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WO2014122736A1 - フィルタ装置および電気車駆動制御装置 - Google Patents

フィルタ装置および電気車駆動制御装置 Download PDF

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WO2014122736A1
WO2014122736A1 PCT/JP2013/052741 JP2013052741W WO2014122736A1 WO 2014122736 A1 WO2014122736 A1 WO 2014122736A1 JP 2013052741 W JP2013052741 W JP 2013052741W WO 2014122736 A1 WO2014122736 A1 WO 2014122736A1
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WO
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filter
reactor
circuit
inverter
filter device
Prior art date
Application number
PCT/JP2013/052741
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English (en)
French (fr)
Inventor
良 横堤
章浩 村端
拓志 地道
嗣大 宅野
雄大 米岡
Original Assignee
三菱電機株式会社
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Publication date
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Priority to US14/760,619 priority patent/US9806691B2/en
Priority to PCT/JP2013/052741 priority patent/WO2014122736A1/ja
Priority to JP2014525210A priority patent/JP5739068B2/ja
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Definitions

  • the present invention relates to a filter device and an electric vehicle drive control device.
  • Patent Document 1 As a conventional electric vehicle drive control device, for example, in Patent Document 1 below, in order to suppress a noise current generated when the inverter drives a motor from flowing out to the DC overhead line side, the input side of the inverter (DC overhead line side) In addition, a filter device including a filter reactor and a filter capacitor is provided.
  • the filter device disclosed in Patent Document 2 is constructed using a filter reactor that magnetically couples a two-stage filter for enhancing the noise current suppression effect (outflow prevention effect) than the filter device of Patent Document 1.
  • the third filter reactor is electrically connected to the intermediate tap drawn from the connection point between the first filter reactor constituting the first stage filter and the second filter reactor constituting the second stage filter. Are connected to each other.
  • the third filter reactor is for canceling the negative equivalent inductance caused by the magnetic coupling between the first and second filter reactors.
  • An original two-stage filter can be obtained by providing the third filter reactor. Therefore, the attenuation characteristic of the noise current in the high frequency range, which deteriorates when there is no third filter reactor, can be the original one of the two-stage filter.
  • the filter reactor can be reduced in size.
  • the filter characteristics are greatly changed, so that there is a problem that the noise current suppressing effect is deteriorated.
  • a specific frequency bypass filter having an inductance element and a capacitance element for improving the attenuation rate of noise current in a specific frequency range is connected to the power supply source without having a sufficiently large inductance element. This is the same even when a short circuit fault occurs in the specific frequency bypass filter.
  • the present invention has been made in view of the above, and even when a capacitance element connected without having a sufficiently large inductance element between the power supply source causes a short-circuit fault, It is an object of the present invention to obtain a filter device that can quickly remove a failure and operate an inverter after the failure is removed.
  • a filter device is a filter device that removes noise current generated by an inverter, and includes a filter capacitor provided in parallel with a DC portion of the inverter, a high potential side of the filter capacitor, and power of DC power
  • a series circuit unit connected to a low potential side of the capacitor and connected to one end of the filter reactor.
  • the inverter can be operated later.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of an electric vehicle drive control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing an equivalent circuit of the filter circuit portion shown in FIG.
  • FIG. 3 is a diagram showing a simulation result by the equivalent circuit of FIG.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration of an electric vehicle drive control device disclosed in Patent Document 1 and the like.
  • FIG. 5 is a diagram showing the configuration of the electric vehicle drive control device disclosed in Patent Document 2.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the filter characteristics of the filter device shown in FIG.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining a case where a short-circuit failure occurs in the capacitor and a short-circuit current flows in the electric vehicle drive control device shown in FIG. 4.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining a case where a short-circuit failure occurs in the overhead-side capacitor and a short-circuit current flows in the electric vehicle drive control device shown in FIG.
  • FIG. 9 is a diagram showing a configuration example of an electric vehicle drive control apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example in which a specific frequency bypass filter is inserted closer to the overhead line than the filter reactor in the one-stage filter device.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating an example in which a specific frequency bypass filter is inserted on the load side of the filter reactor in the one-stage filter device.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example in which a specific frequency bypass filter is inserted closer to the overhead line than the filter reactor in the one-stage filter device.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating an example in which a specific frequency bypass filter is inserted on the load side of the filter reactor in the one-stage filter device.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating an example in which a specific frequency bypass filter is inserted closer to the overhead line than the second filter reactor in a two-stage filter device using a magnetically coupled filter reactor.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an example in which a specific frequency bypass filter is inserted on the load side of the first filter reactor in a two-stage filter device using a magnetically coupled filter reactor.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating an example in which a specific frequency bypass filter is inserted on the overhead line side of the second filter reactor in a two-stage filter device using a filter reactor that is not magnetically coupled.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating an example in which a specific frequency bypass filter is inserted closer to the overhead line than the second filter reactor in a two-stage filter device using a magnetically coupled filter reactor.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an example in which a specific frequency bypass filter is inserted on the load side of the first filter reactor in a two-stage filter device using a magnetically coupled filter reactor.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating an example when a specific frequency bypass filter is inserted on the load side of the first filter reactor in a two-stage filter device using a filter reactor that is not magnetically coupled.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating a filter characteristic in which an attenuation factor in the vicinity of 25 Hz is improved in the filter configuration apparatus shown in FIG.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of an electric vehicle drive control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the electric vehicle drive control device according to the first embodiment is configured to include a filter device 5, an inverter 6, and a motor (induction motor or synchronous motor) 7 as main components.
