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WO2017187533A1 - モータ駆動装置、電気掃除機及びハンドドライヤー - Google Patents

モータ駆動装置、電気掃除機及びハンドドライヤー Download PDF

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Publication number
WO2017187533A1
WO2017187533A1 PCT/JP2016/063105 JP2016063105W WO2017187533A1 WO 2017187533 A1 WO2017187533 A1 WO 2017187533A1 JP 2016063105 W JP2016063105 W JP 2016063105W WO 2017187533 A1 WO2017187533 A1 WO 2017187533A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
motor
phase
current
control unit
inverter
Prior art date
Application number
PCT/JP2016/063105
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
啓介 植村
裕次 ▲高▼山
篠本　洋介
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 三菱電機株式会社 filed Critical 三菱電機株式会社
Priority to PCT/JP2016/063105 priority Critical patent/WO2017187533A1/ja
Priority to JP2018514000A priority patent/JP6577665B2/ja
Publication of WO2017187533A1 publication Critical patent/WO2017187533A1/ja

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/06—Arrangements for speed regulation of a single motor wherein the motor speed is measured and compared with a given physical value so as to adjust the motor speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/26—Arrangements for controlling single phase motors

Definitions

  • the present invention relates to a motor driving device for driving a single-phase permanent magnet synchronous motor (hereinafter referred to as “Permanent Magnet Motor” as appropriate), and a vacuum cleaner and a hand dryer using the single-phase PM motor. About.
  • the single-phase PM motor has a “brushless” structure that does not use a brush, which is a mechanical structure, as compared to a DC motor with a brush, so that brush wear does not occur. With this feature, the single-phase PM motor can ensure a long life and high reliability.
  • the single-phase PM motor is a highly efficient motor because the secondary current does not flow through the rotor as compared with the induction motor.
  • the single-phase PM motor has the following advantages even when compared with a three-phase PM motor having a different number of phases.
  • a three-phase PM motor requires a three-phase inverter
  • a single-phase PM motor may be a single-phase inverter.
  • a full-bridge inverter generally used as a three-phase inverter is used, six switching elements are required. In the case of a single-phase PM motor, four switching elements are used even if a full-bridge inverter is used. Can be configured.
  • the single-phase PM motor can be downsized compared to the three-phase PM motor.
  • the control means for controlling the energization amount to the electric blower is provided, and the air amount is estimated and estimated based on the relationship of“ energization amount ⁇ current ⁇ air amount ”obtained in advance through experiments or the like.
  • the energization amount is controlled to decrease as the estimated air flow decreases, and the energization amount is the first predetermined air flow.
  • the degree of vacuum in the dust collection chamber is controlled to be substantially constant and to a value set in advance through experiments or the like in the air volume range that falls within the range. That is, in patent document 1, the air volume by an electric blower will be determined by the work amount of an electric blower, and it will be determined by active power from a viewpoint of the electrical energy in an electric blower.
  • Patent Document 1 the energization amount is controlled according to the estimated air volume, but control is not performed from the viewpoint of active power and reactive power. Moreover, although the apparent power is controlled only by the energization amount, the necessary effective power cannot be individually controlled. For this reason, in the technique of patent document 1, the electric current which flows into an electric motor becomes larger than a maximum efficiency point, and there exists a subject that efficiency deteriorates.
  • Non-Patent Document 1 describes a technique for current control and power control of a single-phase grid-connected inverter. According to this method, the system current is converted into an instantaneous current vector on the complex plane by Hilbert transform, and the system voltage is converted to an instantaneous voltage vector on the complex plane by Hilbert transform. Then, the instantaneous current vector is coordinate-converted into the d-axis and the q-axis using the phase of the instantaneous voltage vector. Furthermore, a method is described in which single-phase instantaneous power is controlled by controlling each of the d-axis converted d-axis system current and the q-axis system current.
  • Non-Patent Document 1 the handling of single-phase instantaneous power is facilitated by converting the system current as a DC value, but it is limited to application to a single-phase grid-connected inverter, There has been no study on application to a single-phase PM motor as in the present invention.
  • the present invention has been made in view of the above, and provides a motor drive device, a vacuum cleaner, and a hand dryer that enable effective single-phase instantaneous power control and rotational speed control in a single-phase PM motor.
  • the purpose is to do.
  • the motor drive device is a motor drive device that drives a single-phase PM motor.
  • the motor driving device includes a single-phase inverter that applies an AC voltage to the single-phase PM motor, a position detection unit that outputs a position detection signal corresponding to the rotor rotation position of the single-phase PM motor to the inverter control unit, and a position detection signal And an inverter control unit that outputs a drive signal to the switching element of the single-phase inverter based on the motor current, and a motor current detection unit that outputs a signal corresponding to the motor current flowing through the single-phase PM motor to the inverter control unit.
  • the inverter control unit controls the active power according to the rotation speed of the single-phase PM motor.
  • FIG. 1 The figure which shows the structure of the motor drive device in Embodiment 1.
  • FIG. The figure which shows the relationship between the position detection signal and motor rotation speed estimated value in Embodiment 1.
  • FIG. 11 shows a vector diagram in the case where the d-axis is set on the instantaneous vector of the inverter output voltage in the vector diagram shown in FIG.
  • the block diagram which shows the structure of the inverter control part in Embodiment 2.
  • the block diagram which shows an example of the hardware constitutions which concern on the inverter control part of Embodiment 1 and Embodiment 2 The block diagram which shows the other example of the hardware constitutions which concern on the inverter control part of Embodiment 1 and Embodiment 2.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a motor drive device according to the first embodiment.
  • a motor drive device 100 according to the first embodiment is a motor drive device that drives a load including a single-phase PM motor 3, and includes a DC power supply 1, a single-phase inverter 2, an inverter control unit 4, a motor current detection unit 5, and a DC.
  • a power supply voltage detector 6 and a rotor position detector 7 are provided.
  • Examples of the load including the single-phase PM motor 3 include a vacuum cleaner and a hand dryer provided with an electric blower.
  • the DC power source 1 supplies DC power to the single phase inverter 2.
  • the single-phase inverter 2 includes switching elements 211 to 214 and diodes 221 to 224 connected in antiparallel to the switching elements 211 to 214, respectively, and applies an AC voltage to the single-phase PM motor 3.
  • the inverter control unit 4 outputs drive signals S1 to S4 to the switching elements 211 to 214 of the single-phase inverter 2.
  • Rotor position detector 7 outputs the position detection signal S_ rotation is a signal corresponding to the rotor rotational position theta m is the rotational position of the single-phase PM motor 3 of the rotor 3a to the inverter control unit 4.
  • Motor current detector 5 outputs a signal corresponding to the motor current I m flowing through the single-phase PM motor 3 to the inverter control unit 4.
  • the DC power supply voltage detector 6 detects a DC voltage V dc that is the voltage of the DC power supply 1.
  • Driving signals S1 ⁇ S4, the rotor rotational position theta m and pulse width modulation are generated based on the motor current I m: is (Pulse Width Modulation hereinafter referred to as "PWM”) signal.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the DC power source 1 can be a DC power source that rectifies and smoothes the AC voltage from the AC power source with a diode bridge or the like to generate a DC voltage, and there is no problem even if a DC power source such as a solar cell or a battery is used.
  • the switching elements 211 to 214 of the single-phase inverter 2 include IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors), MOS-FETs (Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistors), thyristors, and GTOs (GateTurhOs). There is no problem even if a switching element is used. Further, there is no problem even if a semiconductor material called a wide band gap semiconductor represented by SiC, GaN or the like is used as well as Si, which is the mainstream as a semiconductor material of the switching element as described above.
  • Rotor position detector 7 outputs for example, generates a position detection signal S _rotation corresponding to the rotor rotational position theta m of the motor shown in FIG. 2 to the inverter control unit 4.
  • a position detection signal S_rotation which is a pulsed voltage signal corresponding to the rotor rotational position ⁇ m
  • S_rotation “High level”
  • S_rotation “Low level” is described as an example.
  • a magnetic sensor not only a magnetic sensor but also a position detection sensor such as an encoder or a resolver can be used.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of inverter control unit 4 in the first embodiment.
