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WO2016021372A1 - アンテナ装置、及び、このアンテナ装置に備えられる表面電流抑制フィルタ - Google Patents

アンテナ装置、及び、このアンテナ装置に備えられる表面電流抑制フィルタ Download PDF

Info

Publication number
WO2016021372A1
WO2016021372A1 PCT/JP2015/070091 JP2015070091W WO2016021372A1 WO 2016021372 A1 WO2016021372 A1 WO 2016021372A1 JP 2015070091 W JP2015070091 W JP 2015070091W WO 2016021372 A1 WO2016021372 A1 WO 2016021372A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
surface current
patch
current suppression
suppression filter
ebg
Prior art date
Application number
PCT/JP2015/070091
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
和司 川口
旭 近藤
Original Assignee
株式会社デンソー
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社デンソー filed Critical 株式会社デンソー
Priority to US15/501,969 priority Critical patent/US10566704B2/en
Publication of WO2016021372A1 publication Critical patent/WO2016021372A1/ja

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q15/00—Devices for reflection, refraction, diffraction or polarisation of waves radiated from an antenna, e.g. quasi-optical devices
    • H01Q15/0006—Devices acting selectively as reflecting surface, as diffracting or as refracting device, e.g. frequency filtering or angular spatial filtering devices
    • H01Q15/006—Selective devices having photonic band gap materials or materials of which the material properties are frequency dependent, e.g. perforated substrates, high-impedance surfaces
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/06—Arrays of individually energised antenna units similarly polarised and spaced apart
    • H01Q21/061—Two dimensional planar arrays
    • H01Q21/065—Patch antenna array
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q15/00—Devices for reflection, refraction, diffraction or polarisation of waves radiated from an antenna, e.g. quasi-optical devices
    • H01Q15/14—Reflecting surfaces; Equivalent structures
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/06—Arrays of individually energised antenna units similarly polarised and spaced apart
    • H01Q21/061—Two dimensional planar arrays
    • H01Q21/068—Two dimensional planar arrays using parallel coplanar travelling wave or leaky wave aerial units
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna

Definitions

  • the present invention relates to an antenna device mounted on a moving body such as a vehicle or an aircraft, and a surface current suppression filter provided in the device, and more particularly, a substrate made of a dielectric material and a patch antenna installed on the substrate. And a surface current suppression filter including a circuit for suppressing a surface current propagating on the substrate in the antenna device.
  • an antenna device equipped with a patch antenna is used as one of radar antennas for monitoring the surroundings.
  • This antenna device includes a dielectric substrate and a patch antenna formed on the substrate.
  • a patch antenna generally has a configuration in which patch radiating elements (patch-shaped conductors) are formed on a dielectric substrate.
  • a conductor portion that functions as a ground plane is generally formed on the surface of the dielectric substrate opposite to the surface on which the patch radiating elements are formed.
  • a surface on which the patch radiating element is formed on the dielectric substrate is hereinafter referred to as “substrate surface”.
  • substrate back surface The surface of the dielectric substrate opposite to the surface on which the patch radiating elements are formed is hereinafter referred to as “substrate back surface”. Further, the conductor portion may be formed widely on the substrate surface to the end portion of the substrate separately from the patch radiating element.
  • a current flows on the ground plane due to an electric field formed between the patch radiating element and the ground plane. Further, the surface current is transmitted to the end of the substrate and is diffracted at the end of the substrate. In addition, radiation (radiation) from the edge of the substrate occurs due to the influence of the diffracted wave.
  • a conductor portion is formed on the substrate surface, a surface current also flows through the conductor portion to cause radiation from the end portion of the substrate. Radiation from the substrate end due to the surface current becomes unnecessary radiation that affects the performance of the patch antenna. That is, the radiation from the end part disturbs the directivity of the patch antenna.
  • Patent Document 1 discloses a technique for suppressing the surface current flowing through the ground plane. Specifically, a plurality of conductive patches are formed around the patch radiation element on the substrate surface of the dielectric substrate. Each of the conductive patches is electrically connected to the ground plate on the back surface of the substrate by a cylindrical conductive connection body (hereinafter referred to as “conductive via”).
  • the structure including the conductive patch and the conductive via has a band gap (Electromagnetic Band Gap) that prevents the propagation of the surface current of the ground plane at a specific frequency.
  • ESG Electromagnetic Band Gap
  • the cut-off band of EBG is narrow, the frequency band that can suppress the surface current propagating to the edge of the substrate (and thus radiation from the edge of the substrate) is narrow. That is, the frequency band that can be cut off by the EBG in the surface current propagating to the substrate end is limited to a narrow range. Therefore, the technique described in Patent Document 1 does not have a sufficient surface current suppression effect, and further improvement of the suppression effect is desired.
  • the present invention has been made in view of the above problems.
  • the present invention provides a surface current suppression filter capable of more effectively blocking the propagation of surface current on a dielectric substrate, and effectively suppresses directivity disturbance caused by the surface current.
  • An object of the present invention is to provide an antenna device that can be used.
  • the surface current suppression filter of the present invention is a band cutoff filter that suppresses propagation of a surface current in a predetermined propagation direction on a dielectric substrate having a conductor plate formed on one plate surface.
  • the surface current suppression filter of the present invention includes a plurality of conductive structures provided on a dielectric substrate.
  • Each conductive structure has a patch conductor portion and a connection conductor.
  • the patch conductor portion is a patch-shaped conductor formed on the other plate surface of the dielectric substrate.
  • the connection conductor is formed so as to penetrate the dielectric substrate between the patch conductor portion and the conductor plate in order to electrically connect them to each other.
  • the surface current suppression filter has a configuration in which at least one conductive structure arranged in a vertical direction orthogonal to the propagation direction is used as one structure row, and a plurality of the structure rows are arranged in the propagation direction. In at least one of the plurality of structure rows, the cutoff characteristic of the surface current of the conductive structure included in the structure row is different from the cutoff characteristics of the conductive structures included in the other structure rows. .
  • the surface current suppression filter configured as described above is configured such that at least one of the plurality of structure rows arranged in the propagation direction has a different cutoff characteristic of the conductive structure from the other structure rows. Yes.
  • the frequency component that can be suppressed by at least one of a plurality of types of structure rows having different cutoff characteristics among the surface current propagating on the dielectric substrate can be suppressed by the structure row. it can.
  • the more types of structure rows with different blocking characteristics the wider the frequency band that can be suppressed. Therefore, it becomes possible to more effectively block the propagation of the surface current on the dielectric substrate.
  • the antenna device of the present invention includes a dielectric substrate, a patch antenna, and a surface current suppression filter.
  • the dielectric substrate has a ground plate formed on one plate surface.
  • the patch antenna has at least one power feeding patch radiating element formed on the other plate surface of the dielectric substrate.
  • the patch antenna is an antenna whose main polarization direction is a predetermined direction on the plate surface of the dielectric substrate.
  • the surface current suppression filter is provided between at least one end portion of the dielectric substrate in the main polarization direction and the patch antenna.
  • the surface current suppression filter is a band cutoff filter that suppresses the propagation of the surface current from the patch antenna to the end on the dielectric substrate.
  • the surface current suppression filter includes a plurality of conductive structures provided on a dielectric substrate.
  • Each conductive structure has a patch conductor portion and a connection conductor.
  • the patch conductor portion is a patch-shaped conductor formed on the other plate surface of the dielectric substrate.
  • the connection conductor is a conductor formed so as to penetrate the dielectric substrate between the patch conductor portion and the ground plane in order to electrically connect them.
  • the surface current suppression filter includes at least one conductive structure arranged in a vertical direction orthogonal to the main polarization direction as one structure row, and a plurality of the structure rows are arranged in the main polarization direction. It has become. In at least one of the plurality of structure rows, the cutoff characteristic of the surface current of the conductive structure included in the structure row is different from the cutoff characteristics of the conductive structures included in the other structure rows. .
  • a surface current may flow from the patch antenna to both ends of the substrate on the dielectric substrate due to radiation from the patch antenna.
  • a surface current suppression filter is provided between at least one of both ends of the substrate and the patch antenna.
  • the surface current suppression filter has at least two types of conductive structures having different cutoff characteristics. Therefore, it becomes possible to effectively suppress the disturbance of the directivity of the patch antenna due to the surface current.
  • FIG. 1 is a perspective view of the surface current suppression filter of the first embodiment.
  • FIG. 1 is a partial top view of the surface current suppression filter of the first embodiment.
  • FIG. 3 is a partial cross-sectional view of the surface current suppression filter of the first embodiment. 3A shows a section AA, FIG. 3B shows a section BB, and FIG. 3C shows a section CC.
  • FIG. 4 is an explanatory diagram showing an equivalent circuit of the surface current suppression filter.
  • FIG. 4A shows an equivalent circuit of the surface current suppression filter of the comparative structure
  • FIG. 4B shows an equivalent circuit of the surface current suppression filter of the first embodiment.
  • FIG. 4A shows an equivalent circuit of the surface current suppression filter of the comparative structure
  • FIG. 4B shows an equivalent circuit of the surface current suppression filter of the first embodiment.
  • FIG. 5 is an explanatory diagram showing the cutoff characteristics of the surface current suppression filters of the first embodiment, the second embodiment, and the comparative structure.
  • FIG. 6 is a perspective view of the surface current suppression filter of the second embodiment.
  • FIG. 7 is a partial top view of the surface current suppression filter of the second embodiment.
  • FIG. 8 is an explanatory diagram showing an equivalent circuit of the surface current suppression filter of the second embodiment.
  • FIG. 9 is a perspective view of the antenna device of the third embodiment.
  • FIG. 10 is a cross-sectional view (cross-section DD) of the antenna device of the third embodiment.
  • FIG. 11 is an explanatory diagram illustrating the directivity gain of the antenna device according to the third embodiment together with the directivity gain of the antenna device having a comparative structure.
  • FIG. 12 is a partial top view showing two other modifications of the surface current suppression filter.
  • This surface current suppression filter is mentioned later, it makes a part of antenna apparatus.
  • This antenna device is specifically described in the third embodiment.
  • This antenna device includes a dielectric substrate 2 formed of a dielectric material and a ground plane 3 formed on one surface (back surface of the substrate) of the substrate (see FIG. 9), and relates to this embodiment.
  • a surface current suppression filter is also mounted on the dielectric substrate 2 and the ground plane 3.
  • FIG. 1 shows a surface current suppression filter 1 of the present embodiment.
  • a ground plate 3 made of a conductor is provided on one surface (substrate back surface) of a rectangular dielectric substrate 2, and the other surface (substrate surface) of the dielectric substrate 2 is provided.
  • a conductive plate 4 and a plurality of EBGs (Electromagnetic Band Gap) (a plurality of first EBGs 11 and a plurality of second EBGs 21) are formed.
  • the surface current suppression filter 1 is configured to share the dielectric substrate 2 and the ground plane 3 of the antenna device.
  • the axis parallel to the long side of the dielectric substrate 2 is the x axis
  • the axis parallel to the short side of the dielectric substrate 2 is the y axis
  • the plate surface of the dielectric substrate 2 is A description will be given by appropriately using an xyz three-dimensional coordinate axis in which the vertical axis is the z-axis.
  • a rectangular annular conductor plate 4 is formed on the outer peripheral portion of the dielectric substrate 2 on the substrate surface.
  • a plurality of EBGs 11 and 21 are formed in the region of the dielectric substrate 2 where the conductor plate 4 is not formed. However, as is apparent from FIGS. 2 and 3, the EBGs 11 and 21 and the conductor plate 4 are physically separated from each other. Therefore, the EBGs 11 and 21 are also physically separated from each other. In other words, a groove in which no conductor plate exists (dielectric substrate 2 is exposed) is formed between the EBGs and between the EBG and the conductor plate 4. The width of this groove is represented by the symbol wg in this embodiment.
  • a plurality of EBG rows 10 and 20 are arranged in a predetermined arrangement direction (x-axis direction in this embodiment). Specifically, as shown in FIGS. 1 to 3, the first EBG column 10, the first EBG column 10, the second EBG column 20, the first EBG column 10, the second EBG column 20,... And the second EBG row 20 are alternately arranged in the arrangement direction (x-axis direction).
  • the first EBG column 10 has a plurality (9 in this embodiment) of first EBGs 11. More specifically, a plurality of first EBGs 11 are arranged in a direction (y-axis direction) perpendicular to the arrangement direction.
  • the second EBG row 20 includes a plurality (9 in the present embodiment) of second EBGs 21. More specifically, a plurality of second EBGs 21 are arranged in the y-axis direction.
  • the first EBG 11 includes a first patch pattern 12, a connection portion 13, a first linear pattern 14, and a conductive via 15. .
  • the first patch pattern 12 is a rectangular annular patch-shaped conductor pattern, and is formed on the substrate surface of the dielectric substrate 2.