  • the filter device 5 is disposed between the circuit breaker 4 provided on the power supply source side of the DC power and the inverter 6, and includes first to third filter reactors (51a to 51c), first and second filters.
  • a capacitor (52a, 52b) and a fuse 53 as a circuit disconnecting unit are provided.
  • the fuse 53 melts when a current larger than the rated current flows and cuts the circuit.
  • the circuit disconnection unit may not be a fuse as long as it cuts the circuit when a current larger than the rated current flows.
  • the DC voltage applied between the overhead line 1 and the rail 2, which is a power supply source of DC power, is brought into contact with the current collector 3 on the high potential side of the DC voltage, and the circuit breaker 4 and the filter device 5.
  • the low potential side bus 55 b of the DC part of the inverter 6 is connected to the rail 2 via the wheel 8.
  • the inverter 6 converts the DC power to be received into AC power that has been subjected to variable voltage variable frequency control (VVVF control) or fixed voltage variable frequency control (CVVF control), and supplies the AC power to a motor 7 for driving the vehicle.
  • VVVF control variable voltage variable frequency control
  • CVVF control fixed voltage variable frequency control
  • the first and second filter reactors (51a, 51b) shown in FIG. 1 are constituted by a reactor with an intermediate tap, and two inductance elements, that is, a first filter reactor 51a and a second filter, depending on the intermediate tap position.
  • the reactor 51b is divided.
  • the inverter side of the reactor with the intermediate tap is the first filter reactor 51a
  • the power supply source side of the intermediate tap is the second filter reactor 51b.
  • you may comprise a 1st filter reactor and a 2nd filter reactor as another reactor. In the case of two separate reactors, they may be magnetically coupled to each other or may not be magnetically coupled.
  • the first and second filter reactors (51a, 51b) are connected to the high potential side bus 55a of the DC part of the inverter 6. Since the reactor has an intermediate tap, the first filter reactor 51a and the second filter reactor 51b are magnetically coupled.
  • the first filter capacitor 52a is connected to the high potential side bus 55a of the DC part of the inverter 6 to which one end of the first filter reactor 51a is connected, and the other end of the first filter capacitor 52a is connected to the DC of the inverter 6. Connected to the low potential side bus 55b. That is, the first filter capacitor 52 a is provided in parallel with the DC portion of the inverter 6.
  • the first filter capacitor 52a and the first filter reactor 51a constitute a first-stage filter circuit (Low ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ Pass Filter: LPF circuit).
  • the first filter reactor 51a is also simply referred to as a filter reactor, and the first filter capacitor 52a is also simply referred to as a filter capacitor.
  • One end of the fuse 53 is connected to an intermediate tap 57 drawn from a connection point 54 between the first filter reactor 51a and the second filter reactor 51b, and the other end of the fuse 53 is connected to one end of the second filter capacitor 52b.
  • the other end of the second filter capacitor 52b is connected to one end of the third filter reactor 51c, and the other end of the third filter reactor 51c is connected to the low potential side bus 55b. That is, the series circuit portion 56 in which the second filter reactor 51b, the fuse 53, the second filter capacitor 52b, and the third filter reactor 51c are connected in series is connected to the overhead line 1 and the low-potential side bus 55b via the intermediate tap 57. It is comprised so that it may be connected between.
  • the series circuit unit 56 including the second filter reactor 51b, the fuse 53, the second filter capacitor 52b, and the third filter reactor 51c constitutes a second-stage filter circuit (LPF circuit).
  • the second filter reactor 51b is an inductance element constituting a series circuit part
  • the fuse 53 is a circuit disconnection part
  • the second filter capacitor 52b is a capacitance element.
  • the fuse 53, the second filter capacitor 52b, and the third filter reactor 51c included in the series circuit unit 56 are connected in series in this order. These are connected in series so as to be connected between the intermediate tap 57 and the low potential side bus 55b.
  • the connection order of these elements may be changed.
  • the fuse 53, the third filter reactor 51c, and the second filter capacitor 52b may be arranged in this order from the high potential side.
  • the fuse is preferably arranged on the high potential side as shown in FIG.
  • FIG. 2 is a diagram showing an equivalent circuit of the filter device 5 shown in FIG.
  • L 1 and L 2 are self-inductances of the first and second filter reactors (51a and 51b), and M is a mutual inductance between the first and second filter reactors (51a and 51b).
  • L S is the self-inductance of the third filter reactor 51c
  • C 1 and C S are the capacitances of the first and second filter capacitors (52a, 52b).
  • R S is a resistance component of a circuit having the fuse 53, the second filter capacitor 52b, and the third filter reactor 51c.
  • FIG. 3 is a diagram (graph) showing a simulation result by the equivalent circuit of FIG. 3, the solid line is the attenuation factor waveform when not equalize L 1, L 2, the dashed line is a phase waveform when not equalize L 1, L 2, dashed line L 1, L 2 is an attenuation factor waveform when 2 is made uniform, and a two-dot chain line is a phase waveform when L 1 and L 2 are made equal.
  • the value of the resistance component R s of the series circuit portion is very small, it will be ignored.
