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WO2017150641A1 - 電力変換装置、モータ駆動ユニットおよび電動パワーステアリング装置 - Google Patents

電力変換装置、モータ駆動ユニットおよび電動パワーステアリング装置 Download PDF

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WO2017150641A1
WO2017150641A1 PCT/JP2017/008192 JP2017008192W WO2017150641A1 WO 2017150641 A1 WO2017150641 A1 WO 2017150641A1 JP 2017008192 W JP2017008192 W JP 2017008192W WO 2017150641 A1 WO2017150641 A1 WO 2017150641A1
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WO
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inverter
turned
switching elements
side switching
circuit
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Application number
PCT/JP2017/008192
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English (en)
French (fr)
Inventor
英司 和田
Original Assignee
日本電産株式会社
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Publication date
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Priority to CN202210258092.8A priority patent/CN114567192A/zh
Priority to DE112017001146.9T priority patent/DE112017001146T5/de
Priority to JP2018503387A priority patent/JP6933205B2/ja
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    • H02P2209/01—Motors with neutral point connected to the power supply

Definitions

  • the embodiment of the present disclosure provides a power conversion device capable of appropriate current control both in a normal state and in an abnormal state.
  • the first inverter 120 and the second inverter 130 can be electrically connected to the power source 101 and GND by the two switching circuits 110.
  • one shunt resistor is electrically connected, for example, between the node N3 on the high side of the first inverter 120 and the FET 113, and the other one shunt resistor is, for example, the first shunt resistor. 2 is electrically connected between the high-side node N4 of the inverter 130 and the FET 114.
  • the number of shunt resistors to be used and the arrangement of the shunt resistors are appropriately determined in consideration of product cost, design specifications, and the like.
  • the drive circuit 350 includes a booster circuit 370.
  • the booster circuit 370 boosts the voltage supplied from the power supply 101. For example, when the output voltage of the power supply 101 is 12V, the booster circuit 370 boosts the voltage to 18V or 24V. The boosted voltage can be used to control the switching operation of each FET in the first and second inverters 120 and 130 and to control on and off of each FET in the two switching circuits 110.
  • the drive circuit 350 may be a charge pump system or a bootstrap system. Further, the booster circuit 370 may be a charge pump system.
  • the microcontroller 340 switches the control of the power conversion apparatus 100 from normal control to abnormal control.
  • the timing for switching control from normal to abnormal is about 10 msec to 30 msec after the failure detection signal is asserted.
  • FIG. 7 schematically shows a current flow in the power conversion device 100 when the two switching circuits 110 and the FETs of the first inverter 120 are in the first state.
  • FIG. 8 illustrates a current waveform obtained by plotting the current values flowing through the U-phase, V-phase, and W-phase windings of the motor 200 when the power conversion device 100 is controlled in the first state.
  • FIG. 7 shows a current flow at a motor electrical angle of 270 °, for example.
  • Each of the three solid lines represents a current flowing from the power source 101 to the motor 200.
  • Table 2 exemplifies the value of the current flowing through the terminal of the second inverter 130 for each electrical angle in the current waveform of FIG. Specifically, Table 2 exemplifies the current value for each electrical angle of 30 ° flowing through the terminals U_R, V_R, and W_R of the second inverter 130 (bridge circuit R).
  • the definition of the current direction is as described above. Note that, depending on the definition of the current direction, the positive and negative signs of the current values shown in FIG. 8 have an opposite relationship (phase difference 180 °) to that of the current values shown in Table 2.
  • the state of the FETs of the two switching circuits 110 and the first inverter 120 is not limited to the first state.
  • the control circuit 300 may put those FETs in the second state. In the second state, the FETs 113 of the two switching circuits 110 are turned on, 111 is turned off, and the FETs 112 and 114 are turned on. Further, the FETs 122H and 123H other than the failed FET 121H of the first inverter 120 are turned off, and the FETs 121L, 122L and 123L are turned on. The difference between the first state and the second state is whether or not the FET 113 is on.
  • the switching elements 11, 12, 13, and 20 are PNP-type bipolar transistors.
  • the switching elements 10, 21, 22, and 23 are NPN-type bipolar transistors.
  • bipolar transistors are used as the switching elements 10, 11, 12, 13, 20, 21, 22, and 23 will be described, and these switching elements may be expressed as transistors.
  • the emitters of the transistors 21, 22, and 23 are connected to GND.
  • the collector of the transistor 21 is connected to the gate of the FET 121L.
  • the collector of the transistor 22 is connected to the gate of the FET 122L.
  • the collector of the transistor 23 is connected to the gate of the FET 123L.
  • the switching circuits 161 and 162 including transistors are illustrated, but the switching circuits 161 and 162 may include analog switches.
  • the switching circuits 161 and 162 may include a single throw switch.
  • the switching elements 60 and 70 are NPN-type bipolar transistors.
  • the switching elements 61, 62, 63, 71, 72, 73 are PNP type bipolar transistors.
  • bipolar transistors are used as the switching elements 60, 61, 62, 63, 70, 71, 72, and 73 will be described, and these switching elements may be expressed as transistors.
  • the emitter of the transistor 61 is connected to the drive circuit 350 side of the control line for the gate of the FET 121H.
  • the emitter of the transistor 61 may be connected to, for example, an output terminal (not shown) of the drive circuit 350 that outputs a gate control signal for the FET 121H.
  • a gate voltage higher than that in the normal state can be supplied to the FETs 121L, 122L, and 123L.
  • By increasing the gate voltage even if the source potential becomes a neutral potential, it is possible to suppress a decrease in the gate-source voltage.
  • An increase in the resistance value between the source and drain of the FETs 121L, 122L, and 123L in the on state can be suppressed, and an unintentional off state of the FETs 121L, 122L, and 123L can be suppressed.

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Abstract

本発明の実施形態に係る電力変換装置（１００）は、ｎ相（ｎは３以上の整数）の巻線を有する電動モータ（２００）の各相の巻線の一端に接続される第１インバータ（１２０）と、各相の巻線の他端に接続される第２インバータ（１３０）と、第１インバータとグランドとの接続・非接続を切替える第１スイッチ素子（１１１）、および、第２インバータとグランドとの接続・非接続を切替える第２スイッチ素子（１１２）の少なくとも１つを有する切替回路（１１０）と、を備える。

Description

電力変換装置、モータ駆動ユニットおよび電動パワーステアリング装置
　本開示は、電動モータに供給する電力を変換する電力変換装置、モータ駆動ユニットおよび電動パワーステアリング装置に関する。
　ブラシレスＤＣモータおよび交流同期モータなどの電動モータ（以下、単に「モータ」と表記する。）は、一般的に三相電流によって駆動される。三相電流の波形を正確に制御するため、ベクトル制御などの複雑な制御技術が用いられる。このような制御技術では、高度な数学的演算が必要であり、マイクロコントローラ（マイコン）などのデジタル演算回路が用いられる。ベクトル制御技術は、モータの負荷変動が大きな用途、例えば、洗濯機、電動アシスト自転車、電動スクータ、電動パワーステアリング装置、電気自動車、産業機器などの分野で活用されている。一方、出力が相対的に小さなモータでは、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式などの他のモータ制御方式が採用されている。
　車載分野においては、自動車用電子制御ユニット（ＥＣＵ：Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ　Ｃｏｎｔｏｒｌ　Ｕｎｉｔ）が車両に用いられる。ＥＣＵは、マイクロコントローラ、電源、入出力回路、ＡＤコンバータ、負荷駆動回路およびＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）などを備える。ＥＣＵを核として電子制御システムが構築される。例えば、ＥＣＵはセンサからの信号を処理してモータなどのアクチュエータを制御する。具体的に説明すると、ＥＣＵはモータの回転速度やトルクを監視しながら、電力変換装置におけるインバータを制御する。ＥＣＵの制御の下で、電力変換装置はモータに供給する駆動電力を変換する。
