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WO2020158853A1 - 過電流保護回路及びスイッチング回路 - Google Patents

過電流保護回路及びスイッチング回路 Download PDF

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Publication number
WO2020158853A1
WO2020158853A1 PCT/JP2020/003398 JP2020003398W WO2020158853A1 WO 2020158853 A1 WO2020158853 A1 WO 2020158853A1 JP 2020003398 W JP2020003398 W JP 2020003398W WO 2020158853 A1 WO2020158853 A1 WO 2020158853A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
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voltage
overcurrent protection
transistor
circuit
protection circuit
Prior art date
Application number
PCT/JP2020/003398
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
宏憲 仲田
聡 岩井
紀元 野坂
Original Assignee
オムロン株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by オムロン株式会社 filed Critical オムロン株式会社
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Priority to US17/273,101 priority patent/US11545972B2/en
Priority to EP20749654.8A priority patent/EP3832866B1/en
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    • H03K17/567—Circuits characterised by the use of more than one type of semiconductor device, e.g. BIMOS, composite devices such as IGBT

Definitions

  • the present invention relates to an overcurrent protection circuit and a switching circuit.
  • the switching circuit is, for example, a switching circuit such as a boost chopper circuit, a half-bridge inverter circuit, a full-bridge inverter circuit.
  • ⁇ Semiconductor devices generally have short-circuit withstand capability, and there is a risk of destruction if a current that exceeds the short-circuit withstand capability flows. It is possible to protect the semiconductor device from overcurrent by quickly detecting an overcurrent flowing through the semiconductor device due to a short circuit and stopping the current flowing through the semiconductor device.
  • the setting level of the detection voltage for collector short-circuit detection can be changed at any timing even when the DC voltage is high, low, or constant, and the voltage drive element is reliably protected from overcurrent.
  • an overcurrent protection device for a power conversion device is provided.
  • An overcurrent protection device detects a voltage at a power converter having a voltage-driven power switching element and an input-side main terminal of the power switching element, and the voltage exceeds a predetermined value. At this time, the overcurrent detection unit for giving an off signal to the power switching element and the overcurrent detection unit can be connected in parallel at any timing, and the overcurrent can be changed to the predetermined value. And a setting unit.
  • GaN devices are semiconductor devices that use gallium nitride GaN, and have the characteristic that they can be driven at higher frequencies than conventional semiconductor devices such as insulated gate bipolar transistors (IGBTs) and SiC devices.
  • IGBTs insulated gate bipolar transistors
  • SiC devices SiC devices
  • GaN devices are more susceptible to overcurrent than conventional semiconductor devices, and for example, overcurrent of about 100 nanoseconds may lead to breakdown. Therefore, conventional overcurrent protection techniques such as DESAT, CT detection or the technique of US Pat.
  • An object of the present invention is to solve the above problems and provide a switching circuit and an overcurrent protection circuit capable of protecting a semiconductor switch from an overcurrent at a higher speed than in the prior art.
  • the overcurrent protection circuit according to the first invention is In an overcurrent protection circuit for a switching element that is on/off controlled based on a control voltage, A first PNP bipolar transistor having an emitter connected to a control voltage; An NPN bipolar transistor having a base connected to the collector of the first transistor, a collector connected to the base of the first transistor and pulled up to a predetermined pull-up voltage, and an emitter grounded. A second transistor having In the overcurrent protection circuit, when the control voltage exceeds a predetermined first threshold voltage, the first and second transistors are turned on, and the pull-up voltage is lowered to lower the control voltage to turn off the semiconductor switch. Start the protection operation.
  • the overcurrent protection circuit further includes a first capacitor which is a capacitor connected to the collector and the emitter of the second transistor and reduces a change in the pull-up voltage when the control voltage rises.
  • the overcurrent protection circuit is a time constant circuit that is connected in parallel to the collector and emitter of the second transistor, and includes a resistor and a second capacitor. By changing the time constant, a protection operation is performed. It further comprises a time constant circuit for adjusting the time from the start to the end of.
  • the overcurrent protection circuit further includes a diode connected in parallel with the resistor.
  • the overcurrent protection circuit further includes a voltage detection unit that detects the pull-up voltage and outputs the detected detection voltage to the control unit as a first control signal for turning off the semiconductor switch.
  • the overcurrent protection circuit further includes another switching element that turns on the pull-up voltage from off based on the second control signal from the control unit when the overcurrent protection circuit returns from the protection operation.
  • the switching circuit according to the second invention comprises the above-mentioned overcurrent protection circuit and a semiconductor switch.
  • Block diagram showing a configuration example of the boost chopper circuit 1 according to the first embodiment Block diagram showing a detailed configuration example of the current-driven switching circuit 10 of FIG. Timing chart showing operation waveforms of signals and the like in the current drive type switching circuit 10 of FIG.
  • Timing chart showing operation waveforms of signals and the like in the current-driven switching circuit 10A of FIG. Block diagram showing a configuration example of a current drive type switching circuit 10B according to the third embodiment.
  • Block diagram showing a configuration example of a current drive type switching circuit 10C according to a fourth embodiment Block diagram showing a configuration example of a current drive type switching circuit 10D according to a fifth embodiment.
  • Block diagram showing a configuration example of a current-driven switching circuit 10E according to the sixth embodiment Block diagram showing a configuration example of a half-bridge inverter circuit 1A according to Modification 1 Block diagram showing a configuration example of a full-bridge inverter circuit 1B according to Modification 2
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of the boost chopper circuit 1 according to the first embodiment.
  • the boost chopper circuit 1 includes a current-driven switching circuit 10 having a semiconductor switch 14 that is a switching element, an inductor L1, a diode D1, and a capacitor C1.
  • the input voltage Vi is applied to the connection point between the anode of the diode D1 and the drain of the semiconductor switch 14 via the inductor L1.
  • the source of the semiconductor switch 14 is grounded.
  • the cathode of the diode D1 is connected to one end of the capacitor C1 that outputs the output voltage Vo, and the other end is grounded.
  • the inductor L1 In the boost chopper circuit 1 configured as described above, the inductor L1 generates an electromotive force in a direction that hinders a change in current. Therefore, when the semiconductor switch 14 is switched from on to off, the inductor L1 generates an electromotive force in the same direction as the input voltage Vi so as to prevent the current from decreasing due to the resistance of the diode D1. As a result, a voltage higher than the input voltage Vi is generated, and the voltage is smoothed by the capacitor C1 and converted into the output voltage Vo. Therefore, the step-up chopper circuit 1 converts the input voltage Vi into a DC output voltage Vo higher than the input voltage Vi and outputs the DC voltage by switching the semiconductor switch 14 ON/OFF periodically.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a detailed configuration example of the current drive type switching circuit 10 of FIG.
  • the current drive switching circuit 10 includes an overcurrent protection circuit 11, a control unit 12, a drive unit 13, a semiconductor switch 14, and a resistor R1.
