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WO2017022083A1 - 同期電動機制御装置、圧縮機駆動装置、空気調和機及び同期電動機の制御方法 - Google Patents

同期電動機制御装置、圧縮機駆動装置、空気調和機及び同期電動機の制御方法 Download PDF

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Publication number
WO2017022083A1
WO2017022083A1 PCT/JP2015/072118 JP2015072118W WO2017022083A1 WO 2017022083 A1 WO2017022083 A1 WO 2017022083A1 JP 2015072118 W JP2015072118 W JP 2015072118W WO 2017022083 A1 WO2017022083 A1 WO 2017022083A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
steady
synchronous motor
command value
startup
voltage
Prior art date
Application number
PCT/JP2015/072118
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
鹿嶋　美津夫
知宏 沓木
友美 東川
照佳 村松
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 三菱電機株式会社 filed Critical 三菱電機株式会社
Priority to AU2015404233A priority Critical patent/AU2015404233B2/en
Priority to EP15893547.8A priority patent/EP3168980B1/en
Priority to JP2017532303A priority patent/JP6400209B2/ja
Priority to CN201580081618.8A priority patent/CN107836079B/zh
Priority to US15/744,923 priority patent/US10696141B2/en
Priority to PCT/JP2015/072118 priority patent/WO2017022083A1/ja
Publication of WO2017022083A1 publication Critical patent/WO2017022083A1/ja

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    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60H—ARRANGEMENTS OF HEATING, COOLING, VENTILATING OR OTHER AIR-TREATING DEVICES SPECIALLY ADAPTED FOR PASSENGER OR GOODS SPACES OF VEHICLES
    • B60H1/00—Heating, cooling or ventilating [HVAC] devices
    • B60H1/32—Cooling devices
    • B60H1/3204—Cooling devices using compression
    • B60H1/3222—Cooling devices using compression characterised by the compressor driving arrangements, e.g. clutches, transmissions or multiple drives
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F25—REFRIGERATION OR COOLING; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS; MANUFACTURE OR STORAGE OF ICE; LIQUEFACTION SOLIDIFICATION OF GASES
    • F25B—REFRIGERATION MACHINES, PLANTS OR SYSTEMS; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS
    • F25B49/00—Arrangement or mounting of control or safety devices
    • F25B49/02—Arrangement or mounting of control or safety devices for compression type machines, plants or systems
    • F25B49/025—Motor control arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02P21/0021—Control strategies in general, e.g. linear type, e.g. P, PI, PID, using robust control using different modes of control depending on a parameter, e.g. the speed
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H02P21/26—Rotor flux based control
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    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/34—Arrangements for starting

Definitions

  • the present invention relates to a synchronous motor control device, a compressor driving device, an air conditioner, and a synchronous motor control method for detecting and controlling a current flowing through the synchronous motor.
  • Patent Document 1 as an example of a conventional synchronous motor control device, current detection means for detecting a current flowing to a synchronous motor, and coordinate conversion of the current detected by the synchronous motor to a ⁇ - ⁇ axis assumed on a rotor Current coordinate conversion means, correction term calculation means for calculating a correction term based on the correction current command and the coordinate-converted current, and a ⁇ - ⁇ axis voltage based on a voltage equation and a correction term in the steady state of the synchronous motor.
  • a synchronous motor control device that includes a voltage command calculation means that calculates a command, and that causes a DC current to flow in accordance with a detected magnetic pole position and estimates a primary resistance of the synchronous motor during startup.
  • the calculation load can be reduced by calculating the voltage command value using the voltage equation, and the synchronous motor mounted on the compressor can be estimated by estimating the primary resistance of the synchronous motor at the start.
  • the synchronous motor mounted on the compressor can be estimated by estimating the primary resistance of the synchronous motor at the start.
  • the current control means for adjusting the magnitude of the phase current of the synchronous motor is provided only during the resistance value estimation period. Therefore, when PWM control is performed, activation is caused by at least one of the influence of switching variation of the switching element performing PWM control and the influence of variation in detection of DC voltage when driving by converting DC to three-phase AC. There is a problem in that it may not be possible to start when the torque required at times is large.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object thereof is to obtain a synchronous motor control device that can be stably started.
  • a synchronous motor control device includes an inverter main circuit, a synchronous motor driven by converting direct current of a direct current power source into alternating current by the inverter main circuit, And an inverter control unit that receives the angular velocity command value, the phase current value of the synchronous motor, and the DC voltage value of the DC power supply and outputs a PWM signal for controlling the inverter main circuit.
  • the inverter control unit includes a PWM signal generation unit, a start-up control unit that outputs a start-up voltage command value corresponding to the phase current value to the PWM signal generation unit at the start-up, and a steady-state operation using a voltage equation during normal operation.
  • Steady control that calculates the voltage command value and outputs it to the PWM signal generator and steady control so that the output voltage vector from the inverter main circuit to the synchronous motor matches before and after switching when switching from startup to steady state
  • a steady control parameter initial value calculation unit that outputs the control parameter initial value of the unit to the steady control unit.
  • the synchronous motor control device according to the present invention has an effect that stable starting is possible.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a synchronous motor control device according to a first embodiment.
  • Timing chart from start-up to steady-state in Embodiment 1 The figure which shows an output voltage vector and an electric current vector in Embodiment 1 when it corresponds in the time of starting and a steady time
  • the block diagram which shows the structure of the synchronous motor control apparatus which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. Timing chart from start-up to steady-state in Embodiment 2 The flowchart which shows operation
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a synchronous motor control device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the synchronous motor control device according to the first embodiment is connected to a DC power source 1 and is composed of an inverter main circuit 2 composed of a plurality of switching elements, and AC power output from the inverter main circuit 2.
  • FIG. 1 A three-phase synchronous motor 3 to be driven, current detectors 4a and 4b for detecting a phase current value of the three-phase synchronous motor 3, a voltage detector 5 for detecting a DC voltage value of the DC power source 1, an angular velocity command value, A phase current value detected by the current detectors 4a and 4b and a DC voltage value detected by the voltage detector 5 are input to generate a PWM signal for controlling on / off of a
  • an inverter main circuit 2 to which a DC power source 1 is connected includes power switching elements SW1, SW2, SW3, SW4, SW5, SW6 and power switching elements SW1, SW2, SW3, SW4, SW5, SW6.
  • the diodes D1, D2, D3, D4, D5, and D6 connected in reverse parallel and a drive circuit (not shown) for the power switching elements SW1, SW2, SW3, SW4, SW5, and SW6 are provided. It converts into alternating current and drives the three-phase synchronous motor 3.
  • the inverter main circuit 2 is configured by an IPM (Intelligent Power Module).
  • the three-phase synchronous motor 3 includes a three-phase Y-shaped stator 3a composed of a U phase, a V phase, and a W phase, and a permanent magnet rotor 3b.
  • the power switching elements SW1, SW2, SW3, SW4, SW5, and SW6 are IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors), but the present invention is not limited to this.
  • the DC power supply 1 may be generated by rectifying and smoothing an AC power supply as an example.
  • the three-phase synchronous motor is illustrated here as a synchronous motor, this invention is not limited to this.
  • the current detector 4a detects the U-phase current Iu flowing through the three-phase synchronous motor 3, and the current detector 4b detects the W-phase current Iw flowing through the three-phase synchronous motor 3.
  • the voltage detector 5 detects the voltage of the DC power supply 1.
  • the U-phase current and the W-phase current are detected.
  • the present invention is not limited to this, and the U-phase current Iu and the V-phase current Iv may be detected.
  • V phase current Iv and W phase current Iw may be detected, or all three phase currents may be detected.
  • the current flowing through the DC power supply 1 may be detected to detect a two-phase current.
  • the current detecting means for detecting the current flowing through the DC bus of the inverter main circuit and the current detecting means Switching means corresponding to any of the basic voltage vectors other than the zero vector, based on the switching mode of the inverter main circuit in FIG.
  • the mode holding time is configured to be longer than the sum of the dead time of the inverter main circuit and the time required for current detection by the current detection means.
  • the inverter control unit 6 includes an angular velocity command value ⁇ * input from the outside, a U-phase current Iu detected by the current detector 4a, a W-phase current Iw detected by the current detector 4b, and a voltage detector 5 Is used to generate and output a PWM signal for driving the power switching elements SW1, SW2, SW3, SW4, SW5, SW6 of the inverter main circuit 2.
  • the inverter control unit 6 can be realized by a microprocessor.
  • the inverter control unit 6 operates in the “startup control mode” or the “steady control mode”, and operates in the “startup control mode” when the inverter control starts.
  • “at startup” is an operation in “startup control mode”
  • “steady time” is an operation in “steady control mode”.
  • “At the time of start-up” is also described as “at the time of start-up control”
  • “at the time of steady-state” is also described as “at the time of steady-state control”.
