendre le procédé plus rapide.
[0015] Avantageusement et de manière non limitative, l’étape d’application de la
fréquence de commande comprend :
- la définition d’un pas d’incrément fréquentiel ;
- une étape d’initialisation de la fréquence de commande à une valeur initiale de commande correspondant à la fréquence de commande ainsi calculée ;
- la définition d’une première valeur de seuil et d’une deuxième valeur de seuil, de la valeur opposée de la première valeur de seuil et de la valeur opposée de la deuxième valeur de seuil, la première valeur de seuil étant strictement supérieure à la deuxième valeur de seuil, lesdites valeurs de seuil étant strictement positives ;
- une étape de calcul d’une valeur d’erreur entre une valeur de tension d’entrée mesurée et ladite tension d’entrée de consigne ; et
- une étape de comparaison entre ladite valeur d’erreur et lesdites valeurs de seuil ;
le procédé comprenant une étape de régulation au cours de laquelle :
- lorsque ladite valeur d’erreur est comprise entre la première valeur de seuil et la valeur opposée de la première valeur de seuil, et lorsque ladite erreur est supérieure à la deuxième valeur de seuil ou inférieure à la valeur opposée de la deuxième valeur de seuil, on incrémente ou on décrémente, la
fréquence de commande du pas d’incrément fréquentiel ;
- lorsque ladite valeur d’erreur est comprise entre la deuxième valeur de seuil et la valeur opposée de la deuxième valeur de seuil on maintient la fréquence de commande à sa valeur précédente,
- lorsque ladite valeur d’erreur est supérieure à la première valeur de seuil ou lorsque ladite valeur d’erreur est inférieure à la valeur opposée de la première valeur de seuil on applique comme fréquence de commande, la valeur initiale de commande.
[0016] Ainsi, le procédé comprend une commande en fréquence relativement simple, rapide et robuste, qui compense l’imprécision liée aux dispersions paramétriques.
[0017] Avantageusement et de manière non limitative, le procédé comprend en outre une régulation par rétroaction de la fréquence de commande. Ceci permet d’obtenir une régulation plus performante et précise.
[0018] Avantageusement, dès que la fréquence de commande atteint une valeur approchant 200 KHz, et que la tension d’entrée mesurée s’éloigne de la tension d’entrée de consigne, un mode de régulation par paquets est activé, consistant à appliquer une fréquence maximale tout en arrêtant le découpage par intervalles afin de laisser la tension d’entrée revenir vers sa consigne. Cela permet de pallier les limites de fonctionnement du DCDC LLC en mode réversible. [0019] L’invention concerne aussi un chargeur d’accumulateurs électriques bidirectionnel, comprenant un étage de correction du facteur de puissance, au moins un convertisseur de courant continu-continu, et un dispositif de mise en œuvre d’un procédé tel que décrit précédemment.
[0020] L’invention concerne aussi un véhicule automobile comprenant un chargeur d’accumulateurs électriques bidirectionnel tel que décrit précédemment.
[0021 ] D’autres particularités et avantages ressortiront à la lecture de la description, donnée à titre indicatif mais non limitatif, en référence aux dessins suivant annexés :
[Fig. 1 ] est une vue schématique d’un chargeur d’accumulateurs électriques connu de l’art antérieur ;
[Fig. 2] est une vue schématique du procédé de commande par alternance entre le mode de régulation nominale et le mode Burst, selon un mode de réalisation de l’invention ;
[Fig. 3a] est une vue schématique d’un chargeur d’accumulateurs électriques
bidirectionnel selon un mode de réalisation de l’invention.
[Fig. 3b] est une représentation schématique simplifiée du chargeur de la figure 3a ;
[Fig. 4] est un organigramme du procédé de régulation selon le mode de réalisation de la figure 2.
[0022] En référence à la figure 3a, selon un mode de réalisation de l’invention, un chargeur non représenté dans son ensemble, comprend un étage d’entrée redresseur correcteur du facteur de puissance monophasé ou polyphasé dit PFC, non représenté, et un dispositif de conversion continu-continu 1 comprenant un convertisseur LLC résonant à pont complet 20 bidirectionnel. Il est à noter que la description des éléments du chargeur est faite en référence au mode charge.
Ainsi l’entrée du convertisseur courant continu courant continu correspond aux connexions du convertisseur à l’opposé des connexions batterie Batt. De même le secondaire du transformateur du convertisseur appartient à l’étage de sortie comportant la batterie Batt.