  • the negative inductance component ( ⁇ M) generated with respect to the current flowing through the intermediate tap 57 due to the magnetic coupling of the first and second filter reactors (51a, 51b) is the inductance component (M of the third filter reactor 51c).
  • the inductance value of the circuit between the intermediate tap 57 and the low potential side bus 55b is assumed to be zero or sufficiently small. That is, the third filter reactor 51c is a coupling compensation inductance element that compensates for a negative equivalent inductance component generated with respect to a current flowing through the intermediate tap 57 due to magnetic coupling of the first and second filter reactors (51a, 51b). is there.
  • the current flowing from the inverter 6 side to the filter device 5 is I in and the current flowing from the filter device 5 to the overhead wire 1 side is I out , it can be expressed as a ratio of the output current I out and the input current I in.
  • the noise current suppression ratio (I out / I in ) can be expressed by the following equation.
  • the suppression ratio is also called the attenuation rate.
  • the L means the sum of the equivalent inductance L 1M of the first filter reactor 51a and the equivalent inductance L 2M of the second filter reactor 51b.
  • the resonance frequency ⁇ R can be expressed by the following equation.
  • the frequency when the minus ( ⁇ ) sign is selected is the resonance frequency on the low frequency side ( assuming ⁇ R_LOW ), and the frequency when the plus (+) sign is selected is the high frequency side resonance frequency.
  • Resonance frequency ( assuming ⁇ R_HIGH ).
  • the existence of these resonance frequencies ⁇ R_LOW and ⁇ R_HIGH on the low-frequency side or high-frequency side makes it possible to change the term that most affects the attenuation rate as shown in Table 1 below, and to maximize the attenuation rate. Also make it different.
  • FIG. 4 is a diagram showing the configuration of the electric vehicle drive control device disclosed in Patent Document 1 and the like.
  • the electric vehicle drive control device shown in FIG. 4 is configured to include a one-stage filter device 5X including a filter reactor 51X and a filter capacitor 52X.
  • FIG. 5 is a diagram showing the configuration of the electric vehicle drive control device disclosed in Patent Document 2.
  • the filter device 5Y of the electric vehicle drive control device shown in FIG. 5 the components having the same reference numerals are the same as those of the filter device 5 according to the first embodiment described above.
  • the difference from the filter device 5 according to the first embodiment is that a fuse 53 serving as a circuit cutting unit is not provided.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the filter characteristics of the filter device 5Y shown in FIG. 5, and shows a gain (attenuation factor) indicating how much noise current generated in the inverter remains in the DC overhead current (graph) ).
  • the characteristic is as indicated by the broken line 56.
  • the filter is made into a two-stage structure using a magnetically coupled filter reactor, the negative filter generated by the magnetic coupling is used. Due to the equivalent inductance, the gain characteristic in the high frequency region is deteriorated as shown by the solid line 57. Therefore, if a third filter reactor 51c that cancels the negative equivalent inductance as shown in the present invention or FIG. 5 is connected, the gain characteristic in the high frequency range is the original performance of the two-stage filter as shown by the alternate long and short dash line 58. Improved.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining a case where a short-circuit fault occurs in the capacitor and a short-circuit current flows in the electric vehicle drive control device shown in FIG.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining a case where a short-circuit failure occurs in the overhead-side capacitor and a short-circuit current flows in the electric vehicle drive control device shown in FIG.
  • the filter device 5X having a one-stage configuration, as shown in FIG. 7, even when the inverter 6 or the filter capacitor 52X has a short circuit failure, the filter reactor 51X is sufficiently large. Can be suppressed. Therefore, the circuit breaker 4 can interrupt the short-circuit current before the short-circuit current becomes large enough to operate the higher-order circuit breaker.
  • the short-circuit current that flows when the second filter capacitor 52b has a short-circuit failure flows without passing through the first filter reactor 51a, as shown in FIG. Therefore, the second filter reactor 51b and the third filter reactor 51c are responsible for suppressing this short-circuit current.
  • the self-inductance L 1 of the first filter reactor 51a, the self-inductance L 2 and the mutual inductance M of the second filter reactor 51b is 1 It becomes 1/4 of the inductance L in the case of the stage configuration.
  • This may be considered as follows.
  • the number of turns of the first filter reactor 51a and the second filter reactor 51b may be halved as compared with the case of the single stage configuration, and the inductance is proportional to the square of the turn ratio. Therefore, the self inductance and the mutual inductance become 1/4.
  • the inductance of the third filter reactor 51c is set to a value that is about the same (substantially equal) to the mutual inductance M, and is about 1/4. Therefore, the sum of the inductance of the second filter reactor 51b and the inductance of the third filter reactor 51c is about 1 ⁇ 2 of that in the case of the one-stage configuration. Therefore, the rate of increase of the current flowing through the second filter capacitor 52b that has caused the short circuit failure is about twice that when the first filter capacitor 52a has a short circuit failure. Therefore, the possibility of operating the circuit breaker on the higher system side than the circuit breaker 4 is higher than when the first filter capacitor 52a is short-circuited. If the circuit breaker on the upper system side is operated, power supply to other electric vehicles is also stopped, which causes a great hindrance to the vehicle operation of the entire railway operator.
  • the conventional concept requires that the inductance of the second filter reactor 51b be sufficiently larger than the inductance of the first filter reactor 51a. Become.