　近年、モータ、電力変換装置およびＥＣＵが一体化された機電一体型モータが開発されている。特に車載分野においては、安全性の観点から高い品質保証が要求される。そのため、部品の一部が故障した場合でも安全動作を継続できる冗長設計が取り入れられている。冗長設計の一例として、１つのモータに対して２つの電力変換装置を設けることが検討されている。他の一例として、メインのマイクロコントローラにバックアップ用マイクロコントローラを設けることが検討されている。
　例えば特許文献１は、制御部と、２つのインバータとを備え、三相モータに供給する電力を変換する電力変換装置を開示している。２つのインバータの各々は電源およびグランド（以下、「ＧＮＤ」と表記する。）に接続される。一方のインバータは、モータの三相の巻線の一端に接続され、他方のインバータは、三相の巻線の他端に接続される。各インバータは、各々がハイサイドスイッチング素子およびローサイドスイッチング素子を含む３つのレグから構成されるブリッジ回路を備える。制御部は、２つのインバータにおけるスイッチング素子の故障を検出した場合、モータ制御を正常時の制御から異常時の制御に切替える。本願明細書において、「異常」とは、主としてスイッチング素子の故障を意味する。また、「正常時の制御」は、全てのスイッチング素子が正常な状態における制御を意味し、「異常時の制御」は、あるスイッチング素子に故障が生じた状態における制御を意味する。
　異常時の制御においては、２つのインバータのうちの故障したスイッチング素子を含むインバータ（以下、「故障インバータ」と表記する。）には、スイッチング素子を所定の規則でオンおよびオフすることにより巻線の中性点が構成される。その規則によれば、例えば、ハイサイドスイッチング素子が常時オフとなるオープン故障が発生した場合、インバータのブリッジ回路において、３つのハイサイドスイッチング素子のうちの故障したスイッチング素子以外のものはオフし、かつ、３つのローサイドスイッチング素子はオンする。その場合、中性点はローサイド側に構成される。または、ハイサイドスイッチング素子が常時オンとなるショート故障が発生した場合、インバータのブリッジ回路において、３つのハイサイドスイッチング素子のうちの故障したスイッチング素子以外のものはオンし、かつ、３つのローサイドスイッチング素子はオフする。その場合、中性点はハイサイド側に構成される。特許文献１の電力変換装置によれば、異常時において、三相の巻線の中性点は、故障インバータの中に構成される。スイッチング素子に故障が生じても、正常な方のインバータを用いてモータ駆動を継続させることができる。
特開２０１４－１９２９５０号公報
　上述した従来の技術では、正常時および異常時における電流制御のさらなる向上が求められていた。
　本開示の実施形態は、正常時および異常時のいずれにおいても適切な電流制御が可能な電力変換装置を提供する。
　本開示の例示的な電力変換装置は、ｎ相（ｎは３以上の整数）の巻線を有する電動モータへ供給する電力を変換する電力変換装置であって、前記電動モータの各相の巻線の一端に接続される第１インバータと、前記各相の巻線の他端に接続される第２インバータと、前記第１インバータとグランドとの接続・非接続を切替える第１スイッチ素子、および、前記第２インバータと前記グランドとの接続・非接続を切替える第２スイッチ素子の少なくとも１つを有する切替回路と、を備える。
　本開示の例示的な他の電力変換装置は、ｎ相（ｎは３以上の整数）の巻線を有する電動モータへ供給する電力を変換する電力変換装置であって、前記電動モータの各相の巻線の一端に接続される第１インバータと、前記各相の巻線の他端に接続される第２インバータと、前記第１インバータとグランドとの接続・非接続を切替える第１スイッチ素子、前記第２インバータと前記グランドとの接続・非接続を切替える第２スイッチ素子、前記第１インバータと電源との接続・非接続を切替える第３スイッチ素子、および、前記第２インバータと前記電源との接続・非接続を切替える第４スイッチ素子の少なくとも１つを有する切替回路とを備え、前記第１インバータが異常のとき、前記第１インバータにおいて前記各相の巻線の中性点が構成される。
　本開示の実施形態によると、電源またはＧＮＤの少なくとも１つと、インバータとの接続および非接続を切替えることができる。これにより、正常時および異常時のいずれにおいても、適切な電流制御が可能となる電力変換装置が提供される。
図１は、例示的な実施形態１による電力変換装置１００の回路構成を示す回路図である。 図２は、例示的な実施形態１による電力変換装置１００の他の回路構成を示す回路図である。 図３は、例示的な実施形態１による電力変換装置１００のさらなる他の回路構成を示す回路図である。 図４は、例示的な実施形態１による電力変換装置１００のさらなる他の回路構成を示す回路図である。 図５は、電力変換装置１００を備えるモータ駆動ユニット４００の典型的な構成を示すブロック図である。 図６は、三相通電制御に従って電力変換装置１００を制御したときにモータ２００のＵ相、Ｖ相およびＷ相の各巻線に流れる電流値をプロットして得られる電流波形（正弦波）を示す図である。 図７は、２つの切替回路１１０および第１インバータ１２０のＦＥＴが第１状態にあるときの電力変換装置１００内の電流の流れを示す模式図である。 図８は、第１状態において電力変換装置１００を制御したときにモータ２００のＵ相、Ｖ相およびＷ相の各巻線に流れる電流値をプロットして得られる電流波形を示す図である。 図９は、２つの切替回路１１０および第１インバータ１２０のＦＥＴが第３状態にあるときの電力変換装置１００内の電流の流れを示す模式図である。 図１０は、２つの切替回路１１０および第１インバータ１２０のＦＥＴが第３状態にあるときの電力変換装置１００内の電流の流れを示す模式図である。 図１１は、２つの切替回路１１０および第１インバータ１２０のＦＥＴが第５状態にあるときの電力変換装置１００内の電流の流れを示す模式図である。 図１２は、２つの切替回路１１０および第１インバータ１２０のＦＥＴが第６状態にあるときの電力変換装置１００内の電流の流れを示す模式図である。 図１３は、２つの切替回路１１０および第１インバータ１２０のＦＥＴが第８状態にあるときの電力変換装置１００内の電流の流れを示す模式図である。 図１４Ａは、２つの切替回路１１０のうち、ＦＥＴ１１３、１１４を含む電源側切替回路を備える電力変換装置１００Ａの回路構成を示す回路図である。 図１４Ｂは、２つの切替回路１１０のうち、ＦＥＴ１１１、１１２を含むＧＮＤ側切替回路を備える電力変換装置１００Ａの回路構成を示す回路図である。 図１４Ｃは、複数のスイッチ素子のうちのＦＥＴ１１３を含む切替回路１１０を備える電力変換装置１００Ａの回路構成を示す回路図である。 図１４Ｄは、複数のスイッチ素子のうちのＦＥＴ１１１を含む切替回路１１０を備える電力変換装置１００Ａの回路構成を示す回路図である。 図１５は、サブ駆動回路１６０Ｌを備える電力変換装置１００を模式的に示す回路図である。 図１６は、サブ駆動回路１６０Ｌの回路構成を模式的に示す回路図である。 図１７は、サブ駆動回路１６０Ｒを備える電力変換装置１００を模式的に示す回路図である。 図１８は、サブ駆動回路１７０Ｌを備える電力変換装置１００を模式的に示す回路図である。 図１９は、サブ駆動回路１７０Ｌの回路構成を模式的に示す回路図である。 図２０は、サブ駆動回路１７０Ｒを備える電力変換装置１００を模式的に示す回路図である。 図２１は、例示的な実施形態２による電動パワーステアリング装置５００の典型的な構成を示す模式図である。
　本開示の実施形態を説明する前に、本開示の基礎となった本願発明者の知見を説明する。
　特許文献１の電力変換装置においては、電源およびＧＮＤと、２つのインバータの各々とが常時接続されたままである。その構成上、電源と故障インバータとの接続を切り離すことはできない。本願発明者は、異常時に故障インバータにおいて中性点が構成されても、故障インバータは電源から電流を引き込んでしまうという課題を見出した。これにより、故障インバータにおいて電力損失が発生することとなる。
　電源と同様に、故障インバータとＧＮＤとの接続を切り離すこともできない。本願発明者は、異常時に故障インバータにおいて中性点が構成されても、正常な方のインバータを通じて各相の巻線に供給される電流は、供給元のインバータには戻らずに、故障インバータからＧＮＤに流れてしまうという課題を見出した。換言すると、駆動電流の閉ループを形成することは不可能となる。正常な方のインバータから各相の巻線に供給される電流は、供給元のインバータを通じてＧＮＤに流れることが望ましい。
　以下、添付の図面を参照しながら、本開示の電力変換装置、モータ駆動ユニットおよび電動パワーステアリング装置の実施形態を詳細に説明する。但し、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。これは、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするためである。
　本願明細書においては、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の巻線を有する三相モータに供給する電力を変換する電力変換装置を例にして、本開示の実施形態を説明する。ただし、四相または五相などのｎ相（ｎは４以上の整数）の巻線を有するｎ相モータに供給する電力を変換する電力変換装置も本開示の範疇である。
　（実施形態１）
　図１は、本実施形態による電力変換装置１００の回路構成を模式的に示している。
　電力変換装置１００は、２つの切替回路１１０、第１インバータ１２０および第２インバータ１３０を備える。電力変換装置１００は種々のモータに供給する電力を変換することができる。モータ２００は、三相交流モータである。
　モータ２００は、Ｕ相の巻線Ｍ１、Ｖ相の巻線Ｍ２およびＷ相の巻線Ｍ３を備え、第１インバータ１２０と第２インバータ１３０とに接続される。具体的に説明すると、第１インバータ１２０はモータ２００の各相の巻線の一端に接続され、第２インバータ１３０は各相の巻線の他端に接続される。本願明細書において、部品（構成要素）同士の間の「接続」は、主に電気的な接続を意味する。第１インバータ１２０は、各相に対応した端子Ｕ＿Ｌ、Ｖ＿ＬおよびＷ＿Ｌを有し、第２インバータ１３０は、各相に対応した端子Ｕ＿Ｒ、Ｖ＿ＲおよびＷ＿Ｒを有する。
　第１インバータ１２０の端子Ｕ＿Ｌは、Ｕ相の巻線Ｍ１の一端に接続され、端子Ｖ＿Ｌは、Ｖ相の巻線Ｍ２の一端に接続され、端子Ｗ＿Ｌは、Ｗ相の巻線Ｍ３の一端に接続される。第１インバータ１２０と同様に、第２インバータ１３０の端子Ｕ＿Ｒは、Ｕ相の巻線Ｍ１の他端に接続され、端子Ｖ＿Ｒは、Ｖ相の巻線Ｍ２の他端に接続され、端子Ｗ＿Ｒは、Ｗ相の巻線Ｍ３の他端に接続される。モータとのこのような結線は、いわゆるスター結線およびデルタ結線とは異なる。
　２つの切替回路１１０は、第１から第４スイッチ素子１１１、１１２、１１３および１１４を有する。本願明細書では、２つの切替回路１１０において、第１および第２スイッチ素子１１１、１１２が設けられたＧＮＤ側の切替回路１１０を「ＧＮＤ側切替回路」と呼び、また、第３および第４スイッチ素子１１３、１１４が設けられた電源側の切替回路１１０を「電源側切替回路」と呼ぶ。すなわち、ＧＮＤ側切替回路は、第１および第２スイッチ素子１１１、１１２を有し、電源側切替回路は、第３および第４スイッチ素子１１３、１１４を有する。
　電力変換装置１００では、第１インバータ１２０と第２インバータ１３０とは、２つの切替回路１１０によって電源１０１とＧＮＤとに電気的に接続可能である。
　具体的に説明すると、第１スイッチ素子１１１は、第１インバータ１２０とＧＮＤとの接続・非接続を切替える。第２スイッチ素子１１２は、第２インバータ１３０とＧＮＤとの接続・非接続を切替える。第３スイッチ素子１１３は、電源１０１と第１インバータ１２０との接続・非接続を切替える。第４スイッチ素子１１４は、電源１０１と第２インバータ１３０との接続・非接続を切替える。
　第１から第４スイッチ素子１１１、１１２、１１３および１１４のオンおよびオフは、例えばマイクロコントローラまたは専用ドライバによって制御され得る。第１から第４スイッチ素子１１１、１１２、１１３および１１４は、双方向の電流を遮断することが可能である。第１から第４スイッチ素子１１１、１１２、１１３および１１４として、例えば、サイリスタ、アナログスイッチＩＣなどの半導体スイッチ、および、メカニカルリレーなどを用いることができる。ダイオードおよび絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などの組み合わせを用いても構わない。ただし、本開示によるスイッチ素子は、寄生ダイオードが内部に形成された電界効果トランジスタ（典型的にはＭＯＳＦＥＴ）などの半導体スイッチを含む。以下、第１から第４スイッチ素子１１１、１１２、１１３および１１４としてＦＥＴを用いる例を説明し、第１から第４スイッチ素子１１１、１１２、１１３および１１４を、ＦＥＴ１１１、１１２、１１３および１１４とそれぞれ表記する。
　ＦＥＴ１１１、１１２は、寄生ダイオード１１１Ｄ、１１２Ｄをそれぞれ有し、寄生ダイオード１１１Ｄ、１１２Ｄが第１および第２インバータ１２０、１３０にそれぞれ向くように配置される。より詳細には、ＦＥＴ１１１は、寄生ダイオード１１１Ｄにおいて第１インバータ１２０に向けて順方向電流が流れるように配置され、ＦＥＴ１１２は、寄生ダイオード１１２Ｄにおいて第２インバータ１３０に向けて順方向電流が流れるように配置される。
　図示する例に限られず、使用するスイッチ素子の個数は、設計仕様などを考慮して適宜決定される。特に車載分野においては、安全性の観点から高い品質保証が要求されるので、電源側切替回路およびＧＮＤ側切替回路において、各インバータ用として複数のスイッチ素子を設けておくことが好ましい。
　図２は、本実施形態による電力変換装置１００の他の回路構成を模式的に示している。
　電源側切替回路１１０は、逆接続保護用の第５スイッチ素子（ＦＥＴ）１１５および第６スイッチ素子（ＦＥＴ）１１６をさらに有していてもよい。ＦＥＴ１１３、１１４、１１５および１１６は寄生ダイオードを有し、ＦＥＴ内の寄生ダイオードの向きが互いに対向するように配置される。具体的に説明すると、ＦＥＴ１１３は、寄生ダイオードにおいて電源１０１に向けて順方向電流が流れるように配置され、ＦＥＴ１１５は、寄生ダイオードにおいて第１インバータ１２０に向けて順方向電流が流れるように配置される。ＦＥＴ１１４は、寄生ダイオードにおいて電源１０１に向けて順方向電流が流れるように配置され、ＦＥＴ１１６は、寄生ダイオードにおいて第２インバータ１３０に向けて順方向電流が流れるように配置される。電源１０１が逆向きに接続された場合でも、逆接続保護用の２つのＦＥＴによって逆電流を遮断することができる。
　電源１０１は所定の電源電圧を生成する。電源１０１として、例えば直流電源が用いられる。ただし、電源１０１は、ＡＣ－ＤＣコンバータおよびＤＣ―ＤＣコンバータであってもよいし、バッテリー（蓄電池）であっても良い。
　電源１０１は、第１および第２インバータ１２０、１３０に共通の単一電源であってもよいし、第１インバータ１２０用の第１電源および第２インバータ１３０用の第２電源を備えていてもよい。
　電源１０１と電源側切替回路との間にコイル１０２が設けられている。コイル１０２は、ノイズフィルタとして機能し、各インバータに供給する電圧波形に含まれる高周波ノイズ、または各インバータで発生する高周波ノイズを電源１０１側に流出させないように平滑化する。また、各インバータの電源端子には、コンデンサ１０３が接続されている。コンデンサ１０３は、いわゆるバイパスコンデンサであり、電圧リプルを抑制する。コンデンサ１０３は、例えば電解コンデンサであり、容量および使用する個数は設計仕様などによって適宜決定される。
　第１インバータ１２０（「ブリッジ回路Ｌ」と表記する場合がある。）は、３個のレグから構成されるブリッジ回路を含む。各レグは、ローサイドスイッチング素子およびハイサイドスイッチング素子を有する。図１に示されるスイッチング素子１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌがローサイドスイッチング素子であり、スイッチング素子１２１Ｈ、１２２Ｈおよび１２３Ｈが、ハイサイドスイッチング素子である。スイッチング素子として、例えばＦＥＴやＩＧＢＴを用いることができる。以下、スイッチング素子としてＦＥＴを用いる例を説明し、スイッチング素子をＦＥＴと表記する場合がある。例えば、スイッチング素子１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌは、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌと表記される。
　第１インバータ１２０は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相の巻線に流れる電流を検出するための電流センサ（図５を参照）として、３個のシャント抵抗１２１Ｒ、１２２Ｒおよび１２３Ｒを備える。電流センサ１５０は、各シャント抵抗に流れる電流を検出する電流検出回路（不図示）を含む。例えば、シャント抵抗１２１Ｒ、１２２Ｒおよび１２３Ｒは、第１インバータ１２０の３個のレグに含まれる３個のローサイドスイッチング素子とグランドとの間にそれぞれ接続される。具体的には、シャント抵抗１２１ＲはＦＥＴ１２１ＬとＦＥＴ１１１との間に電気的に接続され、シャント抵抗１２２ＲはＦＥＴ１２２ＬとＦＥＴ１１１との間に電気的に接続され、シャント抵抗１２３ＲはＦＥＴ１２３ＬとＦＥＴ１１１との間に電気的に接続される。シャント抵抗の抵抗値は、例えば０．５ｍΩ～１．０ｍΩ程度である。
