WO2016203782A1

WO2016203782A1 - 送受信装置及び送受信方法

Info

Publication number: WO2016203782A1
Application number: PCT/JP2016/052448
Authority: WO
Inventors: 前畠　貴
Original assignee: 住友電気工業株式会社
Priority date: 2015-06-16
Filing date: 2016-01-28
Publication date: 2016-12-22
Also published as: JP6079825B2; JP2017005655A

Abstract

送信信号が受信信号に干渉するのを回避する。送受信装置（１０）は、アナログ送信信号の成分を有するデジタル信号を生成する第１処理部（１１）と、アナログ送信信号の送信期間において、デジタル信号中に無データ区間を設定する第２処理部（１２）と、無データ区間において、アナログ受信信号をサンプリングする第３処理部（１３）と、を備える。

Description

送受信装置及び送受信方法

　本発明は、送信と受信を同時に行うことができる送受信装置及び方法に関する。

　送信と受信を同時に行うことは、通信の分野では、フル・デュプレックス（Ｆｕｌｌ　Ｄｕｐｌｅｘ）とよばれる。フル・デュプレックスには、例えば、時分割複信号（Ｔｉｍｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｄｕｐｌｅｘ：ＴＤＤ）がある。ＴＤＤによる通信においては、送信と受信が時間ごとに切り替えられるため、同一周波数帯域での送信と受信が可能である。ＴＤＤは、フル・デュプレックスの一種であるが、厳密には、送信と受信が同時に行われるわけではない。仮に、送信と受信が同時に行われると、送信信号が受信信号に干渉する。

　非特許文献１は、送信信号による受信信号への干渉をキャンセルするために、アンテナ・キャンセレーション（Ａｎｔｅｎｎａ　ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）という技術を開示する。アンテナ・キャンセレーションは、二つの送信アンテナと一つの受信アンテナを用いる。二つの送信アンテナのうちの一方の送信アンテナは、受信アンテナから距離ｄの位置に配置され、他方の送信アンテナは、受信アンテナから距離ｄ＋λ／２（λは、無線信号の波長）の位置に配置される。したがって、二つの送信アンテナから送信された信号は、受信アンテナの位置において逆位相となり、二つの送信信号が互いにキャンセルされる。

Ｊｕｎｇ　ｌｌ　Ｃｈｏｉ、他４名、"ＡｃｈｉｅｖｉｎｇＳｉｎｇｌｅ　Ｃｈａｎｎｅｌ，　Ｆｕｌｌ　Ｄｕｐｌｅｘ　Ｗｉｒｅｌｅｓｓ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ"、［online］、２０１５年３月１５日発行、インターネット＜ｈｔｔｐ：／／ｄｏｍｅｃｒｅｌ．ｃｏｍ／ｖｉｅｗ／８２５５１／＞

　非特許文献１のアンテナ・キャンセレーションのためには、受信アンテナは、精緻に配置される必要がある。このため、アンテナ・キャンセレーションは実用的ではない。つまり、受信アンテナは、二つの送信アンテナから送信された信号が逆位相となる位置に正確に配置される必要がある。受信アンテナの位置がわずかでもずれると、送信信号をキャンセルできない。二つの送信信号が逆位相となる位置に正確に配置することは、実用的な観点からは、容易ではない。

　したがって、他の手法によって、送信信号が受信信号に干渉するのを回避することが望まれる。

　ある観点からみた本発明は、アナログ送信信号の成分を有するデジタル信号を生成する第１処理部と、前記アナログ送信信号の送信期間において、前記デジタル信号中に無データ区間を設定する第２処理部と、前記無データ区間において、アナログ受信信号をサンプリングする第３処理部と、を備える送受信装置である。

　他の観点からみた本発明は、アナログ送信信号の成分を有するデジタル信号を生成すること、前記アナログ送信信号の送信期間において、前記デジタル信号に無データ区間を設定すること、前記無データ区間において、アナログ受信信号をサンプリングすること、を含む送受信方法である。

　本発明によれば、送信信号が受信信号に干渉するのを回避することができる。

送受信装置のブロック図である。無データ区間の設定部の回路図である。無データ区間及びサンプリングタイミングを示すタイミングチャートである。無データ区間の設定による高調波成分の強調に関する説明図である。無データ区間とサンプリングタイミングの関係を示す説明図である。変形例に係る送受信装置のブロック図である。二つの信号成分が含まれるデジタル信号の電力スペクトラムである。

　以下、本発明の好ましい実施形態について図面を参照しながら説明する。

［１．実施形態の概要］
（１）実施形態に係る送受信装置は、アナログ送信信号の成分を有するデジタル信号を生成する第１処理部と、前記アナログ送信信号の送信期間において、前記デジタル信号中に無データ区間を設定する第２処理部と、前記無データ区間において、アナログ受信信号をサンプリングする第３処理部と、を備える。アナログ送信信号の送信期間において設定された無データ区間において、アナログ受信信号をサンプリングすることで、送信信号となるデジタル信号が送信されていないときに、アナログ受信信号をサンプリングすることができる。したがって、送信信号が受信信号に干渉するのを回避することができる。

（２）前記無データ区間は、前記デジタル信号において、１ｂｉｔデジタルデータを示すデータ区間それぞれに部分的に設定されているのが好ましい。この場合、デジタル信号に無データ区間を設定しても、アナログ送信信号の高調波成分が強調されるだけであり、アナログ送信信号の劣化が少ない。