  • the switches 18, 19, and 20 are all connected to the a terminal side, and during normal operation, the switches 18, 19, and 20 are all connected to the b terminal side.
  • the startup control unit 8 and the steady control parameter initial value calculation unit 12 operate only at startup. First, a case where the inverter control unit 6 operates in the “startup control mode” will be described.
  • the current coordinate conversion unit 7 inputs a U-phase current Iu and a W-phase current Iw based on a phase ⁇ , which will be described later, and converts them into values on the ⁇ - ⁇ axis that is the control axis of the rotating coordinate system.
  • the shaft current I ⁇ and the ⁇ -axis current I ⁇ are output.
  • a control axis in startup control that is controlled based on a voltage command value output from the startup control unit 8 to be described later is defined as a “ ⁇ _K ⁇ _K axis”, and a voltage command output from the steady control unit 13 to be described later.
  • control axis in steady control that is controlled based on the value is defined as “ ⁇ _T ⁇ _T axis”
  • the phase ⁇ is corrected when shifting from start-up control to steady control as will be described later.
  • I ⁇ and ⁇ -axis current I ⁇ a value in “ ⁇ _K ⁇ _K axis” is output during start-up control, and a value in “ ⁇ _T- ⁇ _T axis” is output during steady-state control.
  • the start control unit 8 that performs current control includes a start-up ⁇ -axis current command value I ⁇ _K * and a start-up ⁇ -axis current command value I ⁇ _K * in which the ⁇ -axis current I ⁇ and the ⁇ -axis current I ⁇ are given in advance for start-up control, respectively. So that the starting ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _K * and the starting ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _K * are calculated and output.
  • the voltage coordinate conversion unit 9 receives the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ *, the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ *, and the phase ⁇ , and inputs the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * based on the phase ⁇ . It is converted into a three-phase voltage command value Vu *, Vv *, Vw * and output.
  • the PWM signal generation unit 10 receives the three-phase voltage command values Vu *, Vv *, Vw * and the DC voltage Vdc as input, and drives PWM for driving the power switching elements SW1, SW2, SW3, SW4, SW5, SW6. Generate and output a signal.
  • the integrator 11 receives the primary angular velocity ⁇ 1 and integrates the primary angular velocity ⁇ 1 to output a phase ⁇ .
  • the phase ⁇ is input to the current coordinate conversion unit 7 and the voltage coordinate conversion unit 9.
  • ⁇ 1 ⁇ *.
  • the steady-state control parameter initial value calculation unit 12 corrects the control parameters of the steady-state control unit 13 to be described later so that the output voltage vectors when shifting from the “start-up control mode” to the “steady-state control mode” match before and after the transition.
  • the initial value of the current command value Ix * is calculated and output.
  • the steady control parameter initial value calculation unit 12 includes a startup ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _K * and a startup ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _K * output from the startup control unit 8, and a steady-time ⁇ output from the steady control unit 13.
  • the axis voltage command value V ⁇ _T *, steady-state ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _T *, and the startup ⁇ -axis current command target value I ⁇ _K ** given in advance for start-up control are input, and “ ⁇ _T- ⁇ _T axis”
  • the ⁇ -axis current I ⁇ ′ and ⁇ -axis current I ⁇ ′ are calculated and output, and the startup correction current command value Ix_K * used in the “startup control mode” is calculated and output.
  • I ⁇ _T I ⁇
  • I ⁇ _T I ⁇
  • I ⁇ _T and I ⁇ _T are a ⁇ -axis current and a ⁇ -axis current respectively used by the steady control unit 13.
  • the steady control unit 13 calculates and outputs the steady-state ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _T * and the steady-state ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _T *.
  • the steady-state ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _T * and the steady-state ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _T * are calculated by the voltage equation shown in the following equation (1). This voltage equation is obtained by multiplying the correction term Icmp by a gain to the voltage equation in the steady state of the three-phase synchronous motor 3 and adding it.
  • phase resistance Ra the d-axis inductance Ld, the q-axis inductance Lq, and the induced voltage constant ⁇ f are motor parameters
  • K ⁇ , K ⁇ , and Kcmp are gains that are set.
  • the gain is divided into values for start-up control and steady-state control, and a switchable configuration is adopted. It may be necessary.
  • the frequency compensation amount calculation unit 14 receives the ⁇ -axis current I ⁇ as an input, and calculates and outputs the angular velocity compensation amount ⁇ d.
  • the subtracter 15 receives the angular velocity command value ⁇ * and the angular velocity compensation amount ⁇ d as inputs, subtracts the angular velocity compensation amount ⁇ d from the angular velocity command value ⁇ *, and outputs the result.
  • the switch 18 is connected to the b terminal, so that the output of the subtractor 15 is selected as the primary angular velocity ⁇ 1.
  • the correction current command value output unit 16 receives the ⁇ -axis current I ⁇ and outputs a steady-state correction current command value Ix_T * used in the “steady control mode”. As an example, the correction current command value output unit 16 stores in advance a steady-state correction current command value Ix_T * for the ⁇ -axis current I ⁇ as a data table, and the correction current command value output unit 16 refers to this data table, A steady-state correction current command value Ix_T * for the input ⁇ -axis current I ⁇ is output.
  • the filter 17 receives the steady-state correction current command value Ix_T * and the startup correction current command value Ix_K *, and outputs a value Ix_T * ′ obtained by applying a first-order lag filter to the output of the correction current command value output unit 16.
  • the startup correction current command value Ix_K * calculated by the steady control parameter initial value calculation unit 12 is used as the initial value of the value Ix_T * ′ that is the output of the filter 17.
  • FIG. 2 is a timing chart from the starting time to the steady time in the first embodiment. 2, (a) shows whether the terminal positions of the switches 18, 19, and 20 are on the a terminal side or the b terminal side, and (b) shows the start time ⁇ input to the start control unit 8.
  • the shaft current command value I ⁇ _K *, the startup ⁇ -axis current command value I ⁇ _K *, and the corrected current command value Ix * input to the steady control unit 13 are shown, and (c) shows the angular velocity command value ⁇ *.
  • start-up control mode from the start of starting the driving of the three-phase synchronous motor 3 to the time t2, all switches 18, 19, and 20 are connected to the a terminal side, and the start time output from the start control unit 8
  • Start-up control is performed using the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _K * and the start-up ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _K *, and in the “steady control mode” after time t2, all the switches 18, 19, 20 are connected to the b terminal side.
  • steady control is performed using the steady-state ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _T * and the steady-state ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _T * output from the steady control unit 13.
  • the startup ⁇ -axis current command value I ⁇ _K * input to the startup control unit 8 approaches the startup ⁇ -axis current command target value I ⁇ _K ** from 0 [A], for example, with a first order delay of a filter time constant of 100 ms. Is set.
  • the starting ⁇ -axis current command target value I ⁇ _K ** is set to a value that allows a phase current that can reliably ensure the starting torque required for the three-phase synchronous motor 3 to flow.
  • the starting ⁇ -axis current command value I ⁇ _K * is fixed to 0 [A]. At this time, the effective value of the phase current of the three-phase synchronous motor 3 is controlled so as to converge to “I ⁇ _K * / ⁇ 3”.
  • the angular velocity command value ⁇ * is 0 [rad / s] from the start of startup until the startup ⁇ -axis current command value I ⁇ _K * converges to the startup ⁇ -axis current command target value I ⁇ _K **.
  • the acceleration is performed until the time t2 at an acceleration rate dedicated to the “startup control mode” that is later than in the “steady control mode”.
  • the start control is started without estimating the magnetic pole position of the permanent magnet rotor 3b at the time of stop.
  • the magnetic pole position is set. It is better to start activation control after estimation.
  • the “ ⁇ _K- ⁇ _K axis” and the “ ⁇ _T- ⁇ _T axis” do not coincide with each other, and an axis error ⁇ v occurs.
  • Va_K Va_T
  • the axial error ⁇ v is a steady-state voltage phase ⁇ v_T that is an angle formed between the steady-state ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _T * and the steady-state ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _T *, and the startup ⁇ -axis. It can be expressed as a difference between the startup voltage phase ⁇ v_K that is an angle formed by the voltage command value V ⁇ _K * and the startup ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _K *.
  • FIG. 4 is a flowchart showing the operation of the steady control parameter initial value calculation unit 12 in the first embodiment.
  • the processing of the flowchart shown in FIG. 4 is repeated for the period from time t1 to time t2, for each control cycle of the inverter control unit 6, for example, for each carrier cycle of the PWM signal.
  • the process is started, and the magnitude of the output voltage vector at startup
  • the steady-state voltage phase ⁇ v_T is calculated using the steady-state ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _T * and the steady-state ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _T * calculated in S3 (S4). Thereafter, the difference between the steady-state voltage phase ⁇ v_T calculated in S4 and the startup voltage phase ⁇ v_K calculated in S1 is calculated, and this is set as the initial value of the axis error ⁇ v (S5).