[0023] Le convertisseur LLC résonant à pont complet 20 comprend un pont complet de commutation 21 générant un signal ou tension carré excitant un circuit LLC 22, composé d’un condensateur et de deux inductances. Le circuit LLC 22 produit alors un courant sinusoïdal résonant transmis par un transformateur 23 et redressé par un pont redresseur 24. Le signal/courant redressé et amplifié est collecté par la batterie 26, la batterie 25 étant aussi représentée en tant que source de tension 25.
[0024] L’ensemble formé par le pont complet de commutation 21 et le circuit LLC 22 est dit circuit primaire ou partie primaire du convertisseur, et l’ensemble formé du redresseur 24 est dit circuit secondaire, ou partie secondaire du convertisseur.
[0025] En mode inversé, l’impédance de l’étage correcteur du facteur de puissance, du réseau ou des charges connectées en entrée du chargeur est assimilée à une résistance de charge Rch.
[0026] Dans un fonctionnement bidirectionnel du chargeur, lorsque le courant est envoyé depuis le primaire vers le secondaire du convertisseur 20, on parle de sens direct de fonctionnement du convertisseur 20, ce qui permet de recharger la batterie 26 depuis un réseau électrique externe connecté au primaire. Le chargeur est en outre conformé pour fonctionner en sens indirect, dans lequel l’énergie accumulée par la batterie 26 transite du secondaire vers le primaire du convertisseur 20 afin d’alimenter un réseau électrique externe en fonctionnant comme source de courant, ou de remplacer un réseau, en fonctionnant en source de tension.
[0027] Le pont de commutation 21 comprend 4 bras de commutation, chacun étant formé d’une structure parallèle 210, 210’, 210”, 210”’, en ce sens que la structure comprend des composants électroniques montés en parallèle les uns des autres.
[0028] Chaque structure parallèle 210, 210’, 210”, 210”’ comprenant une diode, et un transistor.
[0029] Les structures parallèles 210, 210’, 210”, 210”’ sont montées en pont complet, selon une configuration bien connue de l’homme du métier.
[0030] Le circuit LLC 22 et le transformateur 23 sont conformes à ceux de l’art
antérieur cité précédemment en référence à la figure 1.
[0031 ] Le redresseur 24, du circuit secondaire, comprend un pont complet formé de 4 bras de commutation. [0032] Chaque bras de commutation étant formé d’une structure parallèle 240, 240’, 240”, 240”’, en ce sens que la structure comprend des composants électroniques montés en parallèle les uns des autres.
[0033] Chaque structure parallèle 240, 240’, 240”, 240”’ comprenant, en référence à la figure 3a, une diode 302, et un transistor 301 , selon un montage en pont complet de redresseur.
[0034] On ajoute une branche parallèle 28 installée en parallèle du circuit LLC 22, entre le pont complet de commutation 21 et ledit circuit LLC 22. Cette branche 28 est connectée aux deux sorties du pont de commutation 21 en amont du circuit LLC 22 (le terme « amont » se référant ici au sens direct de charge).
[0035] Autrement dit, cette branche parallèle 28 s’étend à une première jonction entre une sortie du pont de commutation 21 et le condensateur Cr du circuit LLC, tandis que l’autre jonction est montée entre la deuxième sortie du pont de commutation 21 et la deuxième inductance Lm parmi les deux inductances Lr et Lm du circuit LLC.
[0036] La branche parallèle 28 comprend une inductance dite commutée
Lm_commutée qui est connectée au circuit LLC 22 en mode décharge, et déconnectée en mode charge.
[0037] Ainsi, le convertisseur continu-continu en mode de fonctionnement en
décharge est équivalent à un LLC.
[0038] Le dispositif de conversion continu-continu 1 comprend un moyen de
commande, non représenté, par exemple un micro-processeur et/ou un FPGA, pour commander l’ouverture et la fermeture de l’interrupteur k de la branche parallèle 28.
[0039] Le procédé de commande 4 selon l’invention vise à commander en
fréquence la tension Vdc de la capacité d’entrée.
[0040] L’objectif de ce procédé est de mettre en œuvre un mode de régulation, du bus continu (appelé Bus DC), connu sous le nom de mode « Burst » par hystérésis sur la fréquence et bus continu (appelé Bus DC) est envisagé. Ce mode Burst consiste à appliquer la fréquence maximale par paquet et à basculer la fréquence entre 200KHz et OHz afin de pouvoir réguler le bus DC aux points limites.
[0041 ] Ceci implique l’arrêt du découpage par intervalle afin de laisser le bus DC (de tension Vdc sur la figure 3a) revenir vers la consigne.