（３）送受信装置は、第１クロック信号及び第２クロック信号双方の生成に用いられる発振器を、更に備え、前記第１クロック信号は、前記第１処理部による前記デジタル信号の生成に用いられ、前記第２クロック信号は、前記第３処理部による前記アナログ受信信号のサンプリングに用いられるのが好ましい。この場合、第１クロック信号及び第２クロック信号は共通の発振器を用いて生成されるため、発振器を原因とするタイミングのゆらぎが、アナログ受信信号のサンプリングタイミングに悪影響を及ぼすのを防止することができる。

（４）前記第２クロック信号は、前記第２クロック信号の成分を有するデジタル信号を、前記第２クロック信号を通過させるフィルタを通過させることで得られるのが好ましい。この場合、第２クロック信号は、デジタル信号中の信号成分として含まれるため、第２クロック信号のタイミングのゆらぎが少ない。

（５）前記第１処理部が生成する前記デジタル信号は、前記第２クロック信号の成分を更に有し、前記第２クロック信号は、前記デジタル信号を、前記第２クロック信号を通過させるフィルタを通過させることで得られるのが好ましい。この場合、第２クロック信号は、アナログ送信信号の成分を有するデジタル信号中の信号成分として含まれるため、無データ区間とサンプリングタイミングとの間のタイミングのゆらぎを小さくできる。

（６）前記送受信装置は、無線通信用であるのが好ましい。この場合、送信と受信を同時に行うフル・デュプレックスが可能となる。本実施形態では、ＴＤＤのように、送信と受信を時間で切り替える必要がないので、通信に使用可能な時間リソースが増加する。

（７）前記送受信装置は、レーダ用であってもよい。この場合、レータ波（レーダ用の無線信号）を送信しながら、反射したレーダ波を受信することができる。本実施形態に係るレーダ用の送受信装置は、レーダ波の送信を停止して、送信したレーダ波が物体に反射して返ってきたレーダ波を受信する必要がないため、近距離の物体を検知するために好適である。

　送信したレーダ波が物体に反射して返ってきたレーダ波を受信する場合、送信したレーダ波（送信信号）が反射レーダ波（受信信号）に干渉するのを回避するため、レーダ波の送信を停止する必要がある。ところが、レーダ波の送信を停止するには、わずかであるが時間を要する。このため、数メートル程度しか離れていない近距離の物体からの反射レーダ波が返ってくるまでの極めて短い間に、送信を停止するのは非常に困難である。これに対して、本実施形態では、レーダ波の送信を停止する必要がないため、近距離の物体を容易に検知することができる。

（８）実施形態に係る送受信方法は、アナログ送信信号の成分を有するデジタル信号を生成すること、前記アナログ送信信号の送信期間において、前記デジタル信号に無データ区間を設定すること、前記無データ区間において、アナログ受信信号をサンプリングすること、を含む。

［２．実施形態の詳細］
　図１は、実施形態に係る送受信装置１０を示している。送受信装置１０は、例えば、無線通信用、又はレーダ用に用いられる。無線通信用の送受信装置１０は、通信用の無線信号を送受信する。無線通信には、例えば、無線ＬＡＮ通信、セルラー通信が含まれる。レーダ用の送受信装置１０は、レーダ波を送受信する。

　実施形態に係る送受信装置１０では、送信信号及び受信信号の周波数帯域が同一であり、送受信を同時に行うフル・デュプレックス方式が採用されている。実施形態に係る送受信装置１０は、送信期間においては受信をしないＴＤＤ方式とは異なり、送信期間においても受信をすることができる。

　送受信装置１０は、第１処理部１１と、第２処理部１２と、第３処理部１３と、を備えている。第１処理部１１は、デジタル信号処理部として構成されている。第１処理部１１は、送受信のためのデジタル信号処理を行う。送受信装置１０は、送信アンテナ１５及び受信アンテナ１７を備えている。送信アンテナ１５は、無線信号を送信し、受信アンテナ１７は、無線信号を受信する。図示の送受信装置１０は、送受信に別々のアンテナ１５，１７を有しているが、送受信共用のアンテナを有していても良い。

　第１処理部１１は、デジタル無線（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ；ＤＲＦ）信号を生成し、出力する。デジタル無線信号(ＤＲＦ信号)は、送信アンテナ１７から送信されるべき無線信号（アナログ送信信号）がデジタル化されたものである。ＤＲＦ信号は、１ビットデジタルデータ列として構成されたデジタル信号ｄ_ｋであるが、無線信号（アナログ送信信号）の成分を有している。無線信号の周波数帯域を通過帯域として含むフィルタ（例えば、バンドパスフィルタ）を用いることで、ＤＲＦ信号から所望の無線信号だけを取り出すことができる。

　第１処理部１１は、ＤＲＦ信号を生成するために、直交変調部１１ａ、及び二次変調部１１ｂを有している。直交変調部１１ａは、ベースバンド信号（Ｉ信号及びＱ信号）を直交変調する。図１において、ω_１は、無線信号の搬送波の角周波数を示す。直交変調部１１ａから出力された直交変調信号は、二次変調部１１ｂに与えられる。実施形態に係る二次変調部１１ｂは、デルタシグマ変調器（Ｄｅｌｔａ－Ｓｉｇｍａ　Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）である。デルタシグマ変調器は、オーバーサンプリングによって量子化ノイズを抑制し、ノイズシェイピングによって、量子化ノイズを入力信号（直交変調信号）の帯域外へ移行させる。実施形態において、デルタシグマ変調器は、バンドパス型である。デルタシグマ変調器１１ｂは、直交変調信号をデルタシグマ変調し、ＤＲＦ信号を出力する。直交変調部１１ａ及び二次変調部１１ｂにおける処理は、信号送信のための処理であり、デジタル信号処理として行われる。