  • the outer peripheral shape of the first patch pattern 12 is a square shape.
  • the first patch pattern 12 has a rectangular annular shape as a whole by hollowing out the inside of a square having a side length of W1.
  • the connecting portion 13 is a minute conductor pattern formed in a substantially central portion (which is also a substantially central portion of the entire first EBG 11) of the inner region (region where the conductor pattern does not exist) of the first patch pattern 12.
  • the conduction via 15 is a cylindrical conductor for physically and electrically connecting the connection portion 13 and the ground plane 3. As shown in FIG. 3B, the conductive via 15 is provided so as to penetrate the dielectric substrate 2 in a direction (z-axis direction) perpendicular to the plate surface. One end side (substrate surface side) of the conductive via 15 is connected to the connection portion 13, and the other end side (substrate back side) is connected to the ground plane 3.
  • the first linear pattern 14 is a linear conductor pattern that connects the connecting portion 13 and the first patch pattern 12. With the first linear pattern 14, the first patch pattern 12 and the conductive via 15 are electrically connected.
  • 2nd EBG21 is provided with the 2nd patch-like pattern 22, the connection part 23, the 2nd linear pattern 24, and the conduction
  • the second patch pattern 22 is a rectangular annular and patch-shaped conductor pattern, like the first patch pattern 12.
  • the second patch pattern 22 is formed on the surface of the dielectric substrate 2. Similar to the first patch pattern 12, the second patch pattern 22 has a rectangular annular shape as a whole by hollowing out the inside of a square having a side length of W1.
  • the connecting portion 23 is a minute conductor pattern formed in a substantially central portion (which is also a substantially central portion of the entire second EBG 21) of the inner region (region where the conductor pattern does not exist) of the second patch pattern 22.
  • the conductive via 25 is a columnar conductor for physically and electrically connecting the connecting portion 23 and the ground plane 3. As shown in FIG. 3A, the conductive via 25 is provided so as to penetrate the dielectric substrate 2 in a direction perpendicular to the plate surface (z-axis direction). One end side (substrate surface side) of the conductive via 25 is connected to the connection portion 23, and the other end side (substrate back side) is connected to the ground plane 3.
  • the second linear pattern 24 is a linear conductor pattern that connects the connecting portion 23 and the second patch pattern 22. By the second linear pattern 24, the second patch pattern 22 and the conductive via 25 are electrically connected.
  • the first EBG 11 and the second EBG 21 have the same configuration in most cases, but the greatest difference between the two is the length of each linear pattern 14, 24.
  • the length of the first linear pattern 14 of the first EBG 11 is longer than the length of the second linear pattern 24 of the second EBG 21.
  • the difference in length between the linear patterns 14 and 24 appears as a difference in operating characteristics of the EBGs 11 and 21 (specifically, a difference in blocking characteristics described later).
  • Both the first EBG 11 and the second EBG 21 function as a band cutoff filter for blocking the surface current propagating on the dielectric substrate 2.
  • the length code W1 of one side of each patch-like pattern 12, 22 constituting each EBG 11, 21 is about ⁇ g / 2.
  • ⁇ g is a wavelength (however, a wavelength in the dielectric) corresponding to the center frequency fa of the surface current.
  • ⁇ g ⁇ 0 / ⁇ r.
  • the symbol W1 is about ⁇ g / 2 is merely an example.
  • each EBG 11 and 21 can function as a filter even when used alone.
  • each EBG 11 and 21 enhances the function as a filter by arranging a plurality of EBGs.
  • the function as a filter is further improved by alternately arranging the first EBG11 and the second EBG21 having different blocking characteristics in the arrangement direction.
  • the first EBG row 10 in which a plurality of first EBGs 11 are arranged in the y-axis direction and the second EBG 20 in which a plurality of second EBGs 21 are arranged in the y-axis direction are alternately arranged in the arrangement direction. It is arranged.
  • blocking characteristic as a whole is implement
  • a filter having a wide frequency band (blocking band) that can be blocked with respect to the surface current propagating in the arrangement direction is realized. That is, the surface current suppression filter 1 of the present embodiment is configured as a filter that can effectively suppress the surface current propagating in the arrangement direction. Therefore, the surface current suppression filter 1 of the present embodiment can exhibit a good function when used in such applications.
  • the EBGs 11 and 21 are capacitively coupled to other EBGs adjacent in the arrangement direction, and are inductively and capacitively coupled to the ground plane 3 on the back surface of the substrate. Thereby, each EBG11, 21 functions as a two-dimensional network of parallel resonant circuits as a whole. Each EBG 11 and 21 suppresses the propagation of the surface current in the arrangement direction.
  • each EBG 11 and 21 of the present embodiment is as shown in FIG.
  • FIG. 4A shows an equivalent circuit of an EBG (comparison EBG) 200 in which a plurality of single-type EBGs are arranged for comparison.
  • the comparative EBG 200 has a patch-like pattern 201 and a conductive via 205.
  • inductive components (inductance) L R is present with patchy pattern 201
  • inductive component L L is present between the patch pattern 201 and the ground plane 3 by the conductive via 205.
  • capacitance component C R between the patch pattern 201 and the ground plane 3. Therefore, the equivalent circuit of the comparative EBG 200 is an LC resonance circuit as shown in FIG.
  • the cutoff center frequency fc0 of the filter realized by the comparative EBG 200 (that is, the resonance frequency of the LC resonance circuit) can be expressed by the following equation (1).
  • the EBGs 11 and 21 of the present embodiment are greatly different in the shape of the conductor on the substrate surface as compared with the comparative EBG200.
  • the lengths of the linear patterns 14 and 24 are mainly different between the EBGs 11 and 21. Therefore, the equivalent circuits of the EBGs 11 and 21 are as shown in FIG.
  • the cutoff center frequency fc11 of the filter realized by the first EBG 11 and the cutoff center frequency fc12 of the filter realized by the second EBG 21 can be expressed by the following equations (2) and (3), respectively.
  • the capacitive components C L1 and C L2 due to capacitive coupling with adjacent EBGs have substantially the same value.
  • the induction components L R1 and L R2 due to the patch patterns 12 and 22 have substantially the same value.
  • the capacitance components C R1 and C R2 existing between the patch patterns 12 and 22 and the ground plane 3 have substantially the same value.
  • an inductive component (hereinafter also referred to as “first inter-ground inductance”) L L1 existing between the first patch pattern 12 and the ground plane 3 is generated by the conductive via 15 and the first linear pattern 14.
  • An inductive component (hereinafter also referred to as “second ground plane inductance”) L L2 existing between the second patch pattern 22 and the ground plane 3 is generated by the conductive via 25 and the second linear pattern 24. Since the length of the first linear pattern 14 and the length of the second linear pattern 24 are different, the first ground plane inductance L L1 and the second ground plane inductance L L2 are different. Specifically, L L1 > L L2 .
  • the first cutoff center frequency fc11 that is the cutoff center frequency (resonance frequency) of the first EBG 11 and the second cutoff center frequency fc12 that is the cutoff center frequency (resonance frequency) of the second EBG 21 are different, and fc11 ⁇ fc12.
  • the difference in the cutoff characteristics of the EBGs 11 and 21 is mainly realized by making the lengths of the linear patterns 14 and 24 constituting the EBGs 11 and 21 different.
  • the cutoff center frequencies fc11 and fc12 of the EBGs 11 and 21 are appropriately set based on the center frequency fa of the surface current to be cut off. Then, by configuring the EBGs 11 and 21 so that the set cutoff center frequencies fc11 and fc12 are realized, the surface current suppression filter 1 having a wide cutoff band can be realized. That is, by setting the arrangement periodic structure in the arrangement direction of the LC resonance structure that determines the resonance frequency of each of the EBGs 11 and 21 to a two-resonance structure, a wider stop band can be realized.
  • the cut-off band means a band in which the pass gain is suppressed to ⁇ 10 [dB] or less.
  • FIG. 5 shows an example of the cutoff characteristic of the surface current suppression filter by the EBG 200 having the comparative structure shown in FIG. 4A and the cutoff characteristic of the surface current suppression filter 1 of the present embodiment.
  • the surface current suppression filter having a comparative structure has a narrow cutoff band of about 1.2 GHz
  • the surface current suppression filter 1 of the present embodiment has a cutoff band of about 2.3 GHz. It is.
  • the length of the first linear pattern 14 of the first EBG 11 is about ⁇ g / 4
  • the length of the second linear pattern 24 of the second EBG 21 is about ⁇ g / 8, thereby suppressing the surface current illustrated in FIG.
  • the cutoff characteristic (or characteristics close to this) of the filter 1 can be realized.
  • the thickness of each of the linear patterns 14 and 24 can be determined as appropriate, but it is preferable that the thickness be such that the wavelength ⁇ g can be ignored. As a specific example, for example, it is conceivable that the thickness of each of the linear patterns 14 and 24 is set to about 150 ⁇ m with respect to a surface current in a 24 GHz band.
  • the surface current suppression filter 1 of the present embodiment has a plurality of first EBGs 11 and second EBGs 21 having different cutoff characteristics (specifically, cutoff center frequencies) arranged alternately in the arrangement direction (x-axis direction).
  • a first EBG row 10 in which a plurality of first EBGs 11 are arranged in the y-axis direction and a second EBG row 20 in which a plurality of second EBGs 21 are arranged in the y-axis direction are arranged in the arrangement direction (x-axis).
  • a first EBG row 10 in which a plurality of first EBGs 11 are arranged in the y-axis direction and a second EBG row 20 in which a plurality of second EBGs 21 are arranged in the y-axis direction are arranged in the arrangement direction (x-axis).
  • the cutoff band of the surface current suppression filter 1 is a cutoff band by the first EBG 11 (a predetermined band including the first cutoff center frequency fc11) and a cutoff band by the second EBG 21 (a predetermined band including the second cutoff center frequency fc12) ) And a wide band. Therefore, propagation of the surface current on the dielectric substrate 2 (particularly propagation in the arrangement direction) can be effectively blocked.
  • the first EBG rows 10 and the second EBG rows 20 are alternately arranged one by one. Therefore, an equivalent blocking effect can be obtained by each of the first EBG11 and the second EBG21. Therefore, as a whole, the blocking effect by both EBGs 11 and 21 can be obtained with a good balance.
  • the difference in the cutoff characteristics of the EBGs 11 and 21 is realized by changing the shape of the conductor portion formed on the substrate surface. Specifically, the length of the linear pattern connecting the patch pattern and the conductive via is made different. That is, it is realized by a relatively simple configuration. Therefore, a plurality of types (two types in this embodiment) of EBGs 11 and 21 having different blocking characteristics can be easily formed. As a result, the surface current suppression filter 1 can be realized easily and inexpensively.
  • the surface current suppression filter 30 according to the second embodiment will be described with reference to FIGS.
  • the same reference numerals as those of the first embodiment are assigned to the same components as those of the surface current suppression filter 1 of the first embodiment, and detailed description thereof is omitted.
  • the ground plane 3 is formed on the back surface of the dielectric substrate 2.
  • the surface current suppression filter 30 of the second embodiment is formed by forming a conductor plate 31 and a plurality of EBGs (a plurality of first EBGs 41 and a plurality of second EBGs 51) on the substrate surface.
  • a rectangular annular conductor plate 31 is formed on the outer periphery of the dielectric substrate 2 on the substrate surface.
  • a plurality of EBGs 41 and 51 are formed in a region where the conductor plate 31 is not formed on the surface of the dielectric substrate 2.
  • the EBGs 41 and 51 and the conductor plate 31 are physically separated from each other.
  • the EBGs 41 and 51 are also physically separated from each other. That is, grooves are formed between the EBGs and between the EBG and the conductor plate 31 as in the first embodiment.
  • a plurality of EBG rows 40 and 50 are arranged in a predetermined arrangement direction (x-axis direction). Specifically, as shown in FIGS. 6 and 7, the first EBG rows 40 and the second EBG rows 50 are alternately arranged in the arrangement direction (x-axis direction).
  • the first EBG row 40 is configured by arranging a plurality (eight in this embodiment) of first EBG rows 41 in the y-axis direction.
  • the second EBG row 50 is configured by arranging a plurality (eight in this embodiment) of second EBGs 51 in the y-axis direction.
  • the first EBG 41 includes a first patch pattern 42, a connection portion 43, a linear pattern 44, and a conductive via 45.
  • the first EBG 41 has the same shape and dimensions as the first EBG 11 of the first embodiment. Therefore, the length code W11 of one side of the square-shaped first patch pattern 42 is the same as the length code W1 of one side of the first patch pattern 12 of the first EBG11 of the first embodiment. Therefore, the first cutoff center frequency fc21 and the cutoff band of the first EBG 41 are substantially the same as the first EBG 11 of the first embodiment.
