WO2020070850A1

WO2020070850A1 - 電力変換回路および空気調和機

Info

Publication number: WO2020070850A1
Application number: PCT/JP2018/037149
Authority: WO
Inventors: 勇紀江幡; 橋本　浩之
Original assignee: 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社
Priority date: 2018-10-04
Filing date: 2018-10-04
Publication date: 2020-04-09
Also published as: TW202015324A; TWI785198B

Abstract

交流電圧を直流電圧に変換する際に電力損失を抑制する。そのために、交流系統（１６２）から供給された交流電力を直流電力に変換して負荷装置（１６４）に供給する複数の主回路スイッチング素子（ＱＤ１～ＱＤ４）と、主回路スイッチング素子（ＱＤ１～ＱＤ４）と交流系統（１６２）との間に接続されたリアクトル（１７４）と、複数の主回路スイッチング素子（ＱＤ１～ＱＤ４）の各々に逆並列接続された複数の還流ダイオード（ＤＤ１～ＤＤ４）と、少なくとも一部の還流ダイオード（ＤＤ１～ＤＤ４）に接続され、対応する還流ダイオード（ＤＤ１～ＤＤ４）が遮断する際に、負荷装置（１６４）に出力する直流電圧（ＶＥ）よりも低い逆電圧を、対応する還流ダイオード（ＤＤ１～ＤＤ４）に印加する逆電圧印加回路（７１～７４）と、逆電圧印加回路（７１～７４）を制御する制御部（１８０）と、を設けた。

Description

電力変換回路および空気調和機

　本発明は、電力変換回路および空気調和機に関する。

　本技術分野の背景技術として、下記特許文献１の請求項１には、「直流電圧源に直列接続され負荷に電力を供給する二個一組の主回路スイッチング素子と、これら各主回路スイッチング素子に逆並列接続された還流ダイオードと、これら各還流ダイオードが遮断するにあたって、前記直流電圧源より小さな逆電圧を各還流ダイオードに印加する逆電圧印加回路とを備え、前記逆電圧印加回路は、前記直流電圧源より電圧値が低い補助電源と、前記還流ダイオードの逆回復時にオンし前記主回路スイッチング素子より耐圧が低い逆電圧印加スイッチング素子と、前記還流ダイオードより逆回復時間が短く高速な補助ダイオードとの直列接続にて構成され、二個一組の主回路スイッチング素子を互いにオン状態とオフ状態とを切替える際に両主回路スイッチング素子をともにオフする短時間の休止期間を有して前記主回路スイッチング素子を切り替える主回路スイッチング制御回路と、前記主回路スイッチング素子がオフした時点から始まる休止期間中に前記逆電圧印加スイッチング素子をオンさせ前記休止期間の経過後にオフさせる逆電圧印加スイッチング制御回路とを備えたことを特徴とする電力変換装置。」と記載されている。

特許第４２０４５３４号公報

　しかし、特許文献１においては、交流電圧を直流電圧に変換する際に電力損失を抑制する点については特に言及されていない。
　この発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、交流電圧を直流電圧に変換する際に電力損失を抑制できる電力変換回路および空気調和機を提供することを目的とする。

　上記課題を解決するため本発明の電力変換回路は、交流系統から供給された交流電力を直流電力に変換して負荷装置に供給する複数の主回路スイッチング素子と、前記主回路スイッチング素子と前記交流系統との間に接続されたリアクトルと、複数の前記主回路スイッチング素子の各々に逆並列接続された複数の還流ダイオードと、少なくとも一部の前記還流ダイオードに接続され、対応する前記還流ダイオードが遮断する際に、前記負荷装置に出力する直流電圧よりも低い逆電圧を、対応する前記還流ダイオードに印加する逆電圧印加回路と、前記逆電圧印加回路を制御する制御部と、を備えることを特徴とする。

　本発明によれば、交流電圧を直流電圧に変換する際に電力損失を抑制できる。

本発明の第１実施形態によるＡＣ／ＤＣコンバータの回路図である。第１実施形態における各部の波形図である。本発明の第２実施形態によるＡＣ／ＤＣコンバータの回路図である。第１実施形態における各部の波形図である。本発明の第３実施形態による空気調和機の模式図である。

［第１実施形態］
〈第１実施形態の構成〉
　図１は、本発明の第１実施形態によるＡＣ／ＤＣコンバータ１００（電力変換回路）の回路図である。
　ＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、交流電源１６２（交流系統）から供給された交流電力を直流電力に変換し、負荷装置１６４に供給するものである。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、一対の交流端子６０Ａ，６０Ｂと、直流端子６２Ｐ，６２Ｎと、４個のスイッチング素子ＱＤ１～ＱＤ４（第１～第４の主回路スイッチング素子）と、４個の還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４と、４台の逆電圧印加回路７１～７４と、コンバータ制御回路１８０（制御部）と、ドライバ回路１７２と、リアクトル１７４と、平滑キャパシタ１７６と、電流検出部１７７と、電圧検出部１７８と、を備えている。

　なお、本実施形態においては、スイッチング素子ＱＤ１～ＱＤ４および後述する他のスイッチング素子は、全てＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）である。スイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ２のゲート・ソース間電圧を、各々ＶｇｓＱＤ１，ＶｇｓＱＤ２と呼ぶ。交流電源１６２は、例えば商用電源であり、交流端子６０Ａ，６０Ｂ間には、交流電源１６２が出力する交流電圧が印加される。平滑キャパシタ１７６は、直流端子６２Ｐ，６２Ｎの間に接続され、スイッチング素子ＱＤ１～ＱＤ４の出力電圧を平滑する。この平滑キャパシタ１７６の端子電圧を主直流電圧ＶＥ（直流電圧）と呼ぶ。また、負荷装置１６４は、直流端子６２Ｐ，６２Ｎに接続されている。

　スイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ２は、直流端子６２Ｐ，６２Ｎの間に直列接続されている。同様に、スイッチング素子ＱＤ３，ＱＤ４も、直流端子６２Ｐ，６２Ｎの間に直列接続されている。交流端子６０Ａには、リアクトル１７４の一端が接続され、スイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ２の接続点には、リアクトル１７４の他端が接続されている。また、スイッチング素子ＱＤ３，ＱＤ４の接続点は、交流端子６０Ｂに接続されている。交流端子６０Ｂを基準として、リアクトル１７４の他端の電圧瞬時値を、交流電圧瞬時値ｖｓと呼ぶ。また、交流電源１６２からＡＣ／ＤＣコンバータ１００に流れる電流瞬時値を、交流電流瞬時値ｉｓと呼ぶ。

　還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４は、各々スイッチング素子ＱＤ１～ＱＤ４に対して逆並列接続されている。そして、逆電圧印加回路７１～７４は、各々還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４に並列接続されている。逆電圧印加回路７１～７４は、対応する還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４が逆回復する際に、主直流電圧ＶＥよりも低い逆方向電圧を該還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４に印加し、逆回復損失を抑制する。

　コンバータ制御回路１８０は、スイッチング素子ＱＤ１～ＱＤ４のオン／オフ状態を制御する主回路制御信号ＳＤ１～ＳＤ４と、逆電圧印加回路７１～７４の動作を制御する逆電圧制御信号ＳＥ１～ＳＥ４と、を出力する。特に、コンバータ制御回路１８０は、主直流電圧ＶＥの目標値を記憶しており、主直流電圧ＶＥが目標値に近づくように、スイッチング素子ＱＤ１～ＱＤ４のデューティ比を設定する。ドライバ回路１７２は、主回路制御信号ＳＤ１～ＳＤ４と、逆電圧制御信号ＳＥ１～ＳＥ４と、をバッファリングし、その結果を電圧信号ＶＤ１～ＶＤ４，ＶＥ１～ＶＥ４として出力する。電流検出部１７７は、交流電流瞬時値ｉｓを検出し、電圧検出部１７８は交流電圧瞬時値ｖｓを検出する。

　次に、逆電圧印加回路７１について説明する。
　図１において、スイッチング素子ＱＤ１がオフ状態であって、ダイオードＤＤ１に順方向の還流電流が流れていたとする。ここで、スイッチング素子ＱＤ１がオン状態になると、ダイオードＤＤ１には逆電圧が印加される。その際、ダイオードＤＤ１の残留電荷によって逆方向電流が流れる。この逆方向電流は逆回復電流と呼ばれており、逆回復電流による損失は逆回復損失と呼ばれている。ダイオードＤＤ１に逆回復電流が流れる際、ダイオードＤＤ１に主直流電圧ＶＥがそのまま印加されると、逆回復電流および逆回復損失が大きくなる。そこで、逆電圧印加回路７１は、この問題に対応するために設けられている。すなわち、逆電圧印加回路７１は、ダイオードＤＤ１に逆回復電流が流れる際、ダイオードＤＤ１に対して、主直流電圧ＶＥよりも低い逆電圧を印加し、逆回復電流および逆回復損失を低減させようとするものである。

　逆電圧印加回路７１の内部において、直流電源２２は、上述した直流端子６２Ｐ，６２Ｎにおける主直流電圧ＶＥよりも低い直流電圧ＶＧを出力する。例えば、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００を空気調和機に適用する場合には、主直流電圧ＶＥの実効値は３００［Ｖ］程度とし、直流電圧ＶＧは、その１／１０以下の電圧、例えば５Ｖ～２４［Ｖ］程度にするとよい。抵抗器２４およびキャパシタ２６は、直流電圧ＶＧからノイズ成分を除去するフィルタ回路を構成している。スイッチング素子２８（逆電圧印加スイッチング素子）は、コンバータ制御回路１８０からドライバ回路１７２を介して供給された電圧信号ＶＥ１によってオン／オフ制御される。ダイオード３０は、スイッチング素子２８の還流ダイオードである。

　ダイオード３４（逆電圧印加ダイオード）は、スイッチング素子２８のソース端子と、スイッチング素子ＱＤ１のドレイン端子との間に、逆流防止用に接続されている。
　スイッチング素子２８は、直流電源２２が出力する直流電圧ＶＧのスイッチングを行うため、スイッチング素子ＱＤ１～ＱＤ４よりも耐圧の低いものを採用している。また、ダイオード３４は、高速に動作させることが好ましいため、還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４よりも逆回復時間が短いものを採用している。具体的には、ダイオード３４として、ワイドバンドギャップ半導体（シリコンカーバイド、窒化ガリウム、酸化ガリウム等）を適用するとよい。なお、他の逆電圧印加回路７２～７４については図示を省略するが、これらは逆電圧印加回路７１と同様に構成されている。

〈第１実施形態の動作〉
　コンバータ制御回路１８０は、負荷の大きさ（例えば、交流電流瞬時値ｉｓの振幅値）に基づいて、複数の動作モードのうち何れかを選択可能である。ここで、選択可能な動作モードには、「同期整流モード」、および「スイッチング・モード」が含まれる。