　第１インバータ１２０と同様に、第２インバータ１３０（「ブリッジ回路Ｒ」と表記する場合がある。）は、３個のレグから構成されるブリッジ回路を含む。図１に示されるＦＥＴ１３１Ｌ、１３２Ｌおよび１３３Ｌがローサイドスイッチング素子であり、ＦＥＴ１３１Ｈ、１３２Ｈおよび１３３Ｈがハイサイドスイッチング素子である。また、第２インバータ１３０は、３個のシャント抵抗１３１Ｒ、１３２Ｒおよび１３３Ｒを備える。それらのシャント抵抗は、３個のレグに含まれる３個のローサイドスイッチング素子とグランドとの間に接続される。第１および第２インバータ１２０、１３０の各ＦＥＴは、例えばマイクロコントローラまたは専用ドライバによって制御され得る。
　図１では、各インバータにおいて各レグに１個のシャント抵抗を配置する構成を例示している。ただし、第１および第２インバータ１２０、１３０は、６個以下のシャント抵抗を備えることができる。例えば、６個以下のシャント抵抗は、第１および第２インバータ１２０、１３０が備える６個のレグのうちの６個以下のローサイドスイッチング素子とＧＮＤとの間に接続され得る。さらにこれをｎ相モータに拡張すると、第１および第２インバータ１２０、１３０は、２ｎ個以下のシャント抵抗を備えることができる。例えば、２ｎ個以下のシャント抵抗は、第１および第２インバータ１２０、１３０が備える２ｎ個のレグのうちの２ｎ個以下のローサイドスイッチング素子とＧＮＤとの間に接続され得る。
　図３および図４は、本実施形態による電力変換装置１００のさらなる他の回路構成を模式的に示している。
　図３に示されるように、第１または第２インバータ１２０、１３０の各レグと、巻線Ｍ１、Ｍ２およびＭ３との間に３つのシャント抵抗を配置することも可能である。例えば、第１インバータ１２０と巻線Ｍ１、Ｍ２およびＭ３の一端との間にシャント抵抗１２１Ｒ、１２２Ｒおよび１２３Ｒが配置され得る。また例えば、図示されないが、シャント抵抗１２１Ｒ、１２２Ｒは第１インバータ１２０と巻線Ｍ１、Ｍ２の一端との間に配置され、シャント抵抗１２３Ｒは、第２インバータ１３０と巻線Ｍ３の他端との間に配置され得る。このような構成において、Ｕ、ＶおよびＷ相用に３個のシャント抵抗が配置されていれば十分であり、最低２個のシャント抵抗が配置されていればよい。
　図４に示されるように、例えば各インバータに、各相の巻線に共通のシャント抵抗を１つだけ配置してもよい。１個のシャント抵抗は、例えば第１インバータ１２０のローサイド側のノードＮ１（各レグの接続点）とＦＥＴ１１１との間に電気的に接続され、他の１個のシャント抵抗は、例えば第２インバータ１３０のローサイド側のノードＮ２とＦＥＴ１１２との間に電気的に接続され得る。
　または、ローサイド側と同様に、１個のシャント抵抗は、例えば第１インバータ１２０のハイサイド側のノードＮ３とＦＥＴ１１３との間に電気的に接続され、他の１個のシャント抵抗は、例えば第２インバータ１３０のハイサイド側のノードＮ４とＦＥＴ１１４との間に電気的に接続される。このように、使用するシャント抵抗の数およびシャント抵抗の配置は、製品コストや設計仕様などを考慮して適宜決定される。
　図５は、電力変換装置１００を備えるモータ駆動ユニット４００の典型的なブロック構成を模式的に示している。
　モータ駆動ユニット４００は、電力変換装置１００、モータ２００および制御回路３００を備える。
　制御回路３００は、例えば、電源回路３１０と、角度センサ３２０と、入力回路３３０と、マイクロコントローラ３４０と、駆動回路３５０と、ＲＯＭ３６０とを備える。制御回路３００は、電力変換装置１００に接続され、電力変換装置１００を制御することによりモータ２００を駆動する。
　具体的には、制御回路３００は、目的とするロータの位置、回転速度、および電流などを制御してクローズドループ制御を実現することができる。なお、制御回路３００は、角度センサに代えてトルクセンサを備えてもよい。この場合、制御回路３００は、目的とするモータトルクを制御することができる。
　電源回路３１０は、回路内の各ブロックに必要なＤＣ電圧（例えば３Ｖ、５Ｖ）を生成する。角度センサ３２０は、例えばレゾルバやホールＩＣである。角度センサ３２０は、モータ２００のロータの回転角（以下、「回転信号」と表記する。）を検出し、回転信号をマイクロコントローラ３４０に出力する。入力回路３３０は、電流センサ１５０によって検出されたモータ電流値（以下、「実電流値」と表記する。）を受け取って、実電流値のレベルをマイクロコントローラ３４０の入力レベルに必要に応じて変換し、実電流値をマイクロコントローラ３４０に出力する。
　マイクロコントローラ３４０は、電力変換装置１００の第１および第２インバータ１２０、１３０における各ＦＥＴのスイッチング動作（ターンオンまたはターンオフ）を制御する。マイクロコントローラ３４０は、実電流値およびロータの回転信号などに従って目標電流値を設定してＰＷＭ信号を生成し、それを駆動回路３５０に出力する。また、マイクロコントローラ３４０は、電力変換装置１００の２つの切替回路１１０における各ＦＥＴのオンおよびオフを制御することができる。
　駆動回路３５０は、典型的にはゲートドライバである。駆動回路３５０は、第１および第２インバータ１２０、１３０における各ＦＥＴのスイッチング動作を制御する制御信号（ゲート制御信号）をＰＷＭ信号に従って生成し、各ＦＥＴのゲートに制御信号を与える。また、駆動回路３５０は、２つの切替回路１１０における各ＦＥＴのオンおよびオフを制御する制御信号（ゲート制御信号）をマイクロコントローラ３４０からの指示に従って生成し、各ＦＥＴのゲートに制御信号を与えることができる。
　駆動回路３５０は、昇圧回路３７０を備える。昇圧回路３７０は、電源１０１から供給された電圧を昇圧する。例えば、電源１０１の出力電圧が１２Ｖである場合、昇圧回路３７０は、その電圧を１８Ｖに昇圧したり２４Ｖに昇圧したりする。昇圧した電圧は、第１および第２インバータ１２０、１３０における各ＦＥＴのスイッチング動作の制御や、２つの切替回路１１０における各ＦＥＴのオンおよびオフの制御に用いられ得る。駆動回路３５０はチャージポンプ方式であってもよいし、ブートストラップ方式であってもよい。また、昇圧回路３７０はチャージポンプ方式であってもよい。
　なお、マイクロコントローラが２つの切替回路１１０のＦＥＴの制御を実行するようにしてもよい。なお、マイクロコントローラ３４０は駆動回路３５０の機能を備えていてもよい。その場合、制御回路３００は駆動回路３５０を有していなくてもよい。
　ＲＯＭ３６０は、例えば書き込み可能なメモリ、書き換え可能なメモリまたは読み出し専用のメモリである。ＲＯＭ３６０は、マイクロコントローラ３４０に電力変換装置１００を制御させるための命令群を含む制御プログラムを格納している。例えば、制御プログラムはブート時にＲＡＭ（不図示）に一旦展開される。
　電力変換装置１００には正常時および異常時の制御がある。制御回路３００（主としてマイクロコントローラ３４０）は、電力変換装置１００の制御を正常時の制御から異常時の制御に切替えることができる。ＦＥＴの故障パターンに従って、２つの切替回路１１０における各ＦＥＴのオン・オフ状態が決定される。また、故障インバータにおける各ＦＥＴのオン・オフ状態も決定される。
　（１．正常時の制御）
　先ずは、電力変換装置１００の正常時の制御方法の具体例を説明する。上述したとおり、正常とは、第１および第２インバータ１２０、１３０の各ＦＥＴは故障しておらず、かつ、２つの切替回路１１０における各ＦＥＴも故障していない状態を指す。
　正常時において、制御回路３００は、２つの切替回路１１０のＦＥＴ１１１、１１２、１１３および１１４を全てオンにする。これにより、電源１０１と第１インバータ１２０とが電気的に接続され、かつ、電源１０１と第２インバータ１３０とが電気的に接続される。また、第１インバータ１２０とＧＮＤとが電気的に接続され、かつ、第２インバータ１３０とＧＮＤとが電気的に接続される。この接続状態において、制御回路３００は、第１および第２インバータ１２０、１３０の両方を用いて三相通電制御することによってモータ２００を駆動する。具体的に、制御回路３００は、第１インバータ１２０のＦＥＴと第２インバータ１３０のＦＥＴとを互いに逆位相（位相差＝１８０°）でスイッチング制御することにより三相通電制御を行う。例えば、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２１Ｈ、１３１Ｌおよび１３１Ｈを含むＨブリッジに着目すると、ＦＥＴ１２１Ｌがオンすると、ＦＥＴ１３１Ｌはオフし、ＦＥＴ１２１Ｌがオフすると、ＦＥＴ１３１Ｌはオンする。これと同様に、ＦＥＴ１２１Ｈがオンすると、ＦＥＴ１３１Ｈはオフし、ＦＥＴ１２１Ｈがオフすると、ＦＥＴ１３１Ｈはオンする。電源１０１から出力された電流は、ハイサイドスイッチング素子、巻線、ローサイドスイッチング素子を通ってＧＮＤに流れる。
　図６は、三相通電制御に従って電力変換装置１００を制御したときにモータ２００のＵ相、Ｖ相およびＷ相の各巻線に流れる電流値をプロットして得られる電流波形（正弦波）を例示している。横軸は、モータ電気角（ｄｅｇ）を示し、縦軸は電流値（Ａ）を示している。図６の電流波形において、電気角３０°毎に電流値をプロットしている。Ｉpkは各相の最大電流値（ピーク電流値）を表している。
　表１は、図６の正弦波において電気角毎に、各インバータの端子に流れる電流値を示している。具体的には、表１は、第１インバータ１２０（ブリッジ回路Ｌ）の端子Ｕ＿Ｌ、Ｖ＿ＬおよびＷ＿Ｌに流れる、電気角３０°毎の電流値、および、第２インバータ１３０（ブリッジ回路Ｒ）の端子Ｕ＿Ｒ、Ｖ＿ＲおよびＷ＿Ｒに流れる、電気角３０°毎の電流値を示している。ここで、ブリッジ回路Ｌに対しては、ブリッジ回路Ｌの端子からブリッジ回路Ｒの端子に流れる電流方向を正の方向と定義する。図６に示される電流の向きはこの定義に従う。また、ブリッジ回路Ｒに対しては、ブリッジ回路Ｒの端子からブリッジ回路Ｌの端子に流れる電流方向を正の方向と定義する。従って、ブリッジ回路Ｌの電流とブリッジ回路Ｒの電流との位相差は１８０°となる。表１において、電流値Ｉ1の大きさは〔（３）1/2／２〕＊Ｉpkであり、電流値Ｉ2の大きさはＩpk／２である。
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　電気角０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１には電流は流れない。Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ1の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ1の電流が流れる。
　電気角３０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩｐｋの電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れる。
　電気角６０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ1の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ1の電流が流れる。Ｗ相の巻線Ｍ３には電流は流れない。
　電気角９０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩｐｋの電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ2の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ2の電流が流れる。
　電気角１２０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ1の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ1の電流が流れる。Ｖ相の巻線Ｍ２には電流は流れない。
　電気角１５０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩｐｋの電流が流れる。
　電気角１８０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１には電流は流れない。Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ1の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ1の電流が流れる。
　電気角２１０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ2の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩｐｋの電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ2の電流が流れる。
　電気角２４０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ1の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ1の電流が流れる。Ｗ相の巻線Ｍ３には電流は流れない。
　電気角２７０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩｐｋの電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れる。
　電気角３００°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ1の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ1の電流が流れる。Ｖ相の巻線Ｍ２には電流は流れない。
　電気角３３０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ2の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ2の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩｐｋの電流が流れる。
　三相通電制御によれば、電流の向きを考慮した三相の巻線に流れる電流の総和は電気角毎に常に「０」になる。例えば、制御回路３００は、図６に示される電流波形が得られるようなＰＷＭ制御によってブリッジ回路ＬおよびＲの各ＦＥＴのスイッチング動作を制御する。
　（２．異常時の制御）
　上述したように、異常とは主としてＦＥＴに故障が発生したことを意味する。ＦＥＴの故障には、大きく分けて「オープン故障」と「ショート故障」とがある。「オープン故障」は、ＦＥＴのソース－ドレイン間が開放する故障（換言すると、ソース－ドレイン間の抵抗ｒｄｓがハイインピーダンスになること）を指し、「ショート故障」は、ＦＥＴのソース－ドレイン間が短絡する故障を指す。
　再び図１を参照する。電力変換装置１００の動作時において、通常は、１６個のＦＥＴの中から１つのＦＥＴがランダムに故障するランダム故障が発生すると考えられる。本開示は、主としてランダム故障が発生した場合における電力変換装置１００の制御方法を対象としている。ただし、本開示は、複数のＦＥＴが連鎖的に故障した場合などの電力変換装置１００の制御方法も対象とする。連鎖的な故障とは、例えば１つのレグのハイサイドスイッチング素子およびローサイドスイッチング素子に同時に発生する故障を意味する。
　電力変換装置１００を長期間使用すると、ランダム故障が起こる可能性がある。なお、ランダム故障は、製造時に発生し得る製造故障とは異なるものである。２つのインバータの複数のＦＥＴのうちの１つでも故障すると、正常時の三相通電制御はもはや不可能となる。
　故障検知の一例として、駆動回路３５０は、ＦＥＴのドレイン－ソース間の電圧Ｖｄｓを監視し、所定の閾値電圧とＶｄｓとを比較することによって、ＦＥＴの故障を検知する。閾値電圧は、例えば外部ＩＣ（不図示）とのデータ通信および外付け部品によって駆動回路３５０に設定される。駆動回路３５０は、マイクロコントローラ３４０のポートと接続され、故障検知信号をマイクロコントローラ３４０に通知する。例えば、駆動回路３５０は、ＦＥＴの故障を検知すると、故障検知信号をアサートする。マイクロコントローラ３４０は、アサートされた故障検知信号を受信すると、駆動回路３５０の内部データを読み出して、複数のＦＥＴの中でどのＦＥＴが故障しているのかを判別する。
　故障検知の他の一例としては、マイクロコントローラ３４０は、モータの実電流値と目標電流値との差に基づいてＦＥＴの故障を検知することも可能である。ただし、故障検知は、これらの手法に限られず、故障検知に関する公知の手法を広く用いることができる。
　マイクロコントローラ３４０は、故障検知信号がアサートされると、電力変換装置１００の制御を正常時の制御から異常時の制御に切替える。例えば、正常時から異常時に制御を切替えるタイミングは、故障検知信号がアサートされてから１０ｍｓｅｃ～３０ｍｓｅｃ程度である。
　電力変換装置１００の故障には様々な故障パターンが存在する。以下、故障パターンを場合分けして、電力変換装置１００の異常時の制御をパターン毎に詳細に説明する。本実施形態では、２つのインバータのうちの第１インバータ１２０を故障インバータとして扱い、第２インバータ１３０を正常インバータとして扱う。
　〔２－１．ハイサイドスイッチング素子＿オープン故障〕
　第１インバータ１２０のブリッジ回路において、３個のハイサイドスイッチング素子がオープン故障したスイッチング素子を含む場合の異常時の制御を説明する。