  • the second EBG 51 includes a second patch pattern 52, a connection portion 53, a linear pattern 54, and a conductive via 55.
  • the second EBG 51 is different from the first EBG 41 in the size of the patch pattern.
  • the second patch pattern 52 has a side length shorter than the length W11. It is a square shape with a symbol W12.
  • the EBGs 41 and 42 have the same shape except that the external size of the patch pattern is different. That is, it can be said that the second patch-like pattern 52 is obtained by cutting the outer periphery of the first patch-like pattern 42 over the entire circumference by a predetermined width (W11-W12).
  • each EBG 41, 51 of the second embodiment is as shown in FIG. Therefore, the cutoff center frequency fc21 of the filter realized by the first EBG 41 and the cutoff center frequency fc22 of the filter realized by the second EBG 51 can be expressed by the following equations (4) and (5), respectively.
  • the capacitance components C L6 and C L7 due to capacitive coupling with adjacent EBGs have substantially the same value.
  • the induction components L R6 and L R7 attributed to the patch patterns 42 and 52 have substantially the same value.
  • the induction components L L6 and L L7 due to the patch patterns 42 and 52 have substantially the same value.
  • the capacitive component (hereinafter referred to as “first land plates capacity”) C R6 present between the first patch pattern 42 and the ground plane 3, caused by a conductive via 45 and the first linear pattern 44
  • the Capacitance component (hereinafter also referred to as “second inter-base capacitance”) CR 7 existing between the two-patch pattern 52 and the ground plane 3 is generated by the conductive via 55 and the second linear pattern 54. Since the first patch-like pattern 42 and the second patch-like pattern 52 have different dimensions (that is, different areas), the first ground plane capacitance C R6 and the second ground plane capacitance C R7 are different. Specifically, C R6 > C R7 .
  • the first cutoff center frequency fc21 which is the cutoff center frequency (resonance frequency) of the first EBG 41
  • the second cutoff center frequency fc22 which is the cutoff center frequency (resonance frequency) of the second EBG 51
  • fc21 ⁇ fc22 The difference in the cutoff characteristics of the EBGs 41 and 51 is mainly realized by making the areas of the patch-like patterns 42 and 52 constituting the EBGs 41 and 51 different.
  • the cutoff center frequencies fc21 and fc22 of the EBGs 41 and 51 are appropriately set based on the center frequency fa of the surface current to be cut off. Then, by configuring the EBGs 41 and 51 so that the set cutoff center frequencies fc21 and fc22 are realized, the surface current suppression filter 30 having a wide cutoff band can be realized.
  • the interruption characteristic diagram of FIG. 5 described in the first embodiment also shows an example of the interruption characteristic of the surface current suppression filter 30 of the second embodiment.
  • the cutoff band of the surface current suppression filter 30 of the second embodiment is about 1.5 GHz. Therefore, the cut-off band of the surface current suppression filter 30 according to the second embodiment is wider than that of the surface current suppression filter 100 having the comparative structure.
  • the cutoff band (the predetermined band including the first cutoff center frequency fc21) by the first EBG 41 and the cutoff band (the second cutoff center frequency fc22) by the second EBG 51 are included.
  • a predetermined band and a wide band. Therefore, as in the first embodiment, propagation of surface current on the dielectric substrate 2 (particularly propagation in the arrangement direction) can be effectively blocked.
  • the difference in the cut-off characteristics of the EBGs 41 and 51 is realized by changing the external size of the patch-like pattern formed on the substrate surface (that is, changing the area of the patch-like pattern). ing. Therefore, a plurality of types (two types in the present embodiment) of EBGs 41 and 51 having different blocking characteristics can be easily formed. As a result, the surface current suppression filter 30 can be easily and inexpensively realized.
  • a ground plane 72 made of a conductor is formed on one surface (substrate back surface) of a rectangular dielectric substrate 71.
  • the patch antenna 73, the conductor plate 74, and the plurality of EBGs 11 and 21 are formed on the other surface (substrate surface) of the rectangular dielectric substrate 71.
  • the central portion of patch antenna 73 (the central portion of patch radiating element 75 described later) is set as the origin, passes through the origin, and is parallel to the short side of dielectric substrate 71.
  • the description will be given using as appropriate.
  • the patch antenna 73 has a square patch radiating element 75.
  • the patch radiating element 75 is formed at the center of the substrate surface.
  • the ground plane 72 on the back surface of the substrate functions as a ground plane for the patch radiating element 75.
  • the square patch radiating elements 75 are arranged such that one set of opposing sides is parallel to the x-axis direction, and another set of opposing sides is parallel to the y-axis direction.
  • a conductor plate 74 is formed around the patch radiating element 75. However, a groove is formed between the patch radiation element 75 and the conductor plate 74 over the entire circumference. The patch radiating element 75 is physically separated from the conductor plate 74 by the groove.
  • the patch radiating element 75 has a side length of about ⁇ g / 2.
  • ⁇ g is a wavelength corresponding to the operating frequency of the patch antenna 73 (however, the wavelength in the dielectric).
  • the length of about ⁇ g / 2 is an example.
  • the optimum length varies depending on various factors such as the shape and size of the main plate 72.
  • the power supply to the patch antenna 73 is performed to the patch radiating element 75.
  • the illustration of the feeding structure to the patch radiating element 75 is omitted.
  • Various methods of feeding power to patch-shaped radiating elements have been considered and put into practical use. Therefore, although detailed description is omitted, the present embodiment has a structure in which power is fed by an electromagnetic coupling type power feeding system from a microstrip line for power feeding.
  • the patch antenna 73 operates with the y-axis direction as the main polarization direction (E-plane direction). That is, the patch antenna 73 is configured as an antenna that operates with the yz plane as a polarization plane (E plane) and can transmit and receive the polarization of the yz plane satisfactorily.
  • E plane polarization plane
  • the antenna device 70 is configured so that, for example, the front side of the substrate on which the patch antenna 73 is formed faces the front of the vehicle in front of the vehicle, and the long side (side in the y-axis direction) of the rectangular dielectric substrate 71 is with respect to the ground. Placed horizontally.
  • the antenna device 70 is used, for example, as a millimeter wave radar for monitoring the periphery of a vehicle. That is, the E surface of the patch antenna 73 is parallel to the ground when used in a vehicle. Therefore, the patch antenna 73 is used as an antenna that can transmit and receive horizontal polarization well.
  • the azimuth angle (detection angle) on the horizontal plane (E plane) of the patch antenna 73 is viewed from the patch antenna 73 in front of the vehicle with the z-axis direction as a reference (0 °) as shown in FIG.
  • the left side is treated as a positive angle and the right side as a negative angle.
  • first filter 81 and a second filter are formed on the substrate surface of the dielectric substrate 71.
  • first filter 81 and a second filter are formed on the substrate surface of the dielectric substrate 71.
  • a first filter 81 is formed on the negative azimuth side when viewed from the patch antenna 73.
  • a second filter 82 is formed on the positive azimuth side as viewed from the patch antenna 73.
  • the first filter 81 is configured by alternately arranging the first EBG rows 91 and the second EBG rows 92 in the y-axis direction from the patch antenna 73 side toward the substrate end.
  • the first EBG row 91 is configured by arranging a plurality (five in the third embodiment) of first EBGs 11 in the x-axis direction. Since 1st EBG11 is the completely same structure as 1st EBG11 of 1st Embodiment, the same code
  • the second EBG row 92 is configured by arranging a plurality (five in the third embodiment) of second EBGs 21 in the x-axis direction.
  • the second EBG 21 has the same configuration as the second EBG 21 of the first embodiment, and therefore has the same reference numerals as the first embodiment.
  • the first filter 81 is different from the surface current suppression filter 1 of the first embodiment in the number of EBG rows 91 and 92 arranged, the number of EBGs 11 and 21 constituting each EBG row 91 and 92, and the like.
  • the EBG rows 91 and 92 are alternately arranged in the E-plane direction, and the EBG rows 91 and 92 are each composed of a plurality of EBGs arranged in the x-axis direction.
  • the main configuration for exhibiting the filter function is basically the same as the surface current suppression filter 1 of the first embodiment. Therefore, the first filter 81 has a surface current interruption performance equivalent to the surface current suppression filter 1 of the first embodiment.
  • the patch antenna 73 when the patch antenna 73 is operated and radio waves are radiated, a surface current of the center frequency fa flows from the patch antenna 73 toward both ends of the substrate.
  • the first filter 81 effectively suppresses the propagation of the surface current to the end portion on the negative azimuth side in the E-plane direction among the surface current of the center frequency fa.
  • the second filter 82 has the same configuration as the first filter 81. That is, when the first filter 81 is moved symmetrically with respect to a straight line passing through the center of the patch antenna 73 parallel to the x axis, the second filter 82 is obtained. That is, the first filter 81 and the second filter 82 are in a line-symmetric arrangement relationship with respect to the symmetry axis.
  • the second filter 82 also has a surface current interruption performance equivalent to the surface current suppression filter 1 of the first embodiment. That is, the second filter 82 propagates the surface current to the end on the positive azimuth side in the E-plane direction out of the surface current of the center frequency fa flowing from the patch antenna 73 to the end of the substrate during the operation of the patch antenna 73. Is effectively suppressed.
  • An antenna device (hereinafter referred to as “comparison antenna device”) on which a filter having a comparative structure shown in FIG. 4A is mounted as a surface current suppression filter provided at both ends of the patch antenna 73, and an antenna according to the third embodiment.
  • An example of the E plane directivity gain of the apparatus 70 will be described with reference to FIG.
  • the filter mounted on any of the antenna devices is designed so as to be able to appropriately cut off a current having a frequency component of at least 24 GHz.
  • the filter mounted on the comparative antenna is designed so that the cutoff center frequency is 24 GHz.
  • the filters 81 and 82 mounted on the antenna device 70 of the third embodiment are designed so that the vicinity of the center of the wide cutoff band realized by the two types of EBG rows 91 and 92 is 24 GHz. .
  • the center frequency of the radio wave radiated from the antenna device 70 is 24.5 GHz
  • 24.5 GHz is not included in the cutoff band of the filter, so that the surface current of 24.5 GHz is suppressed.
  • most of the surface current having a center frequency fa of 24.5 GHz propagates to the edge of the substrate. Therefore, as shown by a broken line in FIG. 11A, ripples are generated in a wide angle range in directivity. Particularly, the ripple is large in the vicinity of ⁇ 45 °.
  • the comparative antenna device if the center frequency fa of the surface current deviates from the cutoff center frequency of the filter, it is difficult to suppress the surface current. This is because the comparative antenna device has a narrow filter cutoff band. In other words, if the actual cutoff center frequency of the filter deviates from the center frequency fa of the surface current, it is difficult to suppress the surface current. That is, the actual cut-off center frequency of the filter formed on the substrate does not always coincide with the design value due to various factors such as manufacturing tolerances, but in many cases it deviates from the design value. For example, although the cutoff center frequency is 24 GHz by design, the cutoff center frequency of the actually formed filter may be 24.5 GHz.
  • the filter mounted on the comparative antenna device cannot take a wide band of surface current that can be suppressed because the cut-off band is narrow. Furthermore, the tolerance for the deviation from the design value of the cutoff center frequency caused by the manufacturing tolerance of the filter is narrow.
  • the antenna device 70 according to the third embodiment includes the first filter 81 and the second filter 82 having a wide cutoff band. Therefore, as shown by a broken line in FIG. 11B, even if the center frequency of the radio wave radiated from the antenna device 70 is 24.5 GHz, the directivity ripple hardly occurs.
  • the filters 81 and 82 mounted on the antenna device 70 of the third embodiment have a wide cutoff band and a wide surface current band that can be suppressed. Furthermore, the filters 81 and 82 mounted on the antenna device 70 of the third embodiment have a wide tolerance for deviation from the design value of the cutoff center frequency caused by the manufacturing tolerance of the filter. Therefore, propagation of surface current can be suppressed in a wide band. Further, even if the actual cutoff center frequency of each of the filters 81 and 82 is deviated from the design value, the surface current cutoff performance can be maintained. Therefore, as illustrated in FIG. 11B, the directivity gain ripple can be sufficiently reduced in a wide band.
  • a method of varying the length of the linear pattern is adopted as a specific method for varying the cutoff characteristics in a plurality of types of EBGs constituting the surface current suppression filter. Further, as a specific method for differentiating the cut-off characteristics in a plurality of types of EBGs constituting the surface current suppression filter, a method of differentiating the size of the patch pattern is adopted in the second embodiment. The method is just an example.
  • FIG. 12A shows an example of a surface current suppression filter using two types of EBGs having different linear pattern widths.
  • first EBG rows 110 and second EBG rows 120 are alternately arranged in a predetermined arrangement direction (x-axis direction).
  • the first EBG column 110 has a configuration in which a plurality of first EBG columns 111 are arranged in the y-axis direction.