  • the axis error ⁇ v is “ ⁇ v_T ⁇ v_K”, which is the difference between the steady-time voltage phase ⁇ v_T and the startup voltage phase ⁇ v_K.
  • the adjustment phase ⁇ v_adj is adjusted so as to approach by 0.1 deg.
  • the ⁇ -axis current I ⁇ ′ and the ⁇ -axis current I ⁇ ′ on the “ ⁇ _T ⁇ _T axis” are calculated based on the axis error ⁇ v obtained in S5 or S6 (S7).
  • the ⁇ -axis current I ⁇ and the ⁇ -axis current I ⁇ which are the outputs of the current coordinate conversion unit 7, converge to the startup ⁇ -axis current command value I ⁇ _K * and the startup ⁇ -axis current command value I ⁇ _K *, respectively.
  • the steady-state ⁇ -axis current I ⁇ _T and the steady-state ⁇ -axis current I ⁇ _T are calculated using the magnitude of the current vector
  • I ⁇ _T I ⁇ ′
  • I ⁇ _T I ⁇ ′
  • the corrected current command value Ix * is calculated using the equation (2), and this value is set as the initial value of the startup corrected current command value Ix_K * (S9). If this flow process is not the first time (S8: No), that is, if it is the second time or later, the magnitude
  • Is corrected by PI control of the proportional gain Kp_va so that the startup correction current command value Ix_K * is calculated (S10). Since this process is performed during the period from time t1 to time t2, Ix * Ix_K *.
  • the steady-state ⁇ -axis current I ⁇ _T and steady-state ⁇ -axis current I ⁇ _T calculated in S7 and the corrected current command value Ix * calculated in S9 or S10 are substituted into the above formulas (1) and (2),
  • the constant ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _T * and the steady-state ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _T * are calculated (S11).
  • and the steady-state voltage phase ⁇ v_T are calculated using the steady-state ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _T * and the steady-state ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _T * calculated in S11.
  • the startup output voltage vector Va_K and the steady output voltage vector Va_T coincide with each other, and the switches 18, 19, and 20 are moved from the a terminal side to the b terminal side.
  • the startup correction current command value Ix_K * is set as the initial value of the value Ix_T * ′ that is the output of the filter 17 and the phase ⁇ that is the output of the integrator 11 is corrected by the axial error ⁇ .
  • the mode can be shifted without fluctuation of the output voltage vector Va.
  • the start-up setting is easy and can be realized with a small calculation amount.
  • the start-up setting is easy and can be realized with a small calculation amount.
  • it is possible to flow a phase current that can ensure the necessary starting torque at the time of starting it is also applied to a load of a three-phase synchronous motor that requires a large torque at the time of starting depending on the state of the refrigerant such as a compressor Is possible.
  • the control parameter initial value for steady control so that the output voltage vector at startup matches the output voltage vector at steady state, the magnitude and phase of the steady state output voltage vector are repeatedly calculated for each control cycle.
  • the steady-state output voltage vector can be converged to the startup output voltage vector.
  • mode switching from start-up control to steady control can be performed during acceleration without making the rotation speed of the three-phase synchronous motor constant, so that the influence of resonance points that can occur in the low-speed range is minimized. Can do.
  • Embodiment 2 calculates the voltage command value by multiplying the voltage equation in the steady state of the three-phase synchronous motor 3 by multiplying the correction term Icmp by the gain, and calculating the voltage command value.
  • the second embodiment a mode in which primary magnetic flux control is used for the steady control unit will be described.
  • FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of the synchronous motor control device according to the second embodiment of the present invention.
  • the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
  • the steady control parameter initial value calculation unit 12a, the steady control unit 13a, the primary magnetic flux command value output unit 16a, the filter 17a, and the switch 19a in the inverter control unit 6a having a configuration different from that of the first embodiment will be described. explain.
  • the steady-state control parameter initial value calculation unit 12a is a primary parameter that is a control parameter of the steady-state control unit 13a described later so that the output voltage vectors at the time of transition from the “startup control mode” to the “steady-state control mode” match before and after the transition.
  • the initial value of the primary magnetic flux command value ⁇ * in the magnetic flux control is calculated and output.
  • the steady control parameter initial value calculation unit 12a includes a startup ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _K * and a startup ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _K * output from the startup control unit 8, and a steady-time ⁇ output from the steady control unit 13a.
  • the axis voltage command value V ⁇ _T *, the steady-state ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _T *, and the startup ⁇ -axis current command target value I ⁇ _K ** given in advance for startup control are input, and the “ ⁇ _T- ⁇ _T axis”
  • the ⁇ -axis current I ⁇ ′ and ⁇ -axis current I ⁇ ′ are calculated and output, and the startup primary magnetic flux command value ⁇ _K * used in the “startup control mode” is calculated and output.
  • the steady control unit 13a performs primary magnetic flux control, calculates and outputs a steady state ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _T * and a steady state ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _T *.
  • the steady-state ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _T * and the steady-state ⁇ -axis voltage command value V ⁇ _T * are calculated based on the voltage equation shown in the following equation (3) by primary magnetic flux control.
  • phase resistance Ra the d-axis inductance Ld, the q-axis inductance Lq, and the induced voltage constant ⁇ f are motor parameters
  • K ⁇ ′ and K ⁇ ′ are gains to be set.
  • the gain is too large, control cannot be performed so that the output voltage vectors at startup and steady-state coincide with each other, so it is necessary to divide the gain into values for start-up control and steady-state control, and switchable configurations are required. There is.
  • the primary magnetic flux command value output unit 16a receives the ⁇ -axis current I ⁇ as an input, and outputs a steady-state primary magnetic flux command value ⁇ _T * used in the “steady control mode”.
  • the steady-state primary magnetic flux command value ⁇ _T * is stored in advance in the primary magnetic flux command value output unit 16a as a data table for the ⁇ -axis current I ⁇ , and the primary magnetic flux command value output unit 16a is stored in the data table.
  • the steady-state primary magnetic flux command value ⁇ _T * for the input ⁇ -axis current I ⁇ is output.
  • the filter 17a outputs a value ⁇ _T * ′ obtained by multiplying the output of the primary magnetic flux command value output unit 16a by a primary delay filter.
  • the initial primary magnetic flux command value ⁇ _K * calculated by the steady control parameter initial value calculation unit 12a is used as the initial value of the value ⁇ _T * ′ that is the output of the filter 17a.
  • FIG. 6 is a timing chart from the starting time to the steady time in the second embodiment.
  • (a) shows whether the terminal positions of the switches 18, 19 a, and 20 are on the a terminal side or the b terminal side
  • (b) shows the start time ⁇ input to the start control unit 8.
  • the shaft current command value I ⁇ _K * and the startup ⁇ -axis current command value I ⁇ _K * are shown
  • (c) shows the primary magnetic flux command value ⁇ * input to the steady control unit 13a
  • (d) shows the angular velocity command value ⁇ . * Indicates.
  • operations other than (c) are the same as those in the first embodiment, description thereof will be omitted.
  • FIG. 7 is a flowchart showing the operation of the steady control parameter initial value calculation unit 12a in the second embodiment.
  • the flow process shown in FIG. 7 is repeatedly performed for the period from time t1 to time t2, for each control cycle of the inverter control unit 6a, for example, for each carrier cycle of the PWM signal.
  • processes other than S3a, S9a, S10a, and S11a are the same as those in FIG.
  • the startup output voltage vector Va_K and the steady output voltage vector Va_T coincide with each other, and the switches 18, 19a, 20 are moved from the a terminal side to the b terminal side.
  • the starting primary magnetic flux command value ⁇ _K * is set as an initial value of the value ⁇ _T * ′ that is the output of the filter 17a, and the phase ⁇ that is the output of the integrator 11 is corrected by the axial error ⁇ ,
  • the output voltage vector Va can be shifted without fluctuation.
  • the startup that calculates the voltage command value according to the magnitude of the phase current of the three-phase synchronous motor
  • the embodiment includes a control unit and a steady control parameter initial value calculation unit that calculates a control parameter initial value of the steady control unit so that output voltage vectors match when switching from the startup control unit to the steady control unit. The same effect as 1 is obtained.
  • the present invention includes not only the synchronous motor control apparatus described in the first and second embodiments, but also such a synchronous motor control method. That is, a step of calculating and outputting a startup voltage command value by the phase current of the synchronous motor and the DC voltage of the DC power source, a step of calculating and outputting a steady-state voltage command value using the voltage equation, When the voltage command value for converting DC power to AC power is switched from the startup voltage command value to the steady voltage command value, the output voltage vector to the synchronous motor and the steady voltage command value based on the startup voltage command value
  • the present invention also includes a method for controlling a synchronous motor including a step of calculating a steady-state control parameter initial value so that the output voltage vector to the synchronous motor matches with the above. By controlling the synchronous motor in this way, it is possible to stabilize the start-up of the synchronous motor and reduce the environmental load.