  • an optimal noise current suppression effect cannot be obtained by making the inductance of the second filter reactor 51b larger than the inductance of the first filter reactor 51a.
  • a third filter reactor 51c having a large current capacity is adopted, and the first and first filter capacitors 52b are used. It is conceivable that both of the two filter reactors (51a, 51b) have a large inductance. However, such an idea is not desirable because the filter reactor and the filter capacitor are enlarged.
  • a fuse 53 as a circuit disconnection unit connected in series to the second filter capacitor 52b is connected between the intermediate tap 57 and the low potential side bus 55b. Therefore, even if the second filter capacitor 52b, which is a capacitance element connected without having a sufficiently large inductance element, between the overhead line 1 that is a power supply source and a short-circuit failure occurs, the second filter capacitor 52b. There is an effect that the short-circuit current flowing through can be quickly cut off by the fuse 53.
  • the main circuit current of the inverter reaches several hundreds A by rating.
  • the current rating of the fuse 53 can be made sufficiently small.
  • the current rating of the fuse 53 may be set to approximately 1/20 or more and 1/10 or less of the maximum current flowing through the circuit breaker 4, for example. In this case, as soon as the short-circuit current is generated, the fuse 53 can immediately melt and cut off the short-circuit current, so that the influence on the circuit operation on the inverter 6 and the motor 7 can be reduced. Reliability as an electric vehicle system can be improved.
  • the fuse 53 when the fuse 53 is blown, it is possible to quickly determine that the second filter capacitor 52b is not a short circuit failure but a failure of the inverter 6 or the motor 7, so that the apparatus can be recovered quickly. There is. Note that it is easy to determine whether or not the fuse 53 is blown, and can be realized by monitoring the voltage across the fuse 53, for example.
  • the inductance of the first and second filter reactors (51a, 51b) is not set to a large value even when the filter device has a two-stage configuration, and these Since the values can be set evenly, the filter device can be downsized while ensuring the required filter characteristics.
  • the first filter reactor and the second filter reactor are magnetically coupled, so that the number of turns necessary for obtaining the same inductance value is not magnetically coupled.
  • the first and second filter reactors can be reduced in size.
  • the size of the third filter reactor required by the magnetic coupling is considerably smaller than the first filter reactor and the second filter reactor. Therefore, the effect of downsizing the first and second filter reactors is greater, and the filter device can be downsized as a whole.
  • the reason why the size of the third filter reactor is small is that the current flowing is 1/10 or less, so that the wire diameter of the winding can be reduced.
  • the noise attenuation characteristic is equivalent to a one-stage filter. For this reason, if measures such as selecting a time zone in which the influence of noise is small are taken, self-running can be performed, and the influence on the railway operator's vehicle operation can be reduced.
  • a specific frequency bypass filter having not only a two-stage filter device but also an inductance element and a capacitance element for improving the attenuation rate of noise current in a specific frequency region is sufficiently large between the power supply source and the filter.
  • the present invention can also be applied to a case where connection is made without the inductance element, and has the same effect. The above is the same in other embodiments.
  • Embodiment 2 the electric vehicle drive control device using the two-stage filter device in which the first filter reactor and the second filter reactor are magnetically coupled is shown.
  • a two-stage filter device having a first filter reactor and a second filter reactor that are not magnetically coupled is used.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration example of the electric vehicle drive control device according to the second embodiment of the present invention. Only differences from FIG. 1 in the first embodiment will be described.
  • the filter device 5F includes a first filter reactor 51f and a second filter reactor 51g that are not magnetically coupled. The inductance values of the first filter reactor 51f and the second filter reactor 51g are the same.
  • a fuse 53 and a second filter capacitor 52b are connected in series between a connection point 54F where the first filter reactor 51f and the second filter reactor 51g are connected to the low potential side bus 55b. Since the first filter reactor 51f and the second filter reactor 51g are not magnetically coupled, the filter device 5F does not have a coupling compensation inductance element that compensates for a negative equivalent inductance component due to magnetic coupling.
  • the series circuit unit 56F includes a second filter reactor 51g (inductance element), a fuse 53 (circuit cutting unit), and a second filter capacitor 52b (capacitance element) connected in series. At the connection point 54F between the first filter reactor 51f and the second filter reactor 51g, one end of the first filter reactor 51f on the power supply source side of the DC power is connected to the series circuit unit 56F.
  • This second embodiment also operates in the same manner as the first embodiment.
  • the second filter capacitor 52b is short-circuited because the fuse 53 as a circuit disconnection unit connected in series to the second filter capacitor 52b is connected between the intermediate tap 57 and the low potential side bus 55b.
  • the fuse 53 as a circuit disconnection unit connected in series to the second filter capacitor 52b is connected between the intermediate tap 57 and the low potential side bus 55b.
  • the first filter reactor 51f and the second filter reactor 51g can have the same inductance value, and the attenuation characteristics in the high frequency range can be increased.
  • Embodiment 3 In the filter device, in order to improve the attenuation rate of the noise current in the specific frequency region, for example, a specific frequency bypass filter 50 as shown in FIGS. 10 to 15 may be connected.
  • a specific frequency bypass filter 50 as shown in FIGS. 10 to 15 may be connected.
  • the filter device 5H shown in FIG. 10 is an example of the case where the specific frequency bypass filter 50 is inserted on the overhead line side of the filter reactor 51X in the one-stage filter device.