  • the second EBG column 120 has a configuration in which a plurality of second EBG columns 121 are arranged in the y-axis direction.
  • Each of the EBGs 111 and 121 has a shape obtained by horizontally inverting the first EBG 11 of the first embodiment shown in FIG. 2 (however, the width of the linear pattern is different).
  • the difference between the EBGs 111 and 121 is the width of the linear pattern. That is, the width of the linear pattern 114 of the first EBG 111 is narrower than the width of the linear pattern 124 of the second EBG 121. Since the widths of the linear patterns are different, the cutoff characteristics (cutoff center frequency, cutoff band) of the EBGs 111 and 121 are different.
  • the entire cutoff band of the surface current suppression filter 100 is a wide band obtained by adding the cutoff bands of both EBGs 111 and 121.
  • the shape of the linear pattern is not limited to being linear.
  • the shape of the linear pattern may be curved. Note that only a part of the total length of the linear pattern may be a curve, or the linear pattern may be formed by a curve over the entire length.
  • the first EBG rows 140 and the second EBG rows 150 are alternately arranged in a predetermined arrangement direction (x-axis direction).
  • the first EBG column 140 has a configuration in which a plurality of first EBGs 141 are arranged in the y-axis direction.
  • the second EBG column 150 has a configuration in which a plurality of second EBG columns 151 are arranged in the y-axis direction.
  • the first EBG 141 is obtained by curving the linear pattern 114 of the first EBG 111 in FIG.
  • the second EBG 151 is obtained by curving the linear pattern 124 of the second EBG 121 in FIG.
  • the surface current suppression filter 130 of FIG. 12B configured as described above also has a cutoff characteristic equivalent to that of the surface current suppression filter 100 of FIG.
  • the shape of the entire conductor portion on the surface of the substrate constituting the EBG may be made different by various methods (resulting in different EBG blocking characteristics).
  • the difference in the cut-off characteristics may be realized by changing the outer shape of the conductive via.
  • the resonance frequency (cutoff center frequency) fc is different is shown as a specific example in which the cutoff characteristics of EBG are different.
  • the above embodiment can take various forms as long as the blocking characteristics of the EBG are different.
  • the resonance frequency fc is the same, but the cut-off band (frequency band in which the pass level can be suppressed to a predetermined level or less) is different (however, one may overlap with some or all of the other).
  • the resonance frequency fc may be different and the cutoff bandwidth may be different.
  • the number of EBGs constituting one EBG example can be determined as appropriate.
  • One EBG column may be composed of one EBG. It is not necessary that all EBG columns have the same number of EBGs. The number of EBGs may be different for each EBG column.
  • the arrangement intervals of the plurality of EBGs can be determined as appropriate. The arrangement intervals of the plurality of EBGs in the EBG row are not necessarily equal.
  • the number of EBG rows arranged in the E plane direction may be at least two or more. You may make it arrange the EBG row
  • the order in which a plurality of types of EBG rows are arranged in the E-plane direction can be determined as appropriate. That is, it is not essential to alternately arrange a plurality of types of EBG columns as in the above embodiment. It suffices that at least one of the EBG rows arranged in the E-plane direction (arrangement direction) has a cutoff characteristic different from that of the other EBG rows. In other words, it suffices that at least one of the plurality of EBG columns has a different EBG blocking characteristic of the EBG column from the EBG blocking characteristics of other EBG examples.
  • Arrangement intervals (intervals in the E plane direction) of adjacent EBG rows can be determined as appropriate.
  • the relative positional relationship between adjacent EBG columns in the direction perpendicular to the arrangement direction can be determined as appropriate.
  • the outer peripheral shape of the patch pattern constituting the EBG does not have to be a square shape.
  • the outer peripheral shape may be a circle, at least a part of the outer periphery may be a curve, or a polygon other than a quadrangle.
  • the cross-sectional shape of the conductive via the circular shape is merely an example, and the cross-sectional shape other than the circular shape may be used.
  • a plurality of conductive vias may be used for one EBG.
  • the surface current suppression filter mounted on the antenna device 70 of the third embodiment various types of surface current suppression filters to which the present invention is applied can be used.
  • any one of the two types of surface current suppression filters 100 and 130 illustrated in FIG. 12 may be used.
  • the filter on one end side and the filter on the other end side as viewed from the patch antenna 73 may be different types of filters.
  • the antenna device 70 of the third embodiment it is not essential to arrange the patch antenna 73 at the center of the substrate. It is not essential to provide the filters on both ends of the substrate as viewed from the patch antenna 73, and the filters may be provided only on either one end side.
  • the functions of one component in the above embodiment may be distributed as a plurality of components. Further, the functions of a plurality of components in the above embodiment may be integrated into one component. Further, at least a part of the configuration of the above embodiment may be replaced with a known configuration having the same function. Moreover, you may abbreviate

Landscapes

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Abstract