  • the magnitude and phase of the output voltage vector from the inverter main circuit to the synchronous motor at the steady state are controlled by repeated calculation. It is preferable to approximate each cycle. This is because even if the current detector and the voltage detector perform erroneous detection due to noise, the output voltage vector at the normal time can be converged to the output voltage vector at the start-up.
  • a compressor driving device including the synchronous motor control device described in the first and second embodiments and a permanent magnet synchronous motor connected to the compressor is also included in the present invention. That is, the synchronous motor control device described in the first and second embodiments can be applied to a compressor driving device that drives a compressor, and such a compressor driving device can be stably started. It is.
  • Such a compressor drive device can be applied to a compressor that circulates a refrigerant of an air conditioner, and an air conditioner including such a compressor is also included in the present invention.
  • an air conditioner can be stably started.
  • the configuration described in the above embodiment shows an example of the contents of the present invention, and can be combined with another known technique, and can be combined with other configurations without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change the part.
  • 1 DC power supply 2 inverter main circuit, 3 three-phase synchronous motor, 3a stator, 3b permanent magnet rotor, 4a, 4b current detector, 5 voltage detector, 6, 6a inverter control unit, 7 current coordinate conversion unit, 8 start control unit, 9 voltage coordinate conversion unit, 10 PWM signal generation unit, 11 integrator, 12, 12a steady control parameter initial value calculation unit, 13, 13a steady control unit, 14 frequency compensation amount calculation unit, 15 subtractor, 16 Correction current command value output unit, 16a Primary magnetic flux command value output unit, 17, 17a filter, 18, 19, 19a, 20 switch.

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Abstract

直流電源１と、インバータ主回路２と、直流電源１の直流がインバータ主回路２により交流に変換されて駆動される三相同期電動機３と、角速度指令値、三相同期電動機３の相電流値及び直流電源１の直流電圧値が入力され、インバータ主回路２を制御するためのＰＷＭ信号を出力するインバータ制御部６とを備え、インバータ制御部６が、ＰＷＭ信号生成部１０と、起動時に、相電流値に応じた起動時電圧指令値をＰＷＭ信号生成部１０に出力する起動制御部８と、定常時に、電圧方程式を用いて定常時電圧指令値を演算してＰＷＭ信号生成部１０に出力する定常制御部１３と、起動時から定常時に切り換わる際に、インバータ主回路２から三相同期電動機３への出力電圧ベクトルが切り換え前後で一致するように定常制御部１３の制御パラメータ初期値を定常制御部１３に出力する定常制御パラメータ初期値演算部１２とを備える同期電動機制御装置とし、安定した起動を可能とする。

Description

同期電動機制御装置、圧縮機駆動装置、空気調和機及び同期電動機の制御方法
　この発明は、同期電動機に流れる電流を検出して制御する同期電動機制御装置及び圧縮機駆動装置、空気調和機及び同期電動機の制御方法に関する。
　特許文献１には、従来の同期電動機制御装置の一例である、同期電動機へ流れる電流を検出する電流検出手段と、同期電動機で検出した電流を回転子上に想定したγ－δ軸に座標変換する電流座標変換手段と、補正電流指令及び座標変換された電流に基づいて補正項を演算する補正項演算手段と、同期電動機の定常状態での電圧方程式及び補正項に基づいてγ－δ軸電圧指令を演算する電圧指令演算手段とを備え、始動時に、検出された磁極位置に合わせて直流電流を流し、同期電動機の一次側抵抗を推定する同期電動機制御装置が開示されている。この技術によれば、電圧方程式を用いて電圧指令値を演算することで演算負荷を小さくすることができ、始動時に同期電動機の一次側抵抗を推定することで圧縮機に搭載された同期電動機のように温度変化の大きい環境においても巻線抵抗の変化に追従することが可能である。
国際公開第０１／０１５３１１号
　しかしながら、上記従来の技術によれば、同期電動機の相電流の大きさを調整する電流制御手段は、抵抗値の推定期間にのみ設けられている。そのため、ＰＷＭ制御を行う場合にはＰＷＭ制御を行うスイッチング素子のスイッチングばらつきの影響及び直流を三相交流に変換して駆動する場合には直流電圧の検出ばらつきの影響の少なくともいずれか一方により、起動時に必要なトルクが大きい場合には、起動できないおそれがある、という問題があった。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、安定した起動が可能である同期電動機制御装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る同期電動機制御装置は、インバータ主回路と、直流電源の直流がインバータ主回路により交流に変換されて駆動される同期電動機と、角速度指令値、同期電動機の相電流値及び直流電源の直流電圧値が入力され、インバータ主回路を制御するためのＰＷＭ信号を出力するインバータ制御部とを備える。そして、インバータ制御部が、ＰＷＭ信号生成部と、起動時に、相電流値に応じた起動時電圧指令値をＰＷＭ信号生成部に出力する起動制御部と、定常時に、電圧方程式を用いて定常時電圧指令値を演算してＰＷＭ信号生成部に出力する定常制御部と、起動時から定常時に切り換わる際に、インバータ主回路から同期電動機への出力電圧ベクトルが切り換え前後で一致するように定常制御部の制御パラメータ初期値を定常制御部に出力する定常制御パラメータ初期値演算部とを備える。
　本発明に係る同期電動機制御装置は、安定した起動が可能であるという効果を奏する。