　第１処理部１１は、受信アンテナ１７によって受信した受信信号のための受信信号処理部１１ｃを備えている。受信信号処理部１１ｃは、アナログ受信信号がデジタル信号に変換されたデジタル受信信号に対する処理を行う。受信信号処理部１１ｃは、デジタル受信信号に対する直交復調処理などの処理を行い、ベースバンド信号（Ｉ信号及びＱ信号）を出力する。受信信号処理部１１ｃは、ダウンコンバートなどその他の信号処理を行っても良い。受信信号処理部１１ｃにおける処理も、デジタル信号処理として行われる。

　送受信装置１０は、デジタル信号処理部１１において用いられるクロックを生成するためのクロック発生回路１９を備えている。クロック発生回路１９は、発振器１９ａを含み、発振器１９ａの出力に基づいて必要なクロックを発生する。

　第１処理部１１は、クロック発生回路１９から出力されたクロックに基づいて、周波数ｆ_Ｓ１の第１クロック信号ＣＬＫ１_Ｐ及びそのネガティブ信号ＣＬＫ１_Ｎを生成する。第１クロック信号ＣＬＫ１_Ｐは、二次変調器１１ｂのサンプリングクロック信号として、二次変調器１１ｂに与えられる。二次変調器１１ｂは、第１クロック信号ＣＬＫ１_Ｐに基づき、周波数ｆ_Ｓ１のサンプリング周波数で、入力信号（直交変調信号）に対してオーバーサンプリングする。したがって、二次変調器１１ｂから出力されるデジタル信号（ΔΣ変調信号）のデータレートは、ｆ_Ｓ１［ｂｐｓ］となる。なお、オーバーサンプリング比は、例えば、１００程度以上である。

　第１処理部１１は、クロック発生回路１９から出力されたクロックに基づいて、デジタルクロック（Ｄｉｇｉｔａｌ　ＣＬｏｃＫ；ＤＣＬＫ）信号を生成し、出力する。デジタルクロック信号（ＤＣＬＫ信号）は、送受信装置１０が受信したアナログ受信信号のサンプリングのためのサンプリングクロック信号として用いられる第２クロック信号（正弦波）がデジタル化されたものである。ＤＣＬＫ信号は、１ビットデジタルデータ列として構成されたデジタル信号ｄ_ｋであるが、アナログ信号である正弦波の成分を有している。したがって、第２クロック信号（正弦波）の周波数（サンプリング周波数ｆ_Ｓ２）を通過帯域として含むフィルタ（例えば、バンドパスフィルタ）を用いることで、ＤＣＬＫ信号から所望の第２クロック信号（正弦波）だけを取り出すことができる。

　第１処理部１１は、ＤＣＬＫ信号を生成するために、クロック生成部１１ｄ、及び変調部１１ｅを有している。クロック生成部１１ｄは、直交変調器１１ｂと同様の構成であり、ミキサ及び加算器を有している。クロック生成部１１ｄには、クロック発生回路１９から出力されたクロックに基づいて生成された入力信号が与えられる。クロック生成部１１ｄに与えられる入力信号は、ｃｏｓθ、ｓｉｎθ、ｃｏｓω_２ｔ、ｓｉｎω_２ｔである。クロック生成部１１ｄは、入力信号に基づいてｓｉｎ（ω_２ｔ＋θ）を生成し、出力する。ω_２は、第２クロック信号（正弦波）の角周波数であり、θは、第２クロック信号（正弦波）の位相である。なお、ω_２=２πｆ_Ｓ２であり、ｆ_Ｓ２は、第２クロック信号（正弦波）の周波数（サンプリング周波数）である。クロック生成部１１ｄから出力されたｓｉｎ（ω_２ｔ＋θ）は、変調部１１ｅに与えられる。実施形態に係る変調部１１ｅは、デルタシグマ変調器である。実施形態において、デルタシグマ変調器１１ｅは、バンドパス型である。デルタシグマ変調器１１ｅは、ｓｉｎ（ω_２ｔ＋θ）をΔΣ変調し、ＤＣＬＫ信号を出力する。クロック生成部１１ｄ及び変調部１１ｅにおける処理も、デジタル信号処理として行われる。

　第２処理部１２は、第１処理部１１から出力されたＤＲＦ信号に対する処理を行う。実施形態に係る第２処理部１２は、パルスジェネレータ１２ａと、設定部１２ｂと、バンドパスフィルタ１２ｃと、を備えている。第２処理部１２の出力は、送信アンテナ１５に与えられ、送信アンテナ１５は、無線信号（アナログ送信信号）を放射する。第２処理部１２は、増幅器を含むことができる。

　パルスジェネレータ１２ａは、ＤＲＦ信号に対応した矩形波の信号波形Ｓ_ｏｕｔを生成する。第１処理部１１から出力されたＤＲＦ信号が、矩形波の信号波形となっている場合、パルスジェネレータ１２ａは省略してもよい。

　設定部１２ｂは、ＤＲＦ信号Ｓ_ｏｕｔ中に無データ区間を設定する。以下、無データ区間が設定される前のＤＲＦ信号Ｓ_ｏｕｔを、第１ＤＲＦ信号といい、無データ区間が設定されたＤＲＦ信号Ｓ’_ｏｕｔを、第２ＤＲＦ信号という。無データ区間が設定された第２ＤＲＦ信号Ｓ’_ｏｕｔでは、第１ＤＲＦ信号Ｓ_ｏｕｔに比べて無線信号（アナログ送信信号）の高調波成分が強調されているが、第１ＤＲＦ信号Ｓ_ｏｕｔ中の無線信号の成分は基本的に保たれる。設定部１２ｂについては、後述する。