  • the inverter control unit 4 includes a first current control unit 411 that controls the d-axis current Id, a second current control unit 412 that controls the q-axis current Iq, and a rotation speed control that controls the motor rotation speed estimation value ⁇ m ⁇ .
  • a first coordinate conversion unit 431 that performs coordinate conversion from a polar coordinate system to a coordinate system in the d-axis and q-axis (hereinafter referred to as “dq-axis coordinate system”), coordinate conversion from the dq-axis coordinate system to the polar coordinate system
  • the second coordinate conversion unit 432 for performing the motor position and rotation number detection unit 44 for detecting the rotor rotation position estimated value ⁇ m ⁇ and the motor rotation number estimated value ⁇ m ⁇ in accordance with the position detection signal S_rotation , the rotation number command A rotation speed command value generation unit 45 that generates a value ⁇ *, a switching element drive signal generation unit 46 that generates drive signals S1 to S4 from an inverter output voltage command value V m *, and a q-axis current command value I q *.
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the position detection signal S_rotation and the estimated motor rotation speed value ⁇ m ⁇ in the first embodiment.
  • Motor position and rotation speed detector 44 may be detected using the period T _rotation position detection signal S _rotation, the motor rotation speed estimation value omega m ⁇ by the following formula (1) are shown formula.
  • FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the motor rotational speed estimated value ⁇ m ⁇ and the rotor rotational position estimated value ⁇ m ⁇ in the first embodiment.
  • the rotor rotational position estimated value ⁇ m ⁇ can be calculated by integrating the motor rotational speed estimated value ⁇ m ⁇ .
  • the example in FIG. 5 is a description assuming a discrete control system in the control cycle T cnt , and the rotor rotational position estimated value at the control timing n is described as ⁇ m ⁇ [n].
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a vector relationship at the instant vector I ⁇ and instantaneous vector V ⁇ the dq coordinate system of the inverter output voltage of the motor current.
  • Non-Patent Document 1 when expressed the motor current I m in a complex vector, therefore expression is regarded as the analysis function, the real and imaginary parts of the vector are connected by the relationship of the Hilbert transform to each other .
  • the current in a single-phase system is targeted, but the motor current Im is targeted as in the present invention.
  • the instantaneous vector I ⁇ the motor current I m can be detected by the following equation (3).
  • the first coordinate conversion unit 431 performs coordinate conversion from the single-phase alternating current to the dq coordinate system according to the above equation (4), and the d-axis current I d and the q-axis current I q represented by the following equation (5). Is calculated.
  • theta V is the inverter output voltage of the phase (hereinafter referred to as "inverter output voltage phase”), utilizes the value calculated by the second coordinate conversion unit 432.
  • ⁇ represents the power factor angle.
  • the first coordinate conversion unit 431 is performing coordinate conversion of the instantaneous vector I ⁇ motor current I m on the inverter output voltage phase theta V.
  • I m_rms represents an effective value of the motor current I m (hereinafter, referred to as “motor current effective value” as appropriate).
  • the inverter output voltage phase ⁇ V is not included, and it can be seen that the d-axis current I d and the q-axis current I q are converted as DC amounts.
  • the instantaneous value of the single-phase AC power P m when the instantaneous value v m (t) of the inverter output voltage and the instantaneous value i m (t) of the motor current I m are defined as in the following equation (8):
  • the relationship between the d-axis current I d and the q-axis current I q with respect to the value (hereinafter referred to as “single-phase AC power instantaneous value”) P m (t) will be described.
  • the first equation in the above equation (8) is an equation representing the instantaneous value of the inverter output voltage (hereinafter referred to as “inverter output single-phase voltage instantaneous value”) v m (t), and the second equation is the motor current I m.
  • Is an equation representing an instantaneous value (hereinafter referred to as “motor current instantaneous value”) i m (t).
  • V M_rms is the effective value of the inverter output single-phase voltage instantaneous value v m (t).
  • the motor current instantaneous value i m (t) is a leading load and a capacitive load with respect to the inverter output single phase voltage instantaneous value v m (t). It may be an inductive load in which the motor current instantaneous value i m (t) is a delayed phase with respect to the phase voltage instantaneous value v m (t).
  • the power factor angle ⁇ takes a negative value.
  • the above expression (10) is an expression representing the instantaneous power.
  • the first term represents the active power component of the instantaneous power (hereinafter referred to as “active power instantaneous value”)
  • the second term represents the reactive power component of the instantaneous power (Hereinafter referred to as “reactive power instantaneous value”).
  • the second coordinate conversion unit 432 that performs coordinate conversion from the dq coordinate system to the polar coordinate system, that is, the single-phase AC coordinate system will be described.
  • the second coordinate conversion unit 432 uses the d-axis voltage command value V d * and the q-axis voltage command value V q * and, based on the following equation (12), the inverter output voltage command value V that is an AC voltage. Convert to m *.
  • the above equation (12) is an example of a coordinate conversion equation to the inverter output voltage command value V m *, and the content of the equation (12) varies depending on the definition in the first coordinate conversion unit 431 described above. .
  • the inverter output voltage phase ⁇ V used in the first coordinate conversion unit 431 corresponds to the phase angle within cos in the above equation (12). That is, the inverter output voltage phase theta V can be expressed by the following equation (13).
  • Q first current control unit 411 is a feedback controller for controlling so that the d-axis current I d as described above is coincident with the d-axis current command value I d *
  • a second current control unit 412 is a feedback controller that controls the shaft current I q so as to coincide with the q-axis current command value I q *.
  • Each of the first current control unit 411 and the second current control unit 412 can employ, for example, a PID control system having a transfer function G PID (s) as shown in the following equation (14). .
  • K p is a proportional gain
  • K I is an integral gain
  • K d is the differential gain
  • s represents the Laplace operator.
  • the rotational speed control unit 42 is a feedback controller that controls the motor rotational speed estimation value ⁇ ⁇ to coincide with the rotational speed command value ⁇ *.
  • the rotational speed control unit 42 includes the first current control unit 411 or the second current control unit 412. Similar PID control or the like can be employed. Needless to say, the point of PID control, the point of feedback control, and the like are examples of the control method as in the first current control unit 411 and the second current control unit 412.
  • FIG. 7 is a time chart for explaining the operation of the switching element drive signal generation unit 46.
  • the thin line indicates the carrier waveform
  • the thick line indicates the waveform of the inverter output voltage command value V m *.
  • the lower part of FIG. 7 shows waveforms of drive signals S1 to S4 for driving the switching elements 211 to 214.
  • the inverter output voltage command value V m * [n] is discretely changed.
  • the high level and the low level of the drive signals S1 to S4 are determined based on the magnitude relationship between the inverter output voltage command value V m * [n] and the carrier at the control timing n.
  • S1 and S4, S2 and S3 are the same signal, and S2 and S3 are waveforms inverted with respect to S1 and S4.
  • a dead time is often provided.
  • the dead time is described as 0, but there is no problem even if the dead time ⁇ 0.
  • the generation method of the drive signals S1 to S4 in FIG. 7 is merely an example, and any method can be used as long as it is a method for generating a PWM signal.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example of a configuration of a vacuum cleaner as an application example of the motor drive device according to the first embodiment.
  • a vacuum cleaner 8 includes a DC power source 1 such as a battery, and an electric blower 81 driven by the single-phase PM motor 3 described above, and a dust collection chamber 82, a sensor 83, a suction port body 84, an extension pipe. 85 and an operation unit 86.
  • the vacuum cleaner 8 drives the single-phase PM motor 3 using the DC power source 1 as a power source, performs suction from the suction port body 84, and sucks dust into the dust collection chamber 82 via the extension pipe 85. In use, the operation unit 86 is held and the electric vacuum cleaner 8 is operated.
  • the operation unit 86 is provided with an operation switch 86a for adjusting the suction amount of the vacuum cleaner 8.
  • the user of the vacuum cleaner 8 operates the operation switch 86a to set the operation state of the vacuum cleaner 8 to strong operation or weak operation.