[0042] Le découpage reprend ensuite pour le maintenir tant que possible. Dès que le bus DC dépasse un certain seuil maximal, défini par une calibration, et dès lors que la fréquence est saturée, la fréquence de commande est basculée à zéro et le découpage s’arrête. Ces étapes étant mise en œuvre de manière répétitive.
[0043] Ainsi en référence à la figure 2, le mode Burst est exposé, en décharge, mais fonctionnant sur le même principe en fonctionnement charge, pour des points de fonctionnement donnés en exemples, ici Vbat=400V ou Vbat=430V avec une consigne de la tension Vdc à Vdc req égale à 450V.
[0044] Sur la figure 2 dès que la fréquence F_nom atteint 50 une valeur supérieure ou égale à 190KHz, ou selon une alternative toute valeur approchant 200 KHz, et que le bus DC s’éloigne 51 de la consigne le mode Burst est activé 52, ramenant le bus DC à sa consigne, sensiblement 450V.
[0045] Lorsque la puissance remonte, conduisant la fréquence F_nom à ne plus
saturer 53 naturellement, et le Bus DC convergeant 54 à nouveau vers la valeur de consigne, le mode Burst est arrêté 55 et la régulation nominale 56 applique la fréquence de commande en continu.
[0046] A cet effet, le procédé selon l’invention comprend le calcul d’une fréquence de découpage du DCDC.
[0047] On sait, en référence à la figure 3b, que la fonction de transfert d’un DCDC LLC en mode décharge selon l’invention est de la forme :
[0048]
Figure imgf000010_0001
[0049] Avec G le gain de la fonction de transfert du DCDC (ou tout au moins de la partie onduleur du DC/DC allant jusqu’au primaire du transformateur) ;
[0050] h le rapport de transformation du transformateur du DCDC ;
[0051 ] Vbat la tension aux bornes de la batterie, soit la tension en sortie du DCDC,
[0052] Vdc la tension continue en entrée du DCDC ; [0053] Et par terminologie générique dans le mode de fonctionnement en décharge : Vout la tension en sortie du DCDC, en mode décharge, et Vin la tension en entrée du DCDC en mode décharge.
[0054] En référence à la figure 3b, qui est une vue simplifiée du DCDC, la résistance Rch correspond à l’impédance du P FC et des différentes charges ou réseaux connectés au chargeur en mode réversible (décharge). Aussi Rch est calculée selon l’équation suivante :
[0055]
Figure imgf000011_0001
[0056] Avec P la puissance au primaire du transformateur.
[0057] Aussi pour calculer le gain de la fonction de transfert du DCDC, on calcule :
[0058]
Figure imgf000011_0002
[0059] Cette équation (3) est réécrite en fonction de la pulsation w (w = 2pfsw), en posant s=j w.
[0060] On peut par conséquent écrire l’équation de gain selon les équations
suivantes :
[0061 ]
Figure imgf000011_0003
[0062] Ou
[0063]
Figure imgf000011_0004
[0064] En calculant le gain G du transfert, pour obtenir une expression de la
fréquence de commande fsw selon l’équation :
[0065] fsw(w) = fct(Vbat, Preq, Vdc(consigne)) (5)
[0066] Avec Vbat la tension batterie, Vdc la tension en entrée du DCDC, et Preq une consigne de puissance en entrée du DCDC. [0067] En effet, en remplaçant Vdc dans l’expression de G(s) par une valeur de Vdc de consigne, on peut calculer la fréquence pour laquelle le bus DC converge à une tension donnée, par exemple à 450V.
[0068] Le gain G est calculé comme étant le rapport de Vdc/hVbat, soit dans ce
mode de réalisation G=450V/h Vbat
[0069] On notera que l’expression générale du gain G est la même en décharge, mais les valeurs de gains sont différentes, car les paramètres sont eux-mêmes différents.
[0070] On en déduit une équation du 3eme ordre dépendant de (w = 2pfsw),
[0071 ] w3 + Aw2 + Bw + C = 0 (6)
[0072] Avec les paramètres A, B, C fonction de Vbat, PREQ, Lm_commutée et Lr les
valeurs des inductances du schéma équivalent du DCDC sur la figure 3b, et Cr la valeur de capacité du schéma équivalent du DCDC sur la figure 3b. Autrement dit Cr et Lr correspondent à la capacité série et à l’inductance série du circuit LLC 22 de la figure 3a.
[0073] La résolution de l’équation (6) en w permet de calculer par commande
anticipatrice, connue en anglais sous le terme feedforward, la fréquence de commande fsw(w) du DCDC.