　バンドパスフィルタ１２ｃは、無データ区間が設定された第２ＤＲＦ信号Ｓ’_ｏｕｔから、無線信号を得るためのものであり、無線信号の周波数帯域を通過帯域として含んでいる。前述のように、ＤＲＦ信号は、デジタル信号であるが、無線信号の成分を有している。したがって、第２ＤＲＦ信号Ｓ’_ｏｕｔが、バンドパスフィルタ１２ｃを通過すると、アナログの無線信号が得られる。なお、送信アンテナ１５及びその他の素子がバンドパスフィルタとして機能する場合、バンドパスフィルタ１２ｃを省略することもできる。バンドパスフィルタ１２ｃから出力された無線信号は、送信アンテナ１５から出力される。すなわち、送信アンテナ１５は、無データ区間が設定された第２ＤＲＦ信号（デジタル信号）Ｓ’_ｏｕｔに含まれる無線信号（アナログ送信信号）の成分を出力する。

　第３処理部１３は、受信アンテナ１７にて受信したアナログ受信信号（無線信号）に対する処理を行う。第３処理部１３は、アナログ受信信号が、デジタル信号処理部である第１処理部１１において処理可能となるようにデジタル信号に変換する。実施形態の第３処理部１３は、アナログ受信信号を、ダイレクトＲＦアンダーサンプリング法によって、デジタル信号へ変換する。ダイレクトＲＦアンダーサンプリング法は、例えば、Ｄａｌｉｓｏ　ＢＡＮＤＡ　ｅｔ　ａｌ．，”Ｄｉｒｅｃｔ　ＲＦ　Ｕｎｄｅｒ　Ｓａｍｐｌｉｎｇ　Ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ　Ｍｅｔｈｏｄ　ｗｉｔｈ　Ｌｏｗｅｒ　Ｓａｍｐｌｉｎｇ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ”，２０１３　Ａｓｉａ－Ｐａｃｉｆｉｃ　Ｍｉｃｏｒｗａｖｅ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ　Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ，ＩＥＥＥ，２０１３に記載されている。

　第３処理部１３は、ダイレクトＲＦアンダーサンプリングをするために、サンプルアンドホールド回路１３ａと、ローパスフィルタ１３ｂと、ＡＤ変換器１３ｃと、を備えている。サンプルアンドホールド回路１３ａは、受信した無線信号を、サンプリング周波数ｆ_Ｓ２にてサンプリングし、サンプリング時の信号値を次のサンプリング時まで維持する。サンプルアンドホールド回路１３ａの出力は、ローパスフィルタ１３ｂを介して、ＡＤ変換器１３ｃに与えられる。ＡＤ変換器１３ｃは、サンプルアンドホールド回路１３ａの出力をサンプリング周波数ｆ_Ｓ２にてサンプリングし、デジタル信号に変換する。

　ダイレクトＲＦアンダーサンプリング法では、受信した無線信号の搬送波周波数ｆｃ（＝ω_１／２π）よりも低いサンプリング周波数ｆ_Ｓ２で、受信した無線信号をサンプリングすることができる。したがって、ＡＤ変換器１３ｃなどの処理速度を抑えることができる。なお、ＡＤ変換器１３ｃの処理速度を高くできる場合、サンプルアンドホールド回路１３ａを省略してもよい。すなわち、第３処理部１３では、一般的なＡＤ変換法で、アナログ受信信号をサンプリングし、デジタル受信信号に変換してもよい。

　第３処理部１３は、第１処理部１１から出力されたＤＣＬＫ信号に対する処理も行う。第３処理部１３は、ＤＣＬＫ信号から、受信した無線信号（アナログ受信信号）のサンプリングのための第２クロック信号ＣＬＫ２（ｓｉｎ（ω_２ｔ＋θ））を取り出す。このため、第３処理部１３は、パルスジェネレータ１３ｄと、バンドパスフィルタ１３ｅと、を備えている。パルスジェネレータ１３ｄは、ＤＣＬＫ信号に対応した矩形波の信号波形を生成する。第１処理部１１から出力されたＤＣＬＫ信号が、矩形波の信号波形となっている場合、パルスジェネレータ１３ｄは省略してもよい。バンドパスフィルタ１３ｅは、ＤＣＬＫ信号から、正弦波である第２クロック信号ｓｉｎ（ω_２ｔ＋θ）を得るためのものであり、第２クロック信号の周波数ｆ_Ｓ２を通過帯域として含んでいる。

　前述のように、ＤＣＬＫ信号は、デジタル信号であるが、第２クロック信号ｓｉｎ（ω_２ｔ＋θ）の成分を有している。したがって、ＤＣＬＫ信号が、バンドパスフィルタ１３ｅを通過すると、正弦波である第２クロック信号ｓｉｎ（ω_２ｔ＋θ）が得られる。バンドパスフィルタ１３ｅから出力された第２クロック信号ｓｉｎ（ω_２ｔ＋θ）は、サンプリングクロックとして、サンプルアンドホールド回路１３ａ及びＡＤ変換器１３ｃに与えられる。したがって、サンプルアンドホールド回路１３ａ及びＡＤ変換器１３ｃは、第２クロック信号ｓｉｎ（ω_２ｔ＋θ）の周波数ｆ_ｓ２＝ω_２／２πにて、サンプリングを行う。