　表面電流抑制フィルタ（１）は、誘電体基板（２）上における所定の伝搬方向への表面電流の伝搬を抑制する、帯域遮断型のフィルタである。このフィルタ（１）は、複数のＥＢＧ列（Electromagnetic　Band　Gap）（１０，２０）が配列方向に配列された構成となっている。各ＥＢＧ列（１０， ２０）はそれぞれ、上記配列方向と直行する垂直方向に配列された少なくとも１つのＥＢＧ（１１，２１）を有する。第１ＥＢＧ列（１０）が有する第１ＥＢＧ（１１）の遮断特性は、第２ＥＢＧ列（２０）が有する第２ＥＢＧ（２１）の遮断特性と相違する。

Description

アンテナ装置、及び、このアンテナ装置に備えられる表面電流抑制フィルタ
　本発明は、車両や航空機などの移動体に搭載されるアンテナ装置、及び、この装置に備えられる表面電流抑制フィルタに係り、特に、誘電体からなる基板と、この基板上に設置されるパッチアンテナとを備えたアンテナ装置、及び、このアンテナ装置にあって前記基板上を伝搬する表面電流を抑制する回路を備えた表面電流抑制フィルタに関する。
　例えば車両や航空機などの移動体において、周囲を監視するレーダ用アンテナの１つとしてパッチアンテナを搭載したアンテナ装置が用いられている。このアンテナ装置は、誘電体基板と、この基板上に形成されたパッチアンテナとを備えている。パッチアンテナは、誘電体基板上にパッチ放射素子（パッチ形状の導体）が形成されてなる構成が一般的である。また、誘電体基板におけるパッチ放射素子が形成される面とは反対側の面には、一般に、地板として機能する導体部が形成される。誘電体基板におけるパッチ放射素子が形成される面を以下「基板表面」という。誘電体基板におけるパッチ放射素子が形成される面とは反対側の面を以下「基板裏面」という。更に、基板表面にもパッチ放射素子とは別に基板端部まで導体部が広く形成されることもある。
　このような構成のパッチアンテナにおいては、パッチアンテナが動作すると、パッチ放射素子と地板との間に形成される電界に起因して地板表面に電流（表面電流）が流れる。さらに、その表面電流が基板端部まで伝わって基板端部で回折する。また、その回折波の影響で基板端部からの放射（輻射）が生じる。基板表面に導体部が形成される場合には、その導体部にも表面電流が流れて基板端部からの放射を引き起こす。この表面電流による基板端部からの放射は、パッチアンテナの性能に影響を及ぼす不要な放射となる。すなわち、この端部からの放射によって、パッチアンテナの指向性が乱れてしまう。
　上記に対し、特許文献１には、地板に流れる表面電流を抑える技術が開示されている。具体的には、誘電体基板の基板表面における、パッチ放射素子の周囲に、複数の導電性パッチを形成する。各導電性パッチはそれぞれ、円柱形状の導電性接続体（以下「導通ビア」という）によって基板裏面の地板と導通させる。この導電性パッチ及び導通ビアからなる構造は、特定の周波数で地板の表面電流の伝搬を阻止するバンドギャップ（Electromagnetic　Band　Gap）を有する。以下、この導電性パッチ及び導通ビアからなる構造を「ＥＢＧ（Electromagnetic　Band　Gap）」と称する。
　上記のようにパッチ放射素子の周囲にＥＢＧを多数形成することで、基板端部への表面電流の伝搬を抑制できる。従って、パッチアンテナの指向性の乱れを抑制することが可能となる。
特表２００２－５１０８８６号公報
　しかし、ＥＢＧは遮断帯域が狭いため、基板端部へ伝搬する表面電流（ひいては基板端部からの輻射）を抑制できる周波数帯域は狭い。つまり、基板端部へ伝搬する表面電流のうちＥＢＧで遮断可能な周波数帯域は狭い範囲内に限られる。そのため、特許文献１に記載の技術では表面電流の抑制効果は十分ではなく、さらなる抑制効果の改善が望まれる。
　本発明は上記課題に鑑みなされたものである。また、本発明は、誘電体基板上における表面電流の伝搬をより効果的に遮断することが可能な表面電流抑制フィルタを提供すること及び表面電流に起因する指向性の乱れを効果的に抑制することが可能なアンテナ装置を提供することを目的とする。
　本発明の表面電流抑制フィルタは、一方の板面に導体板が形成された誘電体基板上における所定の伝搬方向への表面電流の伝搬を抑制する、帯域遮断型のフィルタである。また、本発明の表面電流抑制フィルタは、誘電体基板に設けられた複数の導電性構造体を備える。
　各導電性構造体は、パッチ導体部と接続導体とを有する。このパッチ導体部は、誘電体基板の他方の板面に形成されたパッチ形状の導体である。この接続導体は、パッチ導体部と導体板とを互いに電気的に接続するためにこれら両者間に誘電体基板を貫通するように形成されている。
　表面電流抑制フィルタは、伝搬方向と直交する垂直方向に配列された少なくとも１つの導電性構造体を１つの構造体列として、その構造体列が伝搬方向に複数配列された構成となっている。そして、複数の構造体列のうち少なくとも１つは、当該構造体列が有する導電性構造体の表面電流の遮断特性が、他の構造体列が有する導電性構造体の遮断特性とは相違する。
　上記のように構成された表面電流抑制フィルタは、伝搬方向に複数配列される構造体列のうち少なくとも１つが、他の構造体列とは導電性構造体の遮断特性が異なるように構成されている。上記のような構成により、誘電体基板上を伝搬する表面電流のうち、遮断特性が異なる複数種類の構造体列の少なくとも一方で抑制可能な周波数成分については、その構造体列によって抑制することができる。遮断特性が異なる構造体列の種類が多いほど、抑制可能な周波数帯域も広げることができる。そのため、誘電体基板上における表面電流の伝搬をより効果的に遮断することが可能となる。
　また、本発明のアンテナ装置は、誘電体基板と、パッチアンテナと、表面電流抑制フィルタとを備える。誘電体基板は、一方の板面に地板が形成されている。パッチアンテナは、誘電体基板の他方の板面に形成された少なくとも１つの給電用のパッチ放射素子を有している。また、パッチアンテナは、誘電体基板の板面における所定方向を主偏波方向とするアンテナである。表面電流抑制フィルタは、誘電体基板における、主偏波方向の両端部のうち少なくとも一方の端部とパッチアンテナとの間に設けられる。また、表面電流抑制フィルタは、誘電体基板上におけるパッチアンテナから端部への表面電流の伝搬を抑制する、帯域遮断型のフィルタである。
　表面電流抑制フィルタは、より具体的には、誘電体基板に設けられた複数の導電性構造体を備える。各導電性構造体は、パッチ導体部と、接続導体とを有する。パッチ導体部は、誘電体基板の他方の板面に形成されたパッチ形状の導体である。接続導体は、パッチ導体部と地板とを電気的に接続するためにこれら両者間に誘電体基板を貫通するように形成された導体である。
　表面電流抑制フィルタは、主偏波方向と直交する垂直方向に配列された少なくとも１つの導電性構造体を１つの構造体列として、その構造体列が主偏波方向に複数配列された構成となっている。そして、複数の構造体列のうち少なくとも１つは、当該構造体列が有する導電性構造体の表面電流の遮断特性が、他の構造体列が有する導電性構造体の遮断特性とは相違する。
　上記のように構成されたアンテナ装置では、パッチアンテナからの放射に起因して、誘電体基板上においてパッチアンテナから基板両端へ表面電流が流れることがある。これに対し、上記構成のアンテナ装置では、基板両端のうち少なくとも一方とパッチアンテナとの間に表面電流抑制フィルタが設けられている。上記により、少なくともその表面電流抑制フィルタが設けられている側の基板端部への表面電流については、その表面電流抑制フィルタによって抑制される。しかもその表面電流抑制フィルタは、遮断特性が異なる少なくとも２種類の導電性構造体を有する。そのため、表面電流に起因するパッチアンテナの指向性の乱れを効果的に抑制することが可能となる。
　尚、特許請求の範囲に記載した括弧内の符号は、一つの態様として後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであって、本発明の技術的範囲を限定するものではない。
　添付図面において：
図１は、第１実施形態の表面電流抑制フィルタの斜視図である。 図１は、第１実施形態の表面電流抑制フィルタの部分上面図である。 図３は、第１実施形態の表面電流抑制フィルタの部分断面図である。図３（ａ）は断面Ａ－Ａ、図３（ｂ）は断面Ｂ－Ｂ、図３（ｃ）は断面Ｃ－Ｃを示す。 図４は、表面電流抑制フィルタの等価回路を示す説明図である。図４（ａ）は比較用構造の表面電流抑制フィルタの等価回路、図４（ｂ）は第１実施形態の表面電流抑制フィルタの等価回路を示す。 図５は、第１実施形態、第２実施形態、及び比較用構造の各表面電流抑制フィルタの遮断特性を示す説明図である。 図６は、第２実施形態の表面電流抑制フィルタの斜視図である。 図７は、第２実施形態の表面電流抑制フィルタの部分上面図である。 図８は、第２実施形態の表面電流抑制フィルタの等価回路を示す説明図である。 図９は、第３実施形態のアンテナ装置の斜視図である。 図１０は、第３実施形態のアンテナ装置の断面図（断面Ｄ－Ｄ）である。 図１１は、第３実施形態のアンテナ装置の指向性利得を比較用構造のアンテナ装置の指向性利得と共に示す説明図である。 図１２は、表面電流抑制フィルタの他の２つの変形例を示す部分上面図である。
　以下に、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
　［第１実施形態］
　図１～図５を参照して、本発明に係る表面電流抑制フィルタの一例を詳細に説明する。
　尚、この表面電流抑制フィルタは、後述するが、アンテナ装置の一部をなす。このアンテナ装置は、具体的には第３の実施形態において説明されている。このアンテナ装置は、誘電体材料で形成された誘電体基板２と、この基板の一方の面（基板裏面）に形成された地板３とを備えており（図９参照）、本実施形態に係る表面電流抑制フィルタも、この誘電体基板２及び地板３に搭載されている。
　図１に、本実施形態の表面電流抑制フィルタ１を示す。図１に示すように、このフィルタ１において、長方形状の誘電体基板２の一方の面（基板裏面）に導体からなる地板３が設けられ、その誘電体基板２の他方の面（基板表面）に導体板４及び複数のＥＢＧ（Electromagnetic　Band　Gap）（複数の第１ＥＢＧ１１及び複数の第２ＥＢＧ２１）が形成されている。この表面電流抑制フィルタ１は、図１に示すように、アンテナ装置の誘電体基板２及び地板３を共用する構成になっている。
　本実施形態では、図１に示すように、誘電体基板２の長辺に平行な軸をｘ軸、誘電体基板２の短辺に平行な軸をｙ軸、誘電体基板２の板面に垂直な軸をｚ軸とする、ｘｙｚ三次元座標軸を適宜用いて説明する。
　誘電体基板２の基板表面における外周部には、矩形環状の導体板４が形成されている。そして、誘電体基板２の基板表面における、導体板４が形成されていない領域には、複数のＥＢＧ１１，２１が形成されている。ただし、図２、図３からも明らかなように、各ＥＢＧ１１，２１と導体板４とは物理的に離間した状態となっている。よって、各ＥＢＧ １１，２１の相互間も物理的に離間した状態となっている。換言すれば、ＥＢＧ相互間、及びＥＢＧと導体板４との間には、導体板が存在しない（誘電体基板２が露出している）溝が形成されている。この溝の幅は、本実施形態では符号ｗｇで表される。
　複数のＥＢＧ１１，２１の配列状態について具体的に説明する。本実施形態の表面電流抑制フィルタ１は、複数のＥＢＧ列１０，２０が所定の配列方向（本実施形態ではｘ軸方向）へ配列されている。具体的には、図１～図３に示すように、第２ＥＢＧ列２０，第１ＥＢＧ列１０，第２ＥＢＧ列２０，第１ＥＢＧ列１０，第２ＥＢＧ列２０・・・というように、第１ＥＢＧ列１０と第２ＥＢＧ列２０とが配列方向（ｘ軸方向）に交互に配列されている。
　第１ＥＢＧ列１０は、複数（本実施形態では９個）の第１ＥＢＧ１１を有する。より詳しくは、複数の第１ＥＢＧ１１が、上記配列方向と垂直な方向（ｙ軸方向）に配列されて構成されている。第２ＥＢＧ列２０は、複数（本実施形態では９個）の第２ＥＢＧ２１を有する。より詳しくは、複数の第２ＥＢＧ２１がｙ軸方向に配列されて構成されている。
　第１ＥＢＧ１１は、図２、図３（ｂ）、図３（ｃ）に示すように、第１パッチ状パターン１２と、接続部１３と、第１線状パターン１４と、導通ビア１５とを備える。
　第１パッチ状パターン１２は、矩形環状且つパッチ形状の導体パターンであり、誘電体基板２の基板表面に形成されている。第１パッチ状パターン１２の外周形状は正方形状である。本実施形態では、第１パッチ状パターン１２は、一辺の長さが符号Ｗ１の正方形の内部がくり抜かれていることにより全体として矩形環状の形状となっている。
　接続部１３は、第１パッチ状パターン１２の内部領域（導体パターンが存在しない領域）の略中央部（第１ＥＢＧ１１全体の略中央部でもある）に形成された微小導体パターンである。
　導通ビア１５は、接続部１３と地板３とを物理的且つ電気的に接続するための、円柱形状の導体である。導通ビア１５は、図３（ｂ）に示すように、誘電体基板２をその板面に垂直な方向（ｚ軸方向）に貫通するように設けられている。導通ビア１５の一端側（基板表面側）が接続部１３に接続され、他端側（基板裏面側）が地板３に接続されている。
　第１線状パターン１４は、接続部１３と第１パッチ状パターン１２とを接続する線状の導体パターンである。この第１線状パターン１４によって、第１パッチ状パターン１２と導通ビア１５とが電気的に接続される。
　第２ＥＢＧ２１は、図２，図３（ａ）に示すように、第２パッチ状パターン２２と、接続部２３と、第２線状パターン２４と、導通ビア２５とを備える。