  • the overcurrent protection circuit 11 includes transistors Q1 and Q2, a pull-up resistor R2, and a voltage detection circuit 15.
  • the control unit 12 controls the drive unit 13 with the drive signal Sdrv which is a pulse signal. Further, the control unit 12 monitors a signal indicating the detection voltage Vocp input from the voltage detection circuit 15 of the overcurrent protection circuit 11, and when the detection voltage Vocp becomes less than a predetermined threshold value, the abnormality detection flag Fh. Is set to a high level, the drive signal Sdrv is fixed to a low level, and the drive unit 13 is stopped.
  • the drive unit 13 applies the gate-source voltage Vgs to the gate of the semiconductor switch 14 via the resistor R1 based on the drive signal Sdrv from the control unit 12 to control the semiconductor switch 14 on/off.
  • the semiconductor switch 14 is, for example, a switching element such as a GaN device, and is selectively turned on/off by the drive unit 13 to selectively switch whether to conduct the drain current Id.
  • the gate-source voltage Vgs is an example of the “control voltage” in the present invention.
  • the transistor Q1 is, for example, a PNP type bipolar transistor.
  • the transistor Q2 is, for example, an NPN bipolar transistor, and has a base connected to the collector of the transistor Q1, a collector connected to the base of the transistor Q1, and an emitter grounded. Further, the collector of the transistor Q2 is pulled up to the threshold voltage VTH via the pull-up resistor R2.
  • the threshold voltage VTH is an example of the “pull-up voltage” in the present invention.
  • the voltage detection circuit 15 detects the detection voltage Vocp, which is the collector-emitter voltage of the transistor Q2, and outputs a signal indicating the detection voltage Vocp to the control unit 12.
  • the voltage detection circuit 15 is an example of the “voltage detection unit” in the present invention, and the signal indicating the detection voltage Vocp is an example of the “first control signal” in the present invention.
  • FIG. 3 is a timing chart showing operation waveforms of signals and the like in the current drive type switching circuit 10 of FIG.
  • the current-driven switching circuit 10 starts operating at time t0, a short circuit occurs in the semiconductor switch 14 at time t1, and then the control unit 12 detects the short circuit at time t2.
  • the period from time t0 to t1 is called a steady period Pn
  • the period from time t1 to t2 is called a short circuit period Ps
  • the period after time t2 is called a stop period Ph.
  • the detection voltage Vocp is the threshold voltage VTH. Since the threshold voltage VTH is set higher than the gate-source voltage Vgs supplied by the drive unit 13 when the drive signal Sdrv is at the high level, both the transistors Q1 and Q2 are always off in the steady period Pn. Is.
  • the gate-source voltage of the semiconductor switch included in the semiconductor device overshoots (instantaneously rises). Also in the present embodiment, at time t1 in FIG. 3, the drain current Id flowing through the semiconductor switch 14 excessively increases, the gate-source voltage Vgs of the semiconductor switch 14 rapidly increases, and the threshold voltage VTH is increased. Higher value. This causes transistor Q1 to turn on and thus transistor Q2 to turn on.
  • the gate of the semiconductor switch 14 is grounded through the transistors Q1 and Q2. Therefore, the gate-source voltage Vgs drops rapidly to zero. As a result, the semiconductor switch 14 is turned off, so that the overcurrent flowing through the semiconductor switch 14 can be stopped and the overcurrent protection circuit 11 can start the protection operation.
  • the time from the occurrence of the short circuit at the time t1 to the start of the protection operation of the overcurrent protection circuit 11 is short, for example, about 20 to 100 nanoseconds, including the delay in switching the transistors Q1 and Q2.
  • the detection voltage Vocp rapidly drops to 0.
  • the resistance R1 is smaller than the pull-up resistance R2
  • the gate-source voltage Vgs decreases faster than the detection voltage Vocp. Therefore, even if the gate-source voltage Vgs decreases, the transistor Q1 can be kept on.
  • the drive signal Sdrv of the control unit becomes low level
  • the drive unit 13 is stopped and the gate-source voltage Vgs drops to 0. Therefore, since the transistors Q1 and Q2 are sequentially turned off, the detection voltage Vocp rises to the threshold voltage VTH again, and the protection operation is completed.
  • the voltage detection circuit 15 outputs a signal indicating the detection voltage Vocp to the control unit 12.
  • the control unit 12 monitors the value of the detection voltage Vocp, and when the detection voltage Vocp becomes less than a predetermined threshold value, determines that the protection operation has been performed, sets the abnormality detection flag Fh to the high level, and outputs the drive signal Sdrv. It is stopped (time t2). In the stop period Ph, the drive signal Sdrv is always at the low level, and the semiconductor switch 14 is always off.
  • the drive signal Sdrv may become high level again before the output of the drive signal Sdrv is stopped at time t2. In that case, as shown in FIG. 3, the overcurrent again flows through the semiconductor switch 14, and the overcurrent protection circuit 11 starts the protection operation again.
  • the overcurrent protection circuit 11 includes the pull-up resistor R2, the PNP-type transistor Q1, the NPN-type transistor Q2, and the voltage detection circuit 15.
  • the transistors Q1 and Q2 are sequentially turned on.
  • the overcurrent protection circuit 11 reduces the gate-source voltage Vgs to 0 and starts the protection operation of turning off the semiconductor switch.
  • the control unit 12 monitors the detection voltage Vocp detected by the voltage detection circuit 15, and when the detection voltage Vocp becomes less than a predetermined threshold voltage, the drive unit 13 is stopped and the semiconductor switch 14 is turned off. Therefore, according to the present embodiment, the overcurrent flowing through the semiconductor switch 14 can be stopped at a higher speed than in the conventional technique, and the semiconductor switch 14 can be protected.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example of the current drive type switching circuit 10A according to the second embodiment.
  • the current drive type switching circuit 10A differs from the current drive type switching circuit 10 in the following points.
  • the overcurrent protection circuit 11A further includes a capacitor Ca connected to the collector and the emitter of the transistor Q2.
  • the power supply of the threshold voltage VTH charges the capacitor Ca to the threshold voltage VTH via the pull-up resistor R2.
  • FIG. 5 is a timing chart showing operation waveforms of signals and the like in the current drive type switching circuit 10A of FIG.
  • Time t11 indicates the timing when the drive signal Sdrv rises again in the short circuit period Ps of FIG.
  • the capacitor Ca is grounded via the transistor Q2, and the capacitor Ca is discharged to the zero potential.
  • the drive signal Sdrv becomes low level
  • the transistors Q1 and Q2 are turned off, and the detection voltage Vocp starts to rise.
  • the threshold voltage VTH charges the capacitor Ca. Therefore, the time required for the detection voltage Vocp to rise to the threshold voltage VTH is longer than the time in the first embodiment.
  • the capacitor Ca By appropriately selecting the capacitor Ca, the time required for the detection voltage Vocp to rise to the threshold voltage VTH can be made longer than the time until the drive signal Sdrv becomes high level again (time t11). it can.