  • the operation unit 86 gives the rotation speed setting value ⁇ ** corresponding to the set operation state to the rotation speed command value generation unit 45 (see FIG. 3).
  • the rotation speed setting value ⁇ ** is input to the rotation speed command value generation unit 45, and the rotation speed command value generation unit 45 outputs the rotation speed command value ⁇ *.
  • the method of setting the rotation speed setting value ⁇ ** by the operation unit 86 is an example in the present embodiment, and other methods may be used. For example, a method of automatically setting the rotation speed setting value ⁇ ** according to the sensor 83 may be used, and any method may be used.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a configuration of a hand dryer as another application example of the motor driving device according to the first embodiment.
  • the hand dryer 90 includes a casing 91, a hand detection sensor 92, a water receiver 93, a drain container 94, a cover 96, a sensor 97, and an intake port 98.
  • an electric blower (not shown) driven by the motor driving device of the first embodiment is provided in the casing 91.
  • the hand dryer 90 has a structure in which water is blown off by blowing with an electric blower by inserting a hand into the hand insertion portion 99 at the top of the water receiving portion 93 and water is stored from the water receiving portion 93 into the drain container 94.
  • the sensor 97 is either a gyro sensor or a human sensor, and the control system of the inverter control unit 4 may be configured to automatically set the rotation speed setting value ⁇ ** according to the sensor 97.
  • the q-axis current command value generation unit 47 outputs a q-axis current command value I q *.
  • the active power can be controlled by the d-axis current I d so that the estimated rotational speed value ⁇ ⁇ matches the rotational speed command value ⁇ *.
  • the d-axis current Id is controlled so that the active power increases when the rotational speed command value ⁇ * increases, and the active power decreases when the rotational speed command value ⁇ * decreases.
  • the d-axis current Id is controlled so as to
  • the reactive power can be controlled by the q-axis current I q , and the power factor at the time of driving the motor can be controlled.
  • reactive power is controlled to be zero, it is possible to suppress only the amount that only relevant motor current I m in effective power.
  • the motor current is controlled to the minimum, the copper loss of the motor including the loss in the winding resistance, the conduction loss of the inverter including the loss due to the on-resistance or the on-voltage in the switching element, and when the switching element is turned on and off Since the switching loss, which is a loss, can be suppressed, it is possible to realize high efficiency of applied products to which the motor drive device is applied.
  • mode - have been described a method of controlling the active power by performing coordinate transformation to the dq-axis coordinate system parsing functions motor current I m - applying a Hilbert transform to the data current I m, Hilbert transformed mode.
  • the effect of the method according to the present embodiment will be described in comparison with control using PQ conversion, which is a conventional method.
  • Equation representing PQ conversion in single-phase alternating current is defined by the following equations (15-1) and (15-2).
  • I P is the P-axis current
  • I Q represents the Q-axis current.
  • the coordinate conversion is performed using the rotor rotational position estimated value ⁇ m ⁇ , but this is merely an example, and the present invention is not limited to this.
  • an active power can be controlled by the P-axis current I P, to say that the reactive power by the Q-axis current I Q is controllable can.
  • representative of the d-axis current I d and the q-axis current I q and (7) is compared with the representative of the P-axis current I P and Q-axis current I Q (15-1) and (15-2) below The meaning represented by each mathematical formula is greatly different.
  • the P-axis current I P and Q-axis current I Q shown in equation includes the inverter output voltage phase theta V is an AC component in the trigonometric It is.
  • the current control is performed such as the first current control section 411 and the second current control section 412
  • the P-axis current I P and Q-axis current I Q contains AC component
  • the frequency characteristic It is necessary to design with consideration.
  • the motor rotating at a high speed such as a vacuum cleaner of the controlled object
  • the frequency range of the P-axis current I P and Q-axis current I Q is wide, it is necessary to control design considering the characteristics of a wide band, control Design becomes difficult.
  • the trigonometric function argument is a power factor angle ⁇ that does not include an AC component
  • the d-axis current I d and the q-axis current I q is a direct current amount.
  • the instantaneous vector of the motor current may be generated by a different method.
  • the AC component included in the motor current after coordinate conversion only needs to be smaller than the DC component, and the motor current after coordinate conversion can be regarded as a DC amount.
  • the motor current after coordinate conversion can be handled as a direct current, it is not necessary to consider the frequency characteristics when designing the current controller, and control construction can be easily realized.
  • the necessary active power according to the motor rotation speed can be controlled, highly efficient control can be realized.
  • a load device that rotates at a high speed such as the electric vacuum cleaner shown in FIG. 8 is driven by a built-in battery
  • the driving time of the battery can be prolonged.
  • the capacity of the battery can be reduced by taking advantage of high-efficiency driving, the load device can be reduced in size.
  • Embodiment 2 FIG. In the first embodiment, the description related to the rotational speed control and power control for the single-phase PM motor has been described. In the second embodiment, the configuration of the motor control device shown in FIG. 1 is assumed to be the same, and an additional operation in the inverter control unit 4 will be described. Before describing the additional operation in the inverter control unit 4, the vector diagram shown in FIG. 6 will be described again.
  • the amount of magnetic flux of the rotor magnet of the single-phase PM motor (hereinafter referred to as “rotor magnet magnetic flux”) is defined as ⁇ rotor .
  • rotor magnet magnetic flux The amount of magnetic flux of the rotor magnet of the single-phase PM motor (hereinafter referred to as “rotor magnet magnetic flux”) is defined as ⁇ rotor .
  • rotor magnet magnetic flux the relationship between the rotor rotational position ⁇ m and the rotor magnet magnetic flux ⁇ rotor.
  • FIG. 10 can be expressed by the following equation (17) when the rotor magnet magnetic flux ⁇ rotor is expressed as a function of the rotor rotational position estimated value ⁇ m ⁇ .
  • FIG. 10 is obtained by adding the rotor magnet magnetic flux ⁇ rotor represented by the equation (17) to the vector diagram of FIG.
  • FIG. 10 is a vector diagram when the d-axis current I d and the q-axis current I q are defined by the expression (5), as in the first embodiment.
  • the d-axis current I d and the q-axis current I q defined by the equation (5) are defined when the d-axis is set on the instantaneous vector V ⁇ the inverter output voltage.
  • the d-axis is set on the rotor magnet magnetic flux ⁇ rotor as shown in FIG. 11 will be considered.
  • the d-axis current I d and the q-axis current I q are redefined by the equation (18).
  • the d-axis current I d is parallel to the rotor magnet magnetic flux ⁇ rotor and the q-axis current I q is orthogonal. Therefore, the d-axis current I d can be regarded as an excitation component current, and the q-axis current I q can be regarded as a torque component current. Thereby, torque control is attained by operating q-axis current Iq .
  • Equation (8) representing the instantaneous value v m (t) of the inverter output voltage and the instantaneous value i m (t) of the motor current defined in the first embodiment is re-displayed below.
  • ⁇ VV is the advance angle (hereinafter referred to as “inverter output voltage advance angle”) of the instantaneous vector V ⁇ of the inverter output voltage with respect to the d axis, and is represented by the following equation (21). .
  • the inverter output voltage advance angle ⁇ VV and the power factor angle ⁇ can be regarded as being constant in the steady state. Therefore, also in the vector diagram of FIG. 12, the d-axis current I d and the q-axis current I q Can be regarded as a DC amount. For this reason, a control configuration similar to that of the first embodiment can be realized.
  • FIG. 13 is a block diagram showing the configuration of the inverter control unit 4 in the second embodiment. 13, parts that are the same as or equivalent to those in the configuration of the first embodiment shown in FIG. Differences from the first embodiment will be described as follows.
  • the definition of the dq axis for coordinate conversion is different.
  • the rotor rotational position estimation value is input as ⁇ m ⁇ , and coordinate conversion is performed using equation (18). That is, according to the example of FIG. 12, the first coordinate conversion unit 431 is performing coordinate conversion of the instantaneous vector I ⁇ motor current I m on the rotor rotational position theta m.
  • the second current control unit 412 controls the q-axis current I q , but as described above, unlike the first embodiment, the second current control unit 412 can be regarded as a torque current component. It is set as a q-axis current control unit as a minor loop of the rotational speed control.