（同期整流モード）
　同期整流モードは、スイッチング素子ＱＤ１～ＱＤ４のオン／オフ状態を、交流電圧瞬時値ｖｓの極性に応じて、交流電圧瞬時値ｖｓの半周期毎に切り換える動作モードである。すなわち、交流電圧瞬時値ｖｓが正値であるとき、コンバータ制御回路１８０は、スイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ４をオン状態にし、スイッチング素子ＱＤ２，ＱＤ３をオフ状態にする。これにより、交流電源１６２から電流が供給されると、その電流は、リアクトル１７４、スイッチング素子ＱＤ１、負荷装置１６４、スイッチング素子ＱＤ４を順次介して流れ、交流電源１６２に戻る。

　逆に、交流電圧瞬時値ｖｓが負値であるとき、コンバータ制御回路１８０は、スイッチング素子ＱＤ２，ＱＤ３をオン状態にし、スイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ４をオフ状態にする。これにより、交流電源１６２から電流が供給されると、その電流は、スイッチング素子ＱＤ３、負荷装置１６４、スイッチング素子ＱＤ２、リアクトル１７４を順次介して流れ、交流電源１６２に戻る。同期整流モードは、リアクトル１７４による電流位相の遅れが顕著ではない場合、例えば、交流電流瞬時値ｉｓの振幅値が所定の閾値未満である場合に採用するとよい。

（スイッチング・モード）
　ところで、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、リアクトル１７４を含むため、上述した同期整流モードでは、交流電流瞬時値ｉｓは交流電源１６２の電圧に対して遅れ位相になる。スイッチング・モードは、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００の力率を改善しようとする動作モードである。すなわち、スイッチング・モードにおいては、コンバータ制御回路１８０は、交流電圧瞬時値ｖｓの半周期内で、スイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ２のオン／オフ状態を、相補的に複数回切り替える。なお、スイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ２のオン／オフ状態を、相補的に切り替える際には、スイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ２が共にオフ状態になるデッドタイム期間が生じる。また、コンバータ制御回路１８０は、スイッチング素子ＱＤ３，ＱＤ４のオン／オフ状態については、上述した同期整流モードにおける状態と同様になるように制御する。

　例えば、交流電圧瞬時値ｖｓが正値であるとき、コンバータ制御回路１８０は、スイッチング素子ＱＤ３をオフ状態に保ち、スイッチング素子ＱＤ４をオン状態に保ち、スイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ２のオン／オフ状態を相補的に複数回切り替える。ここで、スイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ２のオン／オフ状態を切り換える周波数をｆｗとし、交流電圧瞬時値ｖｓの周波数をｆｓとしたとき、周波数ｆｗは周波数ｆｓの２～３倍程度であってもよく、数百倍程度であってもよい。例えば、周波数ｆｓが５０Ｈｚまたは６０Ｈｚであるとき、周波数ｆｗは１０ｋＨｚ～２０ｋＨｚにしてもよい。

　ここで、スイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ４が共にオン状態であってスイッチング素子ＱＤ２，ＱＤ３が共にオフ状態であれば、上述した同期整流モードの場合と同様に電流が流れる。一方、スイッチング素子ＱＤ２，ＱＤ４が共にオン状態であって、スイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ３が共にオフ状態であれば、交流電源１６２から供給された電流は、リアクトル１７４、スイッチング素子ＱＤ２、およびスイッチング素子ＱＤ４を順次介して交流電源１６２に戻る。

　すなわち、この場合、負荷装置１６４を介することなく、交流電源１６２にリアクトル１７４を直結した状態になり、リアクトル１７４に大きな電流を流すことができる。リアクトル１７４に電流として供給されたエネルギーは、磁束としてリアクトル１７４に蓄えられ、その後にスイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ４が共にオン状態になった際に、電流として負荷装置１６４に供給される。同期整流モードは、リアクトル１７４による電流位相の遅れが力率の悪化として顕著に現れる場合、例えば、交流電流瞬時値ｉｓの振幅値が上述した閾値以上である場合に採用するとよい。

　同期整流モードにおいては、還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４に流れる順方向電流が小さいため、逆回復電流も小さくなる。すると、逆電圧印加回路７１～７４の消費電力が逆回復損失よりも大きくなることがある。このような場合には、逆電圧印加回路７１～７４を非動作状態にすることが好ましい。そこで、コンバータ制御回路１８０は、同期整流モードおいては、逆電圧制御信号ＳＥ１～ＳＥ４をロウレベルに維持し、逆電圧印加回路７１～７４を非動作状態にする。

　一方、スイッチング・モードにおいては、還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４に流れる順方向電流が大きいため、逆回復電流も大きくなる。そこで、スイッチング・モードにおいては、コンバータ制御回路１８０は、還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４が逆回復する際に、そのタイミングに同期して逆電圧制御信号ＳＥ１～ＳＥ４をハイレベルに設定する。これにより、逆電圧印加回路７１～７４は、還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４が逆回復する際に、主直流電圧ＶＥよりも低い逆方向電圧を該還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４に印加し、これによって逆回復損失を抑制する。

　図２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００のスイッチング・モードにおける各部の波形図である。
　図２において主回路制御信号ＳＤ１，ＳＤ２は、上述したように、スイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ２を制御するために、コンバータ制御回路１８０が出力する信号である。図２の時刻ｔ0以前の状態は、交流電流瞬時値ｉｓの極性が「正」（図１に示す方向）であって、スイッチング素子ＱＤ２，ＱＤ４がオン状態である場合を想定している。すなわち、図１において、交流端子６０Ａから流入した電流が、リアクトル１７４、スイッチング素子ＱＤ２，ＱＤ４を順次介して、交流端子６０Ｂから流出している場合を想定している。