  • the transistors Q1 and Q2 are turned on before the gate-source voltage Vgs reaches the threshold voltage VTH, and the semiconductor switch 14 is protected.
  • the overcurrent protection circuit 11A further includes the capacitor Ca in addition to the overcurrent protection circuit 11.
  • the overcurrent protection circuit 11A performs the protection operation, the time from the protection operation to the recovery is set longer than that in the overcurrent protection circuit 11 of FIG. 2, and the overcurrent repeatedly flows through the semiconductor switch 14. Can be prevented.
  • the overshoot of the detection voltage Vocp due to the rise of the gate-source voltage Vgs can be made smaller than that of the overcurrent protection circuit 11 in FIG. 2, and the delay in the start of the protection operation can be made smaller than that of the overcurrent protection circuit 11. ..
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration example of the current drive type switching circuit 10B according to the third embodiment.
  • the current driving switching circuit 10B differs from the current driving switching circuit 10A in the following points. (1) Further, the time constant circuit 18 including the resistor R3 and the capacitor Cb is provided. (2) The time constant circuit 18 is connected in parallel to the collector and the emitter of the transistor Q2.
  • the time constant for charging the capacitor Ca discharged to the zero potential to the threshold voltage VTH is adjusted, and the time until the overcurrent protection circuit 11B recovers from the protection operation is longer than that of the overcurrent protection circuit 11A.
  • the time-constant circuit 18 is also inserted in the current-driven switching circuit 10 of the first embodiment to obtain the same effect.
  • the current-driven switching circuit 10B further includes the time constant circuit 18 including the resistor R3 and the capacitor Cb.
  • the time required for the overcurrent protection circuit 11B to recover from the protection operation is adjusted by appropriately selecting the resistor R3 and the capacitor Cb.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration example of the current drive type switching circuit 10C according to the fourth embodiment.
  • the current drive type switching circuit 10C is different from the current drive type switching circuit 10B of FIG. 6 in the following points.
  • the overcurrent protection circuit 11C further includes a diode D2 whose anode is connected to one end of the resistor R3 on the low potential side and whose cathode is connected to the other end of the resistor R3.
  • the current-driven switching circuit 10C according to the fourth embodiment further includes the diode D2.
  • the influence of noise in the gate-source voltage Vgs or the like on the overcurrent protection circuit 11C is suppressed more than in the overcurrent protection circuit 11B.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration example of the current drive type switching circuit 10D according to the fifth embodiment.
  • the current drive type switching circuit 10D is different from the current drive type switching circuit 10B of FIG. 6 in the following points.
  • the current drive type switching circuit 10D further includes a MOS drive unit 16.
  • the MOS drive unit 16 is controlled by the control unit 12 to output the MOS drive signal Sm and control the MOSFET 17 to be turned on and off.
  • the MOSFET 17 is controlled by the MOS drive signal Sm, and cuts off (turns off) the threshold voltage VTH during the period when the MOS drive signal Sm has a low level.
  • FIG. 9 is a timing chart showing an example of operation waveforms of signals and the like in the current drive type switching circuit 10D of FIG.
  • the current-driven switching circuit 10D has a preparation period Pp1 (time t21 to t22) before the start of operation (time t0).
  • the control unit 12 turns on the MOSFET 17 via the MOS drive unit 16.
  • the control unit 12 turns off the MOSFET 17 via the MOS driving unit 16 (time t22).
  • the control unit 12 sets the abnormality detection flag Fh to the high level and stops the output of the drive signal Sdrv (time t2).
  • the period from time t2 to t23 is the suspension period Ph.
  • the user of the boost chopper circuit 1 can repair the short-circuited portion and eliminate the short-circuit.
  • the upper control circuit detects the elimination of the short circuit and controls the control unit 12, or the user directly operates the control unit 12, so that the abnormality detection flag Fh of the control unit 12 becomes a low level.
  • the control unit 12 detects that the abnormality detection flag Fh has become low level, and turns on the MOSFET 17 to charge the capacitor Ca again (time t24).
  • Times t24 to t25 are the second preparation period Pp2. Similar to the preparation period Pp1, the MOS drive signal Sm has a high level in the preparation period Pp2, and the capacitor Ca is charged to the threshold voltage VTH.
  • the overcurrent protection circuit 11D recovers from the protection operation by sufficiently charging the capacitor Ca in the preparation period Pp2. After that, the current drive switching circuit 10B restarts the normal operation similar to the steady period Pn1 in the steady period Pn2 (time t25).
  • the current drive type switching circuit 10D includes the MOS drive unit 16 and the MOSFET 17.
  • the MOSFET 17 is controlled by the control unit 12 via the MOS drive unit 16 and controls the threshold voltage VTH on/off. Since the detection voltage Vocp does not rise while the MOSFET 17 is off, the recovery from the protection operation can be performed at any timing regardless of the response delay of the control unit 12 and the like.
  • MOSFET 17 includes a parasitic diode, the effect of suppressing noise can be obtained as in the current-driven switching circuit 10C according to the fourth embodiment.
  • the MOSFET 17 according to the present embodiment can be similarly inserted in any of the current-driven switching circuits 10 and 10A to 10C of the first to fourth embodiments, and the same effect can be obtained.
  • the MOSFET 17 according to the present embodiment is an example of the "separate switching element" in the present invention.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration example of the current drive type switching circuit 10E according to the sixth embodiment. 10, the current drive type switching circuit 10E is different from the current drive type switching circuit 10D of FIG. 8 in the following points.
  • a transistor 17a is provided instead of the MOSFET 17.
  • a transistor drive unit 16a is provided instead of the MOS drive unit 16.
  • the control unit 12 controls the base current Itr of the transistor 17a via the transistor driving unit 16a to control the on/off of the transistor 17a.
  • the transistor 17a in this embodiment is an example of the "separate switching element" in the present invention.
  • the boost chopper circuit 1 has been described as a semiconductor device including the current drive type switching circuits 10 and 10A to 10E according to the present invention.
  • the present invention is not limited to this, and can be applied to a circuit and a device for controlling the switching of current by a semiconductor switch.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration example of the half-bridge inverter circuit 1A according to the first modification.
  • the half-bridge inverter circuit 1A includes an inductor L2, two current-driven switching circuits 10 and a capacitor C2.
  • the semiconductor switches 14 of the two current drive type switching circuits 10 are controlled to be alternately turned on periodically.
  • the input voltage Vi is switched, smoothed by the capacitor C2, and converted into the AC output voltage Vo.
  • the half-bridge inverter circuit 1A switches the DC input voltage Vi, converts it into the AC output voltage Vo, and outputs it.
  • the two current drive type switching circuits 10 may be replaced by any one of the current drive type switching circuits 10A to 10E.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration example of a full-bridge inverter circuit 1B according to Modification 2.
  • the full-bridge inverter circuit 1B includes a capacitor C3, four current drive type switching circuits 10, and inductors L3 and L4.