　図２は、無データ区間の設定部１２ｂを示している。実施形態に係る設定部１２ｂは、３入力ＡＮＤ回路１２１によって構成されている。３入力ＡＮＤ回路１２１には、第１ＤＲＦ信号Ｓ_ｏｕｔ、第１クロック信号ＣＬＫ１_Ｐ、及び第１クロック信号ＣＬＫ１_Ｐのネガティブ信号（反転信号）ＣＬＫ１_Ｎが、入力信号として与えられる。ネガティブ信号（反転信号）ＣＬＫ１_Ｎは、第１クロック信号ＣＬＫ１_Ｐに対して、遅延Ｄが生じるように、ＡＮＤ回路１２１に至るネガティブ信号（反転信号）ＣＬＫ１_Ｎの信号線路Ｌ２の長さは、第１クロック信号ＣＬＫ１_Ｐの信号線路Ｌ１の長さよりも大きくなっている。

　図３（ａ）～（ｅ）は、それぞれ、第１ＤＲＦ信号Ｓ_ｏｕｔ、第１クロック信号ＣＬＫ１_Ｐ、ネガティブ信号ＣＬＫ１_Ｎ、遅延Ｄを持つネガティブ信号ＣＬＫ１_Ｎ（遅延したＣＬＫ１_Ｎ）、第２ＤＲＦ信号Ｓ’_ｏｕｔを示している。

　図３（ａ）において、ｄ_１，ｄ_２は、デジタル信号である第１ＤＲＦ信号Ｓ_ｏｕｔにおいて、１ｂｉｔデジタルデータを示す１データ区間（単位データ区間）のデジタル信号を示している。各データ区間におけるデジタル信号ｄｋ（ｋ＝１，２，３・・・）は、Ｈｉｇｈレベル又はＬｏｗレベルの値をとる。各データ区間の時間長さＴは、１／ｆ_ｓ１である。なお、ｆ_ｓ１は、図３（ｂ）に示す第１クロック信号ＣＫＬ１_ｐの周波数（二次変調部１１ｂにおけるサンプリング周波数）である。第１ＤＲＦ信号Ｓ_ｏｕｔにおいては、単位データ区間全体が、Ｈｉｇｈレベル又はＬｏｗレベルの値をとる１ｂｉｔデジタルデータを示している。

図３（ｃ）に示すように、ネガティブ信号ＣＬＫ１_Ｎは、第１クロック信号ＣＫＬ１_ｐを反転した信号である。図３（ｄ）に示すように、遅延Ｄを持つネガティブ信号ＣＬＫ１_Ｎ（遅延したＣＬＫ１_Ｎ）は、ネガティブ信号ＣＬＫ１_Ｎに対して、遅延量Ｄほど遅延した信号である。なお、Ｄ＜Ｔである。

　図３（ｅ）は、図３（ａ）（ｂ）（ｄ）に示す３つの信号（Ｓ_ｏｕｔ、ＣＫＬ１_ｐ、遅延したＣＬＫ１_Ｎ）の論理積として得られる第２ＤＲＦ信号Ｓ’_ｏｕｔを示している。第２ＤＲＦ信号Ｓ’_ｏｕｔでは、第１クロックＣＫＬ１_ｐ及び遅延したネガティブ信号ＣＬＫ１_Ｎが共にＨｉｇｈレベルである第１区間において、１ｂｉｔデジタルデータを示す。本実施形態では、第１区間の時間長さはＤであり、Ｄ＜Ｔであるため、第２ＤＲＦ信号Ｓ’_ｏｕｔでは１ｂｉｔデジタルデータを示す区間が、第１ＤＲＦ信号Ｓ_ｏｕｔに比べて短くなる。

　また、第２ＤＲＦ信号Ｓ’_ｏｕｔでは、第１クロックＣＫＬ１_ｐ及び遅延したネガティブ信号ＣＬＫ１_Ｎの少なくとも何れか一方がＬｏｗレベルである第２区間においては、常にＬｏｗレベルとなる。つまり、第２区間は、１ｂｉｔデジタルデータを表さない無データ区間となる。このように、無データ区間は、個々のデータ区間において部分的に設定される。このため、第１区間は、時間軸方向にみて、離散的に存在することになる。なお、図３（ｅ）では、第２区間（無データ区間）は、各単位データ区間の後側に設けられているが、各単位データ区間の前側に設けられていても良く、各単位データ区間の後側と前側の双方に設けられていても良い。

　図２に示す設定部１２ｂは、３入力ＡＮＤ回路１２１によって構成されているが、第２区間を、各単位データ区間の半分の長さにする場合には、２つの信号（Ｓ_ｏｕｔ、ＣＫＬ１_ｐ）が入力されるＡＮＤ回路であってもよい。本実施形態のように、設定部１２ｂとして、３入力ＡＮＤ回路１２１を採用し、ＡＮＤ回路１２１への入力に、遅延したＣＬＫ１_Ｎを含めることで、第２区間（無データ区間）を単位データ区間長さＴの１／２よりも短くするのが容易となる。

　図４（Ａ）は、第１ＤＲＦ信号Ｓ_ｏｕｔの周波数スペクトラムを示し、図４（Ｂ）は、第２ＤＲＦ信号Ｓ’_ｏｕｔの周波数スペクトラムを示している。

　第１ＤＲＦ信号Ｓ_ｏｕｔは、二次変調部１１ｂに入力される直交変調信号の搬送波周波数ｆｃにおいて、主信号成分を有する。この主信号成分が、無線信号（アナログ送信信号）である。