  • the above is the difference between the first embodiment and the second embodiment.
  • the first current control unit 411, the rotation number control unit 42, the motor position and rotation number detection unit 44, and the rotation number command value generation unit 45 are the same as those in the first embodiment, and thus detailed description thereof is omitted. .
  • the rotational speed control of the single-phase PM motor can be realized as in the first embodiment, and the same effect as in the first embodiment can be obtained.
  • the various control units referred to here are the first current control unit 411, the second current control unit 412, the rotation speed control unit 42, the first coordinate conversion unit 431, the second in the inverter control unit 4.
  • the coordinate conversion unit 432, the motor position / rotation number detection unit 44, the rotation number command value generation unit 45, the switching element drive signal generation unit 46, the q-axis current command value generation unit 47, the Hilbert conversion unit 48, and the like correspond thereto.
  • a CPU 200 Central Processing Unit 200 that performs arithmetic operations and a memory that stores programs read by the CPU 200 are stored.
  • 202 and an interface 204 for inputting and outputting signals may be included.
  • the CPU 200 may be an arithmetic device, a microprocessor, a microcomputer, a processor, or a DSP (Digital Signal Processor).
  • the memory 202 is, for example, a nonvolatile or volatile semiconductor memory such as a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), a flash memory, an EPROM (Erasable Programmable ROM), an EEPROM (Electrically Programmable EPROM), or the like. Is applicable.
  • the memory 202 stores programs for executing the functions of various control means.
  • the CPU 200 executes various arithmetic processes described in the present embodiment by exchanging necessary information via the interface 204.
  • the CPU 200 and the memory 202 shown in FIG. 14 may be replaced with a processing circuit 203 as shown in FIG.
  • the processing circuit 203 is, for example, a single circuit, a composite circuit, a programmed processor, a parallel programmed processor, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field-Programmable Gate Array), or a combination of these. Applicable.

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Abstract

本発明に係るモータ駆動装置１００は、単相ＰＭモータ３を駆動するモータ駆動装置であって、単相ＰＭモータ３に交流電圧を印加する単相インバータ２、単相ＰＭモータ３のロータ３ａの回転位置に応じた信号である位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎをインバータ制御部４へ出力するロータ位置検出部７、位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎ及び単相ＰＭモータ３に流れるモータ電流Ｉｍに基づいて単相インバータ２のスイッチング素子２１１～２１４への駆動信号を出力するインバータ制御部４、並びにモータ電流Ｉｍに応じた信号をインバータ制御部４へ出力するモータ電流検出部５を備える。インバータ制御部４は、単相ＰＭモータ３の回転数に応じて有効電力を制御する。

Description

モータ駆動装置、電気掃除機及びハンドドライヤー
　本発明は、単相の永久磁石同期電動機（以下適宜、「単相ＰＭモータ」（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ　Ｍｏｔｏｒ）と称する）を駆動するモータ駆動装置、並びに単相ＰＭモータを用いた電気掃除機及びハンドドライヤーに関する。
　モータには、ブラシ付き直流モータ、誘導モータ及びＰＭモータ等、様々な種類があり、モータの相数にも単相及び三相等の種類がある。これらの種々のモータの中で、単相ＰＭモータは、ブラシ付き直流モータと比較して、機械構造であるブラシを用いない“ブラシレス”の構造であるためブラシの摩耗が発生しない。この特徴により、単相ＰＭモータは、高寿命且つ高信頼性を確保することができる。
　また、単相ＰＭモータは、誘導モータと比較して、ロータに２次電流が流れないため高効率なモータである。
　さらに、単相ＰＭモータの場合、相数が異なる三相ＰＭモータと比較しても次の利点がある。
　（１）三相ＰＭモータの場合には三相インバータが必要であるのに対し、単相ＰＭモータでは単相インバータでよい。
　（２）三相インバータとして一般的に用いられるフルブリッジインバータを用いると、６つのスイッチング素子が必要であるのに対し、単相ＰＭモータの場合、フルブリッジインバータを用いたとしても４つのスイッチング素子で構成できる。
　（３）（１）及び（２）の特徴により、単相ＰＭモータは、三相ＰＭモータに比して、装置の小型化が可能である。
　なお、単相ＰＭモータの駆動方式に関する技術を開示した先行文献としては、例えば以下に記載する特許文献１及び非特許文献１がある。
特開２０１２－１３０３７８号公報
電気学会　学会論Ｄ，１２１巻１０号，平成１３年　「ヒルベルト変換を用いた単相系統連系インバータの制御法」
　上記特許文献１によれば、『電動送風機への通電量を制御する制御手段を有し、予め実験等によって求められている「通電量－電流－風量」の関係より風量を推定すると共に、推定風量が第一の所定の範囲内であるときに、前記推定風量が低下するにしたがって、前記電動送風機への通電量を下げる方向に制御し、且つ、前記通電量は、前記第一の所定の範囲となる風量領域において、前記集塵室内の真空度が略一定に、且つ、予め実験等によって設定された値となるように制御する』との記載がある。すなわち、特許文献１において、電動送風機による風量は、電動送風機の仕事量により決定されることになり、また、電動送風機における電気エネルギーの観点からは、有効電力により決定されることになる。
　上記の通り、特許文献１では推定風量に応じて通電量を制御しているが、有効電力及び無効電力という観点での制御は行われていない。また、通電量のみでは皮相電力は制御されるものの、必要な有効電力を個別に制御することはできていない。このため、特許文献１の技術では、電動機に流れる電流が最大効率点より大きくなり、効率が悪化するという課題がある。
　また、非特許文献１には、単相系統連系インバータの電流制御及び電力制御の一手法に関して記載がある。この手法によれば、系統電流をヒルベルト変換によって複素平面上での瞬時電流ベクトルに変換すると共に、系統電圧をヒルベルト変換によって複素平面上での瞬時電圧ベクトルに変換する。そして、瞬時電流ベクトルを瞬時電圧ベクトルの位相を使用してｄ軸及びｑ軸への座標変換を行う。さらに、ｄｑ変換したｄ軸の系統電流及びｑ軸の系統電流のそれぞれを制御することにより、単相瞬時電力を制御する手法が記載されている。