　図２の時刻ｔ0以前においては、主回路制御信号ＳＤ２がハイレベルであるため、ゲート・ソース間電圧ＶｇｓＱＤ２もハイレベルになっている。従って、スイッチング素子ＱＤ２（図１参照）は、上述したように、オン状態になっている。次に、図２の時刻ｔ0において、主回路制御信号ＳＤ２は、ハイレベルからロウレベルに立ち下がり、スイッチング素子ＱＤ２のゲート・ソース間電圧ＶｇｓＱＤ２は、時刻ｔ0から徐々に立ち下がっている。このように、ゲート・ソース間電圧ＶｇｓＱＤ２が立ち下がると、スイッチング素子ＱＤ２はオフ状態になる。すると、図１において交流端子６０Ａからリアクトル１７４を介して流入した電流は、ダイオードＤＤ１、負荷装置１６４、スイッチング素子ＱＤ４を介して交流電源１６２に還流する。

　次に、図２の時刻ｔ2において主回路制御信号ＳＤ１がロウレベルからハイレベルに立ち上がると、スイッチング素子ＱＤ１のゲート・ソース間電圧ＶｇｓＱＤ１は、その後の時刻ｔ4～時刻ｔ10にかけて、徐々に立ち上がっている。主回路制御信号ＳＤ１が時刻ｔ2に立ち上がった後、時刻ｔ4までの期間、ゲート・ソース間電圧ＶｇｓＱＤ１には変化がみられないが、この期間は、ドライバ回路１７２における遅れ時間である。次に、時刻ｔ4～ｔ6の期間は徐々に電圧ＶｇｓＱＤ１が上昇している。この期間は、スイッチング素子ＱＤ１のゲート・ソース間容量をチャージしている期間である。次に、時刻ｔ6～ｔ8の期間、電圧ＶｇｓＱＤ１はほぼ一定になっている。これはスイッチング素子ＱＤ１にミラー効果が現れていることによる。そこで、時刻ｔ6～ｔ8の期間をミラー期間と呼ぶ。

　上述したように、ダイオードＤＤ１（図１参照）に順方向の還流電流が流れている際、スイッチング素子ＱＤ１をオン状態にすると、ダイオードＤＤ１には逆回復電流が流れる。実際に逆回復電流が発生し得るタイミングは、周囲温度等の条件によってばらつく。ここで、スイッチング素子ＱＡ１のゲート・ソース間電圧ＶｇｓＱＡ１が安定する時刻ｔ10においては、そのドレイン・ソース間電圧も安定していると考えられるため、逆回復は、時刻ｔ0～ｔ10の期間内に生じると考えられる。但し、図中の時刻ｔ4，ｔ6，ｔ8，ｔ10等のタイミングは、周囲温度やノイズ等の条件によってばらつく。そこで、本実施形態においては、時刻ｔ10に対して若干の余裕を加えた時刻ｔ12まで、逆回復が生じ得るものとして、各部品の定数等を設定している。

　図２に示すように、逆電圧制御信号ＳＥ１は、時刻ｔ1に立ち上がり、時刻ｔ12に立ち下がる信号である。ドライバ回路１７２（図１参照）は、逆電圧制御信号ＳＥ１と略同一波形の電圧信号ＶＥ１（図示略）を出力し、スイッチング素子２８（図１参照）は、該電圧信号ＶＥ１によってオン／オフされる。逆電圧印加回路７１内のダイオード３４に流れる電流を電流ｉｇと呼ぶ。図２に示す例において、電流ｉｇは、時刻ｔ1～ｔ2の期間内に正値になっている。この期間の電流ｉｇは、ダイオードＤＤ１が逆回復状態になり、ダイオード３４を介してダイオードＤＤ１に流れた逆回復電流である。

　また、電流ｉｇは、時刻ｔ6～ｔ8の期間内に負値になっている。この期間の電流ｉｇは、ダイオード３４自体の逆回復によって生じた逆回復電流である。また、図２に破線で示す電流ｉｈは、逆電圧印加回路７１が無かった場合に、主直流電圧ＶＥによってダイオードＤＤ１に流れる逆回復電流の一例である。本実施形態によれば、ダイオードＤＤ１に生じる逆回復電流（時刻ｔ1～ｔ2の期間内の電流ｉｇ）と、ダイオード３４に生じる逆回復電流（時刻ｔ6～ｔ8の期間内の電流ｉｇ）と、を合わせても、破線で示す逆回復電流ｉｈよりも大幅に電流値を下げることができ、これによって逆回復損失を大幅に抑制することができる。

〈第１実施形態の効果〉
　以上のように、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、複数の主回路スイッチング素子（ＱＤ１～ＱＤ４）の各々に逆並列接続された複数の還流ダイオード（ＤＤ１～ＤＤ４）と、少なくとも一部の還流ダイオード（ＤＤ１～ＤＤ４）に接続され、対応する還流ダイオード（ＤＤ１～ＤＤ４）が遮断する際に、負荷装置（１６４）に出力する直流電圧（ＶＥ）よりも低い逆電圧を、対応する還流ダイオード（ＤＤ１～ＤＤ４）に印加する逆電圧印加回路（７１～７４）と、逆電圧印加回路（７１～７４）を制御する制御部（１８０）と、を備える。
　これにより、交流電圧を直流電圧に変換する際に逆回復電流および逆回復損失を小さくすることができ、電力損失を抑制できる。