[0074] Du fait des dispersions paramétriques, des précisions de calcul, et des
hypothèses simplificatrices prises pour l’écriture de la fonction de transfert du DCDC, l’application de ce calcul direct n’est pas suffisante, pour annuler l’erreur statique entre la tension DC mesurée et la consigne. Toutefois l’erreur reste peu significative et présente un maximum de 30V.
[0075] Pour pallier ce problème, en référence à la figure 4, un régulateur a été ajouté au feedforward précédent. Il fonctionne par incrément ou décrément de
fréquence jusqu’à annulation de l’erreur statique, et adapte ainsi un peu plus la fréquence initiale générée par le calcul précédent, pour une meilleure précision.
[0076] Le régulateur selon le premier mode de réalisation est un régulateur discret dans lequel :
[0077] eps1 est une valeur de seuil à partir de laquelle l’incrément/décrément de fréquence commence. [0078] eps2 est une valeur de seuil pour laquelle, la fréquence de commande est figée.
[0079] Aussi selon un exemple de réalisation en référence à la figure 4, dans une première étape on calcule 40 la fréquence de commande fsw(w), aussi appelée fréquence de commutation fsw(w), tel que décrit précédemment, en fonction d’une tension de consigne VDC req, de la tension batterie et de la puissance
[0080] On initialise 41 la valeur de fréquence de commande fsw(k) à la valeur initiale de fréquence fsw_f eedforward précédemment calculée.
[0081 ] Ensuite, on calcule 44 une valeur d’erreur e entre la tension de consigne
VDC req et la tension mesurée Vdc mesurée en entrée du DCDC.
[0082] On compare cette valeur d’erreur e à deux valeurs de seuil d’erreur eps1 et eps2, nombres réels positifs tels que eps1 >eps2 .
[0083] Si 42 l’erreur e est comprise entre les limites réglables de eps1 et -eps1 , par exemple entre 200V et -200V, et si de plus l’erreur e est supérieure à eps2 ou inférieure à -eps2, ces seuils étant par exemple 5V et -5V, on incrémente ou on décrémente selon la position du bus DC par rapport à la consigne 43 la valeur de fréquence initiale fsw_f eedforward par incrément d’un pas d’incrément fréquentiel DF soit :
[0084] fsw(k) fsw_f eedforward +/— DF (7) k étant un entier temporel.
[0085] Après cette étape 43, on reboucle sur l’étape 44.
[0086] Si 47 après l’étape 44 l’erreur e est comprise entre les limites de eps2 et - eps2, on fige et on maintient 45 la valeur de la fréquence fsw(k) qui assure un bus DC à 5V prêt de la consigne à la valeur précédente, soit :
[0087] fsw(k) = fsw(k - 1)
[0088] La valeur fsw(k - 1) étant égale à fsw_f eedforward si la condition 1 n’a pas été vérifiée précédemment, ou à fsw_f eedforward + k * DF si l’étape 45 a lieu après k précédentes étapes 43.
[0089] Enfin si 48 l’erreur e est supérieure à eps1 ou inférieure à -eps1 , on utilise 46 la valeur de fréquence fsw(k) calculée par feed forward à l’étape 40. Cette valeur est mise à jour périodiquement. La commande continuera à appliquer la fréquence calculée par feedforward tant qu’aucune condition sur l’erreur n’est satisfaite, les étapes 43, 45 et 46 rebouclant sur l’étape 44.
[0090] L’invention n’est pas limitée aux valeurs d’exemples donnés de seuils
d’erreurs eps1 et eps2. Notamment eps2 peut être réglé à 1 ou 0 V, selon la faisabilité du point de fonctionnement.
[0091 ] Cette méthode assure une convergence à fréquence stable, assurée par l’action feedforward, et efficace, grâce à l’action du régulateur qui finit d’annuler l’erreur statique et fait converger le bus DC avec précision à la valeur consigne.
L’invention n’est pas limitée au type de régulateur décrit dans le premier exemple de réalisation. On peut aussi prévoir un régulateur du type Proportionnel Intégral ou Proportionnel Intégral Dérivé, dont l’implémentation est connue de l’homme du métier, et bien que leur réglage soit plus complexe que le régulateur du premier mode de réalisation de l’invention.