  • the filter device 5K shown in FIG. 12 is a two-stage filter device using a magnetically coupled filter reactor, and a specific frequency bypass filter 50 is inserted on the overhead line (system) side of the second filter reactor 51b. It is an example of a case.
  • the filter device 5N shown in FIG. 12 is an example of the case where the specific frequency bypass filter 50 is inserted on the load side of the first filter reactor 51a.
  • the filter device 5P shown in FIG. 14 is a two-stage filter device using a filter reactor that is not magnetically coupled, and the specific frequency bypass filter 50 is provided closer to the overhead line (system) than the second filter reactor 51g. It is an example at the time of inserting.
  • the filter device 5Q shown in FIG. 15 is an example of a case where the specific frequency bypass filter 50 is inserted on the load side of the first filter reactor 51f.
  • the specific frequency bypass filter 50 includes a fuse 53Z that is a bypass circuit disconnection part, a bypass capacitor 52Z that is a bypass capacitance element, a bypass reactor 51Z that is a bypass inductance element, and a noise current of a specific frequency is prevented from flowing too much.
  • the current limiting resistor 58 is connected in series. The inductance value of the bypass reactor 51Z and the capacitance value of the bypass capacitor 52Z are determined from the specific frequency and the magnitude of the flowing noise current.
  • the specific frequency bypass filter 50 is also the series circuit unit 56H.
  • the fuse 53Z is a circuit cutting part
  • the bypass reactor 51Z is also an inductance element of the series circuit part
  • the bypass capacitor 52Z is also a capacitance element.
  • a connection point 54H at which one end of the first filter reactor 51X on the power supply source side is connected to one end of the series circuit unit 56H is a point at which one end of the fuse 53Z and the first filter reactor 51X are connected.
  • the bypass capacitor 52Z and the bypass reactor 51Z are on the low potential side and work is easy, so it is desirable to provide the fuse 53Z on the high potential side.
  • the specific frequency bypass filter 50 may also be connected to the system side from the filter reactor 51X or the first and second filter reactors (51a, 51b) depending on the application (FIGS. 10, 12, and 14). Example). In such a case, it is necessary to connect a fuse in series with the capacitor in order to solve the above-described problem of short-circuit current at the time of capacitor failure. By connecting the fuse 53Z in series with the bypass capacitor 52Z, even if the bypass capacitor 52Z is short-circuited, the short-circuit current flowing through the bypass capacitor 52Z can be quickly cut off by the fuse 53Z.
  • a configuration in which a fuse is connected is preferable. If the fuse is provided in the specific frequency bypass filter 50, the failure of the filter element of the specific frequency bypass filter 50 and the failure of the inverter 6 can be separated, and the reliability as an electric vehicle system can be improved. Also, there is an effect that the influence on the vehicle operation can be reduced.
  • Embodiment 4 FIG. In the fourth embodiment, the relationship between the material of the switching element used in the inverter 6 and the filter characteristics will be described.
  • a switching element used for the inverter 6 an element (Si element) made of silicon (Si) is generally used. Recently, however, a switching element made of silicon carbide (SiC) is used instead of the Si element. Devices (SiC devices) are attracting attention.
  • the SiC element has excellent characteristics such as a large heat transfer coefficient, operation at a high temperature, and small switching loss even when the switching frequency is increased as compared with the Si element. On the other hand, it is said that the use of SiC elements increases high frequency noise.
  • the above-described two-stage filter has a characteristic that the noise attenuation rate on the high frequency side is smaller than that of the one-stage filter, but the noise attenuation factor on the low frequency side is large. Therefore, the increase in the switching frequency by using the SiC element further increases the importance of the filter device of the present embodiment that employs a two-stage filter.
  • the two-stage filter as in the present embodiment is excellent in attenuation characteristics on the high frequency side, and therefore matches the recent technical trend of employing SiC elements.
  • the SiC element is used as the switching element of the inverter 6 for the filter device of the present embodiment employing the two-stage filter, it is suitable for utilizing the characteristics of the SiC element. You can benefit from it.
  • SiC is an example of a semiconductor referred to as a wide bandgap semiconductor, capturing the characteristic that the bandgap is larger than that of Si.
  • a semiconductor formed using, for example, a gallium nitride-based material or diamond belongs to the wide band gap semiconductor, and other wide band gap semiconductors other than SiC may be used.
  • Embodiments 1 to 3 above are examples of the configuration of the present invention, and can be combined with other known techniques, and can be combined within the scope of the present invention. Needless to say, the configuration may be modified by omitting the unit.
  • the description of the invention is carried out for a filter device that is assumed to be applied to an electric vehicle drive control device, but the application field is not limited to this, and the power supply source Filter device which is interposed between a circuit breaker arranged on a high-voltage side DC bus when receiving DC power from the inverter and the inverter, and operates to suppress outflow of noise current from the inverter toward the power supply source side It is possible to apply widely to the structure which has this.
  • the present invention is useful as a filter device for an electric vehicle drive control device.