　また、本実施形態によれば、複数の主回路スイッチング素子（ＱＤ１～ＱＤ４）は、交流系統（１６２）の周波数よりも高い周波数でオン／オフ状態が切り替わることによってリアクトル（１７４）を交流系統（１６２）に断続的に直結する第１および第２の主回路スイッチング素子（ＱＤ１，ＱＤ２）と、交流系統（１６２）の周波数でオン／オフ状態が切り替わる第３および第４の主回路スイッチング素子（ＱＤ３，ＱＤ４）と、を有し、逆電圧印加回路（７１，７２）は、それぞれ、逆電圧を還流ダイオード（ＤＤ１，ＤＤ２）に印加する逆電圧印加スイッチング素子（２８）を備え、第１および第２の主回路スイッチング素子（ＱＤ１，ＱＤ２）に対して並列接続されている。
　これにより、特にスイッチング回数が多い第１および第２の主回路スイッチング素子（ＱＤ１，ＱＤ２）における逆回復電流を小さくすることができる。

　また、本実施形態における制御部（１８０）は、動作モードとして、同期整流モードまたはスイッチング・モードの何れかを選択するものであり、同期整流モードは、交流系統（１６２）の周波数で第１ないし第４の主回路スイッチング素子（ＱＤ１～ＱＤ４）のオン／オフ状態を切り替える動作モードであり、スイッチング・モードは、交流系統（１６２）の周波数よりも高い周波数で第１および第２の主回路スイッチング素子（ＱＤ１，ＱＤ２）のオン／オフ状態を切り替え、交流系統（１６２）の周波数で第３および第４の主回路スイッチング素子（ＱＤ３，ＱＤ４）のオン／オフ状態を切り替える動作モードである。
　これにより、状況に応じた動作モードを選択することができ、状況に応じて電力損失を一層小さくすることができる。

　また、本実施形態によれば、制御部（１８０）は、第１および第２の主回路スイッチング素子（ＱＤ１，ＱＤ２）が共にオフ状態になるデッドタイム期間（ｔ0～ｔ2）中に逆電圧印加スイッチング素子（２８）をオン状態に設定し、デッドタイム期間（ｔ0～ｔ2）の終了後に逆電圧印加スイッチング素子（２８）をオフ状態に設定する。
　これにより、還流ダイオード（ＤＤ１，ＤＤ２）の逆回復中に直流電圧（ＶＥ）よりも低い逆電圧を、還流ダイオード（ＤＤ１，ＤＤ２）に印加できる可能性を高めることができる。

　また、本実施形態によれば、逆電圧印加ダイオード（３４）は、ワイドバンドギャップ半導体で構成されているため、逆電圧印加ダイオード（３４）の逆回復時間を還流ダイオード（ＤＡ１～ＤＡ６）よりも短くすることができ、逆電圧印加回路（１１～１６）を高速に動作させることができる。

［第２実施形態］
〈第２実施形態の構成〉
　図３は、本発明の第２実施形態によるＡＣ／ＤＣコンバータ１７０（電力変換回路）の回路図である。なお、以下の説明において、上述した第１実施形態の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。
　上述した第１実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１００（図１参照）と同様に、ＡＣ／ＤＣコンバータ１７０は、交流電源１６２（交流系統）から供給された交流電力を直流電力に変換し、負荷装置１６４に供給するものである。ＡＣ／ＤＣコンバータ１７０は、第１実施形態における逆電圧印加回路７１～７４に代えて、逆電圧印加回路５１～５４を備えている。

　また、逆電圧印加回路５１はキャパシタ３２を備えている。キャパシタ３２は、スイッチング素子２８のソース端子と、スイッチング素子ＱＤ１のソース端子との間に接続されている。他の逆電圧印加回路５２～５４も、逆電圧印加回路５１と同様に構成されている。上述した以外のＡＣ／ＤＣコンバータ１７０の構成は、第１実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１００と同様である。

〈第２実施形態の動作〉
　本実施形態においても、コンバータ制御回路１８０は、負荷の大きさ（例えば、交流電流瞬時値ｉｓの振幅値）に基づいて、複数の動作モードのうち何れかを選択可能である。そして、選択可能な動作モードには、「同期整流モード」、および「スイッチング・モード」が含まれる。これら動作モードの内容も、第１実施形態のものと同様である。

　図４は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１７０のスイッチング・モードにおける各部の波形図であり、主回路制御信号ＳＤ１，ＳＤ２、ゲート・ソース間電圧ＶｇｓＱＤ１，ＶｇｓＱＤ２の波形は、第１実施形態のもの（図２参照）と同様である。但し、本実施形態における逆電圧制御信号ＳＥ１の波形は、第１実施形態のものとは異なる。すなわち、本実施形態において、逆電圧制御信号ＳＥ１は、時刻ｔ0にロウレベルからハイレベルに立ち上がり、時刻ｔ2にハイレベルからロウレベルに立ち下がる。

　但し、逆電圧制御信号ＳＥ１の立上がりタイミングは時刻ｔ0以降であってもよく、立下りタイミングは時刻ｔ2以前であってもよい。すなわち、逆電圧制御信号ＳＥ１は、デッドタイム期間ｔ0～ｔ2に立上がりタイミングと立下りタイミングとが現れる信号である。ドライバ回路１７２（図３参照）は、逆電圧制御信号ＳＥ１と略同一波形の電圧信号ＶＥ１（図示略）を出力し、スイッチング素子２８（図３参照）は、該電圧信号ＶＥ１によってオン／オフされる。これにより、キャパシタ３２の端子電圧ＶＣ１の波形は、図４に示すようなものになる。