　第１インバータ１２０のハイサイドスイッチング素子（ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈおよび１２３Ｈ）の中でＦＥＴ１２１Ｈがオープン故障したとする。なお、ＦＥＴ１２２Ｈまたは１２３Ｈがオープン故障した場合においても、以下で説明する制御方法で電力変換装置１００を制御することができる。
　ＦＥＴ１２１Ｈがオープン故障している場合、制御回路３００は、２つの切替回路１１０のＦＥＴ１１１、１１２、１１３および１１４と、第１インバータ１２０のＦＥＴ１２２Ｈ、１２３Ｈ、１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌとを第１状態にする。第１状態では、２つの切替回路１１０のＦＥＴ１１１、１１３はオフし、ＦＥＴ１１２、１１４はオンする。また、第１インバータ１２０の、故障したＦＥＴ１２１Ｈ以外のＦＥＴ１２２Ｈ、１２３Ｈ（故障したＦＥＴ１２１Ｈとは異なるハイサイドスイッチング素子）はオフし、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌはオンする。
　第１状態において、第１インバータ１２０は、電源１０１およびＧＮＤから電気的に切り離され、第２インバータ１３０は電源１０１およびＧＮＤに電気的に接続される。換言すると、第１インバータ１２０が異常のとき、ＦＥＴ１１３は電源１０１と第１インバータ１２０との接続を遮断し、かつ、ＦＥＴ１１１は第１インバータ１２０とＧＮＤとの接続を遮断する。また、３つのローサイドスイッチング素子を全てオンすることにより、ローサイド側のノードＮ１が各巻線の中性点として機能する。本願明細書において、あるノードが中性点として機能することを、「中性点が構成される」と表現することとする。電力変換装置１００は、第１インバータ１２０のローサイド側に構成された中性点および第２インバータ１３０を用いてモータ２００を駆動する。
　図７は、２つの切替回路１１０および第１インバータ１２０のＦＥＴが第１状態にあるときの電力変換装置１００内の電流の流れを模式的に示している。図８は、第１状態において電力変換装置１００を制御したときにモータ２００のＵ相、Ｖ相およびＷ相の各巻線に流れる電流値をプロットして得られる電流波形を例示している。図７には、例えばモータ電気角２７０°での電流の流れを示している。３つの実線のそれぞれは、電源１０１からモータ２００に流れる電流を表している。
　図７に示される状態では、第２インバータ１３０においてＦＥＴ１３１Ｈ、１３２Ｌおよび１３３Ｌはオン状態であり、ＦＥＴ１３１Ｌ、１３２Ｈおよび１３３Ｈはオフ状態である。第２インバータ１３０のＦＥＴ１３１Ｈを流れた電流は、巻線Ｍ１および第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｌを通って中性点に流れる。その電流の一部は、ＦＥＴ１２２Ｌを通って巻線Ｍ２に流れ、残りの電流は、ＦＥＴ１２３Ｌを通って巻線Ｍ３に流れる。巻線Ｍ２およびＭ３を流れた電流は、第２インバータ１３０側のＦＥＴ１１２を通ってＧＮＤに流れる。また、ＦＥＴ１３１Ｌの回生ダイオード（「還流ダイオード」とも呼ばれる。）には回生電流がモータ２００の巻線Ｍ１に向けて流れる。
　表２は、図８の電流波形における電気角毎に、第２インバータ１３０の端子に流れる電流値を例示している。具体的には、表２は、第２インバータ１３０（ブリッジ回路Ｒ）の端子Ｕ＿Ｒ、Ｖ＿ＲおよびＷ＿Ｒに流れる、電気角３０°毎の電流値を例示している。電流方向の定義は上述したとおりである。なお、電流方向の定義によって、図８に示される電流値の正負の符号は、表２に示される電流値のそれとは逆の関係（位相差１８０°）になる。
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　例えば、電気角３０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩｐｋの電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れる。電気角６０°においては、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ1の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ1の電流が流れる。Ｗ相の巻線Ｍ３には電流は流れない。中性点に流れ込む電流と中性点から流れ出る電流との総和は電気角毎に常に「０」になる。制御回路３００は、例えば図８に示される電流波形が得られるようなＰＷＭ制御によってブリッジ回路Ｒの各ＦＥＴのスイッチング動作を制御する。
　表１および表２に示されるように、正常時および異常時の制御の間でモータ２００に流れるモータ電流は電気角毎に変わらないことが分かる。このため、正常時の制御と比較して、異常時の制御においてはモータのアシストトルクは低減しない。
　電源１０１と第１インバータ１２０とは電気的に非接続であるので、電源１０１から第１インバータ１２０に電流が流れ込まない。また、第１インバータ１２０とＧＮＤとは電気的に非接続であるので、中性点を流れる電流はＧＮＤには流れない。これにより、電力損失を抑制することができ、かつ、駆動電流の閉ループを形成することで適切な電流制御が可能となる。
　ハイサイドスイッチング素子（ＦＥＴ１２１Ｈ）がオープン故障している場合、２つの切替回路１１０および第１インバータ１２０のＦＥＴの状態は第１状態に限られない。例えば、制御回路３００は、それらのＦＥＴを第２状態にしてもよい。第２状態では、２つの切替回路１１０のＦＥＴ１１３はオンし、かつ、１１１はオフし、かつ、ＦＥＴ１１２、１１４はオンする。また、第１インバータ１２０の、故障したＦＥＴ１２１Ｈ以外のＦＥＴ１２２Ｈ、１２３Ｈはオフし、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌはオンする。第１状態と第２状態との差異は、ＦＥＴ１１３がオンしているか否かである。ＦＥＴ１１３がオンしてもよい理由は、ＦＥＴ１２１Ｈがオープン故障の場合、ＦＥＴ１２２Ｈ、１２３Ｈをオフ状態に制御することによりハイサイドスイッチング素子は全て開放状態となり、ＦＥＴ１１３がオンしても、電源１０１から第１インバータ１２０に電流は流れないためである。このように、オープン故障時において、ＦＥＴ１１３はオン状態でもよいし、オフ状態でもよい。
　〔２－２．ハイサイドスイッチング素子＿ショート故障〕
　第１インバータ１２０のブリッジ回路において、３個のハイサイドスイッチング素子がショート故障したスイッチング素子を含む場合の異常時の制御を説明する。
　第１インバータ１２０のハイサイドスイッチング素子（ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈおよび１２３Ｈ）の中でＦＥＴ１２１Ｈがショート故障したとする。なお、ＦＥＴ１２２Ｈまたは１２３Ｈがショート故障した場合においても、以下で説明する制御方法で電力変換装置１００を制御することができる。
　ＦＥＴ１２１Ｈがショート故障している場合、制御回路３００は、２つの切替回路１１０のＦＥＴ１１１、１１２、１１３および１１４と、第１インバータ１２０のＦＥＴ１２２Ｈ、１２３Ｈ、１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌとを第１状態にする。なお、ショート故障の場合、ＦＥＴ１１３がオンすると、電源１０１からショートしたＦＥＴ１２１Ｈに電流が流れ込むので、第２状態での制御は禁止される。
　オープン故障時と同様に、３つのローサイドスイッチング素子を全てオンすることにより、ローサイド側のノードＮ１には各巻線の中性点が構成される。電力変換装置１００は、第１インバータ１２０のローサイド側に構成された中性点および第２インバータ１３０を用いてモータ２００を駆動する。制御回路３００は、例えば図８に示される電流波形が得られるようなＰＷＭ制御によってブリッジ回路Ｒの各ＦＥＴのスイッチング動作を制御する。例えば、ショート故障時の第１状態において、電気角２７０°のときに電力変換装置１００内に流れる電流の流れは図７に示されるとおりであり、また、モータ電気角毎の各巻線に流れる電流値は表２に示されるとおりである。
　なお、ＦＥＴ１２１Ｈがショート故障している場合、例えば、図７に示される各ＦＥＴの第１状態で表２におけるモータ電気角０°～１２０°では、ＦＥＴ１２２Ｈの寄生ダイオードを通ってＦＥＴ１２１Ｈに回生電流が流れ、表２におけるモータ電気角６０°～１８０°では、ＦＥＴ１２３Ｈの寄生ダイオードを通ってＦＥＴ１２１Ｈに回生電流が流れる。このように、ショート故障の場合、モータ電気角のある範囲では電流がＦＥＴ１２１Ｈを通って分散し得る。
　この制御によれば、電源１０１と第１インバータ１２０とは電気的に非接続であるので、電源１０１から第１インバータ１２０に電流は流れ込まない。また、第１インバータ１２０とＧＮＤとは電気的に非接続であるので、中性点を流れる電流はＧＮＤには流れない。
　〔２－３．ローサイドスイッチング素子＿オープン故障〕
　第１インバータ１２０のブリッジ回路において、３個のローサイドスイッチング素子がオープン故障したスイッチング素子を含む場合の異常時の制御を説明する。
　第１インバータ１２０のローサイドスイッチング素子（ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌ）の中でＦＥＴ１２１Ｌがオープン故障したとする。なお、ＦＥＴ１２２Ｌまたは１２３Ｌがオープン故障した場合においても、以下で説明する制御方法で電力変換装置１００を制御することができる。
　ＦＥＴ１２１Ｌがオープン故障している場合、制御回路３００は、２つの切替回路１１０のＦＥＴ１１１、１１２、１１３および１１４と、第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈ、１２２Ｌおよび１２３Ｌとを第３状態にする。第３状態では、２つの切替回路１１０のＦＥＴ１１１、１１３はオフし、ＦＥＴ１１２、１１４はオンする。また、第１インバータ１２０の、故障したＦＥＴ１２１Ｌ以外のＦＥＴ１２２Ｌ、１２３Ｌ（故障した１２１Ｌとは異なるローサイドスイッチング素子）はオフし、ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈおよび１２３Ｈはオンする。
　第３状態において、第１インバータ１２０は、電源１０１およびＧＮＤから電気的に切り離され、第２インバータ１３０は電源１０１およびＧＮＤに電気的に接続される。また、第１インバータ１２０の３つのハイサイドスイッチング素子を全てオンすることにより、ハイサイド側のノードＮ３には各巻線の中性点が構成される。
　図９は、２つの切替回路１１０および第１インバータ１２０のＦＥＴが第３状態にあるときの電力変換装置１００内の電流の流れを模式的に示している。図９には、例えばモータ電気角２７０°における電流の流れを示している。３つの実線のそれぞれは、電源１０１からモータ２００に流れる電流を表している。
　図９に示される状態では、第２インバータ１３０においてＦＥＴ１３１Ｈ、１３２Ｌおよび１３３Ｌはオン状態であり、ＦＥＴ１３１Ｌ、１３２Ｈおよび１３３Ｈはオフ状態である。第２インバータ１３０のＦＥＴ１３１Ｈを流れた電流は、巻線Ｍ１および第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｈを通って中性点に流れる。その電流の一部は、ＦＥＴ１２２Ｈを通って巻線Ｍ２に流れ、残りの電流は、ＦＥＴ１２３Ｈを通って巻線Ｍ３に流れる。巻線Ｍ２およびＭ３を流れた電流は、第２インバータ１３０側のＦＥＴ１１２を通ってＧＮＤに流れる。また、ＦＥＴ１３１Ｌの回生ダイオードには回生電流がモータ２００の巻線Ｍ１に向けて流れる。例えば、モータ電気角毎の各巻線に流れる電流値は表２に示されるとおりである。
　電力変換装置１００は、第１インバータ１２０のハイサイド側に構成された中性点および第２インバータ１３０を用いてモータ２００を駆動する。制御回路３００は、例えば図８に示される電流波形が得られるようなＰＷＭ制御によってブリッジ回路Ｒの各ＦＥＴのスイッチング動作を制御する。
　この制御によれば、電源１０１と第１インバータ１２０とは電気的に非接続であるので、電源１０１から第１インバータ１２０の中性点に電流が流れ込まない。また、第１インバータ１２０とＧＮＤとは電気的に非接続であるので、電流は第１インバータ１２０からＧＮＤには流れない。
　ローサイドスイッチング素子（ＦＥＴ１２１Ｌ）がオープン故障している場合、２つの切替回路１１０および第１インバータ１２０のＦＥＴの状態は第３状態に限られない。例えば、制御回路３００は、それらのＦＥＴを第４状態にしてもよい。第４状態では、２つの切替回路１１０のＦＥＴ１１３はオフし、かつ、１１１はオンし、かつ、ＦＥＴ１１２、１１４はオンする。また、第１インバータ１２０の、故障したＦＥＴ１２１Ｌ以外のＦＥＴ１２２Ｌ、１２３Ｌはオフし、ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈおよび１２３Ｈはオンする。第３状態と第４状態との差異は、ＦＥＴ１１１がオンしているか否かである。ＦＥＴ１１１がオンしてもよい理由は、ＦＥＴ１２１Ｌがオープン故障の場合、ＦＥＴ１２２Ｌ、１２３Ｌをオフ状態に制御することによりローサイドスイッチング素子は全て開放状態になり、ＦＥＴ１１１がオンしても、電流はＧＮＤに流れないためである。このように、オープン故障時においては、ＦＥＴ１１１はオン状態でもよいし、オフ状態でもよい。
　〔２－４．ローサイドスイッチング素子＿ショート故障〕
　第１インバータ１２０のブリッジ回路において、３個のローサイドスイッチング素子がショート故障したスイッチング素子を含む場合の異常時の制御を説明する。
　第１インバータ１２０のローサイドスイッチング素子（ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌ）の中でＦＥＴ１２１Ｌがショート故障したとする。なお、ＦＥＴ１２２Ｌまたは１２３Ｌがショート故障した場合においても、以下で説明する制御方法で電力変換装置１００を制御することができる。
　ＦＥＴ１２１Ｌがショート故障している場合、制御回路３００は、オープン故障時と同様に、２つの切替回路１１０のＦＥＴ１１１、１１２、１１３および１１４と、第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈ、１２２Ｌおよび１２３Ｌとを第３状態にする。なお、ショート故障の場合、ＦＥＴ１１１がオンすると、ショートしたＦＥＴ１２１ＬからＧＮＤに電流が流れ込むので、第４状態での制御は禁止される。
　図１０は、２つの切替回路１１０および第１インバータ１２０のＦＥＴが第３状態にあるときの電力変換装置１００内の電流の流れを模式的に示している。図１０には、例えばモータ電気角２７０°における電流の流れを示している。３つの実線のそれぞれは、電源１０１からモータ２００に流れる電流を表している。
　図１０に示される状態では、第２インバータ１３０においてＦＥＴ１３１Ｈ、１３２Ｌおよび１３３Ｌはオン状態であり、ＦＥＴ１３１Ｌ、１３２Ｈおよび１３３Ｈはオフ状態である。第２インバータ１３０のＦＥＴ１３１Ｈを流れた電流は、巻線Ｍ１および第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｈを通って中性点に流れる。その電流の一部は、ＦＥＴ１２２Ｈを通って巻線Ｍ２に流れ、残りの電流は、ＦＥＴ１２３Ｈを通って巻線Ｍ３に流れる。巻線Ｍ２およびＭ３を流れた電流は、第２インバータ１３０側のＦＥＴ１１２を通ってＧＮＤに流れる。また、ＦＥＴ１３１Ｌの回生ダイオードには回生電流がモータ２００の巻線Ｍ１に向けて流れる。さらに、オープン故障とは異なりショート故障においては、ショートしたＦＥＴ１２１Ｌからローサイド側のノードＮ１に電流が流れる。その電流の一部は、ＦＥＴ１２２Ｌの回生ダイオードを通って巻線Ｍ２に流れ、残りの電流は、ＦＥＴ１２３Ｌの回生ダイオードを通って巻線Ｍ３に流れる。巻線Ｍ２およびＭ３に流れた電流はＦＥＴ１１２を通ってＧＮＤに流れる。
　例えば、モータ電気角毎の各巻線に流れる電流値は表２に示されるとおりである。
　電力変換装置１００は、第１インバータ１２０のハイサイド側に構成された中性点および第２インバータ１３０を用いてモータ２００を駆動する。制御回路３００は、例えば図８に示される電流波形が得られるようなＰＷＭ制御によってブリッジ回路Ｒの各ＦＥＴのスイッチング動作を制御する。
　この制御によれば、電源１０１と第１インバータ１２０とは電気的に非接続であるので、電源１０１から第１インバータ１２０の中性点に電流が流れ込まない。また、第１インバータ１２０とＧＮＤとは電気的に非接続であるので、電流は第１インバータ１２０からＧＮＤには流れない。
　〔２－５．電源側スイッチ素子＿オープン故障〕
　電源側切替回路１１０のＦＥＴ１１３がオープン故障した場合の異常時の制御を説明する。
　電源側切替回路１１０のＦＥＴ１１３がオープン故障したとする。その場合、制御回路３００は、２つの切替回路１１０のＦＥＴ１１１、１１２および１１４と、第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈ、１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌとを第５状態にする。第５状態では、２つの切替回路１１０のＦＥＴ１１１はオフし、かつ、ＦＥＴ１１２、１１４はオンする。また、第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌはオンし、かつ、ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈおよび１２３Ｈはオフする。