実施の形態１に係る同期電動機制御装置の構成を示すブロック図 実施の形態１における起動時から定常時までのタイミングチャート 実施の形態１において、起動時と定常時で一致するときの出力電圧ベクトル及び電流ベクトルを示す図 実施の形態１における定常制御パラメータ初期値演算部の動作を示すフローチャート 実施の形態２に係る同期電動機制御装置の構成を示すブロック図 実施の形態２における起動時から定常時までのタイミングチャート 実施の形態２における定常制御パラメータ初期値演算部の動作を示すフローチャート
　以下に、本発明の実施の形態に係る同期電動機制御装置、圧縮機駆動装置、空気調和機及び同期電動機の制御方法を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１に係る同期電動機制御装置の構成を示すブロック図である。図１に示すように、本実施の形態１の同期電動機制御装置は、直流電源１に接続され、複数のスイッチング素子から構成されたインバータ主回路２と、インバータ主回路２が出力する交流電力により駆動される三相同期電動機３と、三相同期電動機３の相電流値を検出する電流検出器４ａ，４ｂと、直流電源１の直流電圧値を検出する電圧検出器５と、角速度指令値、電流検出器４ａ，４ｂが検出した相電流値及び電圧検出器５が検出した直流電圧値が入力されて、インバータ主回路２の複数のスイッチング素子のオンオフを制御するためのＰＷＭ信号を生成してインバータ主回路２に出力するインバータ制御部６とを備える。図１において、直流電源１が接続されたインバータ主回路２は、電力スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６と、電力スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６の各々に逆並列で接続されたダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６と、電力スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６の図示しない駆動回路とを備え、直流電源１からの直流を交流に変換して三相同期電動機３を駆動する。インバータ主回路２は、一例として、ＩＰＭ（Ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔ　Ｐｏｗｅｒ　Ｍｏｄｕｌｅ）により構成される。三相同期電動機３は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相からなる三相Ｙ形結線の固定子３ａと、永久磁石回転子３ｂとを備える。図１においては、電力スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６をＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）としているが、本発明はこれに限定されるものではない。また、直流電源１は、一例として、交流電源を整流し、平滑して生成されるものであってもよい。なお、ここでは同期電動機として三相同期電動機を例示しているが、本発明はこれに限定されるものではない。
　電流検出器４ａは三相同期電動機３に流れるＵ相電流Ｉｕを検出し、電流検出器４ｂは三相同期電動機３に流れるＷ相電流Ｉｗを検出する。電圧検出器５は直流電源１の電圧を検出する。なお、図１では、Ｕ相電流とＷ相電流とを検出しているが、本発明はこれに限定されるものではなく、Ｕ相電流ＩｕとＶ相電流Ｉｖとを検出してもよいし、Ｖ相電流ＩｖとＷ相電流Ｉｗとを検出してもよいし、三相すべての電流を検出してもよい。又は、直流電源１に流れる電流を検出して、二相の相電流を検出してもよい。直流電源１に流れる電流を検出して、二相の相電流を検出する場合には、インバータ主回路の直流母線に流れる電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段により電流を検出した時におけるインバータ主回路のスイッチングモードに基づき、そのときの検出電流値がどの相の電流値に相当するかを判断する相判断手段とを設け、ゼロベクトル以外のいずれかの基本電圧ベクトルに対応するスイッチングモードの保持時間がインバータ主回路のデッドタイムと電流検出手段による電流検出に要する時間との和より長くなるように構成する。特開平３－２３０７６７号公報には、このような技術の一例が記載されている。
　インバータ制御部６は、外部から入力される角速度指令値ω＊と、電流検出器４ａにより検出されるＵ相電流Ｉｕと、電流検出器４ｂにより検出されるＷ相電流Ｉｗと、電圧検出器５により検出される直流電圧Ｖｄｃとを用いて、インバータ主回路２の電力スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６を駆動するためのＰＷＭ信号を生成して出力する。一例として、インバータ制御部６は、マイクロプロセッサにより実現することができる。
　インバータ制御部６は、「起動制御モード」又は「定常制御モード」により動作し、インバータ制御開始時には「起動制御モード」により動作する。なお、以下の説明において、「起動時」は「起動制御モード」による動作時であり、「定常時」は「定常制御モード」による動作時である。「起動時」は「起動制御時」とも記載され、「定常時」は「定常制御時」とも記載される。起動時にはスイッチ１８，１９，２０が全てａ端子側に接続され、定常時にはスイッチ１８，１９，２０が全てｂ端子側に接続される。起動制御部８と定常制御パラメータ初期値演算部１２は、起動時のみ動作する。まず、インバータ制御部６が「起動制御モード」により動作する場合について説明する。
　電流座標変換部７は、後述の位相θに基づいて、Ｕ相電流Ｉｕ及びＷ相電流Ｉｗを入力とし、これらを回転座標系の制御軸であるγ－δ軸上の値に変換し、γ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδを出力する。ここで、後述する、起動制御部８が出力する電圧指令値に基づいて制御する起動制御での制御軸を「γ＿Ｋ－δ＿Ｋ軸」と定義し、後述する、定常制御部１３が出力する電圧指令値に基づいて制御する定常制御での制御軸を「γ＿Ｔ－δ＿Ｔ軸」と定義すると、後述するように、起動制御から定常制御に移行する際に位相θを補正しているので、γ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδは、起動制御時には「γ＿Ｋ－δ＿Ｋ軸」における値が出力され、定常制御時には「γ＿Ｔ－δ＿Ｔ軸」における値が出力される。
　電流制御を行う起動制御部８は、γ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδが、各々予め起動制御用に与えられている起動時γ軸電流指令値Ｉγ＿Ｋ＊及び起動時δ軸電流指令値Ｉδ＿Ｋ＊に一致するように、起動時γ軸電圧指令値Ｖγ＿Ｋ＊及び起動時δ軸電圧指令値Ｖδ＿Ｋ＊を演算して出力する。この起動制御部８は、ＰＩ制御によって実現される。「起動制御モード」においては、スイッチ２０がａ端子側に接続されているので「Ｖγ＊＝Ｖγ＿Ｋ＊」及び「Ｖδ＊＝Ｖδ＿Ｋ＊」が選択される。
　電圧座標変換部９は、γ軸電圧指令値Ｖγ＊、δ軸電圧指令値Ｖδ＊及び位相θを入力とし、位相θに基づいてγ軸電圧指令値Ｖγ＊及びδ軸電圧指令値Ｖδ＊を三相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換して出力する。ＰＷＭ信号生成部１０は、三相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と、直流電圧Ｖｄｃとを入力とし、電力スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６を駆動するためのＰＷＭ信号を生成して出力する。積分器１１は、一次角速度ω１を入力とし、一次角速度ω１を積分して位相θを出力する。位相θは、電流座標変換部７及び電圧座標変換部９に入力される。「起動制御モード」においては、スイッチ１８がａ端子側に接続されているので、ω１＝ω＊である。
　定常制御パラメータ初期値演算部１２は、「起動制御モード」から「定常制御モード」に移行するときの出力電圧ベクトルが移行前後で一致するように、後述する定常制御部１３の制御パラメータである補正電流指令値Ｉｘ＊の初期値を演算して出力する。定常制御パラメータ初期値演算部１２は、起動制御部８から出力される起動時γ軸電圧指令値Ｖγ＿Ｋ＊及び起動時δ軸電圧指令値Ｖδ＿Ｋ＊と、定常制御部１３から出力される定常時γ軸電圧指令値Ｖγ＿Ｔ＊，定常時δ軸電圧指令値Ｖδ＿Ｔ＊と、予め起動制御用に与えられている起動時γ軸電流指令目標値Ｉγ＿Ｋ＊＊とを入力とし、「γ＿Ｔ－δ＿Ｔ軸」上のγ軸電流Ｉγ’、δ軸電流Ｉδ’を演算して出力し、且つ「起動制御モード」において使用される起動時補正電流指令値Ｉｘ＿Ｋ＊を演算して出力する。「起動制御モード」においては、スイッチ１９がａ端子側に接続されているので、「Ｉγ＿Ｔ＝Ｉγ’」、「Ｉδ＿Ｔ＝Ｉδ’」及び「Ｉｘ＊＝Ｉｘ＿Ｋ＊」が選択される。「定常制御モード」においては、スイッチ１９がｂ端子側に接続されているので、「Ｉγ＿Ｔ＝Ｉγ」、「Ｉδ＿Ｔ＝Ｉδ」及び「Ｉｘ＊＝Ｉｘ＿Ｔ＊’」が選択される。ここで、Ｉγ＿Ｔ及びＩδ＿Ｔは、各々定常制御部１３が使用するγ軸電流及びδ軸電流である。