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Abstract

　インバータ６が発生するノイズ電流を除去するフィルタ装置５は、インバータ６の直流部と並列に設けられた第１のフィルタコンデンサ５２ａと、第１のフィルタコンデンサ５２ａの高電位側と直流電力の電力供給源である架線１との間に設けられた第１のフィルタリアクトル５１ａと、電流定格より大きい電流が流れると切になる回路切断部としてのヒューズ５３、インダクタンス要素である第２のフィルタリアクトル５１ｂおよびキャパシタンス要素である第２のフィルタコンデンサ５２ｂとを直列に接続した直列回路部であって、その一端が第１のフィルタコンデンサ５２ａの低電位側に接続され、第１のフィルタリアクトル５１ａの一端が接続される直列回路部５６と、を備える。

Description

フィルタ装置および電気車駆動制御装置
　本発明は、フィルタ装置および電気車駆動制御装置に関する。
　従来の電気車駆動制御装置として、例えば下記特許文献１では、インバータがモータを駆動する際に発生するノイズ電流が直流架線側に流出するのを抑制するため、インバータの入力側（直流架線側）に、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとで構成されるフィルタ装置を備える構成としている。
　一方、インバータが発生するノイズ電流が大きい場合、あるいはノイズ電流規制値が低い場合（すなわちノイズ電流への耐量が小さい場合）には、ノイズ電流の流出阻止をより強固にするため、例えば下記特許文献２のように２段フィルタを構築する場合がある。
　この特許文献２に開示されるフィルタ装置では、特許文献１のフィルタ装置よりもノイズ電流の抑制効果（流出阻止効果）を高めるための２段フィルタを磁気的に結合したフィルタリアクトルを使用して構築した上で、第１段のフィルタを構成する第１のフィルタリアクトルと、第２段のフィルタを構成する第２のフィルタリアクトルとの接続点から引き出された中間タップに第３のフィルタリアクトルを電気的に接続する構成としている。第３のフィルタリアクトルは、第１および第２のフィルタリアクトル間の磁気結合によって生ずる負の等価インダクタンスを打ち消すためのものである。第３のフィルタリアクトルを設けることで、本来の２段フィルタとすることができる。そのため、第３のフィルタリアクトルがない場合に悪化する高周波域でのノイズ電流の減衰特性を、２段フィルタ本来のものにすることができる。磁気的に結合したフィルタリアクトルを使用することで、フィルタリアクトルを小型化できる。
特開平０２－１５１２０２号公報 特開２００２－３１５１０１号公報
　しかしながら、上記特許文献２のフィルタ装置において、中間タップに接続される第２のフィルタコンデンサが短絡故障を起こした場合、架線からの短絡電流は第１のフィルタリアクトルには流れずに第２のフィルタリアクトルのみを通じて流れるため、短絡故障を起こした第３のフィルタコンデンサに流れる故障電流が大きくなり、架線とフィルタ装置との間に設けられる遮断器よりも上位系統の遮断器を動作させてしまう可能性がある。上位系統の遮断器を動作させてしまった場合、他の電気車に対する給電も停止してしまうので、鉄道事業者全体の車両運行に大きな支障を来すという問題があった。
　また、上位系統の遮断器は動作させず、自車両の遮断器を動作させた場合でも、第２のフィルタコンデンサが故障したのか、インバータが故障したのかの判別が困難となるので、インバータを動作させることができない。このため、車両基地等までの自力走行ができず、鉄道事業者の車両運行に少なからず支障を来すという問題があった。
　また、第２のフィルタコンデンサが短絡故障を起こした場合、フィルタ特性が大きく変化してしまうので、ノイズ電流の抑制効果が悪化してしまうという問題もあった。
　特定周波数領域のノイズ電流の減衰率を改善するためのインダクタンス要素とキャパシタンス要素とを有する特定周波数バイパス用フィルタが、電力供給源との間に十分な大きさのインダクタンス要素を有さないで接続される場合において、特定周波数バイパス用フィルタに短絡故障が発生した場合でも同様である。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、電力供給源との間に十分な大きさのインダクタンス要素を有さないで接続されるキャパシタンス要素が短絡故障を起こした場合であっても、故障を速やかに除去し、故障除去後にインバータを動作させることを可能とするフィルタ装置を得ることを目的とする。
　本発明に係るフィルタ装置は、インバータが発生するノイズ電流を除去するフィルタ装置であって、前記インバータの直流部と並列に設けられたフィルタコンデンサと、前記フィルタコンデンサの高電位側と直流電力の電力供給源の間に設けられたフィルタリアクトルと、電流定格より大きい電流が流れると切になる回路切断部、インダクタンス要素およびキャパシタンス要素とを直列に接続した直列回路部であって、その一端が前記フィルタコンデンサの低電位側に接続され、前記フィルタリアクトルの一端が接続される直列回路部と、を備えたことを特徴とするものである。
　この発明によれば、電力供給源との間に十分な大きさのリアクトルを有さないで接続されるキャパシタンス要素が短絡故障を起こした場合であっても、故障を確実に除去し、故障除去後にインバータを動作させることができるという効果を奏する。