  • the four current-driven switching circuits 10 are the first and fourth current-driven switching circuits 10 (upper left and lower right in the figure) are on, and the second and third current-driven switching circuits 10 are on.
  • the period in which the circuit 10 (lower left and upper right in the figure) is off and the period in which these on and off are reversed are controlled so as to appear alternately alternately.
  • the input voltage Vi is switched, and the switched input voltage Vi is smoothed by the capacitor C3 and the inductors L3 and L4.
  • the full-bridge inverter circuit 1B switches the DC input voltage Vi, converts it into the AC output voltage Vo, and outputs it.
  • the four current-driven switching circuits 10 may be replaced with any one of the current-driven switching circuits 10A to 10E.
  • the current drive type switching circuit and the overcurrent protection circuit according to the present invention can be used for a circuit and an apparatus for switching and controlling a current in a semiconductor device.
  • the pull-up resistor R2 is used as a means for limiting the current from the power source of the threshold voltage VTH.
  • the present invention is not limited to this, and a diode or the like may be used instead of the pull-up resistor R2.
  • the current control type switching circuits 10 and 10A to 10E are used as the switching circuits.
  • the present invention is not limited to this, and a voltage drive type switching circuit may be used instead of the current drive type switching circuit.
  • Boost Chopper Circuit 1A Half Bridge Inverter Circuit 1B Full Bridge Inverter Circuit 10, 10A to 10E Current Driven Switching Circuits 11 and 11A to 11E Overcurrent Protection Circuit 12 Control Section 13 Drive Section 14 Semiconductor Switch 15 Voltage Detection Circuit 16 MOS Drive Section 16a Transistor driver 17 MOSFET 17a Transistor 18 Time constant circuit Q1, Q2 Transistor R1, R2 Resistance

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Abstract

過電流保護回路は、制御電圧に基づいてオンオフ制御されるスイッチング素子のための過電流保護回路において、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタであって、制御電圧と接続されたエミッタを有する第１のトランジスタと、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタであって、第１のトランジスタのコレクタに接続されたベースと、第１のトランジスタのベースに接続されかつ所定のプルアップ電圧にプルアップされたコレクタと、接地されたエミッタとを有する第２のトランジスタとを備え、過電流保護回路は、制御電圧が所定の第１のしきい値電圧を超えるとき、第１及び第２のトランジスタがオンされ、プルアップ電圧の低下により前記制御電圧が低下されて、半導体スイッチをオフする保護動作を開始する。

Description

過電流保護回路及びスイッチング回路
　本発明は、過電流保護回路及びスイッチング回路に関する。ここで、スイッチング回路とは、例えば昇圧チョッパ回路、ハーフブリッジインバータ回路、フルブリッジインバータ回路等のスイッチング回路である。
　半導体デバイスは一般に短絡耐量を持ち、短絡耐量を超える電流が流れると破壊に至るおそれがある。短絡により半導体デバイスに過電流が流れるのを高速に検知し、半導体デバイスに流れる電流を停止させることで、半導体デバイスの過電流保護を行うことができる。
　例えば特許文献１は、直流電圧が高い場合、低い場合、一定の場合においても任意のタイミングでコレクタ短絡検出の検知電圧の設定レベルを変えることができ、電圧駆動素子を過電流から確実に保護することができる電力変換装置の過電流保護装置を提供する。
　特許文献１に係る過電流保護装置は、電圧駆動形の電力用スイッチング素子を有する電力変換装置と、上記電力用スイッチング素子の入力側主端子の電圧を検出し、上記電圧が所定値を超えた時、上記電力用スイッチング素子にオフ信号を与える過電流検知部と、上記過電流検知部に任意のタイミングで並列関係に接続し得るようにされ、上記所定値を変更し得るようにした過電流設定部とを備える。
　ＧａＮデバイスは、窒化ガリウムＧａＮを用いた半導体デバイスであり、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）及びＳｉＣデバイス等の従来の半導体デバイスに比較して高周波で駆動され得るという特徴を持つ。