　定常制御部１３は、定常時γ軸電圧指令値Ｖγ＿Ｔ＊及び定常時δ軸電圧指令値Ｖδ＿Ｔ＊を演算して出力する。ここで、定常時γ軸電圧指令値Ｖγ＿Ｔ＊及び定常時δ軸電圧指令値Ｖδ＿Ｔ＊は、下記の式（１）に示す電圧方程式により演算される。この電圧方程式は、三相同期電動機３の定常状態での電圧方程式に対し、補正項Ｉｃｍｐにゲインを乗じて加算したものである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ただし、補正項Ｉｃｍｐは下記の式（２）によって表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　なお、ここで、相抵抗Ｒａ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、誘起電圧定数φｆは、モータパラメータであり、Ｋγ，Ｋδ，Ｋｃｍｐは、設定されるゲインである。ただし、ゲインが大きすぎると、起動制御時と定常起動時の出力電圧ベクトルが一致するように制御できないので、ゲインを起動制御用と定常制御用の値に分けておき、切り換え可能な構成とすることを要する場合がある。
　続いて、インバータ制御部６が「定常制御モード」により動作する場合について説明する。
　周波数補償量演算部１４は、δ軸電流Ｉδを入力とし、角速度補償量ωｄを演算して出力する。減算器１５は、角速度指令値ω＊及び角速度補償量ωｄを入力とし、角速度指令値ω＊から角速度補償量ωｄを減算して出力する。インバータ制御部６が「定常制御モード」である場合には、スイッチ１８がｂ端子に接続されるので、一次角速度ω１として減算器１５の出力が選択される。補正電流指令値出力部１６は、δ軸電流Ｉδを入力とし、「定常制御モード」で使用される定常時補正電流指令値Ｉｘ＿Ｔ＊を出力する。一例として、補正電流指令値出力部１６は、δ軸電流Ｉδに対する定常時補正電流指令値Ｉｘ＿Ｔ＊をデータテーブルとして予め記憶し、補正電流指令値出力部１６は、このデータテーブルを参照して、入力されたδ軸電流Ｉδに対する定常時補正電流指令値Ｉｘ＿Ｔ＊を出力する。フィルタ１７は、定常時補正電流指令値Ｉｘ＿Ｔ＊及び起動時補正電流指令値Ｉｘ＿Ｋ＊を入力とし、補正電流指令値出力部１６の出力に一次遅れのフィルタを掛けた値Ｉｘ＿Ｔ＊’を出力する。ここで、フィルタ１７の出力である値Ｉｘ＿Ｔ＊’の初期値には、定常制御パラメータ初期値演算部１２で演算された起動時補正電流指令値Ｉｘ＿Ｋ＊を用いる。
　図２は、本実施の形態１における起動時から定常時までのタイミングチャートである。図２において、（ａ）にはスイッチ１８，１９，２０の端子位置がａ端子側であるかｂ端子側であるかを示し、（ｂ）には起動制御部８に入力される起動時γ軸電流指令値Ｉγ＿Ｋ＊及び起動時δ軸電流指令値Ｉδ＿Ｋ＊と、定常制御部１３に入力される補正電流指令値Ｉｘ＊とを示し、（ｃ）には角速度指令値ω＊を示す。
　三相同期電動機３の駆動を開始する起動開始時点から時刻ｔ２までの「起動制御モード」では、スイッチ１８，１９，２０をすべてａ端子側に接続し、起動制御部８から出力される起動時γ軸電圧指令値Ｖγ＿Ｋ＊及び起動時δ軸電圧指令値Ｖδ＿Ｋ＊を用いて起動制御を行い、時刻ｔ２以降の「定常制御モード」では、スイッチ１８，１９，２０をすべてｂ端子側に接続し、定常制御部１３から出力される定常時γ軸電圧指令値Ｖγ＿Ｔ＊及び定常時δ軸電圧指令値Ｖδ＿Ｔ＊を用いて定常制御を行う。
　起動制御部８に入力される起動時γ軸電流指令値Ｉγ＿Ｋ＊は、０［Ａ］から起動時γ軸電流指令目標値Ｉγ＿Ｋ＊＊に、一例としてフィルタ時定数１００ｍｓの一次遅れで近づけるように設定されている。ここで、起動時γ軸電流指令目標値Ｉγ＿Ｋ＊＊は、三相同期電動機３に要求される起動トルクを確実に確保できる相電流を流すことが可能な値に設定する。起動時δ軸電流指令値Ｉδ＿Ｋ＊は０［Ａ］に固定する。このとき、三相同期電動機３の相電流実効値は、「Ｉγ＿Ｋ＊／√３」に収束するように制御される。角速度指令値ω＊は、起動開始時から、起動時γ軸電流指令値Ｉγ＿Ｋ＊が起動時γ軸電流指令目標値Ｉγ＿Ｋ＊＊に収束するまでは０［ｒａｄ／ｓ］とし、収束した後も確実に同期に引き込むため、「定常制御モード」時より遅い「起動制御モード」専用の加速レートで時間ｔ２まで加速する。
　そして、「起動制御モード」の後期である時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間、すなわち図２における定常制御パラメータ初期値演算期間では、定常制御パラメータ初期値演算部１２及び定常制御部１３を動作させて、スイッチ１８，１９，２０がａ端子側からｂ端子側に移行するときに出力電圧ベクトルが変動なく動作するための調整が行われる。ここで、補正電流指令値Ｉｘ＊としては、定常制御パラメータ初期値演算期間では、定常制御パラメータ初期値演算部１２から出力される起動時補正電流指令値Ｉｘ＿Ｋ＊が選択され、時刻ｔ２以降の「定常制御モード」では、フィルタ１７の出力である値Ｉｘ＿Ｔ＊’が選択される。時刻ｔ２時点では、「Ｉｘ＿Ｔ＊’＝Ｉｘ＿Ｋ＊」としている。また、時刻ｔ１は、電流座標変換部７の出力であるγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδが、各々起動時γ軸電流指令値Ｉγ＿Ｋ＊及び起動時δ軸電流指令値Ｉδ＿Ｋ＊に確実に収束するように設定される。
　ここで、図２においては、停止時に永久磁石回転子３ｂの磁極位置を推定することなく起動制御を開始しているが、三相同期電動機３を逆回転させることができない用途では、磁極位置を推定した後に起動制御を開始した方がよい。
　図３は、本実施の形態１において、起動時と定常時で一致するときの出力電圧ベクトル及び電流ベクトルを示す図である。すなわち、起動時出力電圧ベクトルＶａ＿Ｋと定常時出力電圧ベクトルＶａ＿Ｔとが一致しているとき、及び起動時電流ベクトルＩａ＿Ｋと定常時電流ベクトルＩａ＿Ｔとが一致しているときのベクトル図を示す図である。すなわち、図３は、Ｖａ＿Ｋ＝Ｖａ＿Ｔ及びＩａ＿Ｋ＝Ｉａ＿Ｔのときのベクトル図を示す図である。三相同期電動機３に図示しない負荷がある場合には、「γ＿Ｋ－δ＿Ｋ軸」と「γ＿Ｔ－δ＿Ｔ軸」は一致せず軸誤差Δθｖが発生する。この軸誤差Δθｖは、Ｖａ＿Ｋ＝Ｖａ＿Ｔである場合には、定常時γ軸電圧指令値Ｖγ＿Ｔ＊及び定常時δ軸電圧指令値Ｖδ＿Ｔ＊の成す角度である定常時電圧位相θｖ＿Ｔと、起動時γ軸電圧指令値Ｖγ＿Ｋ＊及び起動時δ軸電圧指令値Ｖδ＿Ｋ＊の成す角度である起動時電圧位相θｖ＿Ｋの差として表わすことができる。
　図４は、本実施の形態１における定常制御パラメータ初期値演算部１２の動作を示すフローチャートである。図４に示すフローチャートの処理は、時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間、インバータ制御部６の制御周期毎、一例としてＰＷＭ信号のキャリア周期毎に繰り返し行うものとする。まず、処理をスタートし、起動時γ軸電圧指令値Ｖγ＿Ｋ＊及び起動時δ軸電圧指令値Ｖδ＿Ｋ＊から、起動時出力電圧ベクトルの大きさ｜Ｖａ＿Ｋ｜と、起動時電圧位相θｖ＿Ｋを演算する（Ｓ１）。次に、この処理が１回目の処理であるか否かを判定し（Ｓ２）、この処理が１回目である場合（Ｓ２：Ｙｅｓ）には「γ＿Ｋ－δ＿Ｋ軸」と「γ＿Ｔ－δ＿Ｔ軸」とが一致していると仮定してＳ３からＳ５の処理を行う。このようにして、起動時出力電圧ベクトルＶａ＿Ｋと定常時出力電圧ベクトルＶａ＿Ｔが一致するまでの時間を短縮することができる。ここで、Ｉγ＿Ｔ＝Ｉγ＿Ｋ＊とし、Ｉδ＿Ｔ＝Ｉδ＿Ｋ＊とし、Ｉｃｍｐ＝０として、上記の式（１）から、定常時γ軸電圧指令値Ｖγ＿Ｔ＊及び定常時δ軸電圧指令値Ｖδ＿Ｔ＊を演算する（Ｓ３）。そして、Ｓ３で演算した定常時γ軸電圧指令値Ｖγ＿Ｔ＊及び定常時δ軸電圧指令値Ｖδ＿Ｔ＊を用いて、定常時電圧位相θｖ＿Ｔを演算する（Ｓ４）。その後、Ｓ４で演算した定常時電圧位相θｖ＿ＴとＳ１で演算した起動時電圧位相θｖ＿Ｋとの差を演算し、これを軸誤差Δθｖの初期値として設定する（Ｓ５）。このフロー処理が１回目でない場合（Ｓ２：Ｎｏ）、すなわち２回目以降である場合には、軸誤差Δθｖが定常時電圧位相θｖ＿Ｔと起動時電圧位相θｖ＿Ｋとの差である「θｖ＿Ｔ－θｖ＿Ｋ」となるように、調整位相θｖ＿ａｄｊ分、一例として０．１ｄｅｇずつだけ近づけるように調整する。ここで、軸誤差Δθｖ＝θｖ＿Ｔ－θｖ＿Ｋとせず、調整位相θｖ＿ａｄｊを用いて制御周期毎に近づけているのは、Ｓ７で求める電流値がハンチングするのを抑制して、定常時出力電圧ベクトルＶａ＿Ｔが起動時出力電圧ベクトルＶａ＿Ｋに確実に収束するようにするためである。