　また、非特許文献１の手法では、系統電流を直流値として変換することで、単相瞬時電力の取り扱いを容易化しているが、単相系統連系インバータへの適用に限定したものであり、本発明のような単相ＰＭモータへの適用に関する検討はなされていない。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、単相ＰＭモータにおける効果的な単相瞬時電力制御及び回転数制御の実現を可能とするモータ駆動装置、電気掃除機及びハンドドライヤーを提供することを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係るモータ駆動装置は、単相ＰＭモータを駆動するモータ駆動装置である。モータ駆動装置は、単相ＰＭモータに交流電圧を印加する単相インバータ、単相ＰＭモータのロータ回転位置に応じた信号である位置検出信号をインバータ制御部へ出力する位置検出部、位置検出信号及びモータ電流に基づいて単相インバータのスイッチング素子への駆動信号を出力するインバータ制御部、並びに単相ＰＭモータに流れるモータ電流に応じた信号をインバータ制御部に出力するモータ電流検出部を備える。インバータ制御部は、単相ＰＭモータの回転数に応じて有効電力を制御する。
　本発明によれば、単相ＰＭモータにおける効果的な単相瞬時電力制御及び回転数制御を実現できる、という効果を奏する。
実施の形態１におけるモータ駆動装置の構成を示す図 実施の形態１におけるロータ回転位置と位置検出信号の関係を示す図 実施の形態１におけるインバータ制御部の構成を示すブロック図 実施の形態１における位置検出信号とモータ回転数推定値の関係を示す図 実施の形態１におけるモータ回転数推定値とロータ回転位置推定値の関係を示す図 実施の形態１におけるモータ電流の瞬時ベクトル及びインバータ出力電圧の瞬時ベクトルのｄｑ座標系におけるベクトル関係を示す図 実施の形態１におけるスイッチング素子駆動信号生成部の動作説明に供するタイムチャート 実施の形態１におけるモータ駆動装置の応用例として電気掃除機の構成の一例を示す図 実施の形態１におけるモータ駆動装置の他の応用例としてハンドドライヤーの構成の一例を示す図 実施の形態２におけるロータ回転位置及び位置検出信号とロータ磁石磁束の関係を示す図 図７に示すベクトル図にロータ磁石磁束を追加したベクトル図 図１１に示すベクトル図においてインバータ出力電圧の瞬時ベクトル上にｄ軸を設定した場合のベクトル図 実施の形態２におけるインバータ制御部の構成を示すブロック図 実施の形態１及び実施の形態２のインバータ制御部に係るハードウェア構成の一例を示すブロック図 実施の形態１及び実施の形態２のインバータ制御部に係るハードウェア構成の他の例を示すブロック図
　以下に、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置、電気掃除機及びハンドドライヤーを図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１におけるモータ駆動装置の構成を示す図である。実施の形態１におけるモータ駆動装置１００は、単相ＰＭモータ３を具備する負荷を駆動するモータ駆動装置であり、直流電源１、単相インバータ２、インバータ制御部４、モータ電流検出部５、直流電源電圧検出部６及びロータ位置検出部７を備えて構成される。単相ＰＭモータ３を具備する負荷としては、電動送風機を備えた電気掃除機及びハンドドライヤーが例示される。
　直流電源１は、単相インバータ２に直流電力を供給する。単相インバータ２は、スイッチング素子２１１～２１４及びスイッチング素子２１１～２１４のそれぞれに逆並列に接続されるダイオード２２１～２２４を具備し、単相ＰＭモータ３に交流電圧を印加する。インバータ制御部４は、単相インバータ２のスイッチング素子２１１～２１４への駆動信号Ｓ１～Ｓ４を出力する。ロータ位置検出部７は、単相ＰＭモータ３のロータ３ａの回転位置であるロータ回転位置θｍに応じた信号である位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎをインバータ制御部４へ出力する。モータ電流検出部５は、単相ＰＭモータ３に流れるモータ電流Ｉｍに応じた信号をインバータ制御部４へ出力する。直流電源電圧検出部６は、直流電源１の電圧である直流電圧Ｖｄｃを検出する。駆動信号Ｓ１～Ｓ４は、ロータ回転位置θｍ及びモータ電流Ｉｍに基づいて生成されたパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：以下「ＰＷＭ」と表記）信号である。単相インバータ２のスイッチング素子２１１～２１４をＰＷＭ信号である駆動信号Ｓ１～Ｓ４で駆動することにより、任意の電圧を単相ＰＭモータ３に印加することができる。
　なお、直流電源１は交流電源からの交流電圧をダイオードブリッジ等で整流し且つ平滑して直流電圧を生成する直流電源でも問題なく、太陽電池及びバッテリーなどの直流電源を用いても何ら問題ない。また、単相インバータ２のスイッチング素子２１１～２１４は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳ－ＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ－　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、サイリスタ及びＧＴＯ（Ｇａｔｅ　Ｔｕｒｎ－Ｏｆｆ　Ｔｈｙｓｉｓｔｏｒ）を含む、何れのスイッチング素子を用いても何ら問題ない。また、前述のようなスイッチング素子の半導体素材として主流であるＳｉのみならず、ＳｉＣ及びＧａＮなどに代表されるワイドバンドギャップ半導体と称される半導体素材を使用しても問題はない。
　ロータ位置検出部７は、例えば図２に示すようなモータのロータ回転位置θｍに応じた位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎを生成してインバータ制御部４に出力する。図２の場合には、ホールセンサなどの磁気センサを用いてロータ回転位置θｍに応じたパルス状の電圧信号である位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎを出力する場合を想定しており、０≦θｍ＜πでは、Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎ＝“Ｈｉｇｈレベル”、π≦θｍ＜２πでは、Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎ＝“Ｌｏｗレベル”を例として記載している。ただし、磁気センサに限らず、エンコーダ、レゾルバなどの位置検出センサを用いても何ら問題ない。
　図３は、実施の形態１におけるインバータ制御部４の構成を示すブロック図である。インバータ制御部４は、ｄ軸電流Ｉｄを制御する第１の電流制御部４１１、ｑ軸電流Ｉｑを制御する第２の電流制御部４１２、モータ回転数推定値ωｍ^を制御する回転数制御部４２、極座標系からｄ軸及びｑ軸における座標系（以下「ｄｑ軸座標系」と称する）への座標変換を行う第１の座標変換部４３１、ｄｑ軸座標系から極座標系への座標変換を行う第２の座標変換部４３２、位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎに応じてロータ回転位置推定値θｍ^及びモータ回転数推定値ωｍ^を検出するモータ位置及び回転数検出部４４、回転数指令値ω*を生成する回転数指令値生成部４５、インバータ出力電圧指令値Ｖｍ*より駆動信号Ｓ１～Ｓ４を生成するスイッチング素子駆動信号生成部４６、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*を生成するｑ軸電流指令値生成部４７、及びヒルベルト変換によりモータ電流Ｉｍを複素化するヒルベルト変換部４８を備えて構成され、以下に各部の詳細を説明する。なお、「θｍ^」及び「ωｍ^」における「^」の表記、並びに後述する「Ｉ→」及び「Ｖ→」における「→」の表記であるが、本来であれば「θ」又は「ω」の文字の上部に「^」の記号を付し、また、「Ｉ」及び「Ｖ」の文字の上部に「→」の記号を付すべきところであるが、その表記ができない。このため、本明細書では、イメージで挿入する数式部分を除き、該当文字又は文字列の後に「^」又は「→」の文字を付して表記する。