　第５状態において、ＦＥＴ１１３は開放状態にあるので、第１インバータ１２０は、電源１０１およびＧＮＤから電気的に切り離され、第２インバータ１３０が電源１０１およびＧＮＤに電気的に接続される。また、第１インバータ１２０の３つのローサイドスイッチング素子を全てオンすることにより、ローサイド側のノードＮ１には各巻線の中性点が構成される。
　図１１は、２つの切替回路１１０および第１インバータ１２０のＦＥＴが第５状態にあるときの電力変換装置１００内の電流の流れを模式的に示している。図１１には、例えばモータ電気角２７０°における電流の流れを示している。３つの実線のそれぞれは、電源１０１からモータ２００に流れる電流を表している。
　図１１に示される状態では、第２インバータ１３０においてＦＥＴ１３１Ｈ、１３２Ｌおよび１３３Ｌはオン状態であり、ＦＥＴ１３１Ｌ、１３２Ｈおよび１３３Ｈはオフ状態である。第２インバータ１３０のＦＥＴ１３１Ｈを流れた電流は、巻線Ｍ１および第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｌを通って中性点に流れる。その電流の一部は、ＦＥＴ１２２Ｌを通って巻線Ｍ２に流れ、残りの電流は、ＦＥＴ１２３Ｌを通って巻線Ｍ３に流れる。巻線Ｍ２およびＭ３を流れた電流は、第２インバータ１３０側のＦＥＴ１１２を通ってＧＮＤに流れる。また、ＦＥＴ１３１Ｌの回生ダイオードには回生電流がモータ２００の巻線Ｍ１に向けて流れる。例えば、モータ電気角毎の各巻線に流れる電流値は表２に示されるとおりである。
　電力変換装置１００は、第１インバータ１２０のローサイド側に構成された中性点および第２インバータ１３０を用いてモータ２００を駆動する。制御回路３００は、例えば図８に示される電流波形が得られるようなＰＷＭ制御によってブリッジ回路Ｒの各ＦＥＴのスイッチング動作を制御する。例えば、モータ電気角毎の各巻線に流れる電流値は表２に示されるとおりである。
　ＦＥＴ１１３がオープン故障したとき、中性点はローサイド側に限られずハイサイド側に構成されてもよい。制御回路３００は、２つの切替回路１１０のＦＥＴ１１１、１１２および１１４と、第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈ、１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌとを第６状態にすることができる。第６状態では、２つの切替回路１１０のＦＥＴ１１２、１１４はオンする。また、第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌはオフし、かつ、ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈおよび１２３Ｈはオンする。ＧＮＤ側切替回路１１０のＦＥＴ１１１はオン状態であってもよいし、オフ状態であってもよい。
　第６状態において、ＦＥＴ１１３は開放状態にあるので、第１インバータ１２０は、電源１０１およびＧＮＤから電気的に切り離され、第２インバータ１３０は電源１０１およびＧＮＤに電気的に接続される。また、第１インバータ１２０の３つのハイサイドスイッチング素子を全てオンすることにより、ハイサイド側のノードＮ３には各巻線の中性点が構成される。
　図１２は、２つの切替回路１１０および第１インバータ１２０のＦＥＴが第６状態にあるときの電力変換装置１００内の電流の流れを模式的に示している。図１２には、例えばモータ電気角２７０°における電流の流れを示している。３つの実線のそれぞれは、電源１０１からモータ２００に流れる電流を表している。
　電力変換装置１００は、第１インバータ１２０のハイサイド側に構成された中性点および第２インバータ１３０を用いてモータ２００を駆動する。制御回路３００は、例えば図８に示される電流波形が得られるようなＰＷＭ制御によってブリッジ回路Ｒの各ＦＥＴのスイッチング動作を制御する。
　この制御によれば、電源１０１と第１インバータ１２０とは電気的に非接続であるので、電源１０１から第１インバータ１２０の中性点に電流が流れ込まない。また、ＦＥＴ１１１はオン状態またはオフ状態であっても、ローサイドスイッチング素子の全てはオフするので、電流は第１インバータ１２０からＧＮＤには流れない。
　ＦＥＴ１１３がオープン故障している場合、２つの切替回路１１０および第１インバータ１２０のＦＥＴの状態は第５または第６状態に限られない。例えば、制御回路３００は、それらのＦＥＴを第７状態にしてもよい。第７状態では、２つの切替回路１１０の１１１はオフし、かつ、ＦＥＴ１１２、１１４はオンする。また、第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｌ、ＦＥＴ１２２Ｌ、１２３Ｌはオンし、ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈおよび１２３Ｈの少なくとも１つはオンする。第５状態と第７状態との差異は、ハイサイドスイッチング素子の少なくとも１つはオンしていてもよい点にある。
　例えば、３つのハイサイドスイッチング素子のうちの１つのＦＥＴがオン状態である場合、他の２つのＦＥＴの寄生ダイオードによりあるモータ電気角のときに電流が流れない場合がある。例えば、図１１に示される各ＦＥＴの第５状態においてモータ電気角が２７０°である場合、ＦＥＴ１２１Ｈがオンして他のＦＥＴ１２２Ｈ、１２３Ｈがオフしているとハイサイド側には電流は流れない。表２におけるモータ電気角１８０°～３６０°ではハイサイド側に電流は流れない。一方、図１１に示される各ＦＥＴの第５状態において表２におけるモータ電気角０°～１２０°では、ＦＥＴ１２１Ｈがオンして他のＦＥＴ１２２Ｈ、１２３ＨがオフしているとＦＥＴ１２２Ｈの寄生ダイオードを通ってＦＥＴ１２１Ｈに回生電流が流れ、表２におけるモータ電気角６０°～１８０°では、ＦＥＴ１２３Ｈの寄生ダイオードを通ってＦＥＴ１２１Ｈに回生電流が流れる。なお、ＦＥＴ１１３はオープン故障しているので、電源１０１からハイサイド側のノードＮ３には電流は流れない。このように、ハイサイドスイッチング素子の少なくとも１つをオンにすると、モータ電気角のある範囲では電流を分散させることが可能になり、その結果、熱影響を低減できる。
　ハイサイドスイッチング素子を全てオンすることにより、ローサイド側およびハイサイド側に２つの中性点が構成される。なお、ＦＥＴ１１３はオープン故障しているので、電源１０１からハイサイド側の中性点には電流は流れない。２つの中性点によって電流を分散させることが可能となり、インバータに対する熱影響を低減することができる。
　〔２－６．電源側スイッチ素子＿ショート故障〕
　電源側切替回路１１０のＦＥＴ１１３がショート故障した場合の異常時の制御を説明する。
　電源側切替回路１１０のＦＥＴ１１３がショート故障したとする。その場合、２つの切替回路１１０のＦＥＴ１１１、１１２および１１４と、第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈ、１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌとを第５状態にする。なお、ハイサイドスイッチング素子の少なくとも１つをオンすると、ＦＥＴ１１３を通ってオン状態のハイサイドスイッチング素子に電流が流れるので、第７状態での制御は禁止される。
　オープン故障時と同様に、３つのローサイドスイッチング素子を全てオンすることにより、ローサイド側のノードＮ１には各巻線の中性点が構成される。電力変換装置１００は、第１インバータ１２０のローサイド側に構成された中性点および第２インバータ１３０を用いてモータ２００を駆動する。制御回路３００は、例えば図８に示される電流波形が得られるようなＰＷＭ制御によってブリッジ回路Ｒの各ＦＥＴのスイッチング動作を制御する。例えば、ショート故障時の第５状態において、電気角２７０°のときに電力変換装置１００内に流れる電流の流れは図１１に示されるとおりであり、また、モータ電気角毎の各巻線に流れる電流値は表２に示されるとおりである。
　この制御によれば、ＦＥＴ１１３がショートしていても、ハイサイドスイッチング素子は全てオフするので、電源１０１から第１インバータ１２０に電流が流れ込まない。また、第１インバータ１２０とＧＮＤとは電気的に非接続であるので、中性点を流れる電流はＧＮＤには流れない。
　〔２－７．ＧＮＤ側スイッチ素子＿オープン故障〕
　ＧＮＤ側切替回路１１０のＦＥＴ１１１がオープン故障した場合の異常時の制御を説明する。
　ＧＮＤ側切替回路１１０のＦＥＴ１１１がオープン故障したとする。その場合、制御回路３００は、２つの切替回路１１０のＦＥＴ１１２、１１３および１１４と、第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈ、１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌとを第８状態にする。第８状態では、２つの切替回路１１０のＦＥＴ１１３はオフし、かつ、ＦＥＴ１１２、１１４はオンする。また、第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌはオフし、かつ、ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈおよび１２３Ｈはオンする。
　第８状態において、ＦＥＴ１１１は開放状態にあるので、第１インバータ１２０は、電源１０１およびＧＮＤから電気的に切り離され、第２インバータ１３０が電源１０１およびＧＮＤに電気的に接続される。また、第１インバータ１２０の３つのハイサイドスイッチング素子を全てオンすることにより、ハイサイド側のノードＮ３には各巻線の中性点が構成される。
　図１３は、２つの切替回路１１０および第１インバータ１２０のＦＥＴが第８状態にあるときの電力変換装置１００内の電流の流れを模式的に示している。図１３には、例えばモータ電気角２７０°における電流の流れを示している。３つの実線のそれぞれは、電源１０１からモータ２００に流れる電流を表している。
　図１３に示される状態では、第２インバータ１３０においてＦＥＴ１３１Ｈ、１３２Ｌおよび１３３Ｌはオン状態であり、ＦＥＴ１３１Ｌ、１３２Ｈおよび１３３Ｈはオフ状態である。第２インバータ１３０のＦＥＴ１３１Ｈを流れた電流は、巻線Ｍ１および第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｈを通って中性点に流れる。その電流の一部は、ＦＥＴ１２２Ｈを通って巻線Ｍ２に流れ、残りの電流は、ＦＥＴ１２３Ｈを通って巻線Ｍ３に流れる。巻線Ｍ２およびＭ３を流れた電流は、第２インバータ１３０側のＦＥＴ１１２を通ってＧＮＤに流れる。また、ＦＥＴ１３１Ｌの回生ダイオードには回生電流がモータ２００の巻線Ｍ１に向けて流れる。
　電力変換装置１００は、第１インバータ１２０のハイサイド側に構成された中性点および第２インバータ１３０を用いてモータ２００を駆動する。制御回路３００は、例えば図８に示される電流波形が得られるようなＰＷＭ制御によってブリッジ回路Ｒの各ＦＥＴのスイッチング動作を制御する。例えば、モータ電気角毎の各巻線に流れる電流値は表２に示されるとおりである。
　この制御によれば、電源１０１と第１インバータ１２０とは電気的に非接続であるので、電源１０１から第１インバータ１２０の中性点に電流が流れ込まない。また、故障したＦＥＴ１１１は開放状態であるので、電流は第１インバータ１２０からＧＮＤには流れない。
　ＦＥＴ１１１がオープン故障している場合、２つの切替回路１１０および第１インバータ１２０のＦＥＴの状態は第８状態に限られない。例えば、制御回路３００は、それらのＦＥＴを第９状態にしてもよい。第９状態では、２つの切替回路１１０のＦＥＴ１１３はオフし、かつ、ＦＥＴ１１２、１１４はオンする。また、第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｌ、ＦＥＴ１２２Ｌ、１２３Ｌの少なくとも１つはオンし、ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈおよび１２３Ｈはオンする。第８状態と第９状態との差異は、ローサイドスイッチング素子の少なくとも１つはオンしていてもよい点にある。
　例えば、３つのローサイドスイッチング素子のうちの１つのＦＥＴがオン状態である場合、他の２つのＦＥＴの寄生ダイオードによりあるモータ電気角のときに電流が流れない場合がある。例えば、図１３に示される各ＦＥＴの第８状態においてモータ電気角が２７０°である場合、ＦＥＴ１２１Ｌがオンして他のＦＥＴ１２２Ｌ、１２３ＬがオフしているとＦＥＴ１２１Ｌを通ってＦＥＴ１２２Ｌ、１２３Ｌの寄生ダイオードに回生電流が流れる。表２におけるモータ電気角１８０°～３６０°ではローサイド側に電流が流れる。なお、ＦＥＴ１１１はオープン故障しているので、ローサイド側の中性点からＧＮＤには電流は流れない。このように、ローサイドスイッチング素子の少なくとも１つをオンにすると、モータ電気角のある範囲では電流を分散させることが可能になり、その結果、熱影響を低減できる。
　ローサイドスイッチング素子を全てオンすることにより、ローサイド側およびハイサイド側に２つの中性点が構成される。なお、ＦＥＴ１１１はオープン故障しているので、ローサイド側の中性点からＧＮＤには電流は流れない。２つの中性点によって電流を分散させることが可能となり、インバータに対する熱影響を低減することができる。
　〔２－８．ＧＮＤ側スイッチ素子＿ショート故障〕
　ＧＮＤ側切替回路１１０のＦＥＴ１１１がショート故障した場合の異常時の制御を説明する。
　ＧＮＤ側切替回路１１０のＦＥＴ１１１がショート故障したとする。その場合、２つの切替回路１１０のＦＥＴ１１２、１１３および１１４と、第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈ、１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌとを第８状態にする。なお、ローサイドスイッチング素子の少なくとも１つをオンすると、ＦＥＴ１１１を通ってＧＮＤに電流が流れるので、第９状態での制御は禁止される。
　オープン故障時と同様に、３つのハイサイドスイッチング素子を全てオンすることにより、ハイサイド側のノードＮ３には各巻線の中性点が構成される。電力変換装置１００は、第１インバータ１２０のハイサイド側に構成された中性点および第２インバータ１３０を用いてモータ２００を駆動する。制御回路３００は、例えば図８に示される電流波形が得られるようなＰＷＭ制御によってブリッジ回路Ｒの各ＦＥＴのスイッチング動作を制御する。例えば、ショート故障時の第８状態において、電気角２７０°のときに電力変換装置１００内に流れる電流の流れは図１３に示されるとおりであり、また、モータ電気角毎の各巻線に流れる電流値は表２に示されるとおりである。
　この制御によれば、電源１０１から第１インバータ１２０の中性点には電流は流れ込まない。また、ＦＥＴ１１１がショートしていても、ローサイドスイッチング素子は全てオフするので、第１インバータ１２０からＧＮＤには電流は流れない。
　本実施形態によれば、異常時の制御において、電力損失を抑制することができ、かつ、駆動電流の閉ループを形成することで適切な電流制御が可能となる。
　図１４Ａから図１４Ｄを参照しながら、電力変換装置１００の回路構成の変形例を説明する。
　本実施形態において、電力変換装置の２つの切替回路１１０は、ＦＥＴ１１１、１１２、１１３および１１４を備えている。しかしながら、本開示はこれに限定されない。２つの切替回路１１０は、ＦＥＴ１１１、１１２、１１３および１１４の少なくとも１つを備えていればよい。
　図１４Ａは、２つの切替回路１１０のうち、ＦＥＴ１１３、１１４を含む電源側切替回路を備える電力変換装置１００Ａの回路構成を示している。この変形例によれば、例えばＦＥＴ１２１Ｈがショート故障した場合、ＦＥＴ１１３をオフすることにより、電源１０１からＦＥＴ１２１Ｈに流れる電流を遮断することができる。換言すると、第１インバータ１２０が異常のとき、ＦＥＴ１１３は電源１０１と第１インバータ１２０との接続を遮断する。また、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌをオフして、かつ、ＦＥＴ１２２Ｈ、１２３Ｈをオンすることにより、ハイサイド側のノードＮ３に中性点が構成される。
　図１４Ｂは、２つの切替回路１１０のうち、ＦＥＴ１１１、１１２を含むＧＮＤ側切替回路を備える電力変換装置１００Ａの回路構成を示している。この変形例によれば、例えばＦＥＴ１２１Ｌがショート故障した場合、ＦＥＴ１１１をオフすることにより、ＦＥＴ１２１Ｌを通ってＧＮＤに流れる電流を遮断することができる。換言すると、第１インバータ１２０が異常のとき、ＦＥＴ１１１は第１インバータ１２０とＧＮＤとの接続を遮断する。また、ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈおよび１２３Ｈをオフして、かつ、ＦＥＴ１２２Ｌ、１２３Ｌをオンすることにより、ローイサイド側のノードＮ１に中性点が構成される。
　図１４Ｃは、複数のスイッチ素子のうちＦＥＴ１１３のみを含む切替回路１１０を備える電力変換装置１００Ａの回路構成を示している。この変形例によれば、例えばＦＥＴ１２１Ｈがショート故障した場合、ＦＥＴ１１３をオフすることにより、電源１０１からＦＥＴ１２１Ｈに流れる電流を遮断することができる。また、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌおよび１２３Ｌをオフして、かつ、ＦＥＴ１２２Ｈ、１２３Ｈをオンすることにより、ハイサイド側のノードＮ３に中性点が構成される。