　次に、Ｓ５又はＳ６で求めた軸誤差Δθｖに基づき、「γ＿Ｔ－δ＿Ｔ軸」上のγ軸電流Ｉγ’、δ軸電流Ｉδ’を算出する（Ｓ７）。ここで、電流座標変換部７の出力であるγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδが、各々起動時γ軸電流指令値Ｉγ＿Ｋ＊及び起動時δ軸電流指令値Ｉδ＿Ｋ＊に収束していることを前提に、電流ベクトルの大きさ｜Ｉａ｜を起動時γ軸電流指令目標値Ｉγ＿Ｋ＊＊として、定常時γ軸電流Ｉγ＿Ｔ及び定常時δ軸電流Ｉδ＿Ｔを演算する（Ｓ７）。ここで、このフロー処理は、時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間に行われているので、「Ｉγ＿Ｔ＝Ｉγ’、Ｉδ＿Ｔ＝Ｉδ’」である。
　次に、このフロー処理が１回目の処理であるか否かを再度判定し（Ｓ８）、このフロー処理が１回目である場合（Ｓ８：Ｙｅｓ）には、補正項Ｉｃｍｐ＝０として、上記の式（２）を用いて補正電流指令値Ｉｘ＊を演算し、この値を起動時補正電流指令値Ｉｘ＿Ｋ＊の初期値とする（Ｓ９）。このフロー処理が１回目でない場合（Ｓ８：Ｎｏ）、すなわち２回目以降である場合には、起動時出力電圧ベクトルＶａ＿Ｋの大きさ｜Ｖａ＿Ｋ｜と、定常時出力電圧ベクトルＶａ＿Ｔの大きさ｜Ｖａ＿Ｔ｜が制御周期毎に近づいて一致するように、比例ゲインＫｐ＿ｖａのＰＩ制御によって起動時補正電流指令値Ｉｘ＿Ｋ＊を演算する（Ｓ１０）。この処理は、時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間に行われているので、Ｉｘ＊＝Ｉｘ＿Ｋ＊である。
　次に、Ｓ７で演算した定常時γ軸電流Ｉγ＿Ｔ及び定常時δ軸電流Ｉδ＿Ｔと、Ｓ９又はＳ１０で演算した補正電流指令値Ｉｘ＊を上記の式（１），（２）に代入して、定常時γ軸電圧指令値Ｖγ＿Ｔ＊及び定常時δ軸電圧指令値Ｖδ＿Ｔ＊を演算する（Ｓ１１）。その後、Ｓ１１で演算した定常時γ軸電圧指令値Ｖγ＿Ｔ＊及び定常時δ軸電圧指令値Ｖδ＿Ｔ＊を用いて、定常時出力電圧ベクトルの大きさ｜Ｖａ＿Ｔ｜及び定常時電圧位相θｖ＿Ｔを演算する。この処理を時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間に繰り返し行うことにより、起動時出力電圧ベクトルＶａ＿Ｋと定常時出力電圧ベクトルＶａ＿Ｔが一致する状態となり、スイッチ１８，１９，２０がａ端子側からｂ端子側に切り替わるときに、フィルタ１７の出力である値Ｉｘ＿Ｔ＊’の初期値として起動時補正電流指令値Ｉｘ＿Ｋ＊を設定すると共に、積分器１１の出力である位相θを軸誤差Δθ分補正することで、出力電圧ベクトルＶａの変動なくモードを移行することができる。
　以上のように、定常時に電流制御部のない電圧方程式を用いて電圧指令値を演算する制御を用いても起動時に必要なトルクを確実に確保できると共に、起動時から定常時への移行時における出力電圧の変動がない安定した起動性能が得られる。
　また、起動時には電流指令値を用いて電圧指令値を演算し、定常時には電圧方程式を用いて電圧指令値を演算するので、起動設定が容易であり、且つ少ない演算量で実現することができる。また、起動時に必要な起動トルクを確実に確保できる相電流を流すことができるため、三相同期電動機の負荷として、圧縮機のような冷媒の状態によっては起動時に大きなトルクを要するものにも適用することが可能である。また、起動時の出力電圧ベクトルと定常時の出力電圧ベクトルが一致するように定常制御の制御パラメータ初期値を演算する際、定常時の出力電圧ベクトルの大きさと位相を繰り返し演算により制御周期毎に近づけるので、電流検出器及び電圧検出器がノイズによる誤検出を行ったとしても、定常時の出力電圧ベクトルを起動時の出力電圧ベクトルに収束させることができる。また、起動制御から定常制御へのモード切り換えを、三相同期電動機の回転速度を一定にすることなく加速中に行うことができるので、低速域にて発生しうる共振ポイントの影響を極力抑えることができる。
実施の形態２．
　実施の形態１における定常制御部１３は、三相同期電動機３の定常状態での電圧方程式に補正項Ｉｃｍｐにゲインを乗じて加算し、電圧指令値を演算するようにしたものであるが、本実施の形態２では、定常制御部に一次磁束制御を用いる形態を説明する。
　図５は、本発明の実施の形態２に係る同期電動機制御装置の構成を示すブロック図である。本実施の形態２において、実施の形態１と同等の構成には同一の符号を付して説明は省略する。以下、実施の形態１とは異なる符号を付した構成であるインバータ制御部６ａ内の定常制御パラメータ初期値演算部１２ａ、定常制御部１３ａ、一次磁束指令値出力部１６ａ、フィルタ１７ａ及びスイッチ１９ａについて説明する。
　定常制御パラメータ初期値演算部１２ａは、「起動制御モード」から「定常制御モード」に移行するときの出力電圧ベクトルが移行前後で一致するように、後述する定常制御部１３ａの制御パラメータである一次磁束制御における一次磁束指令値φγ＊の初期値を演算して出力する。定常制御パラメータ初期値演算部１２ａは、起動制御部８から出力される起動時γ軸電圧指令値Ｖγ＿Ｋ＊及び起動時δ軸電圧指令値Ｖδ＿Ｋ＊と、定常制御部１３ａから出力される定常時γ軸電圧指令値Ｖγ＿Ｔ＊及び定常時δ軸電圧指令値Ｖδ＿Ｔ＊と、予め起動制御用に与えられている起動時γ軸電流指令目標値Ｉγ＿Ｋ＊＊とを入力とし、「γ＿Ｔ－δ＿Ｔ軸」上のγ軸電流Ｉγ’、δ軸電流Ｉδ’を演算して出力し、且つ「起動制御モード」において使用される起動時一次磁束指令値φγ＿Ｋ＊を演算して出力する。「起動制御モード」においては、スイッチ１９ａがａ端子側に接続されているので、「Ｉγ＿Ｔ＝Ｉγ’」、「Ｉδ＿Ｔ＝Ｉδ’」及び「φγ＊＝φγ＿Ｋ＊」が選択される。「定常制御モード」においては、スイッチ１９ａがｂ端子側に接続されているので、「Ｉγ＿Ｔ＝Ｉγ」、「Ｉδ＿Ｔ＝Ｉδ」及び「φγ＊＝φγ＿Ｔ＊’」が選択される。
　定常制御部１３ａは、一次磁束制御を行い、定常時γ軸電圧指令値Ｖγ＿Ｔ＊及び定常時δ軸電圧指令値Ｖδ＿Ｔ＊を演算して出力する。ここで、定常時γ軸電圧指令値Ｖγ＿Ｔ＊及び定常時δ軸電圧指令値Ｖδ＿Ｔ＊は、一次磁束制御による下記の式（３）に示す電圧方程式に基づき演算される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ただし、φｅｒｒは下記の式（４）によって表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　なお、ここで、相抵抗Ｒａ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ及び誘起電圧定数φｆは、モータパラメータであり、Ｋγ’，Ｋδ’は、設定されるゲインである。ただし、ゲインが大きすぎると、起動時と定常時の出力電圧ベクトルが一致するように制御できないので、ゲインを起動制御用と定常制御用の値に分け、切り換え可能な構成とすることを要する場合がある。
　一次磁束指令値出力部１６ａは、δ軸電流Ｉδを入力とし、「定常制御モード」で使用される定常時一次磁束指令値φγ＿Ｔ＊を出力する。一例として、定常時一次磁束指令値φγ＿Ｔ＊は、δ軸電流Ｉδに対する値がデータテーブルとして予め一次磁束指令値出力部１６ａ内に記憶されており、一次磁束指令値出力部１６ａは、このデータテーブルを参照して、入力されたδ軸電流Ｉδに対する定常時一次磁束指令値φγ＿Ｔ＊を出力する。フィルタ１７ａは、一次磁束指令値出力部１６ａの出力に一次遅れのフィルタを掛けた値φγ＿Ｔ＊’を出力する。ここで、フィルタ１７ａの出力である値φγ＿Ｔ＊’の初期値には、定常制御パラメータ初期値演算部１２ａで演算された起動時一次磁束指令値φγ＿Ｋ＊を用いるものとする。
　図６は、本実施の形態２における起動時から定常時までのタイミングチャートである。図６において、（ａ）にはスイッチ１８，１９ａ，２０の端子位置がａ端子側であるかｂ端子側であるかを示し、（ｂ）には起動制御部８に入力される起動時γ軸電流指令値Ｉγ＿Ｋ＊及び起動時δ軸電流指令値Ｉδ＿Ｋ＊を示し、（ｃ）には定常制御部１３ａに入力される一次磁束指令値φγ＊を示し、（ｄ）には角速度指令値ω＊を示す。ここで、（ｃ）以外の動作については実施の形態１と同様のため、説明は省略する。