　第１ＤＲＦ信号Ｓ_ｏｕｔは、周波数ｆｃの主信号成分だけでなく、折り返しによって、高調波の信号成分も有する。高調波信号成分は、ｎ×ｆ_Ｓ１＋ｆ_ｃ（ｎは絶対値が１以上の整数）に現れる。高調波の信号成分を通信信号として用いることができる。

　高調波信号成分（例えば、周波数ｆ_Ｓ１＋ｆｃ）を、送受信装置１０が出力する送信信号（周波数ｆ_{ｔａｒｇｅｔ}）とする場合、例えば、送信信号の周波数が３ＧＨｚであれば、サンプリング周波数ｆ_Ｓは、３ＧＨｚ（データ速度＝３Ｇｂ／Ｓ）よりも小さくてよく、例えば、２ＧＨｚでもよい。この場合、二次変調器１１ｂに入力される直交変調信号の搬送波の周波数ｆｃを、１ＧＨｚとすれば、高調波の信号成分（ｆ_{ｔａｒｇｅｔ}＝ｆ_Ｓ１＋ｆｃ）を３ＧＨｚとすることができる。このように、高調波信号成分を利用すると、所望される通信周波数ｆ_{ｔａｒｇｅｔ}に比べて、第１処理部１１の動作速度を低く抑え、コスト低減を図ることができる。

　ただし、図４（Ａ）に示すように、高調波信号成分（例えば、周波数ｆ_Ｓ１＋ｆｃ）は、主信号成分（周波数ｆｃ）に比べて、信号強度が大きく低下する。第１ＤＲＦ信号Ｓ_ｏｕｔのように、単位データ区間長Ｔが１／ｆ_Ｓ１である場合、信号成分及び雑音成分は、周波数が０からｆ_Ｓ１に向けて徐々に低下し、成分強度がゼロになるノッチ部が周波数ｆ_Ｓ１において生じる。ここでは、周波数０から周波数ｆ_Ｓ１までを、第１ゾーンという。周波数が第１ゾーンを超えて更に大きくなると再び成分強度が増加するが、２ｆ_Ｓ１において成分強度が再びゼロになるノッチ部が生じる。ここでは、周波数ｆ_Ｓ１から周波数２ｆ_Ｓ１までを第２ゾーンという。
　第２ゾーンの高調波信号成分の信号強度は、第１ゾーンの主信号成分の信号強度に対して１３．５ｄＢ程度減衰したものとなっている。しかも、２ｆ_Ｓ１以上の周波数領域で生じる高調波信号成分は、第２ゾーンの高調波信号成分よりも更に信号強度が低下したものとなる。

　ここで、ノッチ部が生じる周波数は、１ｂｉｔデジタルデータを示すデータ区間長によって決まり、１ｂｉｔデジタルデータを示すデータ区間長が、図３（ａ）のように、Ｔ＝１／ｆ_Ｓ１である場合、ノッチ部はデータ速度（サンプリング周波数）ｆ_Ｓ１の整数倍で生じることになる。一方、図３（ｅ）に示すように、１ｂｉｔデジタルデータを示すデータ区間長が小さくなれば、ノッチ部が生じる周波数は高くなる。例えば、１ｂｉｔデジタルデータを示すデータ区間長が、単位データ区間長さＴの１／２である場合、図４（Ｂ）に示すように、最も周波数の低いノッチ部の位置は、２ｆ_Ｓ１となる。すなわち、第１ゾーンが０から周波数２ｆ_Ｓ１の範囲に拡張される。

　この結果、周波数ｆ_Ｓ１よりも大きい周波数領域に生じる高調波信号成分の周波数（例えば、ｆ_Ｓ１＋ｆｃ）も、第１ゾーンに含まれることになる。ｎを２以上の整数とした場合、第ｎゾーンの成分強度は、第１ゾーンの成分強度に比べて大幅に低下する。しかし、高調波信号を第１ゾーンに含ませることで、高調波信号成分の信号強度低下を抑制することができる。

　図４からもわかるように、第１ＤＲＦ信号Ｓ_ｏｕｔの各単位データ区間に規則的に無データ区間を設定しても、高調波成分が強調されるだけで、無線信号の成分の存在は、維持される。また、高調波成分の強調を目的とせずに無データ区間を設定する場合であっても、多数のパルスからなるＤＲＦ信号の中で、無データ区間を十分に疎に設定すれば、無データ区間を設定してもアナログ信号成分の信号波形が多少歪むだけですむ。すなわち、ＤＲＦ信号を構成する個々のパルスは、アナログ信号成分の信号波形を決定するものであるが、多数のパルスの中で、わずかな数のパルスが欠落したとしても、アナログ信号成分の信号波形が多少歪むだけですむ。

　図３に戻り、図３（ｅ）に示すように第２ＤＲＦ信号Ｓ’_ｏｕｔは、無データ区間を有しており、デジタル信号としてみると、無データ区間は、デジタルデータを送信していない無送信区間となる。しかし、第２ＤＲＦ信号信号Ｓ’_ｏｕｔに含まれる多数のパルスによって波形が形成される無線信号（アナログ送信信号）は、第２区間である無データ区間（デジタルデータの無送信区間）においても、送信されることになる。すなわち、無線信号（アナログ送信信号）は、第１ＤＲＦ信号Ｓ_ｏｕｔが出力されている間は、無データ区間の存在にかかわらず、連続的に送信される。換言すると、無データ区間は、無線信号（アナログ送信信号）の送信期間に、設定されている。