図１は、本発明の実施の形態１に係る電気車駆動制御装置の一構成例を示す図である。 図２は、図１に示すフィルタ回路部分の等価回路を示す図である。 図３は、図２の等価回路によるシミュレーション結果を示す図である。 図４は、特許文献１などに開示されている電気車駆動制御装置の構成を示す図である。 図５は、特許文献２に開示されている電気車駆動制御装置の構成を示す図である。 図６は、図５に示したフィルタ装置のフィルタ特性を説明する図である。 図７は、図４に示す電気車駆動制御装置においてコンデンサに短絡故障が発生して短絡電流が流れる場合を説明するための図である。 図８は、図５に示す電気車駆動制御装置において架線側のコンデンサに短絡故障が発生して短絡電流が流れる場合を説明するための図である。 図９は、本発明の実施の形態２に係る電気車駆動制御装置の一構成例を示す図である。 図１０は、１段構成のフィルタ装置において、フィルタリアクトルよりも架線側に特定周波数バイパス用フィルタを挿入した場合の一例を示す図である。 図１１は、１段構成のフィルタ装置において、フィルタリアクトルよりも負荷側に特定周波数バイパス用フィルタを挿入した場合の一例を示す図である。 図１２は、磁気結合したフィルタリアクトルを使用した２段構成のフィルタ装置において、第２のフィルタリアクトルよりも架線側に特定周波数バイパス用フィルタを挿入した場合の一例を示す図である。 図１３は、磁気結合したフィルタリアクトルを使用した２段構成のフィルタ装置において、第１のフィルタリアクトルよりも負荷側に特定周波数バイパス用フィルタを挿入した場合の一例を示す図である。 図１４は、磁気結合していないフィルタリアクトルを使用した２段構成のフィルタ装置において、第２のフィルタリアクトルよりも架線側に特定周波数バイパス用フィルタを挿入した場合の一例を示す図である。 図１５は、磁気結合していないフィルタリアクトルを使用した２段構成のフィルタ装置において、第１のフィルタリアクトルよりも負荷側に特定周波数バイパス用フィルタを挿入した場合の一例を示す図である。 図１６は、図１２に示すフィルタ構成装置において、２５Ｈｚ付近の減衰率を改善したフィルタ特性を示す図である。
　以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかるフィルタ装置および電気車駆動制御装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１に係る電気車駆動制御装置の一構成例を示す図である。実施の形態１に係る電気車駆動制御装置は、主要な構成部として、フィルタ装置５、インバータ６、モータ（誘導電動機または同期電動機）７を備えて構成される。フィルタ装置５は、直流電力の電力供給源側に設けられた遮断器４とインバータ６との間に配置され、第１～第３のフィルタリアクトル（５１ａ～５１ｃ）、第１および第２のフィルタコンデンサ（５２ａ，５２ｂ）および、回路切断部としてのヒューズ５３を備えて構成される。ヒューズ５３は、定格電流より大きい電流が流れると溶けて、回路を切る。回路切断部としては、定格電流より大きい電流が流れた場合に回路を切るものであれば、ヒューズでなくてもよい。
　図１において、直流電力の電力供給源である架線１とレール２との間に印加された直流電圧は、直流電圧の高電位側に集電器３が接触して、遮断器４およびフィルタ装置５を介して、インバータ６の直流部の高電位側母線５５ａに印加される。インバータ６の直流部の低電位側母線５５ｂが車輪８を介してレール２に接続される。インバータ６は、受電する直流電力を可変電圧可変周波数制御（ＶＶＶＦ制御）または固定電圧可変周波数制御（ＣＶＶＦ制御）された交流電力に変換し、車両駆動用のモータ７に供給する。フィルタ装置５は、インバータ６が発生するノイズ電流を除去し、架線１にノイズ電流が流れ出ることを防止するものである。
　図１に示す第１および第２のフィルタリアクトル（５１ａ，５１ｂ）は、中間タップ付きのリアクトルによって構成され、中間タップ位置によって、２つのインダクタンス要素、すなわち第１のフィルタリアクトル５１ａおよび第２のフィルタリアクトル５１ｂに分割される。中間タップ付きのリアクトルの中間タップよりもインバータ側が第１のフィルタリアクトル５１ａであり、中間タップよりも電力供給源側が第２のフィルタリアクトル５１ｂである。なお、第１のフィルタリアクトルと第２のフィルタリアクトルを別のリアクトルとして構成してもよい。２個の別のリアクトルで構成する場合には、互いに磁気的に結合させてもよいし、磁気的に結合させなくてもよい。
　第１および第２のフィルタリアクトル（５１ａ，５１ｂ）は、インバータ６の直流部の高電位側母線５５ａに接続される。中間タップ付きリアクトルなので、第１のフィルタリアクトル５１ａおよび第２のフィルタリアクトル５１ｂは磁気的に結合されている。
　第１のフィルタコンデンサ５２ａの一端は、第１のフィルタリアクトル５１ａの一端が接続するインバータ６の直流部の高電位側母線５５ａに接続され、第１のフィルタコンデンサ５２ａの他端はインバータ６の直流部の低電位側母線５５ｂに接続される。つまり、第１のフィルタコンデンサ５２ａはインバータ６の直流部に並列に設けられる。この第１のフィルタコンデンサ５２ａは、第１のフィルタリアクトル５１ａと共に第１段目のフィルタ回路（Low Pass Filter:ＬＰＦ回路）を構成する。第１のフィルタリアクトル５１ａを単にフィルタリアクトルとも呼び、第１のフィルタコンデンサ５２ａを単にフィルタコンデンサとも呼ぶ。