　まず、モータ位置及び回転数検出部４４の詳細動作に関して説明する。前述の通り、ロータ位置検出部７は、図２に示すような位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎを生成してモータ位置及び回転数検出部４４に出力している。図４は、実施の形態１における位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎとモータ回転数推定値ωｍ^との関係を示す図である。モータ位置及び回転数検出部４４は、位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎの周期Ｔ_ｒｏｔａｔｉｏｎを用いて、以下の（１）式に示す計算式によりモータ回転数推定値ωｍ^を検出することができる。なお、実施の形態１ではモータの極対数ＰをＰ＝１として説明するが、無論Ｐ≠１であっても構わない。ただし、Ｐ≠１の場合には、電気角回転数ωｅと機械角回転数であるモータ回転数ωｍとの間には、ωｅ＝Ｐ×ωｍとの関係がある。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　図５は、実施の形態１におけるモータ回転数推定値ωｍ^とロータ回転位置推定値θｍ^との関係を示す図である。図５及び以下の（２）式に示すように、ロータ回転位置推定値θｍ^は、モータ回転数推定値ωｍ^を積分することで算出可能である。ただし、図５の例では、制御周期Ｔｃｎｔでの離散制御系を想定した記載であり、制御タイミングｎにおけるロータ回転位置推定値をθｍ^［ｎ］と記載している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　以上より、（１）式及び（２）式を用いることで、位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎからモータ回転数推定値ωｍ^及びロータ回転位置推定値θｍ^を算出することができる。なお、位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎの周期Ｔ_ｒｏｔａｔｉｏｎよりモータ回転数推定値ωｍ^及びロータ回転位置推定値θｍ^を算出する上記の手法はあくまでも一例であり、他の手法を採用しても問題ないことは言うまでもない。
　次に、単相交流での表記からｄｑ軸への座標変換を行う第１の座標変換部４３１及びヒルベルト変換によりモータ電流Ｉｍを複素化するヒルベルト変換部４８に関して、図６を用いて説明する。図６は、モータ電流の瞬時ベクトルＩ→及びインバータ出力電圧の瞬時ベクトルＶ→のｄｑ座標系におけるベクトル関係を示す図である。
　上記非特許文献１にも記載の通り、モータ電流Ｉｍを複素数ベクトルで表現した場合、その表現式は解析関数とみなせるため、当該ベクトルの実部及び虚部は互いにヒルベルト変換の関係で結ばれる。非特許文献１では単相系統での電流を対象としているが、本願発明のように、モータ電流Ｉｍを対象としている。モータ電流Ｉｍにヒルベルト変換の関係を満たす虚部Ｉｉｍａｇｉｎａｌを合成することで、モータ電流Ｉｍの瞬時ベクトルＩ→を、以下の（３）式により検出することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　上式において、ＩrealとＩｉｍａｇｉｎａｌとの間には、Ｉｉｍａｇｉｎａｌ＝Ｈ［Ｉreal］の関係がある。また、Ｈ［　］は、ヒルベルト変換処理を表しており、以下の（４）式で表される特性を有する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　第１の座標変換部４３１は、上記（４）式に従って単相交流からｄｑ座標系への座標変換を行い、以下の（５）式で表されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　上式において、θＶはインバータ出力電圧の位相（以下「インバータ出力電圧位相」と称する）であり、第２の座標変換部４３２によって算出された値を利用する。また、上式において、φは力率角を表している。
　図６の例によれば、第１の座標変換部４３１は、モータ電流Ｉｍの瞬時ベクトルＩ→をインバータ出力電圧位相θＶ上で座標変換を行っている。
　次に、上記（５）式について、図６に示される関係性から、式展開を行う。まず、図６より、Ｉreal及びＩｉｍａｇｉｎａｌは、以下の（６）式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　上式において、Ｉｍ_ｒｍｓは、モータ電流Ｉｍの実効値（以下、適宜「モータ電流実効値」と称する）を表している。
　上記（５）式に上記（６）式を代入して、式展開すれば、以下の（７）式が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　上記（７）式の両式には、インバータ出力電圧位相θＶは含まれておらず、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑが直流量として変換されたことが分かる。
　次に、インバータ出力電圧の瞬時値ｖｍ（ｔ）及びモータ電流Ｉｍの瞬時値ｉｍ（ｔ）を以下の（８）式のように定義したときの、単相交流電力Ｐｍの瞬時値（以下「単相交流電力瞬時値」と称する）Ｐｍ（ｔ）に対するｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑの関係性について説明する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　上記（８）式における第１式は、インバータ出力電圧の瞬時値（以下「インバータ出力単相電圧瞬時値」と称する）ｖｍ（ｔ）を表す式であり、第２式はモータ電流Ｉｍの瞬時値（以下「モータ電流瞬時値」と称する）ｉｍ（ｔ）を表す式である。また、Ｖｍ_ｒｍｓは、インバータ出力単相電圧瞬時値ｖｍ（ｔ）の実効値である。なお、図６では、インバータ出力単相電圧瞬時値ｖｍ（ｔ）に対してモータ電流瞬時値ｉｍ（ｔ）が進み位相となる容量性負荷であると仮定しているが、インバータ出力単相電圧瞬時値ｖｍ（ｔ）に対してモータ電流瞬時値ｉｍ（ｔ）が遅れ位相である誘導性負荷であってもよい。モータ電流瞬時値ｉｍ（ｔ）が遅れ位相である場合には、力率角φが負の値をとることとなる。
　単相交流電力瞬時値Ｐｍ（ｔ）は、以下の（９）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　上記（９）式を加法定理により式展開すると、以下の（１０）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　上記（１０）式は瞬時電力を表す式であり、特に第１項は瞬時電力の有効電力成分（以下「有効電力瞬時値」と称する）を表し、第２項は瞬時電力の無効電力成分（以下「無効電力瞬時値」と称する）を表している。ここで、（７）式を（１０）式へ代入すると、以下の（１１）式が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　上記（１１）式を上記（１０）式と比較すれば明らかなように、ｄ軸電流Ｉｄは有効電力を表す式に含まれ、ｑ軸電流Ｉｑは無効瞬時電力を表す式に含まれる。したがって、ｄ軸電流Ｉｄにより有効電力を制御可能であり、ｑ軸電流Ｉｑにより無効瞬時電力を制御可能であると言える。
　ここで、単相電力における有効電力及び無効電力の制御における一般方式であるＰＱ変換では、ＰＱ変換後の値に脈動が生じることが知られている。これに対し、本発明の手法によれば、上記（７）式に示したように、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑは直流量として変換されるため、制御性の向上を図ることができる。なお、制御性の向上についての詳細は後述する。
　ここまで、第１の座標変換部４３１及びヒルベルト変換部４８の説明に際し、図６のような定義を行った上で式展開を行ったが、このような定義はあくまで説明の便宜上、行ったものであり、必ずしも記載の定義である必要はない。
　次に、ｄｑ座標系から極座標系、すなわち単相交流の座標系への座標変換を行う第２の座標変換部４３２に関して説明する。第２の座標変換部４３２では、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を使用し、以下の（１２）式に基づいて、交流電圧であるインバータ出力電圧指令値Ｖｍ＊に変換する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　なお、上記（１２）式は、インバータ出力電圧指令値Ｖｍ＊への座標変換式の一例であり、前述した第１の座標変換部４３１における定義などにより、（１２）式の内容は変化する。
　なお、第１の座標変換部４３１にて使用するインバータ出力電圧位相θＶは、上記（１２）式におけるｃｏｓ内の位相角に相当する。すなわち、インバータ出力電圧位相θＶは、以下の（１３）式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　次に、第１の電流制御部４１１及び第２の電流制御部４１２に関して説明する。第１の電流制御部４１１は、前述したｄ軸電流Ｉｄがｄ軸電流指令値Ｉｄ*に一致するように制御するフィードバック制御器であり、第２の電流制御部４１２は、前述したｑ軸電流Ｉｑがｑ軸電流指令値Ｉｑ*に一致するように制御するフィードバック制御器である。第１の電流制御部４１１及び第２の電流制御部４１２の何れも、例えば以下の（１４）式に示すような伝達関数ＧＰＩＤ（ｓ）を具備するＰＩＤ制御系などを採用することができる。（１４）式において、Ｋｐは比例ゲイン、ＫＩは積分ゲイン、Ｋｄは微分ゲイン、ｓはラプラス演算子を表している。なお、ＰＩＤ制御である点、フィードバック制御である点などは本明細書における説明例として挙げた制御方式の一例であることは言うまでもない。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　次に、回転数制御部４２に関して説明する。回転数制御部４２は、モータ回転数推定値ω^が回転数指令値ω*に一致するように制御するフィードバック制御器であり、第１の電流制御部４１１又は第２の電流制御部４１２と同様なＰＩＤ制御などを採用することができる。なお、ＰＩＤ制御である点、またフィードバック制御である点などは、第１の電流制御部４１１及び第２の電流制御部４１２と同様に制御方式の一例であることは言うまでもない。