特開２００６－１４４０２号公報
　しかしながら、ＧａＮデバイスは従来の半導体デバイスに比較して過電流に弱く、例えば１００ナノ秒程度の過電流で破壊に至ることもある。従って、ＤＥＳＡＴ、ＣＴ検出又は特許文献１の技術などの従来の過電流保護技術は、ＧａＮデバイスを十分に保護することができない。
　本発明の目的は以上の問題点を解決し、半導体スイッチを過電流から、従来技術に比較して高速に保護することが可能なスイッチング回路及び過電流保護回路を提供することにある。
　第１の発明に係る過電流保護回路は、
　制御電圧に基づいてオンオフ制御されるスイッチング素子のための過電流保護回路において、
　ＰＮＰ型バイポーラトランジスタであって、制御電圧に接続されたエミッタを有する第１のトランジスタと、
　ＮＰＮ型バイポーラトランジスタであって、第１のトランジスタのコレクタに接続されたベースと、第１のトランジスタのベースに接続されかつ所定のプルアップ電圧にプルアップされたコレクタと、接地されたエミッタとを有する第２のトランジスタとを備え、
　過電流保護回路は、制御電圧が所定の第１のしきい値電圧を超えるとき、第１及び第２のトランジスタがオンされ、プルアップ電圧の低下により制御電圧が低下されて、半導体スイッチをオフする保護動作を開始する。
　上記過電流保護回路は、第２のトランジスタのコレクタ及びエミッタに接続されたキャパシタであって、制御電圧の立ち上がるときの前記プルアップ電圧の変化を軽減させる第１のキャパシタをさらに備える。
　また、上記過電流保護回路は、第２のトランジスタのコレクタ及びエミッタに並列に接続された時定数回路であって、抵抗と、第２のキャパシタを含み、時定数を変化することで、保護動作の開始から終了までの時間を調整する時定数回路をさらに備える。
　さらに、上記過電流保護回路において、過電流保護回路は、抵抗に並列に接続されたダイオードをさらに備える。
　上記過電流保護回路は、プルアップ電圧を検出して、当該検出した検出電圧を、前記半導体スイッチをオフするための第１の制御信号として前記制御部に出力する電圧検出部をさらに備える。
　また、上記過電流保護回路は、過電流保護回路が保護動作から復帰するときに、制御部からの第２の制御信号に基づいてプルアップ電圧をオフからオンする別のスイッチング素子をさらに備える。
　第２の発明に係るスイッチング回路は、上記過電流保護回路と、半導体スイッチとを備える。
　本発明によれば、半導体デバイスを過電流から、従来技術に比較して高速に保護することが可能である。
実施の形態１に係る昇圧チョッパ回路１の構成例を示すブロック図 図１の電流駆動型スイッチング回路１０の詳細構成例を示すブロック図 図１の電流駆動型スイッチング回路１０における信号等の動作波形を示すタイミングチャート 実施の形態２に係る電流駆動型スイッチング回路１０Ａの構成例を示すブロック図 図４の電流駆動型スイッチング回路１０Ａにおける信号等の動作波形を示すタイミングチャート 実施の形態３に係る電流駆動型スイッチング回路１０Ｂの構成例を示すブロック図 実施の形態４に係る電流駆動型スイッチング回路１０Ｃの構成例を示すブロック図 実施の形態５に係る電流駆動型スイッチング回路１０Ｄの構成例を示すブロック図 図８の電流駆動型スイッチング回路１０Ｄにおける信号等の動作波形を示すタイミングチャート 実施の形態６に係る電流駆動型スイッチング回路１０Ｅの構成例を示すブロック図 変形例１に係るハーフブリッジインバータ回路１Ａの構成例を示すブロック図 変形例２に係るフルブリッジインバータ回路１Ｂの構成例を示すブロック図
　以下、本発明に係る実施の形態を、図面に基づいて説明する。ただし、以下で説明する各実施の形態は、あらゆる点において本発明の例示に過ぎない。本発明の範囲を逸脱することなく種々の改良や変形を行うことができることは言うまでもない。つまり、本発明の実施にあたって、実施の形態に応じた具体的構成が適宜採用されてもよい。
（実施の形態１）
　図１は、実施の形態１に係る昇圧チョッパ回路１の構成例を示すブロック図である。図１において、昇圧チョッパ回路１は、スイッチング素子である半導体スイッチ１４を有する電流駆動型スイッチング回路１０と、インダクタＬ１と、ダイオードＤ１と、キャパシタＣ１とを備える。
　図１において、入力電圧ＶｉはインダクタＬ１を介してダイオードＤ１のアノード及び半導体スイッチ１４のドレインの接続点に印加される。半導体スイッチ１４のソースは接地される。ダイオードＤ１のカソードは出力電圧Ｖｏを出力するキャパシタＣ１の一端に接続され、その他端は接地される。
　以上のように構成された昇圧チョッパ回路１において、インダクタＬ１は電流の変化を妨げる向きに起電力を生じる。従って、半導体スイッチ１４がオンからオフに切り替わるとき、インダクタＬ１はダイオードＤ１の抵抗により電流が低下するのを妨げるように、入力電圧Ｖｉと同じ向きの起電力を生じる。これにより入力電圧Ｖｉよりも高い電圧が生じ、当該電圧はキャパシタＣ１により平滑化され、出力電圧Ｖｏに変換される。従って、半導体スイッチ１４のオンオフを周期的に選択的に切り替えることで、昇圧チョッパ回路１は、入力電圧Ｖｉを、入力電圧Ｖｉよりも高圧の直流出力電圧Ｖｏに変換して出力する。
　図２は、図１の電流駆動型スイッチング回路１０の詳細構成例を示すブロック図である。図２において、電流駆動型スイッチング回路１０は、過電流保護回路１１と、制御部１２と、駆動部１３と、半導体スイッチ１４と、抵抗Ｒ１とを備える。過電流保護回路１１は、トランジスタＱ１，Ｑ２と、プルアップ抵抗Ｒ２と、電圧検出回路１５とを備える。
　図２において、制御部１２は、パルス信号である駆動信号Ｓｄｒｖで駆動部１３を制御する。また、制御部１２は、過電流保護回路１１の電圧検出回路１５から入力された検出電圧Ｖｏｃｐを示す信号を監視し、検出電圧Ｖｏｃｐが所定のしきい値未満となったとき、異常検出フラグＦｈをハイレベルにし、駆動信号Ｓｄｒｖをローレベルに固定して、駆動部１３を停止させる。
　駆動部１３は、制御部１２からの駆動信号Ｓｄｒｖに基づいて、抵抗Ｒ１を介して半導体スイッチ１４のゲートにゲート・ソース間電圧Ｖｇｓを印加し、半導体スイッチ１４をオンオフ制御する。半導体スイッチ１４は例えばＧａＮデバイス等のスイッチング素子であり、駆動部１３によりオンオフ制御されてドレイン電流Ｉｄを導通するか否かを選択的に切り替える。なお、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓは本発明の「制御電圧」の一例である。
　過電流保護回路１１において、トランジスタＱ１は、例えばＰＮＰ型バイポーラトランジスタである。また、トランジスタＱ２は、例えばＮＰＮ型バイポーラトランジスタであり、トランジスタＱ１のコレクタに接続されたベースと、トランジスタＱ１のベースに接続されたコレクタと、接地されたエミッタを有する。また、トランジスタＱ２のコレクタは、プルアップ抵抗Ｒ２を介してしきい値電圧ＶＴＨにプルアップされる。しきい値電圧ＶＴＨは、本発明の「プルアップ電圧」の一例である。