　図１４Ｄは、複数のスイッチ素子のうちＦＥＴ１１１のみを含む切替回路１１０を備える電力変換装置１００Ａの回路構成を示している。この変形例によれば、例えばＦＥＴ１２１Ｌがショート故障した場合、ＦＥＴ１１１をオフすることにより、ＦＥＴ１２１ＬからＧＮＤに流れる電流を遮断することができる。また、ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈおよび１２３Ｈをオフして、かつ、ＦＥＴ１２２Ｌ、１２３Ｌをオンすることにより、ローサイド側のノードＮ１に中性点が構成される。
　なお、２つの切替回路１１０は、複数のスイッチ素子のうちＦＥＴ１１２のみを有していてもよいし、ＦＥＴ１１４のみを有していてもよい。または、２つの切替回路１１０は複数のスイッチ素子のうち、ＦＥＴ１１１、１１２、１１３および１１４から選択される任意の組み合わせを備えていてもよい。
　上記の実施形態の説明では、２つのインバータのうちの第１インバータ１２０を故障インバータとして扱い、第２インバータ１３０を正常インバータとして扱った。第２インバータ１３０が故障インバータであり、第１インバータ１２０が正常インバータである場合も上記と同様に、異常時の制御を行うことができる。この場合は、第１インバータ１２０、第２インバータ１３０、切替回路１１０の制御を上記の制御と逆にする。すなわち、第２インバータ１３０に中性点を構成し、その中性点および第１インバータ１２０を用いてモータ２００を駆動することができる。
　次に、ハイサイドスイッチング素子（ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈ、１３１Ｈ、１３２Ｈ、１３３Ｈ）およびローサイドスイッチング素子（ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌ、１３１Ｌ、１３２Ｌ、１３３Ｌ）のオン・オフを切り替えるゲート制御信号について説明する。ここでは、第１インバータ１２０のハイサイドスイッチング素子（ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈ）およびローサイドスイッチング素子（ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌ）に着目して説明するが、第２インバータ１３０の場合も同様である。
　第１インバータ１２０の正常時の制御では、駆動回路３５０は、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌのオン・オフを切り替えるためのゲート制御信号をＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌに供給する。切替回路１１０のＦＥＴ１１１はオン状態になっており、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌのソース電位はＧＮＤ電位になるため低い。ゲートの基準電位がＧＮＤ電位となるため、ゲート制御信号の電圧（ゲート電圧）は比較的低くてもＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌをオンにすることができる。以下、ゲート制御信号の電圧をゲート電圧と表現する場合がある。この例では、ゲート制御信号の電圧およびゲート電圧は、ＧＮＤ電位を基準とした値を表している。
　一方、ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈのソース電位は、巻線Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３に供給される駆動電圧となるため高い。このため、ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈをオンにするためのゲート電圧は、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌをオンにするためのゲート電圧よりも高くする。この高いゲート電圧は、例えば昇圧回路３７０（図５）で生成される。
　第１インバータ１２０の正常時の制御では、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌをオンにするためのゲート電圧は、例えば１２Ｖである。また、ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈをオンにするためのゲート電圧は、例えば２４Ｖである。
　ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈのうちの少なくとも１つにオープン故障またはショート故障が発生した場合、上述したように、ローサイド側のノードＮ１に中性点を構成する。切替回路１１０のＦＥＴ１１１、１１３はオフにする。この場合、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌのソース電位はＧＮＤ電位ではなくなる。ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌのソース電位は、ＧＮＤ電位よりも高い中性点の電位になる。言い換えると、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌのソースの基準電圧は、フローティング状態になる。このため、正常時の制御と比較して、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌのゲート・ソース間電圧は小さくなる。
　ゲート・ソース間電圧が小さい場合、オン状態におけるＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌのソース・ドレイン間の抵抗値が大きくなったり、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌが意図せずにオフ状態になったりすることが発生し得る。このため、ローサイド側のノードＮ１に中性点を構成する場合は、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌをオンにするゲート制御信号の電圧（ゲート電圧）を、正常時よりも大きくすることが考えられる。
　図１５は、本実施形態によるサブ駆動回路１６０Ｌを備える電力変換装置１００を模式的に示している。サブ駆動回路１６０Ｌは、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌに接続されている。
　第１インバータ１２０の正常時の制御では、ゲート制御信号は、駆動回路３５０からＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌに供給される。第１インバータ１２０の異常時においてノードＮ１に中性点を構成する場合は、サブ駆動回路１６０ＬがＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌにゲート制御信号を供給する。ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌについて、サブ駆動回路１６０Ｌが出力するゲート制御信号の電圧は、駆動回路３５０が出力するゲート制御信号の電圧よりも高い。この高いゲート電圧は、例えば昇圧回路３７０（図５）で生成される。サブ駆動回路１６０Ｌが出力するゲート制御信号の電圧は、例えば２４Ｖである。
　サブ駆動回路１６０Ｌは、スイッチング回路１６１、１６２を備える。第１インバータ１２０の正常時の制御では、スイッチング回路１６１、１６２はオフになっている。
　第１インバータ１２０のノードＮ１に中性点を構成する場合、マイクロコントローラ３４０は、スイッチング回路１６１をオン状態にする。そうすると、スイッチング回路１６１を介して、電圧源１６３の電圧がゲート電圧としてＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌに供給される。電圧源１６３の電圧は、昇圧回路３７０が生成した電圧である。電圧源１６３の電圧は、例えば、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌのゲート・ソース間電圧が耐圧よりも小さくなるように設定する。
　中性点を構成する制御とは別の制御として、第１インバータ１２０の動作を強制的に停止させる場合、マイクロコントローラ３４０は、スイッチング回路１６２をオン状態にする。そうすると、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３ＬのそれぞれのゲートはＧＮＤに接続され、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌはオフになる。例えば、中性点を構成する制御を行っているときに、何らかの更なる故障が発生することが起こり得る。この場合は、スイッチング回路１６２をオン状態にすることで、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌを強制的にオフにすることができる。なお、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌを強制的にオフにする制御が不要な場合は、スイッチング回路１６２は省略されていてもよい。電力変換装置１００がスイッチング回路１６２を備えない場合は、駆動回路３５０およびスイッチング回路１６１をオフにすることで、第１インバータ１２０の動作を強制的に停止させてもよい。
　図１６は、サブ駆動回路１６０Ｌの回路構成の一例を模式的に示している。サブ駆動回路１６０Ｌを分かりやすく図示するために、図１６では第２インバータ１３０の図示を省略している。図１６に示す例では、サブ駆動回路１６０Ｌは、オープンコレクタ出力方式のトランジスタを備える回路である。スイッチング回路１６１（図１５）は、スイッチング素子１０、１１、１２、１３を備える。スイッチング回路１６２（図１５）は、スイッチング素子２０、２１、２２、２３を備える。スイッチング回路１６１、１６２のそれぞれは、例えばプッシュプル回路である。
　図１６に示す例では、スイッチング素子１１、１２、１３、２０は、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタである。スイッチング素子１０、２１、２２、２３は、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタである。以下、スイッチング素子１０、１１、１２、１３、２０、２１、２２、２３としてバイポーラトランジスタを用いる例を説明し、それらのスイッチング素子をトランジスタと表現する場合がある。
　トランジスタ１０のベースは、マイクロコントローラ３４０に接続されている。トランジスタ１０のエミッタは、ＧＮＤに接続されている。トランジスタ１０のコレクタは、トランジスタ１１、１２、１３のベースに接続されている。
　トランジスタ１１、１２、１３のエミッタは、電圧源１６３に接続されている。トランジスタ１１のコレクタは、ＦＥＴ１２１Ｌのゲートに接続されている。トランジスタ１２のコレクタは、ＦＥＴ１２２Ｌのゲートに接続されている。トランジスタ１３のコレクタは、ＦＥＴ１２３Ｌのゲートに接続されている。
　トランジスタ２０のベースは、マイクロコントローラ３４０に接続されている。トランジスタ２０のエミッタは、電圧源Ｖｃｃに接続されている。トランジスタ２０のコレクタは、トランジスタ２１、２２、２３のベースに接続されている。
　トランジスタ２１、２２、２３のエミッタは、ＧＮＤに接続されている。トランジスタ２１のコレクタは、ＦＥＴ１２１Ｌのゲートに接続されている。トランジスタ２２のコレクタは、ＦＥＴ１２２Ｌのゲートに接続されている。トランジスタ２３のコレクタは、ＦＥＴ１２３Ｌのゲートに接続されている。
　ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌのゲートとソースとの間には、抵抗器とダイオードとが並列接続された保護回路３１、３２、３３が接続されている。ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈのゲートとソースとの間には、抵抗器とダイオードとが並列接続された保護回路４１、４２、４３が接続されている。
　ＦＥＴ１２１Ｌのゲートに接続される駆動回路３５０の出力端子（図示せず）とＧＮＤとの間には、保護回路５１が接続されている。ＦＥＴ１２２Ｌのゲートに接続される駆動回路３５０の出力端子（図示せず）とＧＮＤとの間には、保護回路５２が接続されている。ＦＥＴ１２３Ｌのゲートに接続される駆動回路３５０の出力端子（図示せず）とＧＮＤとの間には、保護回路５３が接続されている。
　第１インバータ１２０の正常時の制御では、マイクロコントローラ３４０は、トランジスタ１０、２０をオフにする。トランジスタ１０、２０をオフにすることにより、トランジスタ１１、１２、１３、２１、２２、２３はオフになる。
　次に、ローサイド側のノードＮ１に中性点を構成する動作を説明する。ノードＮ１に中性点を構成するとき、マイクロコントローラ３４０は、駆動回路３５０からＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌに出力されるゲート制御信号をオフにする。同時に、マイクロコントローラ３４０は、トランジスタ１０をオンにする。トランジスタ１０がオンになると、トランジスタ１１、１２、１３のベースはＧＮＤレベルになり、トランジスタ１１、１２、１３はオンになる。
　トランジスタ１１、１２、１３がオンになると、ゲート制御信号として電圧源１６３の電圧がＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌに供給される。これにより、正常時よりも高いゲート電圧をＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌに供給することができる。ゲート電圧を高くすることにより、ソース電位が中性点の電位になったとしても、ゲート・ソース間電圧の低下を抑制することができる。オン状態におけるＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌのソース・ドレイン間の抵抗値が大きくなることを抑制することができるとともに、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌが意図せずにオフ状態になることを抑制できる。
　保護回路５１、５２、５３は、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌのゲートに接続される駆動回路３５０の出力端子に耐圧以上の電圧が供給されることを抑制する。ここでの耐圧は、例えば、正常時の制御においてＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌ用のゲート制御信号を出力する駆動回路３５０の回路素子の耐圧である。
　保護回路５１、５２、５３は、例えばツェナーダイオードである。保護回路５１、５２、５３は、サブ駆動回路１６０Ｌが出力するゲート制御信号の電圧が、耐圧に近い大きさおよび耐圧以上になったときに機能する。例えば、耐圧が１８Ｖの場合、ゲート制御信号の電圧が１７Ｖ以上になったとき、保護回路５１、５２、５３が機能する。これにより、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌのゲートに接続される駆動回路３５０の出力端子に供給される電圧を耐圧未満にすることができる。この例では、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌに、正常時よりも高いゲート電圧を供給する。その高いゲート電圧が意図せずに耐圧以上になったとしても、保護回路５１、５２、５３により駆動回路３５０を保護することができる。
　次に、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌを強制的にオフにする動作を説明する。ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌを強制的にオフにするとき、マイクロコントローラ３４０は、トランジスタ２０をオンにする。トランジスタ２０がオンになると、トランジスタ２１、２２、２３のベースが電圧源Ｖｃｃのレベルになり、トランジスタ２１、２２、２３はオンになる。トランジスタ２１、２２、２３がオンになると、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３ＬのそれぞれのゲートはＧＮＤレベルになる。これにより、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌを強制的にオフにすることができる。
　なお、サブ駆動回路１６０Ｌと同様の回路が第２インバータ１３０に接続されていてもよい。図１７は、本実施形態によるサブ駆動回路１６０Ｒを備える電力変換装置１００を模式的に示している。サブ駆動回路１６０Ｌは、第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌに接続されていた。これに対し、サブ駆動回路１６０Ｒは、第２インバータ１３０のＦＥＴ１３１Ｌ、１３２Ｌ、１３３Ｌに接続されている。それ以外のサブ駆動回路１６０Ｒの回路構成は、図１５および図１６を用いて説明したサブ駆動回路１６０Ｌと同様である。