　次にスイッチング素子駆動信号生成部４６に関して説明する。図７は、スイッチング素子駆動信号生成部４６の動作説明に供するタイムチャートである。図の上段部において、細線はキャリア波形を示し、太線はインバータ出力電圧指令値Ｖｍ*の波形を示している。なお、図７の例では、キャリア周期Ｔｃに対し、制御周期Ｔｃｎｔをキャリア周期Ｔｃの１／２に設定している。また、図７の下段部では、スイッチング素子２１１～２１４を駆動する駆動信号Ｓ１～Ｓ４の波形を示している。
　制御周期Ｔｃｎｔによる離散制御系を想定した場合、インバータ出力電圧指令値Ｖｍ*［ｎ］は、離散的に値が変更される。例えば、制御タイミングｎに着目した場合、制御タイミングｎにおけるインバータ出力電圧指令値Ｖｍ*［ｎ］とキャリアの大小関係により駆動信号Ｓ１～Ｓ４のハイレベル及びローレベルを決定する。このとき、Ｓ１とＳ４、Ｓ２とＳ３は同一の信号であり、またＳ２，Ｓ３はＳ１，Ｓ４に対して反転した波形である。ここで、スイッチング素子には立ち上がり時間及び立ち下がり時間などの、スイッチング素子固有の遅れ時間が存在するため、一般的にデッドタイムと称される短絡防止時間を設ける場合が多い。
　図７ではデッドタイムは０として記載しているが、デッドタイム≠０であっても問題はない。なお、図７における駆動信号Ｓ１～Ｓ４の生成方式はあくまでも一例であり、ＰＷＭ信号を生成する手法であれば、何れの手法を用いても問題ない。
　次に、回転数指令値生成部４５に関して説明する。図８は、実施の形態１におけるモータ駆動装置の応用例として電気掃除機の構成の一例を示す図である。図８において、電気掃除機８は、バッテリーなどの直流電源１、上述した単相ＰＭモータ３により駆動される電動送風機８１を備え、さらに集塵室８２、センサ８３、吸込口体８４、延長管８５及び操作部８６を備えて構成される。
　電気掃除機８は、直流電源１を電源として単相ＰＭモータ３を駆動し、吸込口体８４から吸込みを行い、延長管８５を介して集塵室８２へごみを吸引する。使用の際は操作部８６を持ち、電気掃除機８を操作する。
　操作部８６には、電気掃除機８の吸込み量を調節するための操作スイッチ８６ａが設けられている。電気掃除機８の使用者は、操作スイッチ８６ａを操作して、電気掃除機８の運転状態を強運転又は弱運転などに設定する。操作部８６は、設定された運転状態に応じた回転数設定値ω**を回転数指令値生成部４５（図３参照）に付与する。回転数設定値ω**は回転数指令値生成部４５に入力され、回転数指令値生成部４５からは回転数指令値ω*が出力される。なお、操作部８６により回転数設定値ω**を設定する手法は本実施の形態における一例であり、他の手法を用いてもよい。例えば、センサ８３に応じて回転数設定値ω**を自動設定する手法などを用いてもよく、何れの方式であってもよい。
　図９は、実施の形態１におけるモータ駆動装置の他の応用例としてハンドドライヤーの構成の一例を示す図である。図９において、ハンドドライヤー９０は、ケーシング９１、手検知センサ９２、水受け部９３、ドレン容器９４、カバー９６、センサ９７及び吸気口９８を備える。ケーシング９１内には、実施の形態１のモータ駆動装置によって駆動される図示しない電動送風機が設けられている。ハンドドライヤー９０では、水受け部９３の上部にある手挿入部９９に手を挿入することで電動送風機による送風で水を吹き飛ばし、水受け部９３からドレン容器９４へと水を溜めこむ構造となっている。センサ９７は、ジャイロセンサ及び人感センサのいずれかであり、センサ９７に応じて回転数設定値ω**を自動設定するようにインバータ制御部４の制御系を構成すればよい。
　次に、ｑ軸電流指令値生成部４７に関して説明する。ｑ軸電流指令値生成部４７からはｑ軸電流指令値Ｉｑ*が出力される。ｑ軸電流Ｉｑは、前述の通り無効電力を制御する操作量になる。無効電力は実際の仕事量に寄与しない電力である。ただし、無効電力が増加するとモータ電流Ｉｍが増加するので効率が悪化する。このため、通常は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*＝０となるように設定する。ただし、弱め界磁などの制御手法を併用する場合には、回転数の増加に応じて無効電力をゼロ以外に制御することもあり得る。このような場合には、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*をテーブルデータとしてｑ軸電流指令値生成部４７に保持させるようにしてもよい。
　以上の構成により、回転数推定値ω^が回転数指令値ω*に一致するようにｄ軸電流Ｉｄにより有効電力を制御することができる。具体的に説明すると、回転数指令値ω*が増加した際には有効電力が増加するようにｄ軸電流Ｉｄを制御し、回転数指令値ω*が減少した際には有効電力が減少するようにｄ軸電流Ｉｄを制御する。また、同時に無効電力をｑ軸電流Ｉｑにより制御することも可能であり、モータ駆動時の力率を制御することも可能である。これにより、例えば無効電力がゼロとなるように制御することで、モータ電流Ｉｍを有効電力にのみ関係する分だけに抑制することができる。その結果、モータ電流を最小に制御し、巻線抵抗などにおける損失を含むモータの銅損、スイッチング素子におけるオン抵抗又はオン電圧による損失を含むインバータの導通損失、並びに、スイッチング素子がオンオフするときの損失であるスイッチング損失を抑制することができるので、モータ駆動装置を適用した応用製品の高効率化を実現できる。
　ここまで、モ－タ電流Ｉｍにヒルベルト変換を適用し、ヒルベルト変換したモ－タ電流Ｉｍの解析関数をｄｑ軸座標系に座標変換して有効電力を制御する手法を説明した。次に、本実施の形態に係る手法による効果について、従来の一手法であるＰＱ変換を用いた制御と比較して説明する。
　まず、単相交流におけるＰＱ変換を表す式は、以下の（１５－１）及び（１５－２）式で定義される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　上記（１５－１）及び（１５－２）式において、ＩＰはＰ軸電流、ＩＱはＱ軸電流を表している。また、（１５－１）及び（１５－２）式では、ロータ回転位置推定値θｍ^を使用して座標変換を行っているが、あくまでも一例であり、これに限定されるものではない。
　前述の通り、単相交流電力瞬時値Ｐｍ（ｔ）は（９）式で表されるため、（９）式に（１５－１）及び（１５－２）式を代入すると、以下の（１６）式が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　上記（１６）式によれば、Ｐ軸電流ＩＰによって有効電力が制御可能であり、Ｑ軸電流ＩＱによって無効電力が制御可能であると言うことはできる。しかしながら、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを表す（７）式と、Ｐ軸電流ＩＰ及びＱ軸電流ＩＱを表す（１５－１）及び（１５－２）式とを比較すると各数式が表す意味が大きく異なる。
　より詳細に説明すると、（１５－１）及び（１５－２）式に示されるＰ軸電流ＩＰ及びＱ軸電流ＩＱでは、三角関数内に交流成分であるインバータ出力電圧位相θＶが含まれている。これにより、第１の電流制御部４１１及び第２の電流制御部４１２のような電流制御を行うにあたって、Ｐ軸電流ＩＰ及びＱ軸電流ＩＱには交流成分が含まれるため、周波数特性を考慮した設計を行う必要がある。特に、電気掃除機のような高速回転するモータが制御対象の場合、Ｐ軸電流ＩＰ及びＱ軸電流ＩＱの周波数範囲が広いため、広帯域での特性を考慮した制御設計が必要となり、制御設計が困難となる。
　これに対し、（７）式に示されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑでは、三角関数の引数が交流成分を含まない力率角φであり、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑは直流量となる。このため、本実施の形態に係る制御手法では、ＰＱ変換による制御の課題である周波数特性については考慮する必要がなく、また制御対象であるモータの回転数範囲にも依存しない制御が可能となる。
　なお、実施の形態１では、ヒルベルト変換によってモータ電流の瞬時ベクトルを生成し、当該瞬時ベクトルをインバータ出力電圧位相上でｄｑ座標軸上の電流成分に変換する手法について説明したが、ヒルベルト変換に準ずる手法もしくは異なる手法によってモータ電流の瞬時ベクトルを生成してもよい。肝要な点は、座標変換後のモータ電流に含まれる交流成分が直流成分に比べて小さければよく、座標変換後のモータ電流は直流量として見なすことができる。
　座標変換後のモータ電流を直流量として扱うことができれば、電流制御器の設計に際して周波数特性を考慮する必要がなく、制御構築を容易に実現できる。
　また、前述の通り、モータ回転数に応じた必要な有効電力を制御することができるため、高効率な制御を実現できる。特に、図８に示す電気掃除機のような高速回転する負荷装置を内蔵バッテリーにより駆動する場合には、バッテリーでの駆動時間を長時間化することができる。更には、高効率駆動である利点を活かして、バッテリーの容量を削減することもできるため、負荷装置の小型化を図ることができる。
実施の形態２．
　実施の形態１では、単相ＰＭモータ向けの回転数制御及び電力制御に関する説明を行った。実施の形態２では、図１に示すモータ制御装置の構成は同一とし、インバータ制御部４における追加動作に関する説明を行う。なお、インバータ制御部４における追加動作の説明を行う前に、図６に示したベクトル図に対して再度の説明を行う。