　すなわち、端子電圧ＶＣ１は、時刻ｔ0から立ち上がり、時刻ｔ2以前には一定値に安定している。端子電圧ＶＣ１が立ち上っている期間は、直流電源２２（図１参照）から供給された電流によってキャパシタ３２が充電されている。そして、端子電圧ＶＣ１は、時刻ｔ2に逆電圧制御信号ＳＥ１が立ち下がった後、徐々に立ち下がる。端子電圧ＶＣ１が立ち下がっている期間は、キャパシタ３２が放電されている。

　但し、逆回復電流が発生し得る時刻ｔ2～ｔ12の期間には、端子電圧ＶＣ１は、ダイオード３４の順方向電圧降下ＶＦ（例えば０．６Ｖ）も高い値に保持されている。換言すれば、時刻ｔ2～ｔ12の期間内に、端子電圧ＶＣ１を順方向電圧降下ＶＦよりも高い値に保持するように、キャパシタ３２の静電容量が決定されている。このように、本実施形態によれば、主直流電圧ＶＥよりも低い端子電圧ＶＣ１が、時刻ｔ2～ｔ12の期間内に、ダイオードＤＤ１に逆電圧として印加され、これによって逆回復電流および逆回復損失を小さくすることができる。

　上述した第１実施形態においては、ダイオードＤＤ１に逆回復状態になる可能性の高い時刻ｔ1～ｔ12の期間に逆電圧制御信号ＳＥ１をハイレベルに維持していた（図２参照）。しかし、この逆電圧制御信号ＳＥ１にノイズが重畳すると、スイッチング素子２８に供給される電圧信号ＶＥ１（図１参照）の波形が乱れる。これにより、ダイオードＤＤ１が逆回復状態であるにもかかわらず、スイッチング素子２８がオフ状態になる可能性が生じる。このような状態が生じると、主直流電圧ＶＥによってダイオードＤＤ１に大きな逆回復電流が流れ、逆回復損失も増大する。

　これに対して、本実施形態によれば、スイッチング素子２８によってキャパシタ３２を充電し、キャパシタ３２の端子電圧ＶＣ１をダイオード３４を介してダイオードＤＤ１に印加することができる。これにより、ダイオードＤＤ１の逆回復時に、ノイズ等によってスイッチング素子２８がオフ状態になったとしても、安定した逆電圧である端子電圧ＶＣ１をダイオードＤＤ１に印加し続けることができる。また、本実施形態においては、時刻ｔ2またはそれ以前にスイッチング素子２８をオフ状態にするため、スイッチング素子ＱＤ１の動作に対する逆電圧印加回路５１の干渉を抑制することができる。

〈第２実施形態の効果〉
　以上のように、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１７０は、第１実施形態のものと同様に、複数の主回路スイッチング素子（ＱＤ１～ＱＤ４）の各々に逆並列接続された複数の還流ダイオード（ＤＤ１～ＤＤ４）と、少なくとも一部の還流ダイオード（ＤＤ１～ＤＤ４）に接続され、対応する還流ダイオード（ＤＤ１～ＤＤ４）が遮断する際に、負荷装置（１６４）に出力する直流電圧（ＶＥ）よりも低い逆電圧を、対応する還流ダイオード（ＤＤ１～ＤＤ４）に印加する逆電圧印加回路（５１～５４）と、逆電圧印加回路（５１～５４）を制御する制御部（１８０）と、を備える。
　これにより、交流電圧を直流電圧に変換する際に逆回復電流および逆回復損失を小さくすることができ、電力損失を抑制できる。

　また、本実施形態における逆電圧印加回路（５１～５４）は、逆電圧印加スイッチング素子（２８）がオン状態になった後に充電され、逆電圧印加スイッチング素子（２８）がオフ状態になった後に放電されるキャパシタ（３２）をさらに備え、制御部（１８０）は、第１および第２の主回路スイッチング素子（ＱＤ１，ＱＤ２）が共にオフ状態になるデッドタイム期間（ｔ0～ｔ2）中に逆電圧印加スイッチング素子（２８）をオン状態に設定し、かつ、デッドタイム期間（ｔ0～ｔ2）が終了する前に逆電圧印加スイッチング素子（２８）をオフ状態に設定する。
　これにより、還流ダイオード（ＤＤ１～ＤＤ４）が逆回復するタイミングで逆電圧印加スイッチング素子（２８）の動作が乱れたとしても、直流電圧（ＶＥ）よりも低い逆電圧を、対応する還流ダイオード（ＤＤ１～ＤＤ４）に着実に印加することができる。

［第３実施形態］
　図６は、本発明の第３実施形態による空気調和機９００の冷凍サイクル系統図である。
　図６に示すように、本実施形態の空気調和機９００は、室外機９６０と、室内機９７０と、を備えるとともに、両者を接続するガス配管９８２と、液配管９８４と、を備えている。

　そして、室外機９６０は、圧縮機９６１と、四方弁９６２と、室外熱交換器９６３と、室外膨張弁９６４と、を備えている。これらは、配管（符号なし）によって順次接続されている。また、室外機９６０は、室外ファン９６５と、室外ファンモータ９６６と、を備えている。室外ファン９６５は、室外ファンモータ９６６によって回転駆動され、室外熱交換器９６３を冷却する。