　本実施形態の第３処理部１３は、送受信を同時に行った場合に、送信信号が受信信号に干渉するのを避けるため、デジタルデータが無送信となる無データ区間において、無線信号（アナログ受信信号）をサンプリングする。無データ区間は、デジタル信号としてみるデータを送信していないため、無データ区間に対応したサンプリング用区間において、受信した無線信号をサンプリングすることで、送信信号が受信信号に干渉するのを避けることができる。

　例えば、図３（ｆ）に示すアナログ受信信号が、受信アンテナ１７からサンプリングアンドホールド回路１３ａに与えられた場合、サンプリングアンドホールド回路１３ａは、第２クロック信号ｓｉｎ（ω_２ｔ＋θ）によって決定されるサンプリングタイミングＴ_Ｓ１，Ｔ_Ｓ２・・・において、アナログ受信信号値をホールドし、出力する。図３（ｇ）に示すように、サンプリングタイミングＴ_Ｓ１，Ｔ_Ｓ２は、無データ区間に対応するサンプリング用区間内で生じる。

　クロック信号は、発振器１９ａが原因でゆらぐことがあり、このゆらぎによって、サンプリングタイミングＴ_Ｓ１，Ｔ_Ｓ２が、デジタルデータ送信区間である第１区間内で生じることは避けるのが好ましい。本実施形態では、第１区間及び第２区間のタイミングを決定する第１クロック信号ＣＬＫ１_Ｐと、サンプリングタイミングＴ_Ｓ１，Ｔ_Ｓ２を決定する第２クロック信号ｓｉｎ（ω_２ｔ＋θ）は、共に、共通の発振器１９ａを用いて生成される。したがって、発振器１９ａが原因となるタイミングのゆらぎは、第１クロック信号ＣＬＫ１_Ｐと第２クロック信号ｓｉｎ（ω_２ｔ＋θ）の双方に同様に生じるため、発振器１９ａが原因となるゆらぎによって、サンプリングタイミングＴ_Ｓ１，Ｔ_Ｓ２が、デジタルデータ送信区間である第１区間内で生じる可能性を低くできる。

　また、ンプリングタイミングＴ_Ｓ１，Ｔ_Ｓ２が、デジタルデータ送信区間である第１区間内で生じることを回避するには、サンプリングタイミングＴ_Ｓ１，Ｔ_Ｓ２は、第１区間からできるだけ離れているのが好ましい。サンプリングタイミングＴ_Ｓ１，Ｔ_Ｓ２を第１区間から大きく離せるように、無データ区間はできるだけ長い方が好ましい。

　無データ区間に対応するサンプリング用区間内におけるサンプリングタイミングＴ_Ｓ１，Ｔ_Ｓ２の位置は、第２クロック信号ｓｉｎ（ω_２ｔ＋θ）における位相θを変化させることで調整できる。すなわち、図１のクロック生成部１１ｄに入力されるｃｏｓθ、ｓｉｎθの周波数を変化させることで、サンプリングタイミングＴ_Ｓ１，Ｔ_Ｓ２の位置を適切に設定できる。

　なお、図３（ｇ）においては、サンプリングタイミングＴ_Ｓ１，Ｔ_Ｓ２は、各単位データ区間毎に生じるように描かれているが、サンプリングタイミングＴ_Ｓ１，Ｔ_Ｓ２の発生頻度は、単位データ区間の発生頻度よりも少なくても良い。例えば、第１クロック信号の周波数ｆ_Ｓ１が２ＧＨｚであり、第２クロック信号の周波数ｆ_Ｓ２が１００Ｈｚであれば、２０個分の単位データ区間に対応する区間において、１回のサンプリングタイミングが発生すれば足りる。複数個分の単位データ区間に対応する区間において１回のサンプリングをする場合においても、図５（ａ）に示すように、個々の単位データ区間ｄ_１，ｄ_２，ｄ_３それぞれに無データ区間Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３を設定しておくものの、無データ区間Ｎ２ではサンプリングを行うが、無データ区間Ｎ１，Ｎ３ではサンプリングを行わないようにしても良い。また、複数個分の単位データ区間に対応する区間において１回のサンプリングをする場合においては、図５（ｂ）に示すように、サンプリングがされる単位データ区間にだけ無データ区間Ｎ４が設定されるようにしてもよい。

　以上の説明のように、本実施形態の送受信装置１０によれば、送信信号が受信信号に干渉するのを防止することができるため、同一周波数での送受信を同時に行うことができる。

　図６は、図１に示す送受信装置１０の変形例を示している。図１の第１処理部１１は、二つのデルタシグマ変調器１１ｂ，１１ｅを有して構成されているのに対し、図６の第１処理部１１は、単一のデルタシグマ変調器１１ｆを有して構成されている。図６の送受信装置１０に関し、特に説明しない点については、図１の送受信装置１０と同様である。

　図１の二つのデルタシグマ変調器１１ｂ，１１ｅは、それぞれ、一入力一出力であるが、図６のデルタシグマ変調器１１ｆは、二入力一出力（複数入力一出力）である。複数入力一出力デルタシグマ変調器は、例えば、特開２０１４－１６５８４６号公報に開示されている。複数入力一出力デルタシグマ変調器は、出力する単一のデジタル信号（ΔΣ変調信号）に、周波数の異なる複数のアナログ信号の成分を含めることができる。

　図６の二入力一出力デルタシグマ変調器１１ｆには、二つの入力信号として、直交変調器１１ａから出力された直交変調信号及びクロック生成部１１ｄから出力されたｓｉｎ（ω_２ｔ＋θ）が、与えられる。二入力一出力デルタシグマ変調器１１ｆは、デルタシグマ変調によって生成されたデジタル信号を出力する。デルタシグマ変調器１１ｆから出力された単一のデジタル信号は、無線信号（アナログ送信信号）Ｓ_１の成分、及び、アナログ信号である第２クロック信号（正弦波：ｓｉｎ（ω_２ｔ＋θ））Ｓ_２の成分の双方を有している。