　第２パッチ状パターン２２は、第１パッチ状パターン１２と同様、矩形環状且つパッチ形状の導体パターンである。また、第２パッチ状パターン２２は、誘電体基板２の基板表面に形成されている。第２パッチ状パターン２２は、第１パッチ状パターン１２と同様、一辺の長さが符号Ｗ１の正方形の内部がくり抜かれていることにより全体として矩形環状の形状となっている。
　接続部２３は、第２パッチ状パターン２２の内部領域（導体パターンが存在しない領域）の略中央部（第２ＥＢＧ２１全体の略中央部でもある）に形成された微小導体パターンである。
　導通ビア２５は、接続部２３と地板３とを物理的且つ電気的に接続するための、円柱形状の導体である。導通ビア２５は、図３（ａ）に示すように、誘電体基板２をその板面に垂直な方向（ｚ軸方向）に貫通するように設けられている。導通ビア２５の一端側（基板表面側）が接続部２３に接続され、他端側（基板裏面側）が地板３に接続されている。
　第２線状パターン２４は、接続部２３と第２パッチ状パターン２２とを接続する線状の導体パターンである。この第２線状パターン２４によって、第２パッチ状パターン２２と導通ビア２５とが電気的に接続される。
　第１ＥＢＧ１１と第２ＥＢＧ２１とは、大部分において同様の構成であるが、両者間の最大の相違点は、各線状パターン１４，２４の長さである。本実施形態では、図２から明らかなように、第１ＥＢＧ１１の第１線状パターン１４の長さは、第２ＥＢＧ２１の第２線状パターン２４の長さよりも長い。この各線状パターン１４，２４の長さの相違が、各ＥＢＧ１１，２１の動作特性の違い（詳しくは後述する遮断特性の違い）となって現れる。
　第１ＥＢＧ１１及び第２ＥＢＧ２１は、いずれも、誘電体基板２上を伝搬する表面電流を阻止するための帯域遮断型のフィルタとして機能する。遮断すべき表面電流の中心周波数をｆａとすると、各ＥＢＧ１１，２１を構成する各パッチ状パターン１２，２２の一辺の長さ符号Ｗ１は、約λｇ／２である。尚、λｇは、表面電流の中心周波数ｆａに対応した波長（ただし誘電体内波長）である。また、自由空間波長をλ０、誘電体基板２の比誘電率をεｒとすると、λｇ＝λ０／√εｒで表される。ただし、符号Ｗ１が約λｇ／２であることはあくまでも一例である。
　各ＥＢＧ１１，２１は、それぞれ単体でもフィルタとしての機能を発揮する。しかし、本実施形態では、各ＥＢＧ１１，２１は、複数のＥＢＧを配列することで、フィルタとしての機能を高めている。さらに、本実施形態では、遮断特性が異なる第１ＥＢＧ１１及び第２ＥＢＧ２１を配列方向に交互に配列することで、フィルタとしての機能をより高めている。具体的には、既述の通り、第１ＥＢＧ１１がｙ軸方向に複数配列されてなる第１ＥＢＧ列１０と、第２ＥＢＧ２１がｙ軸方向に複数配列されてなる第２ＥＢＧ２０とが、配列方向に交互に配列されている。これにより、第１ＥＢＧ列１０のみが配列されている場合、或いは第２ＥＢＧ２０のみが配列されている場合に比べて、全体として高い遮断特性が実現される。具体的には、配列方向に伝搬する表面電流に対する遮断可能な周波数帯域（遮断帯域）の広いフィルタが実現される。つまり、本実施形態の表面電流抑制フィルタ１は、特に配列方向に伝搬する表面電流を効果的に抑制することが可能なフィルタとして構成されている。それ故、本実施形態の表面電流抑制フィルタ１は、そのような用途で用いられることで良好な機能を発揮できる。
　各ＥＢＧ１１，２１は、配列方向に隣接する他のＥＢＧと容量的に結合すると共に、基板裏面の地板３と誘導的及び容量的に結合する。これにより、各ＥＢＧ１１，２１は、全体として、並列共振回路の二次元回路網として機能する。そして、各ＥＢＧ１１，２１は、配列方向への表面電流の伝搬を抑制する。
　本実施形態の各ＥＢＧ１１，２１の等価回路は、図４（ｂ）に示す通りである。尚、図４（ａ）には、比較用として、単一種類のＥＢＧが複数配列されたＥＢＧ（比較用ＥＢＧ）２００について、その等価回路を示している。
　図４（ａ）に示すように、比較用ＥＢＧ２００は、パッチ状パターン２０１と導通ビア２０５とを有する。比較用ＥＢＧ２００においては、パターン間隔ｗｇ隔てて隣接する他の比較用ＥＢＧ２００と容量結合することにより容量成分（キャパシタンス）ＣＬが存在する。また、パッチ状パターン２０１により誘導成分（インダクタンス）ＬＲが存在し、導通ビア２０５によりパッチ状パターン２０１と地板３との間に誘導成分ＬＬが存在する。さらにこの誘導成分ＬＬと並列に、パッチ状パターン２０１と地板３との間に容量成分ＣＲが存在する。そのため、比較用ＥＢＧ２００の等価回路は、図４（ａ）に示すような、ＬＣ共振回路となる。
　したがって、比較用ＥＢＧ２００により実現されるフィルタの遮断中心周波数ｆｃ０（即ち上記ＬＣ共振回路の共振周波数）は、次式（１）で表せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　これに対し、本実施形態の各ＥＢＧ１１，２１は、比較用ＥＢＧ２００と比較して、基板表面の導体の形状が大きく異なる。そして、各ＥＢＧ１１，２１の相互間でも主に各線状パターン１４，２４の長さが相違する。そのため、各ＥＢＧ１１，２１の等価回路はそれぞれ図４（ｂ）に示すような回路となる。
　したがって、第１ＥＢＧ１１により実現されるフィルタの遮断中心周波数ｆｃ１１、及び第２ＥＢＧ２１により実現されるフィルタの遮断中心周波数ｆｃ１２は、それぞれ次式（２）、（３）で表せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　図４（ｂ）に示す各ＥＢＧ１１，２１の等価回路において、隣接するＥＢＧとの容量結合に起因する各容量成分ＣＬ１，ＣＬ２はほぼ同じ値である。また、各パッチ状パターン１２，２２に起因する各誘導成分ＬＲ１，ＬＲ２もほぼ同じ値である。また、各パッチ状パターン１２，２２と地板３との間に存在する各容量成分ＣＲ１，ＣＲ２もほぼ同じ値である。
　一方、第１パッチ状パターン１２と地板３との間に存在する誘導成分（以下「第１地板間インダクタンス」ともいう）ＬＬ１は、導通ビア１５と第１線状パターン１４とにより生じる。また、第２パッチ状パターン２２と地板３との間に存在する誘導成分（以下「第２地板間インダクタンス」ともいう）ＬＬ２は、導通ビア２５と第２線状パターン２４とにより生じる。第１線状パターン１４の長さと第２線状パターン２４の長さは異なるため、第１地板間インダクタンスＬＬ１と第２地板間インダクタンスＬＬ２は相違する。具体的には、ＬＬ１＞ＬＬ２となる。
　よって、第１ＥＢＧ１１の遮断中心周波数（共振周波数）である第１遮断中心周波数ｆｃ１１と第２ＥＢＧ２１の遮断中心周波数（共振周波数）である第２遮断中心周波数ｆｃ１２も異なり、ｆｃ１１＜ｆｃ１２となる。各ＥＢＧ１１，２１の遮断特性の相違は、主に、各ＥＢＧ１１，２１を構成する各線状パターン１４，２４の長さを異ならせることによって実現されている。
　従って、遮断すべき表面電流の中心周波数ｆａをもとに、各ＥＢＧ１１，２１の各遮断中心周波数ｆｃ１１，ｆｃ１２を適宜設定する。そして、その設定した遮断中心周波数ｆｃ１１，ｆｃ１２が実現されるように各ＥＢＧ１１，２１を構成することで、遮断帯域の広い表面電流抑制フィルタ１を実現できる。つまり、各ＥＢＧ１１，２１の共振周波数を決定付けるＬＣ共振構造の配列方向への配列周期構造を２共振化構造とすることで、遮断帯域の広帯域化が実現される。尚、遮断帯域とは、本実施形態では、通過利得が－１０［ｄＢ］以下に抑制される帯域を意味する。
　表面電流の中心周波数ｆａに対して各遮断中心周波数ｆｃ１１，ｆｃ１２をそれぞれどのような値にするかについては種々の設定方法が考えられる。例えば、第１ＥＢＧ１１の遮断帯域と第２ＥＢＧ２１の遮断帯域とが連続するように各遮断中心周波数ｆｃ１１，ｆｃ１２を設定する方法が考えられる。各ＥＢＧ１１，２１の遮断帯域を連続させることで、全体として広い遮断帯域（第１ＥＢＧ１１の遮断帯域の下限から第２ＥＢＧ２１の遮断帯域の上限までの帯域）が実現される。
　図４（ａ）に示した比較用構造のＥＢＧ２００による表面電流抑制フィルタの遮断特性と、本実施形態の表面電流抑制フィルタ１の遮断特性の一例を、図５に示す。図５に例示するように、比較用構造の表面電流抑制フィルタの遮断帯域が約１．２ＧＨｚと狭帯域であるのに対し、本実施形態の表面電流抑制フィルタ１の遮断帯域は約２．３ＧＨｚである。
　例えば、第１ＥＢＧ１１の第１線状パターン１４の長さを約λｇ／４、第２ＥＢＧ２１の第２線状パターン２４の長さを約λｇ／８とすることで、図５に例示した表面電流抑制フィルタ１の遮断特性（又はこれに近い特性）を、実現できる。尚、各線状パターン１４，２４の太さは適宜決めることができるが、波長λｇを無視し得る程度の太さであることが好ましい。具体例としては、例えば２４ＧＨｚ帯の表面電流に対して各線状パターン１４，２４の太さをいずれも１５０μｍ程度に設定することが考えられる。
　このように、遮断特性が異なる二種類のＥＢＧ１１，２１を配列方向に交互に配列することで、遮断帯域の広帯域化が実現される。
　以上説明したように、本実施形態の表面電流抑制フィルタ１は、遮断特性（具体的には遮断中心周波数）が異なる第１ＥＢＧ１１及び第２ＥＢＧ２１が配列方向（ｘ軸方向）に複数交互に配列されている。より具体的には、複数の第１ＥＢＧ１１がｙ軸方向に配列されてなる第１ＥＢＧ列１０と、複数の第２ＥＢＧ２１がｙ軸方向に配列されてなる第２ＥＢＧ列２０とが、配列方向（ｘ軸方向）に交互に配列されている。
　このような構成により、表面電流抑制フィルタ１の遮断帯域は、第１ＥＢＧ１１による遮断帯域（第１遮断中心周波数ｆｃ１１を含む所定帯域）と第２ＥＢＧ２１による遮断帯域（第２遮断中心周波数ｆｃ１２を含む所定帯域）とを加えた広い帯域となる。そのため、誘電体基板２上における表面電流の伝搬（特に配列方向への伝搬）を効果的に遮断することができる。
　特に本実施形態では、第１ＥＢＧ列１０と第２ＥＢＧ列２０とが一つずつ交互に配列されている。そのため、第１ＥＢＧ１１及び第２ＥＢＧ２１のそれぞれによって同等レベルの遮断効果を得ることができる。よって、全体として、両ＥＢＧ１１，２１による遮断効果をバランス良く得ることができる。
　また、本実施形態では、各ＥＢＧ１１，２１の遮断特性の相違が、基板表面に形成される導体部の形状を異ならせることによって実現されている。具体的には、パッチ状パターンと導通ビアとを結ぶ線状パターンの長さを異ならせるということである。つまり、比較的簡素な構成によって実現されている。そのため、遮断特性が異なる複数種類（本実施形態では２種類）のＥＢＧ１１，２１を容易に形成することができる。延いては、表面電流抑制フィルタ１を容易且つ安価に実現できる。
　［第２実施形態］
　第２実施形態の表面電流抑制フィルタ３０について、図６～図８を用いて説明する。
　尚、本第２実施形態の表面電流抑制フィルタ３０において、第１実施形態の表面電流抑制フィルタ１と共通する構成については第１実施形態と同じ符号を付して詳細説明を省略する。
　図６、図７に示すように、本第２実施形態の表面電流抑制フィルタ３０は、誘電体基板２の基板裏面に地板３が形成される。本第２実施形態の表面電流抑制フィルタ３０は、基板表面に導体板３１及び複数のＥＢＧ（複数の第１ＥＢＧ４１及び複数の第２ＥＢＧ５１）が形成されてなるものである。
　誘電体基板２の基板表面における外周部には、矩形環状の導体板３１が形成されている。そして、誘電体基板２の基板表面における、導体板３１が形成されていない領域には、複数のＥＢＧ４１，５１が形成されている。各ＥＢＧ４１，５１と導体板３１とは物理的に離間した状態となっている。各ＥＢＧ４１，５１の相互間も物理的に離間した状態となっている。つまり、ＥＢＧ相互間、及びＥＢＧと導体板３１との間には、第１実施形態と同様に溝が形成されている。
　複数のＥＢＧ４１，５１の配列状態について具体的に説明する。本実施形態の表面電流抑制フィルタ３０は、複数のＥＢＧ列４０，５０が所定の配列方向（ｘ軸方向）へ配列されている。具体的には、図６，図７に示すように、第１ＥＢＧ列４０と第２ＥＢＧ列５０とが配列方向（ｘ軸方向）に交互に配列されている。
　第１ＥＢＧ列４０は、複数（本実施形態では８個）の第１ＥＢＧ列４１がｙ軸方向に配列されて構成されている。第２ＥＢＧ列５０は、複数（本実施形態では８個）の第２ＥＢＧ５１がｙ軸方向に配列されて構成されている。
　第１ＥＢＧ４１は、図７に示すように、第１パッチ状パターン４２と、接続部４３と、線状パターン４４と、導通ビア４５とを備える。この第１ＥＢＧ４１は、本実施形態では、第１実施形態の第１ＥＢＧ１１と全く同じ形状、寸法である。そのため、正方形状の第１パッチ状パターン４２の一辺の長さ符号Ｗ１１は、第１実施形態の第１ＥＢＧ１１の第１パッチ状パターン１２の一辺の長さ符号Ｗ１と同じである。そのため、第１ＥＢＧ４１の第１遮断中心周波数ｆｃ２１や遮断帯域は、第１実施形態の第１ＥＢＧ１１とほぼ同じである。
　一方、第２ＥＢＧ５１は、第２パッチ状パターン５２と、接続部５３と、線状パターン５４と、導通ビア５５とを備える。この第２ＥＢＧ５１は、第１ＥＢＧ４１と比較して、パッチ状パターンのサイズが異なる。具体的には、第１パッチ状パターン４２は一辺の長さが符号Ｗ１１（＝Ｗ１）の正方形状であるのに対し、第２パッチ状パターン５２は、一辺の長さが符号Ｗ１１よりも短い符号Ｗ１２の正方形状である。パッチ状パターンの外形サイズが異なることを除けば、各ＥＢＧ４１，４２は同じ形状である。つまり、第１パッチ状パターン４２の外周を全周に渡って所定幅（Ｗ１１－Ｗ１２）を削ったものが第２パッチ状パターン５２といえる。