　また、室内機９７０は、室内熱交換器９７３と、室内膨張弁９７４と、を備えている。両者は、配管（符号なし）によって相互に接続されている。また、室内機９７０は、室内ファン９７５と、室内ファンモータ９７６と、を備えている。室内ファン９７５は室内ファンモータ９７６によって回転駆動され、室内熱交換器９７３を冷却する。室外機９６０に設けられた四方弁９６２は、冷媒の流れを切り替える弁であり、これにより冷房運転と暖房運転とが切り替わる。室外膨張弁９６４と室内膨張弁９７４とは、冷媒を減圧して低温低圧にする。

　図６において、ガス配管９８２、液配管９８４等の配管に沿って示した実線の矢印は、空気調和機９００の冷房運転における冷媒の流れを示している。
　冷房運転において、四方弁９６２は、実線で示すように、圧縮機９６１の吐出側と室外熱交換器９６３とを連通させ、圧縮機９６１の吸入側とガス配管９８２とを連通させる。圧縮機９６１から吐出される冷媒は、高温高圧のガス状であり、四方弁９６２を通過して、室外熱交換器９６３に流れる。室外熱交換器９６３に流入したガス状の冷媒は、室外ファン９６５によって供給される室外の空気と熱交換して凝縮され、液状の冷媒となる。この液状の冷媒は、全開状態の室外膨張弁９６４および液配管９８４を通過して、室内機９７０に流入する。

　室内機９７０に流入した液状の冷媒は、室内膨張弁９７４によって減圧され、低温低圧のガス液混合状の冷媒となる。この低温低圧のガス液混合状の冷媒は、室内熱交換器９７３に流入して、室内ファン９７５によって供給される室内の空気と熱交換されて蒸発し、ガス状の冷媒となる。この際、室内の空気は、ガス液混合状の冷媒の蒸発潜熱によって冷却され、冷風が部屋内に送られる。その後、室内機１２０から流出したガス状の冷媒は、ガス配管９８２を通過し、室外機９６０に戻される。室外機９６０に戻されたガス状の冷媒は、四方弁９６２を通過し、圧縮機９６１に吸入され、再度ここで圧縮されることによって、一連の冷凍サイクルが形成される。

　圧縮機９６１は、冷媒を圧縮する圧縮機構１４６と、圧縮機構１４６を回転駆動するモータ１４４と、を備えている。また、ＡＣ／ＤＣコンバータ１５０は、交流電源１６２から供給された交流電力を直流電力に変換しインバータ１２０に供給する。インバータ１２０は、供給された直流電力を任意の周波数の三相交流電力に変換し、モータ１４４を駆動する。なお、ＡＣ／ＤＣコンバータ１５０の構成は、第１，第２実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１００，１７０（図１、図３参照）のうち何れかを適用することができる。
　これにより、本実施形態によれば、第１，第２実施形態と同様にＡＣ／ＤＣコンバータ１５０の電力損失を抑制でき、高効率な空気調和機９００を実現することができる。

［変形例］
　本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。上述した実施形態は本発明を理解しやすく説明するために例示したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について削除し、もしくは他の構成の追加・置換をすることが可能である。また、図中に示した制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上で必要な全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。上記実施形態に対して可能な変形は、例えば以下のようなものである。

（１）上記各実施形態においては、スイッチング素子２８，ＱＤ１～ＱＤ４としてＭＯＳＦＥＴを適用した例を説明したが、スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴに限らず、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ等であってもよい。

（２）上記各実施形態（図１，図３参照）においては、全ての還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４に対して、逆電圧印加回路５１～５４，７１～７４を並列に接続したが、一部の還流ダイオードに対してのみ、逆電圧印加回路を接続してもよい。例えば、スイッチング・モードにおいてオン／オフ状態が相補的に切り替えられるスイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ２に対応する逆電圧印加回路５１，５２，７１，７２のみを設け、他の逆電圧印加回路５３，５４，７３，７４は省略してもよい。これは、スイッチング素子ＱＤ１，ＱＤ２に逆接続されたダイオードＤＤ１，ＤＤ２は、他のダイオードＤＤ３，ＤＤ４と比較して、逆回復が頻繁に発生するためである。このように、逆電圧印加回路５１～５４，７１～７４のうち一部のみを設けることにより、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００，１７０のコストダウンを図ることができる。

（３）また、上記各実施形態において、逆電圧制御信号ＳＥ１は、時刻ｔ2またはそれ以前に立ち下がっていた（図２参照）。しかし、逆電圧制御信号ＳＥ１を時刻ｔ2以降に立ち下げるようにしてもよい。

（４）上記各実施形態におけるＡＣ／ＤＣコンバータ１００，１７０は、同期整流モードおよびスイッチング・モードの動作モードを有していたが、これらに加えて、または同期整流モードに代えて、ダイオード整流モードを選択できるようにしてもよい。ここで、ダイオード整流モードとは、４つの還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４を用いて全波整流を行う動作モードである。ダイオード整流モードにおいては、コンバータ制御回路１８０は、主回路制御信号ＳＤ１～ＳＤ４を継続的にロウレベルに設定し、これによってスイッチング素子ＱＤ１～ＱＤ４を継続的にオフ状態にする。

（５）上記各実施形態におけるコンバータ制御回路１８０は、スイッチング・モードのみならず、同期整流モードまたは上述した変形例のダイオード整流モード何れにおいても、逆回復損失を抑制する制御を行ってもよい。すなわち、コンバータ制御回路１８０は、同期整流モードまたはダイオード整流モードにおいて、還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４が逆回復する際に、主直流電圧ＶＥよりも低い逆方向電圧を該還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４に印加し、これによって逆回復損失を抑制するようにしてもよい。