　図７は、デルタシグマ変調器１１ｆから出力された単一のデジタル信号Ｓ_ｏｕｔの電力スペクトラムを示している。図７において、無線信号Ｓ_１の周波数は、１５００［ＭＨｚ］であり、第２クロック信号Ｓ_２の周波数は、２００［ＭＨｚ］である。図７から明らかなように、１５００［ＭＨｚ］において無線信号Ｓ_１の成分が表れ、２００［ＭＨｚ］において第２クロック信号の成分が表れている。

　図６の第２処理部１２には、デルタシグマ変調器１１ｆから出力されたデジタル信号が与えられる。図６の第２処理部１２は、図１の第２処理部１２と同様である。したがって、第２処理部１２に接続された送信アンテナ１５からは、無線信号が出力される。

　図６の第３処理部１３は、デルタシグマ変調器１１ｆから出力されたデジタル信号から、受信した無線信号（アナログ受信信号）のサンプリングのための第２クロック信号ｓｉｎ（ω_２ｔ＋θ）を取り出すため、第２処理部１２のパルスジェネレータ１２ａの出力に接続されたバンドパスフィルタ１３ｅを備えている。バンドパスフィルタ１３ｅは、デルタシグマ変調器１１ｆから出力されたデジタル信号から、正弦波である第２クロック信号ｓｉｎ（ω_２ｔ＋θ）を得るためのものであり、第２クロック信号の周波数ｆ_Ｓ２を通過帯域として含んでいる。

　デルタシグマ変調器１１ｆから出力されたデジタル信号は、第２クロック信号ｓｉｎ（ω_２ｔ＋θ）の成分も有しているため、バンドパスフィルタ１３ｅを通過すると、正弦波である第２クロック信号ｓｉｎ（ω_２ｔ＋θ）となる。バンドパスフィルタ１３ｅから出力された第２クロック信号ｓｉｎ（ω_２ｔ＋θ）は、サンプリングクロックとして、サンプルアンドホールド回路１３ａ及びＡＤ変換器１３ｃに与えられる。

　図６の送受信装置１０では、第２クロック信号ｓｉｎ（ω_２ｔ＋θ）は、デジタル信号Ｓ_ｏｕｔのアナログ信号成分として含まれるため、デジタル信号Ｓ_ｏｕｔに設定される無データ区間と、第２クロック信号ｓｉｎ（ω_２ｔ＋θ）によって決定されるサンプリングタイミングＴ_Ｓ１，Ｔ_Ｓ２と、間で生じるタイミングのゆらぎをほとんど無くすことができる。したがって、発振器１９ａが原因となるゆらぎによって、サンプリングタイミングＴ_Ｓ１，Ｔ_Ｓ２が、デジタルデータ送信区間である第１区間内で生じるのを防止するのが容易となる。

［３．付記］
　なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０　送受信装置
１１　第１処理部
１１ａ　直交変調部
１１ｂ　二次変調部（デルタシグマ変調器）
１１ｃ　受信信号処理部
１１ｄ　クロック生成部
１１ｅ　変調部（デルタシグマ変調器）
１１ｆ　デルタシグマ変調器
１２　第２処理部
１２ａ　パルスジェネレータ
１２ｂ　設定部
１２ｃ　バンドパスフィルタ
１３　第３処理部
１３ａ　サンプルアンドホールド回路
１３ｂ　ローパスフィルタ
１３ｃ　ＡＤ変換器
１５　送信アンテナ
１７　受信アンテナ

Claims

　アナログ送信信号の成分を有するデジタル信号を生成する第１処理部と、
　前記アナログ送信信号の送信期間において、前記デジタル信号中に無データ区間を設定する第２処理部と、
　前記無データ区間において、アナログ受信信号をサンプリングする第３処理部と、
　を備える送受信装置。
　前記無データ区間は、前記デジタル信号において、１ｂｉｔデジタルデータを示すデータ区間それぞれに部分的に設定されている
　請求項１に記載の送受信装置。
　第１クロック信号及び第２クロック信号双方の生成に用いられる発振器を、更に備え、
　前記第１クロック信号は、前記第１処理部による前記デジタル信号の生成に用いられ、
　前記第２クロック信号は、前記第３処理部による前記アナログ受信信号のサンプリングに用いられる
　請求項２に記載の送受信装置。
　前記第２クロック信号は、前記第２クロック信号の成分を有するデジタル信号を、前記第２クロック信号を通過させるフィルタを通過させることで得られる
　請求項３に記載の送受信装置。
　前記第１処理部が生成する前記デジタル信号は、前記第２クロック信号の成分を更に有し、
　前記第２クロック信号は、前記デジタル信号を、前記第２クロック信号を通過させるフィルタを通過させることで得られる
　請求項３に記載の送受信装置。
　前記送受信装置は、無線通信用である
　請求項１～５のいずれか１項に記載の送受信装置。
　前記送受信装置は、レーダ用である
　請求項１～５のいずれか１項に記載の送受信装置。
　アナログ送信信号の成分を有するデジタル信号を生成すること、
　前記アナログ送信信号の送信期間において、前記デジタル信号に無データ区間を設定すること、
　前記無データ区間において、アナログ受信信号をサンプリングすること、
　を含む送受信方法。