　ここで、トランジスタＱ１がオフ（絶縁）の間、トランジスタＱ２のベースに電流は流れない。トランジスタＱ１がオンになると、エミッタ・コレクタ間が導通するため、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間を電流が流れる。従って、トランジスタＱ１がオンになると、トランジスタＱ２もオンになる。電圧検出回路１５は、トランジスタＱ２のコレクタ・エミッタ間電圧である検出電圧Ｖｏｃｐを検出して、検出電圧Ｖｏｃｐを示す信号を制御部１２に出力する。なお、電圧検出回路１５は本発明の「電圧検出部」の一例であり、検出電圧Ｖｏｃｐを示す信号は本発明の「第１の制御信号」の一例である。
　図３は、図１の電流駆動型スイッチング回路１０における信号等の動作波形を示すタイミングチャートである。
　図３において、時刻ｔ０において電流駆動型スイッチング回路１０が動作を開始し、時刻ｔ１において半導体スイッチ１４に短絡が発生した後、時刻ｔ２において制御部１２が短絡を検出する。ここで、時刻ｔ０～ｔ１の期間を定常期間Ｐｎといい、時刻ｔ１～ｔ２の期間を短絡期間Ｐｓといい、時刻ｔ２以降の期間を停止期間Ｐｈという。
　定常期間Ｐｎにおいて、検出電圧Ｖｏｃｐがオーバーシュートする期間（詳細後述）を除いて、プルアップ抵抗Ｒ２に電流は流れないため、検出電圧Ｖｏｃｐはしきい値電圧ＶＴＨである。このしきい値電圧ＶＴＨは、駆動信号Ｓｄｒｖがハイレベルの時に駆動部１３が供給するゲート・ソース間電圧Ｖｇｓよりも高く設定されているため、トランジスタＱ１及びＱ２の両方は定常期間Ｐｎにおいて常にオフである。
　一般に半導体デバイスを過電流が流れる場合、半導体デバイスに含まれる半導体スイッチのゲート・ソース間電圧がオーバーシュート（瞬間的に上昇）する。本実施の形態においても、図３の時刻ｔ１において、半導体スイッチ１４に流れるドレイン電流Ｉｄが過剰に上昇するとともに、半導体スイッチ１４のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓは急激に上昇し、しきい値電圧ＶＴＨよりも高い値になる。これにより、トランジスタＱ１がオンになり、従ってトランジスタＱ２もオンになる。
　ここで、トランジスタＱ１及びＱ２の両方がオンになると、半導体スイッチ１４のゲートはトランジスタＱ１及びＱ２を通じて接地される。従って、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓは急速に低下して０となる。これにより半導体スイッチ１４はオフになるため、半導体スイッチ１４に流れる過電流を停止させ、過電流保護回路１１は保護動作を開始することができる。時刻ｔ１で短絡が発生してから、過電流保護回路１１が保護動作を開始するまでの時間は、トランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチングにおける遅延を含み、例えば２０～１００ナノ秒程度に短い。
　また、トランジスタＱ２がオンされているとき、検出電圧Ｖｏｃｐは急速に低下して０となる。ここで、抵抗Ｒ１がプルアップ抵抗Ｒ２よりも小さい場合、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓは検出電圧Ｖｏｃｐよりも速く低下する。従って、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓが低下しても、トランジスタＱ１をオンのままに保つことができる。その後、制御部の駆動信号Ｓｄｒｖがローレベルとなると、駆動部１３は停止され、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓが０に低下する。従ってトランジスタＱ１，Ｑ２は順次オフになるため、検出電圧Ｖｏｃｐは再度しきい値電圧ＶＴＨまで上昇し、保護動作が終了する。
　電圧検出回路１５は、検出電圧Ｖｏｃｐを示す信号を制御部１２に出力している。制御部１２は検出電圧Ｖｏｃｐの値を監視し、検出電圧Ｖｏｃｐが所定のしきい値未満になると、保護動作が行われたと判断して異常検出フラグＦｈをハイレベルにし、駆動信号Ｓｄｒｖの出力を停止させる（時刻ｔ２）。停止期間Ｐｈでは、駆動信号Ｓｄｒｖは常にローレベルであり、半導体スイッチ１４は常にオフのままである。
　ここで、制御部１２の応答が遅い場合、時刻ｔ２において駆動信号Ｓｄｒｖの出力が停止する前に、再度駆動信号Ｓｄｒｖがハイレベルになり得る。その場合には図３に示すように、半導体スイッチ１４に再度過電流が流れ、過電流保護回路１１は再度保護動作を開始する。
　以上のように、本実施の形態に係る過電流保護回路１１は、プルアップ抵抗Ｒ２と、ＰＮＰ型であるトランジスタＱ１と、ＮＰＮ型であるトランジスタＱ２と、電圧検出回路１５とを備える。半導体スイッチ１４のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓがしきい値電圧ＶＴＨを上回ると、トランジスタＱ１，Ｑ２は順次オンになる。これにより過電流保護回路１１は、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓを０まで低下させて、半導体スイッチをオフする保護動作を開始する。また、制御部１２は電圧検出回路１５により検出された検出電圧Ｖｏｃｐを監視して、検出電圧Ｖｏｃｐが所定のしきい値電圧未満になると、駆動部１３を停止させて半導体スイッチ１４をオフする。従って本実施の形態によれば、半導体スイッチ１４に流れる過電流を、従来技術に比較して高速に停止させ、半導体スイッチ１４を保護することができる。
（実施の形態２）
　実施の形態１では、半導体スイッチ１４のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓが立ち上がる時、図３に示したように検出電圧Ｖｏｃｐがオーバーシュートする。これは検出電圧Ｖｏｃｐの低下を遅らせ、保護動作の開始を遅延させる原因となる。また先述の通り、短絡期間Ｐｓにおける過電流保護の後、制御部１２の応答速度が遅い場合、半導体スイッチ１４に繰り返し過電流が流れるため、これは望ましくない。
　図４は、実施の形態２に係る電流駆動型スイッチング回路１０Ａの構成例を示すブロック図である。図４において、電流駆動型スイッチング回路１０Ａは、電流駆動型スイッチング回路１０と比較して以下の点で異なる。
（１）過電流保護回路１１Ａはさらに、トランジスタＱ２のコレクタ及びエミッタに接続されたキャパシタＣａを備える。
（２）しきい値電圧ＶＴＨの電源はプルアップ抵抗Ｒ２を介して、キャパシタＣａをしきい値電圧ＶＴＨまで充電する。
　図５は、図４の電流駆動型スイッチング回路１０Ａにおける信号等の動作波形を示すタイミングチャートである。時刻ｔ１１は、図３の短絡期間Ｐｓにおいて再度駆動信号Ｓｄｒｖが立ち上がるタイミングを示す。
　図５において、時刻ｔ１では半導体スイッチ１４に短絡が発生し、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓが急激に立ち上がる。この時、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓの立ち上がりにより検出電圧Ｖｏｃｐがオーバーシュートするが、この変化はキャパシタＣａにより軽減される。従って、保護動作の開始の遅延を抑えることができる。