　第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈのうちの少なくとも１つにオープン故障またはショート故障が発生した場合は、上述したように、ローサイド側のノードＮ１に中性点を構成する。同様に、第２インバータ１３０のＦＥＴ１３１Ｈ、１３２Ｈ、１３３Ｈのうちの少なくとも１つにオープン故障またはショート故障が発生した場合は、ローサイド側のノードＮ２に中性点を構成する。この場合は、サブ駆動回路１６０Ｒを用いて、ＦＥＴ１３１Ｌ、１３２Ｌ、１３３Ｌをオンにするゲート制御信号の電圧を、正常時よりも大きくする。これにより、オン状態におけるＦＥＴ１３１Ｌ、１３２Ｌ、１３３Ｌのソース・ドレイン間の抵抗値が大きくなることを抑制することができるとともに、ＦＥＴ１３１Ｌ、１３２Ｌ、１３３Ｌが意図せずにオフ状態になることを抑制できる。
　電力変換装置１００は、サブ駆動回路１６０Ｌおよび１６０Ｒの両方を備えていてもよいし、いずれか一方のみを備えていてもよい。
　上記の例では、トランジスタを備えるスイッチング回路１６１、１６２を例示したが、スイッチング回路１６１、１６２はアナログスイッチを備えていてもよい。例えば、スイッチング回路１６１、１６２は、単投式のスイッチを備えていてもよい。
　次に、サブ駆動回路の別の例を説明する。
　図１８は、本実施形態によるサブ駆動回路１７０Ｌを備える電力変換装置１００を模式的に示している。サブ駆動回路１７０Ｌは、ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈ、１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌに接続されている。
　ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈのうちの少なくとも１つにオープン故障またはショート故障が発生した場合、ノードＮ１に中性点を構成する。上述したように、第１インバータ１２０の正常時の制御において、ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈをオンにするためのゲート制御信号の電圧は、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌをオンにするためのゲート制御信号よりも大きい。この例では、ノードＮ１に中性点を構成する場合は、ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈ用の高い電圧のゲート制御信号を、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌに供給する。この例では、駆動回路３５０はチャージポンプ方式である。駆動回路３５０は、ソース電位を基準電位としたゲート制御信号ではなく、ＧＮＤ電位を基準電位としたゲート制御信号を生成する。
　サブ駆動回路１７０Ｌは、スイッチング回路１７１、１７２を備える。第１インバータ１２０のノードＮ１に中性点を構成する場合、マイクロコントローラ３４０は、スイッチング回路１７２をオフ状態にし、スイッチング回路１７１をオン状態にする。そうすると、駆動回路３５０から出力されたＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈ用の高い電圧のゲート制御信号は、ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈには供給されずに、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌに供給される。
　図１９は、サブ駆動回路１７０Ｌの回路構成の一例を模式的に示している。サブ駆動回路１７０Ｌを分かりやすく図示するために、図１９では第２インバータ１３０の図示を省略している。図１９に示す例では、サブ駆動回路１７０Ｌは、オープンコレクタ出力方式のトランジスタを備える回路である。スイッチング回路１７１（図１８）は、スイッチング素子６０、６１、６２、６３を備える。スイッチング回路１７２（図１８）は、スイッチング素子７０、７１、７２、７３を備える。スイッチング回路１７１、１７２のそれぞれは、例えばプッシュプル回路である。
　図１９に示す例では、スイッチング素子６０、７０は、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタである。スイッチング素子６１、６２、６３、７１、７２、７３は、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタである。以下、スイッチング素子６０、６１、６２、６３、７０、７１、７２、７３としてバイポーラトランジスタを用いる例を説明し、それらのスイッチング素子をトランジスタと表現する場合がある。
　トランジスタ６０のベースは、マイクロコントローラ３４０に接続されている。トランジスタ６０のエミッタは、ＧＮＤに接続されている。トランジスタ６０のコレクタは、トランジスタ６１、６２、６３のベースに接続されている。
　トランジスタ６１のエミッタは、ＦＥＴ１２１Ｈのゲート用の制御線の駆動回路３５０側に接続されている。トランジスタ６１のエミッタは、例えば、ＦＥＴ１２１Ｈ用のゲート制御信号を出力する駆動回路３５０の出力端子（図示せず）に接続されていてもよい。
　トランジスタ６２のエミッタは、ＦＥＴ１２２Ｈのゲート用の制御線の駆動回路３５０側に接続されている。トランジスタ６２のエミッタは、例えば、ＦＥＴ１２２Ｈ用のゲート制御信号を出力する駆動回路３５０の出力端子（図示せず）に接続されていてもよい。
　トランジスタ６３のエミッタは、ＦＥＴ１２３Ｈのゲート用の制御線の駆動回路３５０側に接続されている。トランジスタ６３のエミッタは、例えば、ＦＥＴ１２３Ｈ用のゲート制御信号を出力する駆動回路３５０の出力端子（図示せず）に接続されていてもよい。
　トランジスタ６１のコレクタは、ＦＥＴ１２１Ｌのゲートに接続されている。トランジスタ６２のコレクタは、ＦＥＴ１２２Ｌのゲートに接続されている。トランジスタ６３のコレクタは、ＦＥＴ１２３Ｌのゲートに接続されている。
　トランジスタ７０のベースは、マイクロコントローラ３４０に接続されている。トランジスタ７０のエミッタは、ＧＮＤに接続されている。トランジスタ７０のコレクタは、トランジスタ７１、７２、７３のベースに接続されている。
　トランジスタ７１のコレクタは、ＦＥＴ１２１Ｈのゲートに接続されている。トランジスタ７２のコレクタは、ＦＥＴ１２２Ｈのゲートに接続されている。トランジスタ７３のコレクタは、ＦＥＴ１２３Ｈのゲートに接続されている。
　トランジスタ７１のエミッタは、ＦＥＴ１２１Ｈのゲート用の制御線に接続されている。トランジスタ７１のエミッタは、制御線とトランジスタ６１のエミッタとの接続点よりもＦＥＴ１２１Ｈ側において、その制御線に接続されている。
　トランジスタ７２のエミッタは、ＦＥＴ１２２Ｈのゲート用の制御線に接続されている。トランジスタ７２のエミッタは、制御線とトランジスタ６２のエミッタとの接続点よりもＦＥＴ１２２Ｈ側において、その制御線に接続されている。
　トランジスタ７３のエミッタは、ＦＥＴ１２３Ｈのゲート用の制御線に接続されている。トランジスタ７３のエミッタは、制御線とトランジスタ６３のエミッタとの接続点よりもＦＥＴ１２３Ｈ側において、その制御線に接続されている。
　ＦＥＴ１２１Ｌのゲートに接続される駆動回路３５０の出力端子（図示せず）とＧＮＤとの間には、保護回路５１が接続されている。ＦＥＴ１２２Ｌのゲートに接続される駆動回路３５０の出力端子（図示せず）とＧＮＤとの間には、保護回路５２が接続されている。ＦＥＴ１２３Ｌのゲートに接続される駆動回路３５０の出力端子（図示せず）とＧＮＤとの間には、保護回路５３が接続されている。これにより、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌのゲートに供給されるゲート電圧が高い場合でも、駆動回路３５０の出力端子にかかる電圧を耐圧未満にすることができる。
　第１インバータ１２０の正常時の制御では、マイクロコントローラ３４０は、トランジスタ７０をオンにする。トランジスタ７０がオンになると、トランジスタ７１、７２、７３のベースがＧＮＤレベルになり、トランジスタ７１、７２、７３はオンになる。また、マイクロコントローラ３４０は、トランジスタ６０をオフにする。トランジスタ６０をオフにすることにより、トランジスタ６１、６２、６３はオフになる。これにより、駆動回路３５０から出力されるＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈ用のゲート制御信号は、ＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈに供給される。
　次に、ローサイド側のノードＮ１に中性点を構成する動作を説明する。ノードＮ１に中性点を構成するとき、マイクロコントローラ３４０は、トランジスタ７０をオフにする。トランジスタ７０をオフにすることにより、トランジスタ７１、７２、７３はオフになる。同時に、マイクロコントローラ３４０は、トランジスタ６０をオンにする。トランジスタ６０がオンになると、トランジスタ６１、６２、６３のベースがＧＮＤレベルになり、トランジスタ６１、６２、６３はオンになる。
　トランジスタ６１がオンになることにより、駆動回路３５０から出力されるＦＥＴ１２１Ｈ用のゲート制御信号は、トランジスタ６１を通ってＦＥＴ１２１Ｌに供給される。トランジスタ６２がオンになることにより、駆動回路３５０から出力されるＦＥＴ１２２Ｈ用のゲート制御信号は、トランジスタ６２を通ってＦＥＴ１２２Ｌに供給される。トランジスタ６３がオンになることにより、駆動回路３５０から出力されるＦＥＴ１２３Ｈ用のゲート制御信号は、トランジスタ６３を通ってＦＥＴ１２３Ｌに供給される。
　これにより、正常時よりも高いゲート電圧をＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌに供給することができる。ゲート電圧を高くすることにより、ソース電位が中性点の電位になったとしても、ゲート・ソース間電圧の低下を抑制することができる。オン状態におけるＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌのソース・ドレイン間の抵抗値が大きくなることを抑制することができるとともに、ＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌが意図せずにオフ状態になることを抑制できる。
　なお、第１インバータ１２０の動作を強制的に停止させる場合は、スイッチング回路１７１、１７２をオフにするとともに、駆動回路３５０が出力するＦＥＴ１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌ用のゲート制御信号をオフにする。これにより、第１インバータ１２０の動作を強制的に停止させることができる。
　サブ駆動回路１７０Ｌと同様の回路が第２インバータ１３０に接続されていてもよい。図２０は、本実施形態によるサブ駆動回路１７０Ｒを備える電力変換装置１００を模式的に示している。サブ駆動回路１７０Ｌは、第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈ、１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌに接続されていた。これに対し、サブ駆動回路１７０Ｒは、第２インバータ１３０のＦＥＴ１３１Ｈ、１３２Ｈ、１３３Ｈ、１３１Ｌ、１３２Ｌ、１３３Ｌに接続されている。それ以外のサブ駆動回路１７０Ｒの回路構成は、図１８および図１９を用いて説明したサブ駆動回路１７０Ｌと同様である。
　第１インバータ１２０のＦＥＴ１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈのうちの少なくとも１つにオープン故障またはショート故障が発生した場合は、上述したように、ローサイド側のノードＮ１に中性点を構成する。同様に、第２インバータ１３０のＦＥＴ１３１Ｈ、１３２Ｈ、１３３Ｈのうちの少なくとも１つにオープン故障またはショート故障が発生した場合は、ローサイド側のノードＮ２に中性点を構成する。この場合は、サブ駆動回路１７０Ｒを用いて、ＦＥＴ１３１Ｌ、１３２Ｌ、１３３Ｌをオンにするゲート制御信号の電圧を、正常時よりも大きくする。これにより、オン状態におけるＦＥＴ１３１Ｌ、１３２Ｌ、１３３Ｌのソース・ドレイン間の抵抗値が大きくなることを抑制することができるとともに、ＦＥＴ１３１Ｌ、１３２Ｌ、１３３Ｌが意図せずにオフ状態になることを抑制できる。
　電力変換装置１００は、サブ駆動回路１７０Ｌおよび１７０Ｒの両方を備えていてもよいし、いずれか一方のみを備えていてもよい。
　上記の例では、トランジスタを備えるスイッチング回路１７１、１７２を例示したが、スイッチング回路１７１、１７２はアナログスイッチを備えていてもよい。例えば、スイッチング回路１７１、１７２は、単投式のスイッチを備えていてもよい。また、例えば、スイッチング回路１７１、１７２は、双投式のスイッチを備えていてもよい。ＰＷＭ制御に対する影響を抑えるために、ハイサイド側に用いられるアナログスイッチとしては、ＯＮ抵抗が小さい（例えば数十ｍΩから数Ω）アナログスイッチが用いられ得る。
　（実施形態２）
　自動車等の車両は一般的に、電動パワーステアリング装置を備えている。電動パワーステアリング装置は、運転者がステアリングハンドルを操作することによって発生するステアリング系の操舵トルクを補助するための補助トルクを生成する。補助トルクは、補助トルク機構によって生成され、運転者の操作の負担を軽減することができる。例えば、補助トルク機構は、操舵トルクセンサ、ＥＣＵ、モータおよび減速機構などを備える。操舵トルクセンサは、ステアリング系における操舵トルクを検出する。ＥＣＵは、操舵トルクセンサの検出信号に基づいて駆動信号を生成する。モータは、駆動信号に基づいて操舵トルクに応じた補助トルクを生成し、減速機構を介してステアリング系に補助トルクを伝達する。
　本開示のモータ駆動ユニット４００は、電動パワーステアリング装置に好適に利用される。図２１は、本実施形態による電動パワーステアリング装置５００の典型的な構成を模式的に示している。電動パワーステアリング装置５００は、ステアリング系５２０および補助トルク機構５４０を備える。
　ステアリング系５２０は、例えば、ステアリングハンドル５２１、ステアリングシャフト５２２（「ステアリングコラム」とも称される。）、自在軸継手５２３Ａ、５２３Ｂ、回転軸５２４（「ピニオン軸」または「入力軸」とも称される。）、ラックアンドピニオン機構５２５、ラック軸５２６、左右のボールジョイント５５２Ａ、５５２Ｂ、タイロッド５２７Ａ、５２７Ｂ、ナックル５２８Ａ、５２８Ｂ、および左右の操舵車輪（例えば左右の前輪）５２９Ａ、５２９Ｂを備える。ステアリングハンドル５２１は、ステアリングシャフト５２２と自在軸継手５２３Ａ、５２３Ｂとを介して回転軸５２４に連結される。回転軸５２４にはラックアンドピニオン機構５２５を介してラック軸５２６が連結される。ラックアンドピニオン機構５２５は、回転軸５２４に設けられたピニオン５３１と、ラック軸５２６に設けられたラック５３２とを有する。ラック軸５２６の右端には、ボールジョイント５５２Ａ、タイロッド５２７Ａおよびナックル５２８Ａをこの順番で介して右の操舵車輪５２９Ａが連結される。右側と同様に、ラック軸５２６の左端には、ボールジョイント５５２Ｂ、タイロッド５２７Ｂおよびナックル５２８Ｂをこの順番で介して左の操舵車輪５２９Ｂが連結される。ここで、右側および左側は、座席に座った運転者から見た右側および左側にそれぞれ一致する。
　ステアリング系５２０によれば、運転者がステアリングハンドル５２１を操作することによって操舵トルクが発生し、ラックアンドピニオン機構５２５を介して左右の操舵車輪５２９Ａ、５２９Ｂに伝わる。これにより、運転者は左右の操舵車輪５２９Ａ、５２９Ｂを操作することができる。
　補助トルク機構５４０は、例えば、操舵トルクセンサ５４１、ＥＣＵ５４２、モータ５４３、減速機構５４４および電力変換装置５４５を備える。補助トルク機構５４０は、ステアリングハンドル５２１から左右の操舵車輪５２９Ａ、５２９Ｂに至るステアリング系５２０に補助トルクを与える。なお、補助トルクは「付加トルク」と称されることがある。
　ＥＣＵ５４２として、実施形態１による制御回路３００を用いることができ、電力変換装置５４５として、実施形態１による電力変換装置１００を用いることができる。また、モータ５４３は、実施形態１におけるモータ２００に相当する。ＥＣＵ５４２、モータ５４３および電力変換装置５４５を備える機電一体型ユニットとして、実施形態１によるモータ駆動ユニット４００を好適に用いることができる。
　操舵トルクセンサ５４１は、ステアリングハンドル５２１によって付与されたステアリング系５２０の操舵トルクを検出する。ＥＣＵ５４２は、操舵トルクセンサ５４１からの検出信号（以下、「トルク信号」と表記する。）に基づいてモータ５４３を駆動するための駆動信号を生成する。モータ５４３は、操舵トルクに応じた補助トルクを駆動信号に基づいて発生する。補助トルクは、減速機構５４４を介してステアリング系５２０の回転軸５２４に伝達される。減速機構５４４は、例えばウォームギヤ機構である。補助トルクはさらに、回転軸５２４からラックアンドピニオン機構５２５に伝達される。
　電動パワーステアリング装置５００は、補助トルクがステアリング系５２０に付与される箇所によって、ピニオンアシスト型、ラックアシスト型、およびコラムアシスト型等に分類することができる。図２１には、ピニオンアシスト型の電動パワーステアリング装置５００を例示している。ただし、電動パワーステアリング装置５００は、ラックアシスト型、コラムアシスト型等であってもよい。