　「起動制御モード」の後期である時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間、すなわち図６における定常制御パラメータ初期値演算期間では、定常制御パラメータ初期値演算部１２ａ及び定常制御部１３ａを動作させて、スイッチ１８，１９ａ，２０がａ端子側からｂ端子側に移行するときに出力電圧ベクトルが変動なく動作するための調整を行う。ここで、一次磁束指令値φγ＊として、定常制御パラメータ初期値演算期間では、定常制御パラメータ初期値演算部１２ａから出力される起動時一次磁束指令値φγ＿Ｋ＊を選択し、時刻ｔ２以降の「定常制御モード」では、フィルタ１７ａの出力である値φγ＿Ｔ＊’を選択する。時刻ｔ２時点では、「φγ＿Ｔ＊’＝φγ＿Ｋ＊」としている。
　図７は、本実施の形態２における定常制御パラメータ初期値演算部１２ａの動作を示すフローチャートである。図７に示すフロー処理は、時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間、インバータ制御部６ａの制御周期毎、一例としてＰＷＭ信号のキャリア周期毎に繰り返し行うものとする。図７において、Ｓ３ａ，Ｓ９ａ，Ｓ１０ａ，Ｓ１１ａ以外の処理については、実施の形態１の図４と同様のため、同一符号を付して説明は省略する。
　Ｓ３ａでは、「γ＿Ｋ－δ＿Ｋ」軸と「γ＿Ｔ－δ＿Ｔ」軸が一致していると仮定して、Ｉγ＿Ｔ＝Ｉγ＿Ｋ＊とし、Ｉδ＿Ｔ＝Ｉδ＿Ｋ＊とし、φｅｒｒ＝０として、上記の式（３），（４）式から、定常時γ軸電圧指令値Ｖγ＿Ｔ＊及び定常時δ軸電圧指令値Ｖδ＿Ｔ＊を演算する。Ｓ９ａでは、φｅｒｒ＝０として、上記の式（４）を用いて一次磁束指令値φγ＊を演算し、この値を起動時一次磁束指令値φγ＿Ｋ＊の初期値とする。Ｓ１０ａでは、起動時出力電圧ベクトルＶａ＿Ｋの大きさ｜Ｖａ＿Ｋ｜と、定常時出力電圧ベクトルＶａ＿Ｔの大きさ｜Ｖａ＿Ｔ｜が制御周期毎に近づいて一致するように、比例ゲインＫｐ＿ｖａ’のＰＩ制御によって起動時一次磁束指令値φγ＿Ｋ＊を演算する。このフロー処理は、時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間に行われているので、φγ＊＝φγ＿Ｋ＊である。Ｓ１１ａでは、Ｓ７で演算した定常時γ軸電流Ｉγ＿Ｔ及び定常時δ軸電流Ｉδ＿Ｔと、Ｓ９ａ又はＳ１０ａで演算した一次磁束指令値φγ＊を上記の式（３），（４）式に代入して、定常時γ軸電圧指令値Ｖγ＿Ｔ＊及び定常時δ軸電圧指令値Ｖδ＿Ｔ＊を演算する。
　この処理を時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間に繰り返し行うことにより、起動時出力電圧ベクトルＶａ＿Ｋと定常時出力電圧ベクトルＶａ＿Ｔが一致する状態となり、スイッチ１８，１９ａ，２０がａ端子側からｂ端子側に切り替わるときに、フィルタ１７ａの出力である値φγ＿Ｔ＊’の初期値として起動時一次磁束指令値φγ＿Ｋ＊を設定すると共に、積分器１１の出力である位相θを軸誤差Δθ分補正することで、出力電圧ベクトルＶａの変動なく移行することができる。
　以上のように、一次磁束制御による電圧方程式に基づいて電圧指令値を演算する定常制御部を用いた場合においても、三相同期電動機の相電流の大きさに応じて電圧指令値を演算する起動制御部と、起動制御部から定常制御部に切り換える際に出力電圧ベクトルが一致するように定常制御部の制御パラメータ初期値を演算する定常制御パラメータ初期値演算部とを備えることで、実施の形態１と同様の効果が得られる。
　なお、実施の形態１，２にて説明した同期電動機制御装置のみならず、このような同期電動機の制御方法も本発明に含まれるものである。すなわち、同期電動機の相電流及び直流電源の直流電圧によって起動時電圧指令値を演算して出力するステップと、電圧方程式を用いて定常時電圧指令値を演算して出力するステップと、直流電源の直流電力を交流電力に変換する際の電圧指令値が起動時電圧指令値から定常時電圧指令値に切り換わる際に、起動時電圧指令値による同期電動機への出力電圧ベクトルと定常時電圧指令値による同期電動機への出力電圧ベクトルとが一致するように定常制御パラメータ初期値を演算するステップと、を備えた同期電動機の制御方法も本発明に含まれるものである。このように同期電動機を制御することで、同期電動機の起動を安定したものとすることができ、環境負荷を低減することができる。
　また、定常制御パラメータ初期値を演算するステップでは、実施の形態１，２にて説明したように、定常時のインバータ主回路から同期電動機への出力電圧ベクトルの大きさ及び位相を繰り返し演算によって制御周期毎に近づけることが好ましい。電流検出器及び電圧検出器がノイズによる誤検出を行ったとしても、定常時の出力電圧ベクトルを起動時の出力電圧ベクトルに収束させることができるからである。
　なお、実施の形態１，２にて説明した同期電動機制御装置と、圧縮機に接続された永久磁石同期電動機とを備える圧縮機駆動装置も本発明に含まれるものである。すなわち、実施の形態１，２にて説明した同期電動機制御装置は、圧縮機を駆動する圧縮機駆動装置にも適用することが可能であり、このような圧縮機駆動装置は安定した起動が可能である。
　また、このような圧縮機駆動装置は、空気調和機の冷媒を循環させる圧縮機に適用することができ、このような圧縮機を備える空気調和機も本発明に含まれるものである。このような空気調和機は安定した起動が可能である。
　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　直流電源、２　インバータ主回路、３　三相同期電動機、３ａ　固定子、３ｂ　永久磁石回転子、４ａ，４ｂ　電流検出器、５　電圧検出器、６，６ａ　インバータ制御部、７　電流座標変換部、８　起動制御部、９　電圧座標変換部、１０　ＰＷＭ信号生成部、１１　積分器、１２，１２ａ　定常制御パラメータ初期値演算部、１３，１３ａ　定常制御部、１４　周波数補償量演算部、１５　減算器、１６　補正電流指令値出力部、１６ａ　一次磁束指令値出力部、１７，１７ａ　フィルタ、１８，１９，１９ａ，２０　スイッチ。

Claims (5)

  1. 　直流電源に接続され、複数のスイッチング素子から構成されたインバータ主回路と、
    　前記インバータ主回路が出力する交流電力により駆動される同期電動機と、
    　前記同期電動機の相電流値を検出する電流検出器と、
    　前記直流電源の直流電圧値を検出する電圧検出器と、
    　角速度指令値、前記相電流値及び前記直流電圧値が入力されて、前記複数のスイッチング素子のオンオフを制御するためのＰＷＭ信号を生成して前記インバータ主回路に出力するインバータ制御部とを備え、
    　起動時と定常時で異なる動作モードにより動作する前記インバータ制御部が、
    　前記インバータ主回路へのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
    　前記起動時の動作モードによる動作時に、前記相電流値に応じた起動時電圧指令値を前記ＰＷＭ信号生成部に出力する起動制御部と、
    　前記定常時に、電圧方程式を用いて定常時電圧指令値を演算して前記ＰＷＭ信号生成部に出力する定常制御部と、
    　前記起動時の動作モードから前記定常時の動作モードに切り換える際に、前記インバータ主回路から前記同期電動機への出力電圧ベクトルが切り換えの前後で一致するように前記定常制御部の制御パラメータ初期値を前記定常制御部に出力する定常制御パラメータ初期値演算部とを備えたことを特徴とする同期電動機制御装置。
  2. 　請求項１に記載の同期電動機制御装置と、
    　圧縮機に接続された永久磁石同期電動機である前記同期電動機とを備えることを特徴とする圧縮機駆動装置。
  3. 　請求項２に記載の圧縮機駆動装置と、前記圧縮機とを備え、
    　前記圧縮機が冷媒を循環させて動作することを特徴とする空気調和機。
  4. 　直流電源の直流電力を交流電力に変換してインバータ主回路からの出力電圧ベクトルによって駆動する同期電動機の制御方法であって、
    　前記同期電動機の相電流及び前記直流電源の直流電圧によって起動時電圧指令値を演算して出力するステップと、
    　電圧方程式を用いて定常時電圧指令値を演算して出力するステップと、
    　前記直流電源の直流電力を交流電力に変換する際の電圧指令値を前記起動時電圧指令値から前記定常時電圧指令値に切り換わる際に、前記起動時電圧指令値による前記インバータ主回路から前記同期電動機への出力電圧ベクトルと前記定常時電圧指令値による前記インバータ主回路から前記同期電動機への出力電圧ベクトルとが一致するように定常制御パラメータ初期値を演算するステップと、を備えたことを特徴とする同期電動機の制御方法。
  5. 　前記定常制御パラメータ初期値を演算するステップでは、
    　前記インバータ主回路から前記同期電動機への定常時の出力電圧ベクトルの大きさ及び位相を繰り返し演算によって起動時の出力電圧ベクトルの大きさ及び位相に制御周期毎に近づけることを特徴とする請求項４に記載の同期電動機の制御方法。
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