Claims

Revendications
[Revendication 1 ] Procédé de commande (4) en fréquence de la tension d’entrée d’un convertisseur de courant continu-courant continu (12) d’un chargeur électrique bidirectionnel connecté à une batterie, fonctionnant en mode décharge de la batterie avec un rapport cyclique de 50% et comprenant :
- une étape préalable de définition d’une valeur de tension d’entrée de consigne (VDC req) en entrée du convertisseur, les entrées et sorties du convertisseur étant définies par rapport au mode charge de la batterie,
- une étape de calcul (40) d’une valeur de fréquence de commande (fsw(w)) dudit convertisseur de courant continu-courant continu (12), obtenue par inversion du gain dudit convertisseur de courant continu-courant continu (12), en fonction d’une tension batterie (Vbat) de sortie, d’une consigne de puissance (Preq) d’entrée et de ladite tension d’entrée de consigne (VDC req) ; et
- une étape d’application de la fréquence de commande ainsi calculée audit convertisseur.
[Revendication 2] Procédé (4) selon la revendication 1 , caractérisé en ce que ledit convertisseur de courant continu-courant continu est de type LLC série résonant comportant en entrée un pont complet de commutation connecté à un circuit résonant LLC, lui-même connecté à un transformateur relié à la batterie par l’intermédiaire d’un pont en H, ledit circuit résonant comportant une inductance série (Lr), une inductance commutée connectée (Lm_commutée) aux bornes de sortie dudit pont complet de commutation uniquement en mode décharge, et une capacité série (Cr) ;
ladite valeur de fréquence de commande (fsw(w) ) étant fonction desdites deux inductances (Lm_commutée, Lr) et de ladite capacité série (Cr).
[Revendication 3] Procédé (4) selon la revendication 1 ou 2 caractérisé en ce que l’étape d’application de la fréquence de commande comprend :
- la définition d’un pas d’incrément fréquentiel (DF) ;
- une étape d’initialisation (41 ) de la fréquence de commande (fsw(k)) à une valeur initiale de commande ( fsw_f eedforward ) correspondant à la fréquence de commande ainsi calculée ; - la définition d’une première valeur de seuil (eps1 ) et d’une deuxième valeur de seuil (eps2), de la valeur opposée de la première valeur de seuil (-eps1 ) et de la valeur opposée de la deuxième valeur de seuil (-eps2), la première valeur de seuil étant strictement supérieure à la deuxième valeur de seuil (eps2), lesdites valeurs de seuil étant strictement positives ;
- une étape de calcul (44) d’une valeur d’erreur (e) entre une valeur de tension d’entrée mesurée (VDC mesurée) et ladite tension d’entrée de consigne (VDC req ) ; et
- une étape de comparaison (42) entre ladite valeur d’erreur et lesdites valeurs de seuil (eps1 , -eps1 , eps2, -eps2) ;
le procédé comprenant une étape de régulation au cours de laquelle :
- lorsque ladite valeur d’erreur (e) est comprise entre la première valeur de seuil (eps1 ) et la valeur opposée de la première valeur de seuil (-eps1 ), et lorsque ladite erreur est supérieure à la deuxième valeur de seuil (eps2) ou inférieure à la valeur opposée de la deuxième valeur de seuil (-eps2), on incrémente ou on décrémente (43), la fréquence de commande (fsw(k)) du pas d’incrément fréquentiel (DF) ;
- lorsque ladite valeur d’erreur est comprise entre la deuxième valeur de seuil (eps2) et la valeur opposée de la deuxième valeur de seuil (-eps2) on maintient (45) la fréquence (fsw( k))de commande à sa valeur précédente,
- lorsque ladite valeur d’erreur est supérieure à la première valeur de seuil (eps1 ) ou lorsque ladite valeur d’erreur est inférieure à la valeur opposée de la première valeur de seuil (-pps1 ) on applique comme fréquence de
commande, la valeur initiale de commande ( fsw_f eedforward)·
[Revendication 4] Procédé (4) selon l’une quelconque des revendications 1 à 3 caractérisé en ce qu’il comprend en outre une régulation par rétroaction de la fréquence de commande.
[Revendication 5] Procédé (4) selon l’une quelconque des revendications 1 à 4 caractérisé en ce que dès que la fréquence de commande atteint une valeur approchant 200 KHz, et que la tension d’entrée mesurée s’éloigne de la tension d’entrée de consigne, un mode de régulation par paquets est activé, consistant à appliquer une fréquence maximale tout en arrêtant le découpage par intervalles afin de laisser la tension d’entrée revenir vers sa consigne.
[Revendication 6] Chargeur (1 ) d’accumulateurs électriques (13)
bidirectionnel, comprenant un étage de correction du facteur de puissance, au moins un convertisseur de courant continu-continu (12a, 12b), et un dispositif de mise en œuvre d’un procédé (4) selon l’une quelconque des
revendications 1 à 5.
[Revendication 7] Véhicule automobile comprenant un chargeur (1 )
d’accumulateurs électriques (13) bidirectionnel selon la revendication 6.
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