　また、短絡期間Ｐｓ１においてトランジスタＱ１，Ｑ２がオンになると、キャパシタＣａはトランジスタＱ２を介して接地され、キャパシタＣａはゼロ電位まで放電する。その後、駆動信号Ｓｄｒｖがローレベルとなり、トランジスタＱ１，Ｑ２がオフになって検出電圧Ｖｏｃｐが上昇し始める。ここで、しきい値電圧ＶＴＨはキャパシタＣａを充電する。従って、検出電圧Ｖｏｃｐがしきい値電圧ＶＴＨまで上昇するのにかかる時間は、実施の形態１における当該時間よりも長くなる。キャパシタＣａを適切に選択することで、検出電圧Ｖｏｃｐがしきい値電圧ＶＴＨまで上昇するのにかかる時間を、再度駆動信号Ｓｄｒｖがハイレベルになる（時刻ｔ１１）までの時間よりも長くすることができる。これにより、再度制御信号がハイレベルになっても、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓがしきい値電圧ＶＴＨに達する前にトランジスタＱ１，Ｑ２はオンになり、半導体スイッチ１４は保護される。
　以上のように、本実施の形態に係る過電流保護回路１１Ａは、過電流保護回路１１に加えてさらにキャパシタＣａを備える。これにより、過電流保護回路１１Ａが保護動作を行った後、当該保護動作から復帰するまでの時間を、図２の過電流保護回路１１よりも長くし、半導体スイッチ１４に過電流が繰り返し流れる現象を防ぐことができる。また、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓの立ち上がりによる検出電圧Ｖｏｃｐのオーバーシュートを図２の過電流保護回路１１よりも小さくし、保護動作の開始における遅延を過電流保護回路１１よりも低減することができる。
（実施の形態３）
　図６は、実施の形態３に係る電流駆動型スイッチング回路１０Ｂの構成例を示すブロック図である。
　図６において、電流駆動型スイッチング回路１０Ｂ電流駆動型スイッチング回路１０Ａと比較して以下の点で異なる。
（１）さらに抵抗Ｒ３及びキャパシタＣｂを含む時定数回路１８を備える。
（２）時定数回路１８は、トランジスタＱ２のコレクタ及びエミッタに並列に接続される。
　これにより、ゼロ電位まで放電したキャパシタＣａがしきい値電圧ＶＴＨまで充電される時定数は調整され、過電流保護回路１１Ｂが保護動作から復帰するまでの時間は、過電流保護回路１１Ａよりも長くなる。なお、実施の形態１の電流駆動型スイッチング回路１０にも、時定数回路１８を挿入して同様の効果を得られる。
　以上のように、実施の形態３に係る電流駆動型スイッチング回路１０Ｂはさらに、抵抗Ｒ３とキャパシタＣｂとを含む時定数回路１８を備える。過電流保護回路１１Ｂが保護動作から復帰するまでの時間は、抵抗Ｒ３及びキャパシタＣｂを適切に選択することで調整される。
（実施の形態４）
　図７は、実施の形態４に係る電流駆動型スイッチング回路１０Ｃの構成例を示すブロック図である。図７において、電流駆動型スイッチング回路１０Ｃは図６の電流駆動型スイッチング回路１０Ｂと比較して以下の点で異なる。
（１）過電流保護回路１１Ｃはさらに、アノードが抵抗Ｒ３の低電位側の一端に接続され、カソードが抵抗Ｒ３の他端に接続されたダイオードＤ２を備える。
　以上のように、実施の形態４に係る電流駆動型スイッチング回路１０Ｃはさらに、ダイオードＤ２を備える。ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ等におけるノイズが過電流保護回路１１Ｃに与える影響は、過電流保護回路１１Ｂよりも抑えられる。
（実施の形態５）
　図８は、実施の形態５に係る電流駆動型スイッチング回路１０Ｄの構成例を示すブロック図である。
　図８において、電流駆動型スイッチング回路１０Ｄは、図６の電流駆動型スイッチング回路１０Ｂと比較して以下の点で異なる。
（１）電流駆動型スイッチング回路１０Ｄはさらに、ＭＯＳ駆動部１６を備える。
（２）抵抗Ｒ３をＭＯＳＦＥＴ１７で置き換える。
　図８において、ＭＯＳ駆動部１６は、制御部１２により制御されて、ＭＯＳ駆動信号Ｓｍを出力してＭＯＳＦＥＴ１７をオンオフ制御する。ＭＯＳＦＥＴ１７はＭＯＳ駆動信号Ｓｍにより制御され、ＭＯＳ駆動信号Ｓｍがローレベルを有する期間ではしきい値電圧ＶＴＨを遮断（オフ）する。
　図９は図８の電流駆動型スイッチング回路１０Ｄにおける信号等の動作波形の例を示すタイミングチャートである。
　図９において、電流駆動型スイッチング回路１０Ｄは動作の開始（時刻ｔ０）よりも前に準備期間Ｐｐ１（時刻ｔ２１～ｔ２２）を有する。時刻ｔ２１において、制御部１２はＭＯＳ駆動部１６を介してＭＯＳＦＥＴ１７をオンにする。キャパシタＣａがしきい値電圧ＶＴＨまで充電された後、制御部１２はＭＯＳ駆動部１６を介してＭＯＳＦＥＴ１７をオフする（時刻ｔ２２）。
　その後、時刻ｔ０～ｔ１の定常期間Ｐｎ１における通常の動作の後、短絡期間Ｐｓ１において保護が開始され、キャパシタＣａはゼロ電位まで放電する。実施の形態１～４ではこの後、駆動信号ＳｄｒｖがローレベルになってトランジスタＱ１，Ｑ２がオフになり、キャパシタＣａが再度充電された。しかしながら本実施の形態では、ＭＯＳＦＥＴ１７がオフされているため、キャパシタＣａは充電されず、過電流保護回路１１Ｄは保護動作を保持する。その後、制御部１２は検出電圧Ｖｏｃｐが所定のしきい値電圧未満になると、異常検出フラグＦｈをハイレベルにして駆動信号Ｓｄｒｖの出力を停止する（時刻ｔ２）。
　時刻ｔ２～ｔ２３の期間は停止期間Ｐｈである。停止期間Ｐｈにおいて、昇圧チョッパ回路１の使用者は、短絡箇所を修理して、短絡を解消することができる。その後、例えば上位の制御回路が短絡の解消を検出して制御部１２を制御するか、又は使用者が直接制御部１２を操作することで、制御部１２の異常検出フラグＦｈはローレベルになる（時刻ｔ２３）。制御部１２は異常検出フラグＦｈがローレベルになったのを検出して、再度キャパシタＣａを充電するためにＭＯＳＦＥＴ１７をオンする（時刻ｔ２４）。時刻ｔ２４～ｔ２５は、２回目の準備期間Ｐｐ２である。準備期間Ｐｐ１と同様、準備期間Ｐｐ２においてＭＯＳ駆動信号Ｓｍはハイレベルを有し、キャパシタＣａはしきい値電圧ＶＴＨまで充電される。
　準備期間Ｐｐ２におけるキャパシタＣａの十分な充電により、過電流保護回路１１Ｄは保護動作から復帰する。その後、電流駆動型スイッチング回路１０Ｂは定常期間Ｐｎ２において、定常期間Ｐｎ１と同様の正常な動作を再開する（時刻ｔ２５）。
　以上のように、実施の形態５に係る電流駆動型スイッチング回路１０Ｄは、ＭＯＳ駆動部１６と、ＭＯＳＦＥＴ１７とを備える。ＭＯＳＦＥＴ１７はＭＯＳ駆動部１６を介して制御部１２により制御され、しきい値電圧ＶＴＨをオンオフ制御する。検出電圧Ｖｏｃｐは、ＭＯＳＦＥＴ１７がオフの期間では上昇しないため、制御部１２の応答の遅延等にかかわらず、保護動作からの復帰を任意のタイミングで行うことができる。なお、ＭＯＳＦＥＴ１７が寄生ダイオードを含む場合、実施の形態４に係る電流駆動型スイッチング回路１０Ｃと同様、ノイズを抑える効果が得られる。なお、本実施の形態に係るＭＯＳＦＥＴ１７は、実施の形態１～４の電流駆動型スイッチング回路１０，１０Ａ～１０Ｃのいずれにも同様に挿入可能であり、同様の効果が得られる。また、本実施の形態に係るＭＯＳＦＥＴ１７は、本発明の「別のスイッチング素子」の一例である。