　本第２実施形態の各ＥＢＧ４１，５１の等価回路は、図８に示す通りである。したがって、第１ＥＢＧ４１により実現されるフィルタの遮断中心周波数ｆｃ２１、及び第２ＥＢＧ５１により実現されるフィルタの遮断中心周波数ｆｃ２２は、それぞれ次式（４）、（５）で表せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　図８に示す各ＥＢＧ４１，５１の等価回路において、隣接するＥＢＧとの容量結合に起因する各容量成分ＣＬ６，ＣＬ７はほぼ同じ値である。また、各パッチ状パターン４２，５２に起因する各誘導成分ＬＲ６，ＬＲ７もほぼ同じ値である。また、各パッチ状パターン４２，５２に起因する各誘導成分ＬＬ６，ＬＬ７もほぼ同じ値である。
　一方、第１パッチ状パターン４２と地板３との間に存在する容量成分（以下「第１地板間容量」ともいう）ＣＲ６は、導通ビア４５と第１線状パターン４４とにより生じ、第２パッチ状パターン５２と地板３との間に存在する容量成分（以下「第２地板間容量」ともいう）ＣＲ７は、導通ビア５５と第２線状パターン５４とにより生じる。第１パッチ状パターン４２と第２パッチ状パターン５２とは寸法が異なる（つまり面積が異なる）ため、第１地板間容量ＣＲ６と第２地板間容量ＣＲ７は相違する。具体的には、ＣＲ６＞ＣＲ７となる。
　よって、第１ＥＢＧ４１の遮断中心周波数（共振周波数）である第１遮断中心周波数ｆｃ２１と第２ＥＢＧ５１の遮断中心周波数（共振周波数）である第２遮断中心周波数ｆｃ２２も異なり、ｆｃ２１＜ｆｃ２２となる。各ＥＢＧ４１，５１の遮断特性の相違は、主に、各ＥＢＧ４１，５１を構成する各パッチ状パターン４２，５２の面積を異ならせることによって実現されている。
　従って、遮断すべき表面電流の中心周波数ｆａをもとに、各ＥＢＧ４１，５１の各遮断中心周波数ｆｃ２１，ｆｃ２２を適宜設定する。そして、その設定した遮断中心周波数ｆｃ２１，ｆｃ２２が実現されるように各ＥＢＧ４１，５１を構成することで、遮断帯域の広い表面電流抑制フィルタ３０を実現できる。
　第１実施形態で説明した図５の遮断特性図には、本第２実施形態の表面電流抑制フィルタ３０の遮断特性例も示されている。図５に例示するように、本第２実施形態の表面電流抑制フィルタ３０の遮断帯域は約１．５ＧＨｚである。よって、本第２実施形態の表面電流抑制フィルタ３０の遮断帯域は、比較用構造の表面電流抑制フィルタ１００よりも広帯域化が実現されている。
　以上説明した本第２実施形態の表面電流抑制フィルタ３０によれば、第１ＥＢＧ４１による遮断帯域（第１遮断中心周波数ｆｃ２１を含む所定帯域）と第２ＥＢＧ５１による遮断帯域（第２遮断中心周波数ｆｃ２２を含む所定帯域）とを加えた広い帯域となる。そのため、第１実施形態と同様、誘電体基板２上における表面電流の伝搬（特に配列方向への伝搬）を効果的に遮断することができる。
　特に、本第２実施形態では、各ＥＢＧ４１，５１の遮断特性の相違が、基板表面に形成されるパッチ状パターンの外形サイズを異ならせる（つまりパッチ状パターンの面積を異ならせる）ことによって実現されている。そのため、遮断特性が異なる複数種類（本実施形態では２種類）のＥＢＧ４１，５１を容易に形成することができる。延いては表面電流抑制フィルタ３０を容易且つ安価に実現できる。
　［第３実施形態］
　図９を参照して、本発明に係るアンテナ装置を詳述する。
　尚、この第３実施形態の説明において、前述した第１また第２の実施形態の表面電流抑制フィルタと共通する構成について同じ符号を付して詳細説明を省略または簡略化する。
　図９に示すように、本第３実施形態のアンテナ装置７０において、長方形状の誘電体基板７１の一方の面（基板裏面）に導体からなる地板７２が形成される。そして、本第３実施形態のアンテナ装置７０において、長方形状の誘電体基板７１の他方の面（基板表面）にパッチアンテナ７３、導体板７４、及び複数のＥＢＧ１１，２１が形成される。本第３実施形態では、図９に示すように、パッチアンテナ７３の中心部（後述するパッチ放射素子７５の中心部）を原点として、その原点を通り且つ誘電体基板７１の短辺に平行な軸をｘ軸、原点を通り且つ誘電体基板７１の長辺に平行な軸をｙ軸、原点を通り且つ誘電体基板７１の板面に垂直な軸をｚ軸とする、ｘｙｚ三次元座標軸を適宜用いて説明する。
　パッチアンテナ７３は、正方形状のパッチ放射素子７５を有している。このパッチ放射素子７５が基板表面の中央部に形成されている。基板裏面の地板７２は、このパッチ放射素子７５に対して地板として機能する。正方形状のパッチ放射素子７５は、対向する一組の辺がｘ軸方向に平行となるよう、且つ対向するもう一組の辺がｙ軸方向に平行となるように配置されている。
　図９、図１０から明らかなように、パッチ放射素子７５の周囲には導体板７４が形成されている。ただし、パッチ放射素子７５の全周に渡って導体板７４との間に溝が形成されている。また、パッチ放射素子７５はこの溝により導体板７４と物理的に離間した状態となっている。
　また、パッチ放射素子７５は、一辺の長さが約λｇ／２である。尚、λｇは、パッチアンテナ７３の動作周波数に対応した波長（ただし誘電体内波長）である。ただし、この約λｇ／２という長さは一例である。例えば地板７２の形状やサイズ等の種々の要因によって最適な長さは変化する。
　パッチアンテナ７３への給電はパッチ放射素子７５に対して行われる。しかし、パッチ放射素子７５への給電構造については図示を省略している。パッチ形状の放射素子へ給電を行う方法は種々考えられて実用化もされている。そのため、詳細説明は省略するが、本実施形態では、給電用のマイクロストリップラインから電磁結合型給電方式にて給電を行う構造となっている。
　パッチアンテナ７３は、ｙ軸方向を主偏波方向（Ｅ面方向）として動作する。すなわち、パッチアンテナ７３は、ｙｚ面を偏波面（Ｅ面）として動作し、このｙｚ面の偏波を良好に送受信可能なアンテナとして構成されている。
　アンテナ装置７０は、例えば車両の前方において、パッチアンテナ７３が形成された基板表面側が車両前方を向くように、且つ長方形状の誘電体基板７１の長辺（ｙ軸方向の辺）が地面に対して水平となるように配置される。このアンテナ装置７０は、例えば、車両の周辺監視用のミリ波レーダとして用いられる。つまり、パッチアンテナ７３のＥ面は、車両に搭載されて使用される際、地面に対して平行となる。よって、パッチアンテナ７３は、水平偏波を良好に送受信なアンテナとして用いられる。
　本明細書では、パッチアンテナ７３の水平面（Ｅ面）上の方位角（検知角度）を、図９に示すように、ｚ軸方向を基準（０°）として、パッチアンテナ７３から車両前方を見て左側を正の角度、右側を負の角度として扱っている。
　誘電体基板７１の基板表面において、パッチアンテナ７３と基板両端との間（詳しくはパッチアンテナ７３の周囲の導体板７４と基板両端との間）には、それぞれ、第１フィルタ８１及び第２フィルタ８２が形成されている。
　具体的には、パッチアンテナ７３から見て負の方位角側には、第１フィルタ８１が形成されている。また、パッチアンテナ７３から見て正の方位角側には、第２フィルタ８２が形成されている。
　第１フィルタ８１は、パッチアンテナ７３側から基板端部に向けてｙ軸方向に、第１ＥＢＧ列９１と第２ＥＢＧ列９２が交互に配列されて構成されている。第１ＥＢＧ列９１は、複数（本第３実施形態では５つ）の第１ＥＢＧ１１がｘ軸方向に配列されて構成されている。第１ＥＢＧ１１は、第１実施形態の第１ＥＢＧ１１と全く同じ構成であるため、第１実施形態と同じ符号を付している。第２ＥＢＧ列９２は、複数（本第３実施形態では５つ）の第２ＥＢＧ２１がｘ軸方向に配列されて構成されている。第２ＥＢＧ２１は、第１実施形態の第２ＥＢＧ２１と全く同じ構成であるため、第１実施形態と同じ符号を付している。第１フィルタ８１は、第１実施形態の表面電流抑制フィルタ１と比較して、各ＥＢＧ列９１，９２の配列数や各ＥＢＧ列９１，９２を構成する各ＥＢＧ１１，２１の数などが異なる。
　しかし、各ＥＢＧ列９１，９２がＥ面方向に交互に配列されていることや、各ＥＢＧ列９１，９２がいずれもｘ軸方向に配列された複数のＥＢＧによって構成されていることなどの、フィルタの機能を発揮するための主要な構成は、基本的には第１実施形態の表面電流抑制フィルタ１と同じである。そのため、第１フィルタ８１は、第１実施形態の表面電流抑制フィルタ１と同等の表面電流遮断性能を有する。
　即ち、本第３実施形態では、パッチアンテナ７３が動作して電波が放射されると、パッチアンテナ７３から基板両端に向かって中心周波数ｆａの表面電流が流れる。第１フィルタ８１は、その中心周波数ｆａの表面電流のうち、Ｅ面方向における負の方位角側の端部への表面電流の伝搬を効果的に抑制する。
　第２フィルタ８２は、第１フィルタ８１と全く同じ構成である。即ち、第１フィルタ８１を、ｘ軸に平行でパッチアンテナ７３の中心を通る直線を対称軸として線対称移動させると、第２フィルタ８２となる。つまり、第１フィルタ８１と第２フィルタ８２とは、上記対称軸に対して互いに線対称の配置関係にある。
　そのため、第２フィルタ８２も、第１実施形態の表面電流抑制フィルタ１と同等の表面電流遮断性能を有する。即ち、第２フィルタ８２は、パッチアンテナ７３の動作時にパッチアンテナ７３から基板端部に流れる中心周波数ｆａの表面電流のうち、Ｅ面方向における正の方位角側の端部への表面電流の伝搬を効果的に抑制する。
　パッチアンテナ７３の両端に設けられる表面電流抑制フィルタとして図４（ａ）に示した比較用構造のフィルタを搭載したアンテナ装置（以下「比較用アンテナ装置」という）と、本第３実施形態のアンテナ装置７０の、Ｅ面指向性利得の一例を、図１１を用いて説明する。尚、何れのアンテナ装置も、搭載されているフィルタは、少なくとも２４ＧＨｚの周波数成分の電流については適切に遮断できるように設計されている。例えば比較用アンテナに搭載されるフィルタは、遮断中心周波数が２４ＧＨｚとなるように設計されている。また、本第３実施形態のアンテナ装置７０に搭載される各フィルタ８１，８２は、二種類のＥＢＧ列９１，９２により実現される広い遮断帯域の中心近傍が２４ＧＨｚとなるように設計されている。
　そのため、比較用アンテナ装置及び本実施形態のアンテナ装置７０のいずれも、２４ＧＨｚの電波が放射される際には、図１１に実線で示すように、指向性の部分的な落ち込み（リップル）はほとんど発生していない。厳密に見れば、指向性の部分的な落ち込み（リップル）は、若干は発生しているが無視し得る程度のレベルである。
　一方、アンテナ装置７０から放射される電波の中心周波数を２４．５ＧＨｚとすると、比較用アンテナ装置の場合、フィルタの遮断帯域に２４．５ＧＨｚは含まれていないため、２４．５ＧＨｚの表面電流を抑制できない。よって、２４．５ＧＨｚを中心周波数ｆａとする表面電流の大部分が基板端部まで伝搬する。そのため、図１１（ａ）に破線で示すように、指向性において広い角度範囲でリップルが発生する。特に±４５°近傍においてリップルが大きい。
　つまり、比較用アンテナ装置では、表面電流の中心周波数ｆａがフィルタの遮断中心周波数からずれると、表面電流の抑制が困難になりやすい。比較用アンテナ装置は、フィルタの遮断帯域が狭いためである。逆に言えば、フィルタの実際の遮断中心周波数が表面電流の中心周波数ｆａからずれると、表面電流の抑制が困難になりやすい。即ち、基板上に形成されたフィルタの実際の遮断中心周波数は、製造公差などの種々の要因によって、必ずしも設計値と一致するとは限らず、むしろ設計値からずれるケースの方が多い。例えば、設計上は遮断中心周波数が２４ＧＨｚであったものの、実際に形成されたフィルタの遮断中心周波数は２４．５ＧＨｚになっていることも起こり得る。そのような場合、比較用アンテナ装置では、表面電流を抑制できなくなる可能性がある。つまり、比較用アンテナ装置に搭載されたフィルタは、遮断帯域が狭くて抑制可能な表面電流の帯域を広くとれない。さらには、フィルタの製造公差等に起因して発生する遮断中心周波数の設計値とのずれに対する許容範囲も狭い。
　これに対し、本第３実施形態のアンテナ装置７０は、遮断帯域の広い第１フィルタ８１及び第２フィルタ８２が搭載されている。そのため、図１１（ｂ）に破線で示すように、アンテナ装置７０から放射される電波の中心周波数が２４．５ＧＨｚとなっても、指向性のリップルはほとんど発生しない。
　つまり、本第３実施形態のアンテナ装置７０に搭載された各フィルタ８１， ８２は、遮断帯域が広くて抑制可能な表面電流の帯域を広くとれる。さらには、本第３実施形態のアンテナ装置７０に搭載された各フィルタ８１， ８２は、フィルタの製造公差等に起因して発生する遮断中心周波数の設計値とのずれに対する許容範囲も広い。そのため、広い帯域で表面電流の伝搬を抑制できる。また、各フィルタ８１， ８２の実際の遮断中心周波数が設計値からずれてしまっても表面電流の遮断性能を維持できる。そのため、図１１（ｂ）に例示したように、指向性利得のリップルを広い帯域で十分に低減できる。また、表面電流の中心周波数ｆａが設計値からずれても（逆に言えば各フィルタ８１， ８２による遮断帯域が製造公差等に起因して設計値からずれても）、リップルの低減効果が十分に維持される。
　［他の実施形態］
　以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されることなく、種々の形態を採り得る。
　（１）上記表面電流抑制フィルタを構成する複数種類のＥＢＧにおける、遮断特性を異ならせるための具体的方法として、第１実施形態では線状パターンの長さを異ならせる方法が採用されている。また、上記表面電流抑制フィルタを構成する複数種類のＥＢＧにおける、遮断特性を異ならせるための具体的方法として、第２実施形態ではパッチ状パターンのサイズを異ならせる方法が採用されたが、これら各方法はあくまでも一例である。