　ＥＣＵ５４２には、トルク信号だけでなく、例えば車速信号も入力され得る。外部機器５６０は例えば車速センサである。または、外部機器５６０は、例えばＣＡＮ（Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ　Ａｒｅａ　Ｎｅｔｗｏｒｋ）等の車内ネットワークで通信可能な他のＥＣＵであってもよい。ＥＣＵ５４２のマイクロコントローラは、トルク信号や車速信号などに基づいてモータ５４３をベクトル制御またはＰＷＭ制御することができる。
　ＥＣＵ５４２は、少なくともトルク信号に基づいて目標電流値を設定する。ＥＣＵ５４２は、車速センサによって検出された車速信号を考慮し、さらに角度センサによって検出されたロータの回転信号を考慮して、目標電流値を設定することが好ましい。ＥＣＵ５４２は、電流センサ（不図示）によって検出された実電流値が目標電流値に一致するように、モータ５４３の駆動信号、つまり、駆動電流を制御することができる。
　電動パワーステアリング装置５００によれば、運転者の操舵トルクにモータ５４３の補助トルクを加えた複合トルクを利用してラック軸５２６によって左右の操舵車輪５２９Ａ、５２９Ｂを操作することができる。特に、上述した機電一体型ユニットに、本開示のモータ駆動ユニット４００を利用することにより、部品の品質が向上し、かつ、正常時および異常時のいずれにおいても適切な電流制御が可能となる、モータ駆動ユニットを備える電動パワーステアリング装置が提供される。
　本開示の実施形態は、掃除機、ドライヤ、シーリングファン、洗濯機、冷蔵庫および電動パワーステアリング装置などの、各種モータを備える多様な機器に幅広く利用され得る。
１００：電力変換装置、　１０１：電源、　１０２：コイル、　１０３：コンデンサ、　１１０：切替回路、　１１１：第１スイッチ素子（ＦＥＴ）、　１１２：第２スイッチ素子（ＦＥＴ）、　１１３：第３スイッチ素子（ＦＥＴ）、　１１４：第４スイッチ素子（ＦＥＴ）、　１１５：第５スイッチ素子（ＦＥＴ）、　１１６：第６スイッチ素子（ＦＥＴ）、　１２０：第１インバータ、　１２１Ｈ、１２２Ｈ、１２３Ｈ：ハイサイドスイッチング素子（ＦＥＴ）、　１２１Ｌ、１２２Ｌ、１２３Ｌ：ローサイドスイッチング素子（ＦＥＴ）、　１２１Ｒ、１２２Ｒ、１２３Ｒ：シャント抵抗、　１３０：第２インバータ、　１３１Ｈ、１３２Ｈ、１３３Ｈ：ハイサイドスイッチング素子（ＦＥＴ）、　１３１Ｌ、１３２Ｌ、１３３Ｌ：ローサイドスイッチング素子（ＦＥＴ）、　１３１Ｒ、１３２Ｒ、１３３Ｒ：シャント抵抗、　１５０：電流センサ、　１６０Ｌ、１６０Ｒ：サブ駆動回路、　１６１、１６２：スイッチング回路、　１７０Ｌ、１７０Ｒ：サブ駆動回路、　１７１、１７２：スイッチング回路、　２００：電動モータ、　３００：制御回路、　３１０：電源回路、　３２０：角度センサ、　３３０：入力回路、　３４０：マイクロコントローラ、　３５０：駆動回路、　３６０：ＲＯＭ、　３７０：昇圧回路、　４００：モータ駆動ユニット、　５００：電動パワーステアリング装置

Claims (35)

  1. 　ｎ相（ｎは３以上の整数）の巻線を有する電動モータへ供給する電力を変換する電力変換装置であって、
    　前記電動モータの各相の巻線の一端に接続される第１インバータと、
    　前記各相の巻線の他端に接続される第２インバータと、
    　前記第１インバータとグランドとの接続・非接続を切替える第１スイッチ素子、および、前記第２インバータと前記グランドとの接続・非接続を切替える第２スイッチ素子の少なくとも１つを有する切替回路と、
    を備える電力変換装置。
  2. 　前記切替回路は、前記第１スイッチ素子、および、前記第１インバータと電源との接続・非接続を切替える第３スイッチ素子を有する、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記切替回路は、前記第１および第２スイッチ素子を有する、請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 　前記切替回路は、前記第１インバータと電源との接続・非接続を切替える第３スイッチ素子、および、前記第２インバータと前記電源との接続・非接続を切替える第４スイッチ素子をさらに有する、請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記第１インバータが異常のとき、前記第３スイッチ素子は、前記第１インバータと前記電源との接続を遮断する、請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 　前記第１インバータが異常のとき、前記第１スイッチ素子は、前記第１インバータと前記グランドとの接続を遮断する、請求項４または５に記載の電力変換装置。
  7. 　前記第１インバータが異常のとき、前記第１インバータにおいて前記各相の巻線の中性点が構成される、請求項５または６に記載の電力変換装置。
  8. 　前記第１および第２インバータの各ブリッジ回路は、各々がローサイドスイッチング素子およびハイサイドスイッチング素子を有するｎ個のレグを備える、請求項７に記載の電力変換装置。
  9. 　前記第１インバータのブリッジ回路において、前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子がオープン故障したスイッチング素子を含む場合、前記第２および第４スイッチ素子はオンし、かつ、前記第１および第３スイッチ素子はオフし、前記第１インバータのブリッジ回路において、前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子のうち、故障したスイッチング素子とは異なる他のスイッチング素子は全てオフし、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子は全てオンする、請求項８に記載の電力変換装置。
  10. 　前記第１インバータのブリッジ回路において、前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子がオープン故障したスイッチング素子を含む場合、前記第２および第４スイッチ素子はオンし、かつ、前記第３スイッチはオンし第１スイッチ素子はオフし、前記第１インバータのブリッジ回路において、前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子のうち、故障したスイッチング素子とは異なる他のスイッチング素子は全てオフし、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子は全てオンする、請求項８に記載の電力変換装置。
  11. 　前記第１インバータのブリッジ回路において、前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子がショート故障したスイッチング素子を含む場合、前記第２および第４スイッチ素子はオンし、かつ、前記第１および第３スイッチ素子はオフし、前記第１インバータのブリッジ回路において、前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子のうち、故障したスイッチング素子とは異なる他のスイッチング素子は全てオフし、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子は全てオンする、請求項８に記載の電力変換装置。
  12. 　前記第１インバータのブリッジ回路において、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子がオープン故障したスイッチング素子を含む場合、前記第２および第４スイッチ素子はオンし、かつ、前記第１および第３スイッチ素子はオフし、前記第１インバータのブリッジ回路において、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子のうち、故障したスイッチング素子とは異なる他のスイッチング素子は全てオフし、前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子は全てオンする、請求項８に記載の電力変換装置。
  13. 　前記第１インバータのブリッジ回路において、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子がオープン故障したスイッチング素子を含む場合、前記第２および第４スイッチ素子はオンし、かつ、前記第３スイッチはオフし第１スイッチ素子はオンし、前記第１インバータのブリッジ回路において、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子のうち、故障したスイッチング素子とは異なる他のスイッチング素子は全てオフし、前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子は全てオンする、請求項８に記載の電力変換装置。
  14. 　前記第１インバータのブリッジ回路において、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子がショート故障したスイッチング素子を含む場合、前記第２および第４スイッチ素子はオンし、かつ、前記第１および第３スイッチ素子はオフし、前記第１インバータのブリッジ回路において、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子のうち、故障したスイッチング素子とは異なる他のスイッチング素子は全てオフし、前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子は全てオンする、請求項８に記載の電力変換装置。
  15. 　前記第３スイッチ素子がオープン故障した場合、前記第２および第４スイッチ素子はオンし、かつ、前記第１スイッチ素子はオフし、前記第１インバータのブリッジ回路において、前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子は全てオフし、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子は全てオンする、請求項８に記載の電力変換装置。
  16. 　前記第３スイッチ素子がオープン故障した場合、前記第２および第４スイッチ素子はオンし、かつ、前記第１インバータのブリッジ回路において、前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子は全てオンし、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子は全てオフする、請求項８に記載の電力変換装置。
  17. 　前記第３スイッチ素子がオープン故障した場合、前記第２および第４スイッチ素子はオンし、かつ、前記第１スイッチ素子はオフし、前記第１インバータのブリッジ回路において、前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子の少なくとも１つはオンし、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子は全てオンする、請求項８に記載の電力変換装置。
  18. 　前記第３スイッチ素子がショート故障した場合、前記第２および第４スイッチ素子はオンし、かつ、前記第１スイッチ素子はオフし、前記第１インバータのブリッジ回路において、前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子は全てオフし、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子は全てオンする、請求項８に記載の電力変換装置。
  19. 　前記第１スイッチ素子がオープン故障した場合、前記第２および第４スイッチ素子はオンし、かつ、前記第３スイッチ素子はオフし、前記第１インバータのブリッジ回路において、前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子は全てオンし、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子は全てオフする、請求項８に記載の電力変換装置。
  20. 　前記第１スイッチ素子がオープン故障した場合、前記第２および第４スイッチ素子はオンし、かつ、前記第３スイッチ素子はオフし、前記第１インバータのブリッジ回路において、前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子は全てオンし、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子の少なくとも１つはオンする、請求項８に記載の電力変換装置。
  21. 　前記第１スイッチ素子がショート故障した場合、前記第２および第４スイッチ素子はオンし、かつ、前記第３スイッチ素子はオフし、前記第１インバータのブリッジ回路において、前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子は全てオンし、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子は全てオフする、請求項８に記載の電力変換装置。
  22. 　２ｎ個以下のシャント抵抗をさらに備える、請求項１から２１のいずれかに記載の電力変換装置。
  23. 　２ｎ個以下のシャント抵抗をさらに備え、
    　前記２ｎ個以下のシャント抵抗は、前記第１および第２インバータが備える２ｎ個のレグのうちの２ｎ個以下のローサイドスイッチング素子と前記グランドとの間に接続される、請求項８に記載の電力変換装置。
  24. 　前記電源は、前記第１インバータ用の第１電源および前記第２インバータ用の第２電源を含む、請求項１から２３のいずれかに記載の電力変換装置。
  25. 　前記電源は単一の電源である、請求項１から２３のいずれかに記載の電力変換装置。
  26. 　前記第１インバータが故障したハイサイドスイッチング素子を含む場合に、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子をオンにする制御信号を前記ｎ個のローサイドスイッチング素子に供給する駆動回路をさらに備え、
    　前記駆動回路は、前記第１インバータが正常である場合に前記ｎ個のローサイドスイッチング素子をオンにする制御信号よりも大きい電圧の制御信号を、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子に供給する、請求項８から１１のいずれかに記載の電力変換装置。
  27. 　前記第１インバータの正常時において、前記ｎ個のハイサイドスイッチング素子をオンにするための第１制御信号の電圧は、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子をオンにするための第２制御信号よりも大きく、
    　前記第１インバータが故障したハイサイドスイッチング素子を含む場合、前記駆動回路は、前記第１制御信号を前記ｎ個のローサイドスイッチング素子に供給する、請求項２６に記載の電力変換装置。
  28. 　前記駆動回路は、オープンコレクタ出力方式のトランジスタを備える駆動回路である、請求項２６または２７に記載の電力変換装置。
  29. 　前記第１インバータの正常時において、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子をオンにする第１制御信号を前記ｎ個のローサイドスイッチング素子に供給する第１駆動回路と、
    　前記第１インバータが故障したハイサイドスイッチング素子を含む場合に、前記ｎ個のローサイドスイッチング素子をオンにする第２制御信号であって、前記第１制御信号よりも大きい電圧の第２制御信号を前記ｎ個のローサイドスイッチング素子に供給する第２駆動回路と、
    　をさらに備える、請求項８から１１のいずれかに記載の電力変換装置。
  30. 　前記第２駆動回路は、オープンコレクタ出力方式のトランジスタを備える駆動回路である、請求項２９に記載の電力変換装置。
  31. 　前記第２駆動回路が前記第２制御信号を出力した場合に前記第１駆動回路に所定値以上の電圧が供給されることを抑制する保護回路をさらに備える、請求項２９または３０に記載の電力変換装置。
  32. 　前記保護回路は、ツェナーダイオードを備える、請求項３１に記載の電力変換装置。
  33. 　ｎ相（ｎは３以上の整数）の巻線を有する電動モータへ供給する電力を変換する電力変換装置であって、
    　前記電動モータの各相の巻線の一端に接続される第１インバータと、
    　前記各相の巻線の他端に接続される第２インバータと、
    　前記第１インバータとグランドとの接続・非接続を切替える第１スイッチ素子、前記第２インバータと前記グランドとの接続・非接続を切替える第２スイッチ素子、前記第１インバータと電源との接続・非接続を切替える第３スイッチ素子、および、前記第２インバータと前記電源との接続・非接続を切替える第４スイッチ素子の少なくとも１つを有する切替回路と、
    を備え、
    　前記第１インバータが異常のとき、前記第１インバータにおいて前記各相の巻線の中性点が構成される、電力変換装置。
  34. 　前記電動モータと、
    　請求項１から３３のいずれかに記載の電力変換装置と、
    　前記電力変換装置を制御する制御回路と、
    を備えるモータ駆動ユニット。
  35. 　請求項３４に記載のモータ駆動ユニットを備える電動パワーステアリング装置。
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