　単相ＰＭモータのロータ磁石の磁束量（以下「ロータ磁石磁束」と称する）をΦｒｏｔｏｒとする。ここで、実施の形態２では、ロータ回転位置θｍとロータ磁石磁束Φｒｏｔｏｒとの関係性を図１０のように定義したとする。図１０の関係を、ロータ磁石磁束Φｒｏｔｏｒをロータ回転位置推定値θｍ^の関数として表すと、以下の（１７）式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　なお、上記（１７）式では、θｍ＝θｍ^と仮定している。また、Φｒｏｔｏｒ_ｍａｘは、ロータ磁石磁束Φｒｏｔｏｒの最大値である。
　（１７）式で表されるロータ磁石磁束Φｒｏｔｏｒを図６のベクトル図に追加すると、図１０が得られる。図１０は、実施の形態１と同様に、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを（５）式で定義した場合のベクトル図である。
　ここで、（５）式で定義されたｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑは、インバータ出力電圧の瞬時ベクトルＶ→上にｄ軸を設定した場合の定義となる。次に、図１１のようにロータ磁石磁束Φｒｏｔｏｒ上にｄ軸を設定した場合について検討する。この場合、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑは（１８）式で再定義される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　図１１より、ロータ磁石磁束Φｒｏｔｏｒに対して、ｄ軸電流Ｉｄは平行であり、ｑ軸電流Ｉｑは直交する。したがって、ｄ軸電流Ｉｄは励磁成分電流と見なし、ｑ軸電流Ｉｑはトルク成分電流と見なすことができる。これにより、ｑ軸電流Ｉｑを操作することにより、トルク制御が可能となる。
　ここで、実施の形態１にて定義したインバータ出力電圧の瞬時値ｖｍ（ｔ）及びモータ電流の瞬時値ｉｍ（ｔ）を表す（８）式を以下に再掲する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　図１１において、インバータ出力電圧位相θＶは、以下の（２０）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　上記（２０）式において、θＶＶは、インバータ出力電圧の瞬時ベクトルＶ→のｄ軸に対する進み角（以下「インバータ出力電圧進角」と称する）であり、以下の（２１）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　（６）式及び（２１）式を（１９）式に代入すると、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、Ｉreal及びＩｉｍａｇｉｎａｌとの間の関係性を表す、以下の（２２）式が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　（２２）式より、定常状態では、インバータ出力電圧進角θＶＶ及び力率角φは一定と見なすことができるため、図１２のベクトル図においても、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑは直流量として見なすことができる。このため、実施の形態１と同様の制御構成を実現可能である。
　図１３は、実施の形態２におけるインバータ制御部４の構成を示すブロック図である。図１３において、図３に示す実施の形態１の構成と同一又は同等の部位については、同一符号を付している。実施の形態１と差異点について説明すると以下の通りである。
　まず、第１の座標変換部４３１については、上述の通り、座標変換するｄｑ軸の定義が異なっている。このため、実施の形態２の第１の座標変換部４３１では、ロータ回転位置推定値をθｍ^を入力とし、（１８）式により座標変換を行う。すなわち、図１２の例によれば、第１の座標変換部４３１は、モータ電流Ｉｍの瞬時ベクトルＩ→をロータ回転位置θｍ上で座標変換を行っている。
　また、第２の電流制御部４１２はｑ軸電流Ｉｑを制御するが、前述の通り、実施の形態１と異なり、トルク電流成分と見なすことができるため、第２の電流制御部４１２は、回転数制御のマイナーループとしてｑ軸の電流制御部として設定する。
　以上が、実施の形態１と実施の形態２との差異点である。なお、第１の電流制御部４１１、回転数制御部４２、モータ位置及び回転数検出部４４及び回転数指令値生成部４５については、実施の形態１と同様のため、詳細な説明は省略する。
　以上の構成により、実施の形態１と同様に単相ＰＭモータの回転数制御を実現することができ、実施の形態１と同様な効果を得ることができる。
　最後に、実施の形態１，２における各種の制御部をソフトウェアで実現する際のハードウェア構成について、図１４を参照して説明する。なお、ここでいう各種の制御部とは、インバータ制御部４における、第１の電流制御部４１１、第２の電流制御部４１２、回転数制御部４２、第１の座標変換部４３１、第２の座標変換部４３２、モータ位置及び回転数検出部４４、回転数指令値生成部４５、スイッチング素子駆動信号生成部４６、ｑ軸電流指令値生成部４７及びヒルベルト変換部４８などが該当する。
　上述した各種の制御手段の機能をソフトウェアで実現する場合には、図１４に示すように、演算を行うＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ：中央処理装置）２００、ＣＰＵ２００によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ２０２及び信号の入出力を行うインタフェース２０４を含む構成とすることができる。なお、ＣＰＵ２００は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などと称されるものであってもよい。また、メモリ２０２とは、例えば、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　ＥＰＲＯＭ）などの、不揮発性又は揮発性の半導体メモリなどが該当する。
　具体的に、メモリ２０２には、各種の制御手段の機能を実行するプログラムが格納されている。ＣＰＵ２００は、インタフェース２０４を介して、必要な情報の授受を行うことにより、本実施の形態で説明された各種の演算処理を実行する。
　なお、図１４に示すＣＰＵ２００及びメモリ２０２は、図１５のように処理回路２０３に置き換えてもよい。処理回路２０３は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。
　なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　直流電源、２　単相インバータ、３　単相ＰＭモータ、３ａ　ロータ、４　インバータ制御部、５　モータ電流検出部、６　直流電源電圧検出部、７　ロータ位置検出部、８　電気掃除機、４２　回転数制御部、４４　モータ位置及び回転数検出部、４５　回転数指令値生成部、４６　スイッチング素子駆動信号生成部、４７　ｑ軸電流指令値生成部、４８　ヒルベルト変換部、８１　電動送風機、８２　集塵室、８３　センサ、８４　吸込口体、８５　延長管、８６　操作部、８６ａ　操作スイッチ、９０　ハンドドライヤー、９１　ケーシング、９２　手検知センサ、９３　水受け部、９４　ドレン容器、９６　カバー、９７　センサ、９８　吸気口、９９　手挿入部、１００　モータ駆動装置、２００　ＣＰＵ、２０２　メモリ、２０３　処理回路、２０４　インタフェース、２１１～２１４　スイッチング素子、２２１～２２４　ダイオード、４１１　第１の電流制御部、４１２　第２の電流制御部、４３１　第１の座標変換部、４３２　第２の座標変換部。

Claims (8)

  1. 　単相永久磁石同期モータを駆動するモータ駆動装置であって、
    　複数のスイッチング素子を具備し、前記単相永久磁石同期モータに交流電圧を印加する単相インバータと、
    　前記単相永久磁石同期モータのロータの回転位置に応じた信号である位置検出信号を出力する位置検出部と、
    　前記位置検出信号及び前記単相永久磁石同期モータに流れるモータ電流に基づいて複数の前記スイッチング素子への駆動信号を出力するインバータ制御部と、
    　前記モータ電流に応じた信号を前記インバータ制御部に出力する電流検出部と、
    　を備え、
    　前記インバータ制御部は、前記単相永久磁石同期モータの回転数に応じて有効電力を制御する
    　モータ駆動装置。
  2. 　前記インバータ制御部は、前記単相永久磁石同期モータに流れる電流をヒルベルト変換によって瞬時電流ベクトルを生成する請求項１に記載のモータ駆動装置。
  3. 　前記インバータ制御部は、前記瞬時電流ベクトルを前記単相インバータの出力電圧位相上で座標変換する座標変換部を備える請求項２に記載のモータ駆動装置。
  4. 　前記インバータ制御部は、前記瞬時電流ベクトルを前記単相永久磁石同期モータのロータ回転位置上で座標変換する座標変換部を備える請求項２に記載のモータ駆動装置。
  5. 　前記インバータ制御部は、座標変換後のモータ電流を制御する電流制御部を備える請求項１から４の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
  6. 　前記インバータ制御部は、前記単相永久磁石同期モータの回転数を指令値通りに制御する回転数制御部を備え、前記回転数制御部の出力を前記電流制御部における電流指令値とする請求項５に記載のモータ駆動装置。
  7. 　請求項１から６の何れか１項に記載のモータ駆動装置を搭載した電気掃除機。
  8. 　請求項１から６の何れか１項に記載のモータ駆動装置を搭載したハンドドライヤー。
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