　例えば、線状パターンの長さは同じとして、その幅（太さ）を異ならせるようにしてもよい。線状パターンの幅が異なる２種類のＥＢＧを用いた表面電流抑制フィルタの一例を、図１２（ａ）に示す。図１２（ａ）に示す表面電流抑制フィルタ１００は、第１ＥＢＧ列１１０と第２ＥＢＧ列１２０とが所定の配列方向（ｘ軸方向）へ交互に配列されている。第１ＥＢＧ列１１０は、複数の第１ＥＢＧ列１１１がｙ軸方向に配列された構成である。また、第２ＥＢＧ列１２０は、複数の第２ＥＢＧ列１２１がｙ軸方向に複数配列された構成である。
　各ＥＢＧ１１１，１２１はいずれも、図２に示した第１実施形態の第１ＥＢＧ１１を左右反転させた形状となっている（ただし線状パターンの幅が異なる）。そして、各ＥＢＧ１１１，１２１で異なるのは、線状パターンの幅である。即ち、第１ＥＢＧ１１１の線状パターン１１４の幅は、第２ＥＢＧ１２１の線状パターン１２４の幅よりも細い。線状パターンの幅が異なることで、各ＥＢＧ１１１，１２１の遮断特性（遮断中心周波数、遮断帯域）は異なる。そして、表面電流抑制フィルタ１００全体の遮断帯域は、両ＥＢＧ１１１，１２１の遮断帯域が合算された広帯域となる。
　（２）線状パターンの形状は、直線状であることに限定されない。例えば図１２（ｂ）に例示するように、線状パターンの形状が曲線状であってもよい。尚、線状パターンの全長のうち一部のみが曲線であってもよいし、線状パターンが全長に渡って曲線で形成されていてもよい。
　図１２（ｂ）に示す表面電流抑制フィルタ１３０は、第１ＥＢＧ列１４０と第２ＥＢＧ列１５０とが所定の配列方向（ｘ軸方向）へ交互に配列されている。第１ＥＢＧ列１４０は、複数の第１ＥＢＧ１４１がｙ軸方向に配列された構成である。また、第２ＥＢＧ列１５０は、複数の第２ＥＢＧ列１５１がｙ軸方向に複数配列された構成である。
　第１ＥＢＧ１４１は、図１２（ａ）における第１ＥＢＧ１１１の線状パターン１１４が曲線化されたものである。第２ＥＢＧ１５１は、図１２（ａ）における第２ＥＢＧ１２１の線状パターン１２４が曲線化されたものである。このように構成された図１２（ｂ）の表面電流抑制フィルタ１３０も、図１２（ａ）の表面電流抑制フィルタ１００と同等の遮断特性を有する。
　（３）その他、種々の方法で、ＥＢＧを構成する基板表面の導体部全体の形状を異ならせる（結果としてＥＢＧの遮断特性を異ならせる）ようにしてもよい。例えば、導通ビアの外形を異ならせることで遮断特性の相違を実現してもよい。
　（４）上記実施形態では、ＥＢＧの遮断特性が異なる具体例として、共振周波数（遮断中心周波数）ｆｃが異なる例を示した。しかし、上記実施形態では、ＥＢＧの遮断特性が異なるものである限り種々の形態をとり得る。例えば、共振周波数ｆｃは同じであるものの遮断帯域（通過レベルを所定レベル以下に抑制可能な周波数帯域）が異なる（ただし一方が他方の一部又は全てと重複してもよい）形態でもよい。もちろん、共振周波数ｆｃが異なっていて且つ遮断帯域幅も異なっていてもよい。結果として、全てのＥＢＧが同じ遮断特性を有する場合よりも遮断性能（表面電流の抑制効果）を高めることができる限り、異なる２種類のＥＢＧとしてそれぞれどのような遮断性能のものを形成するかについては適宜決めることができる。
　（５）１つのＥＢＧ例を構成するＥＢＧの数は適宜決めることができる。１つのＥＢＧ列を１つのＥＢＧで構成してもよい。全てのＥＢＧ列が同じ数のＥＢＧを有している必要性はない。ＥＢＧ列毎にＥＢＧの数が異なってもよい。ＥＢＧ列が複数のＥＢＧを有している場合における、その複数のＥＢＧの配置間隔は、適宜決めることができる。ＥＢＧ列内における複数のＥＢＧの配置間隔は必ずしも等間隔でなくてもよい。
　（６）Ｅ面方向のＥＢＧ列の配列数は、少なくとも２列以上あればよい。３種類以上の異なる遮断特性のＥＢＧ列をＥ面方向に並べるようにしてもよい。複数種類のＥＢＧ列をＥ面方向へ配列する際の順序は適宜決めることができる。即ち、上記実施形態のように複数種類のＥＢＧ列を交互に並べることは必須ではない。Ｅ面方向（配列方向）に複数配列されるＥＢＧ列のうち少なくとも１つが他のＥＢＧ列とは遮断特性が異なるものであればよい。換言すれば、複数のＥＢＧ列のうち少なくとも１つが、当該ＥＢＧ列が有するＥＢＧの遮断特性が他のＥＢＧ例が有するＥＢＧの遮断特性と相違していればよい。
　隣接するＥＢＧ列の配置間隔（Ｅ面方向の間隔）は適宜決めることができる。また、隣接するＥＢＧ列の、配列方向とは垂直な方向における相対的位置関係は、適宜決めることができる。
　（７）ＥＢＧを構成するパッチ状パターンの外周形状は、正方形状でなくてもよい。例えば、外周形状は、円形でもよいし、外周の少なくとも一部が曲線であってもよいし、四角形以外の多角形であってもよい。導通ビアの断面形状についても、円形であることはあくまでも一例であり、円形以外の断面形状であってもよい。また、１つのＥＢＧに複数の導通ビアが用いられてもよい。
　（８）第３実施形態のアンテナ装置７０に搭載する表面電流抑制フィルタとしては、本発明が適用された種々の形態の表面電流抑制フィルタを用いることができる。例えば、図６に例示した第２実施形態の表面電流抑制フィルタ３０を用いても良い。また、図１２に例示した２種類の表面電流抑制フィルタ１００，１３０の何れかを用いても良い。また、パッチアンテナ７３からみて一方の端部側のフィルタと他方の端部側のフィルタとが異なる種類のフィルタであってもよい。
　（９）第３実施形態のアンテナ装置７０において、パッチアンテナ７３を基板の中央部に配置することは必須ではない。パッチアンテナ７３からみて基板両端側にそれぞれフィルタを設けることは必須ではなく、いずれか一方の端部側にのみフィルタを設けてもよい。
　（１０）上記実施形態における１つの構成要素が有する機能を複数の構成要素として分散させたりしても良い。また、上記実施形態における複数の構成要素が有する機能を１つの構成要素に統合させたりしてもよい。また、上記実施形態の構成の少なくとも一部を、同様の機能を有する公知の構成に置き換えてもよい。また、上記実施形態の構成の一部を省略してもよい。また、上記実施形態の構成の少なくとも一部を、他の上記実施形態の構成に対して付加又は置換してもよい。尚、特許請求の範囲に記載した文言のみによって特定される技術思想に含まれるあらゆる態様が本発明の実施形態である。
　１，３０，１００，１３０…表面電流抑制フィルタ、２，７１…誘電体基板、３， ７２…地板、４，３１，７４…導体板、１０，４０，９１，１１０，１４０…第１ＥＢＧ列、１１，４１，１１１，１４１…第１ＥＢＧ、１２，４２，１１２，１４２…第１パッチ状パターン、１３，２３，４３，５３，１１３，１２３，１４３，１５３…接続部、１４，４４，１１４，１４４…第１線状パターン、１５，２５，４５，５５，１１５，１２５，１４５，１５５…導通ビア、２０，５０，９２，１２０，１５０…第２ＥＢＧ列、２１，５１，１２１，１５１…第２ＥＢＧ、２２，５２，１２２，１５２…第２パッチ状パターン、２４，５４，１２４，１５４…第２線状パターン、７０…アンテナ装置、７３…パッチアンテナ、７５…パッチ放射素子、８１…第１フィルタ、８２…第２フィルタ。

Claims (12)

  1. 　一方の板面に導体板（４）が形成された誘電体基板（２）上における所定の伝搬方向への表面電流の伝搬を抑制する、帯域遮断型のフィルタである表面電流抑制フィルタであって、
    　前記誘電体基板に設けられた複数の導電性構造体（１１，２１，４１，５１，１１１，１２１，１４１，１５１）を備え、
    　各前記導電性構造体は、
    　前記誘電体基板の他方の板面に形成されたパッチ形状の導体であるパッチ導体部（１２～１４，２２～２４，４２～４４，５２～５４，１１２～１１４，１２２～１２４，１４２～１４４，１５２～１５４）と、
    　前記パッチ導体部と前記導体板とを互いに電気的に接続するためにこれら両者間に前記誘電体基板を貫通するように形成された接続導体（１５，２５，４５，５５，１１５，１２５，１４５，１５５）と、
    　を有し、
    　前記伝搬方向と直交する垂直方向に配列された少なくとも１つの前記導電性構造体を１つの構造体列（１０，２０，４０，５０，１１０，１２０，１４０，１５０）として、その構造体列が前記伝搬方向に複数配列されており、
    　複数の前記構造体列のうち少なくとも１つは、当該構造体列が有する前記導電性構造体の前記表面電流の遮断特性が、他の前記構造体列が有する前記導電性構造体の前記遮断特性とは相違する
    　ことを特徴とする表面電流抑制フィルタ（１，３０，１００，１３０）。
  2. 　請求項１に記載の表面電流抑制フィルタであって、
    　前記導電性構造体の前記遮断特性の前記相違は、前記導電性構造体を構成する前記パッチ導体部の形状を異ならせることによって構成される
    　ことを特徴とする表面電流抑制フィルタ。
  3. 　請求項２に記載の表面電流抑制フィルタであって、
    　前記パッチ導体部は、
    　所定形状のパッチ状パターン（１２，２２）と、
    　前記パッチ状パターンと前記接続導体とを接続する線状パターン（１４， ２４）と、
    　を有し、
    　前記導電性構造体の前記遮断特性の前記相違は、前記導電性構造体を構成する前記線状パターンの長さを異ならせることによって構成される
    　ことを特徴とする表面電流抑制フィルタ（１）。
  4. 　請求項２に記載の表面電流抑制フィルタであって、
    　前記パッチ導体部は、
    　所定形状のパッチ状パターン（１１２，１２２，１４２，１５２）と、
    　前記パッチ状パターンと前記接続導体とを接続する線状パターン（１１４，１２４，１４４，１５４）と、
    　を有し、
    　前記導電性構造体の前記遮断特性の前記相違は、前記導電性構造体を構成する前記線状パターンの幅を異ならせることによって構成される
    　ことを特徴とする表面電流抑制フィルタ（１００，１３０）。
  5. 　請求項３又は請求項４に記載の表面電流抑制フィルタであって、
    　前記線状パターン（１４４，１５４）は、全長のうち少なくとも一部が曲線状に形成されていることを特徴とする表面電流抑制フィルタ（１３０）。
  6. 　請求項２に記載の表面電流抑制フィルタであって、
    　前記導電性構造体（４１，５１）の前記遮断特性の前記相違は、前記導電性構造体を構成する前記パッチ導体部における前記板面と平行な面の面積を異ならせることによって構成される
    　ことを特徴とする表面電流抑制フィルタ（３０）。
  7. 　請求項１～請求項６の何れか１項に記載の表面電流抑制フィルタであって、
    　前記相違する遮断特性とは、遮断中心周波数である
    　ことを特徴とする表面電流抑制フィルタ。
  8. 　請求項７に記載の表面電流抑制フィルタであって、
    　複数の前記構造体列は、それぞれ、当該構造体列が有する前記導電性構造体の前記遮断中心周波数が、第１遮断中心周波数及び第２遮断中心周波数の何れかに設定されている
    　ことを特徴とする表面電流抑制フィルタ。
  9. 　請求項８に記載の表面電流抑制フィルタであって、
    　前記第１遮断中心周波数の前記導電性構造体を有する前記構造体列と、前記第２遮断中心周波数の前記導電性構造体を有する前記構造体列とが、前記伝搬方向に沿って交互に配列されている
    　ことを特徴とする表面電流抑制フィルタ。
  10. 　一方の板面に地板（７２）が形成された誘電体基板（７１）と、
    　前記誘電体基板の他方の板面に形成された少なくとも１つの給電用のパッチ放射素子（７５）を有し、前記誘電体基板の板面における所定方向を主偏波方向とするパッチアンテナ（７３）と、
    　前記誘電体基板における、前記主偏波方向の両端部のうち少なくとも一方の端部と前記パッチアンテナとの間に設けられ、前記誘電体基板上における前記パッチアンテナから前記端部への表面電流の伝搬を抑制する、帯域遮断型のフィルタである表面電流抑制フィルタ（８１，８２）と、
    　を備え、
    　前記表面電流抑制フィルタは、
    　前記誘電体基板に設けられた複数の導電性構造体（１１，２１）を備え、
    　各前記導電性構造体は、
    　前記誘電体基板の他方の板面に形成されたパッチ形状の導体であるパッチ導体部（１２～１４，２２～２４）と、
    　前記パッチ導体部と前記地板とを互いに電気的に接続するためにこれら両者間に前記誘電体基板を貫通するように形成された接続導体（１５，２５）と、
    　を有し、
    　前記主偏波方向と直交する垂直方向に配列された少なくとも１つの前記導電性構造体を１つの構造体列（９１，９２）として、その構造体列が前記主偏波方向に複数配列されており、
    　複数の前記構造体列のうち少なくとも１つは、当該構造体列が有する前記導電性構造体の前記表面電流の遮断特性が、他の前記構造体列が有する前記導電性構造体の前記遮断特性とは相違する
    　ことを特徴とするアンテナ装置（７０）。
  11. 　請求項１０に記載のアンテナ装置であって、
    　前記導電性構造体の前記遮断特性の前記相違は、前記導電性構造体を構成する前記パッチ導体部の形状を異ならせることによって構成される
    　ことを特徴とするアンテナ装置。
  12. 　請求項１１に記載のアンテナ装置であって、
    　前記パッチ導体部は、
    　所定形状のパッチ状パターン（１２，２２）と、
    　前記パッチ状パターンと前記接続導体とを接続する線状パターン（１４，２４）と、
    　を有し、
    　前記導電性構造体の前記遮断特性の前記相違は、前記導電性構造体を構成することを特徴とするアンテナ装置。
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