（実施の形態６）
　図１０は、実施の形態６に係る電流駆動型スイッチング回路１０Ｅの構成例を示すブロック図である。図１０において、電流駆動型スイッチング回路１０Ｅは図８の電流駆動型スイッチング回路１０Ｄと比較して、以下の点が異なる。
（１）ＭＯＳＦＥＴ１７に代えてトランジスタ１７ａを備える。
（２）ＭＯＳ駆動部１６に代えてトランジスタ駆動部１６ａを備える。
　制御部１２は、トランジスタ駆動部１６ａを介してトランジスタ１７ａのベース電流Ｉｔｒを制御することで、トランジスタ１７ａをオンオフ制御する。これにより、実施の形態５と同様の効果が得られる。なお、本実施の形態におけるトランジスタ１７ａは、本発明の「別のスイッチング素子」の一例である。
（変形例）
　以上、本発明の実施の形態を詳細に説明してきたが、前述までの説明はあらゆる点において本発明の例示に過ぎない。本発明の範囲を逸脱することなく種々の改良や変形を行うことができることは言うまでもない。例えば、以下のような変更が可能である。なお、以下では、上記実施の形態と同様の構成要素に関しては同様の符号を用い、上記実施の形態と同様の点については、適宜説明を省略した。以下の変形例は適宜組み合わせ可能である。
　実施の形態１～３では、本発明に係る電流駆動型スイッチング回路１０，１０Ａ～１０Ｅを備える半導体デバイスとして、昇圧チョッパ回路１を説明した。しかしながら、本発明はこれに限らず、半導体スイッチで電流をスイッチング制御する回路及び装置等に利用可能である。
　例えば、図１１は、変形例１に係るハーフブリッジインバータ回路１Ａの構成例を示すブロック図である。図１１において、ハーフブリッジインバータ回路１Ａは、インダクタＬ２と、２個の電流駆動型スイッチング回路１０と、キャパシタＣ２とを備える。
　図１１において、２個の電流駆動型スイッチング回路１０の半導体スイッチ１４は、周期的に交互にオンするよう制御される。これにより入力電圧Ｖｉはスイッチングされ、キャパシタＣ２により平滑化されて、交流出力電圧Ｖｏに変換される。これによりハーフブリッジインバータ回路１Ａは、直流の入力電圧Ｖｉをスイッチングし、交流の出力電圧Ｖｏに変換して出力する。２個の電流駆動型スイッチング回路１０は、それぞれ電流駆動型スイッチング回路１０Ａ～１０Ｅのいずれか１つで置き換えられてもよい。
　また、図１２は、変形例２に係るフルブリッジインバータ回路１Ｂの構成例を示すブロック図である。図１２において、フルブリッジインバータ回路１Ｂは、キャパシタＣ３と、４個の電流駆動型スイッチング回路１０と、インダクタＬ３，Ｌ４とを備える。
　図１２において、４個の電流駆動型スイッチング回路１０は、第１及び第４の電流駆動型スイッチング回路１０（図左上及び右下）がオンであり、かつ第２及び第３の電流駆動型スイッチング回路１０（図左下及び右上）がオフである期間と、これらのオンオフを逆転させた期間とが、周期的に交互に現れるよう制御される。これにより入力電圧Ｖｉはスイッチングされ、スイッチングされた入力電圧Ｖｉは、キャパシタＣ３及びインダクタＬ３，Ｌ４により平滑化される。これによりフルブリッジインバータ回路１Ｂは、直流の入力電圧Ｖｉをスイッチングし、交流の出力電圧Ｖｏに変換して出力する。４個の電流駆動型スイッチング回路１０は、それぞれ電流駆動型スイッチング回路１０Ａ～１０Ｅのいずれか１つで置き換えられてもよい。
　このように、本発明に係る電流駆動型スイッチング回路及び過電流保護回路は、半導体デバイスで電流をスイッチング制御する回路及び装置に利用可能である。
　また、実施の形態１～６では、しきい値電圧ＶＴＨの電源からの電流を制限する手段としてプルアップ抵抗Ｒ２を用いた。しかしながら、本発明はこれに限らず、プルアップ抵抗Ｒ２に代えてダイオード等を用いてもよい。さらに、実施の形態１～６では、スイッチング回路として電流制御型スイッチング回路１０，１０Ａ～１０Ｅを用いた。しかしながら、本発明はこれに限らず、電流駆動型スイッチング回路に代えて電圧駆動型スイッチング回路を用いてもよい。
１　昇圧チョッパ回路
１Ａ　ハーフブリッジインバータ回路
１Ｂ　フルブリッジインバータ回路
１０，１０Ａ～１０Ｅ　電流駆動型スイッチング回路
１１，１１Ａ～１１Ｅ　過電流保護回路
１２　制御部
１３　駆動部
１４　半導体スイッチ
１５　電圧検出回路
１６　ＭＯＳ駆動部
１６ａ　トランジスタ駆動部
１７　ＭＯＳＦＥＴ
１７ａ　トランジスタ
１８　時定数回路
Ｑ１，Ｑ２　トランジスタ
Ｒ１，Ｒ２　抵抗

Claims (7)

  1. 　制御電圧に基づいてオンオフ制御されるスイッチング素子のための過電流保護回路において、
    　ＰＮＰ型バイポーラトランジスタであって、前記制御電圧に接続されたエミッタを有する第１のトランジスタと、
    　ＮＰＮ型バイポーラトランジスタであって、前記第１のトランジスタのコレクタに接続されたベースと、前記第１のトランジスタのベースに接続されかつ所定のプルアップ電圧にプルアップされたコレクタと、接地されたエミッタとを有する第２のトランジスタとを備え、
    　前記過電流保護回路は、前記制御電圧が所定の第１のしきい値電圧を超えるとき、前記第１及び第２のトランジスタがオンされ、前記プルアップ電圧の低下により前記制御電圧が低下されて、前記スイッチング素子をオフする保護動作を開始する、
    過電流保護回路。
  2. 　前記第２のトランジスタのコレクタ及びエミッタに接続されたキャパシタであって、前記制御電圧の立ち上がるときの前記プルアップ電圧の変化を軽減させる第１のキャパシタをさらに備える、
    請求項１に記載の過電流保護回路。
  3. 　前記第２のトランジスタのコレクタ及びエミッタに並列に接続された時定数回路であって、抵抗と、第２のキャパシタを含み、時定数を変化することで、前記保護動作の開始から終了までの時間を調整する時定数回路をさらに備える、
    請求項１又は２に記載の過電流保護回路。
  4. 　前記抵抗に並列に接続されたダイオードをさらに備える、
    請求項３に記載の過電流保護回路。
  5. 　前記制御電圧を発生する制御部と、
    　前記プルアップ電圧を検出して、当該検出した検出電圧を、前記スイッチング素子をオフするための第１の制御信号として前記制御部に出力する電圧検出部とをさらに備える、
    請求項１～４のうちのいずれか１つに記載の過電流保護回路。
  6. 　前記過電流保護回路が前記保護動作から復帰するときに、前記制御部からの第２の制御信号に基づいて前記プルアップ電圧をオフからオンする別のスイッチング素子をさらに備える、
    請求項５に記載の過電流保護回路。
  7. 　請求項１～６のうちのいずれか１つに記載の過電流保護回路と、
    　前記スイッチング素子とを備える、
    スイッチング回路。
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