（６）上記第２実施形態において、ダイオード３４に生じる逆回復電流がさほど大きいものではない場合、逆電圧制御信号ＳＥ１のオフタイミングは、時刻ｔ2よりも後のタイミングにしてもよい。

（７）上記各実施形態において、還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４は、スイッチング素子ＱＤ１～ＱＤ４とは別体のものであった。しかし、スイッチング素子が寄生ダイオードを有する場合は、寄生ダイオードを、還流ダイオードＤＤ１～ＤＤ４として適用してもよい。

２８　スイッチング素子（逆電圧印加スイッチング素子）
３２　キャパシタ
３４　ダイオード（逆電圧印加ダイオード）
５１～５４，７１～７４　逆電圧印加回路
１００，１７０　ＡＣ／ＤＣコンバータ（電力変換回路）
１６２　交流電源（交流系統）
１６４　負荷装置
１７４　リアクトル
１８０　コンバータ制御回路（制御部）
ＤＤ１～ＤＤ４　還流ダイオード
ＱＤ１　スイッチング素子（第１の主回路スイッチング素子）
ＱＤ２　スイッチング素子（第２の主回路スイッチング素子）
ＱＤ３　スイッチング素子（第３の主回路スイッチング素子）
ＱＤ４　スイッチング素子（第４の主回路スイッチング素子）
ＶＥ　主直流電圧（直流電圧）

Claims

　交流系統から供給された交流電力を直流電力に変換して負荷装置に供給する複数の主回路スイッチング素子と、
　前記主回路スイッチング素子と前記交流系統との間に接続されたリアクトルと、
　複数の前記主回路スイッチング素子の各々に逆並列接続された複数の還流ダイオードと、
　少なくとも一部の前記還流ダイオードに接続され、対応する前記還流ダイオードが遮断する際に、前記負荷装置に出力する直流電圧よりも低い逆電圧を、対応する前記還流ダイオードに印加する逆電圧印加回路と、
　前記逆電圧印加回路を制御する制御部と、を備える
　ことを特徴とする電力変換回路。
　複数の前記主回路スイッチング素子は、前記交流系統の周波数よりも高い周波数でオン／オフ状態が切り替わることによって前記リアクトルを前記交流系統に断続的に直結する第１および第２の主回路スイッチング素子と、前記交流系統の周波数でオン／オフ状態が切り替わる第３および第４の主回路スイッチング素子と、を有し、
　前記逆電圧印加回路は、それぞれ、前記逆電圧を前記還流ダイオードに印加する逆電圧印加スイッチング素子を備え、前記第１および第２の主回路スイッチング素子に対して並列接続されている
　ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換回路。
　複数の前記主回路スイッチング素子は、前記リアクトルに接続されるとともに相互に直列に接続された第１および第２の主回路スイッチング素子と、相互に直列に接続された第３および第４の主回路スイッチング素子と、を有し、
　前記制御部は、動作モードとして、同期整流モードまたはスイッチング・モードの何れかを選択するものであり、
　前記同期整流モードは、前記交流系統の周波数で前記第１ないし第４の主回路スイッチング素子のオン／オフ状態を切り替える動作モードであり、
　前記スイッチング・モードは、前記交流系統の周波数よりも高い周波数で前記第１および第２の主回路スイッチング素子のオン／オフ状態を切り替え、前記交流系統の周波数で前記第３および第４の主回路スイッチング素子のオン／オフ状態を切り替える動作モードであり、
　前記逆電圧印加回路は、それぞれ、前記逆電圧を前記還流ダイオードに印加する逆電圧印加スイッチング素子を備え、前記第１および第２の主回路スイッチング素子に対して並列接続されている
　ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換回路。
　前記第３および第４の主回路スイッチング素子には前記逆電圧印加回路は接続されていない
　ことを特徴とする請求項３に記載の電力変換回路。
　前記制御部は、前記第１および第２の主回路スイッチング素子が共にオフ状態になるデッドタイム期間中に前記逆電圧印加スイッチング素子をオン状態に設定し、前記デッドタイム期間の終了後に前記逆電圧印加スイッチング素子をオフ状態に設定する
　ことを特徴とする請求項３に記載の電力変換回路。
　前記逆電圧印加回路は、
　対応する前記還流ダイオードからの電流の流入を抑制する逆電圧印加ダイオードと、
　前記逆電圧印加スイッチング素子がオン状態になった後に充電され、前記逆電圧印加スイッチング素子がオフ状態になった後に前記逆電圧印加ダイオードを介して放電されるキャパシタと、
　をさらに備え、
　前記制御部は、前記第１および第２の主回路スイッチング素子が共にオフ状態になるデッドタイム期間中に前記逆電圧印加スイッチング素子をオン状態に設定し、かつ、前記デッドタイム期間が終了する前に前記逆電圧印加スイッチング素子をオフ状態に設定する
　ことを特徴とする請求項３に記載の電力変換回路。
　前記逆電圧印加回路は、対応する前記還流ダイオードからの電流の流入を抑制する逆電圧印加ダイオードを備え、
　前記逆電圧印加ダイオードは、ワイドバンドギャップ半導体で構成されている
　ことを特徴とする請求項３に記載の電力変換回路。
　請求項１ないし７の何れか一項に記載の電力変換回路を備える
　ことを特徴とする空気調和機。