　ヒューズ５３の一端は第１のフィルタリアクトル５１ａと第２のフィルタリアクトル５１ｂとの接続点５４から引き出された中間タップ５７に接続され、ヒューズ５３の他端は第２のフィルタコンデンサ５２ｂの一端に接続され、第２のフィルタコンデンサ５２ｂの他端は第３のフィルタリアクトル５１ｃの一端に接続され、第３のフィルタリアクトル５１ｃの他端は低電位側母線５５ｂに接続される。すなわち、第２のフィルタリアクトル５１ｂ、ヒューズ５３、第２のフィルタコンデンサ５２ｂおよび第３のフィルタリアクトル５１ｃが直列に接続した直列回路部５６は、中間タップ５７を介して架線１と低電位側母線５５ｂとの間に接続されるように構成される。
　第２のフィルタリアクトル５１ｂ、ヒューズ５３、第２のフィルタコンデンサ５２ｂおよび第３のフィルタリアクトル５１ｃによる直列回路部５６は、第２段目のフィルタ回路（ＬＰＦ回路）を構成する。第２のフィルタリアクトル５１ｂは直列回路部を構成するインダクタンス要素であり、ヒューズ５３は回路切断部であり、第２のフィルタコンデンサ５２ｂはキャパシタンス要素である。第１のフィルタリアクトル５１ａと第２のフィルタリアクトル５１ｂとの接続点５４で、第１のフィルタリアクトル５１ａの直流電力の電力供給源側の一端が直列回路部５６に接続する。
　なお、図１では、直列回路部５６に含まれるヒューズ５３、第２のフィルタコンデンサ５２ｂおよび第３のフィルタリアクトル５１ｃの夫々がこの順で直列接続している。そして、これらを直列接続したものが中間タップ５７と低電位側母線５５ｂとの間に接続されるように配置している。これら各要素の接続順序を入れ替えてもよい。例えば、高電位側からヒューズ５３、第３のフィルタリアクトル５１ｃ、第２のフィルタコンデンサ５２ｂの順序で配置するようにしてもよい。ただし、後述する第２のフィルタコンデンサの短絡故障後に修理する際などには、ヒューズが切れているので、第２のフィルタコンデンサがアース電位になり、作業が容易になる。そのため、ヒューズは、図１のように高電位側に配置することが好ましい。
　図２は、図１に示すフィルタ装置５の等価回路を示す図である。図２において、Ｌ1，Ｌ2は第１および第２のフィルタリアクトル（５１ａ，５１ｂ）の自己インダクタンスであり、Ｍは第１および第２のフィルタリアクトル（５１ａ，５１ｂ）間の相互インダクタンスであり、ＬSは、第３のフィルタリアクトル５１ｃの自己インダクタンスであり、Ｃ1，ＣSは第１および第２のフィルタコンデンサ（５２ａ，５２ｂ）の静電容量である。なお、ＲSはヒューズ５３、第２のフィルタコンデンサ５２ｂと第３のフィルタリアクトル５１ｃを有する回路の抵抗成分である。
　つぎに、図２の等価回路によるシミュレーション結果について説明する。図３は、図２の等価回路によるシミュレーション結果を示す図（グラフ）である。図３において、実線はＬ1，Ｌ2を均等にしなかった場合の減衰率波形であり、破線はＬ1，Ｌ2を均等にしなかった場合の位相波形であり、一点鎖線はＬ1，Ｌ2を均等にした場合の減衰率波形であり、二点鎖線はＬ1，Ｌ2を均等にした場合の位相波形である。なお、以後の説明では、直列回路部の抵抗成分Ｒsの値は非常に小さいためこれを無視することにする。また、第１および第２のフィルタリアクトル（５１ａ，５１ｂ）の磁気結合によって中間タップ５７に流れる電流に対して生ずる負のインダクタンス成分（－Ｍ）は、第３のフィルタリアクトル５１ｃのインダクタンス成分（Ｍ）によって打ち消され、中間タップ５７と低電位側母線５５ｂの間の回路のインダクタンス値はゼロまたは十分に小さくなると仮定する。つまり、第３のフィルタリアクトル５１ｃは、第１および第２のフィルタリアクトル（５１ａ，５１ｂ）の磁気結合によって中間タップ５７に流れる電流に対して生ずる負の等価インダクタンス成分を補償する結合補償インダクタンス要素である。
　まず、インバータ６側からフィルタ装置５に流入する電流をＩinとし、フィルタ装置５から架線１側に流出する電流をＩoutとするとき、出力電流Ｉoutと入力電流Ｉinとの比で表せるノイズ電流抑制比（Ｉout／Ｉin）は、次式で表すことができる。抑制比を減衰率とも呼ぶ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　上式において、Ｌ1MおよびＬ2Mは、第１のフィルタリアクトル５１ａの等価インダクタンスおよび、第２のフィルタリアクトル５１ｂの等価インダクタンスであり、Ｌ1M＝Ｌ1＋Ｍ、Ｌ2M＝Ｌ2＋Ｍで表される。なお、Ｌは第１のフィルタリアクトル５１ａの等価インダクタンスＬ1Mと、第２のフィルタリアクトル５１ｂの等価インダクタンスＬ2Mとの和を意味する。このＬとＬ1MとＬ2Mとの間、もしくは、Ｌ1とＬ2との間には、Ｌ＝Ｌ1M＋Ｌ2M＝Ｌ1＋Ｌ2＋２Ｍの関係がある。
　ノイズ電流の減衰率を大きくするためには、上記（１）式の分母を大きくする必要があるが、２つの共振周波数を境界とする周波数領域によって、支配的となる項が異なる。ここで、上記（１）式の分母が零となる周波数、すなわち共振周波数ωRは、次式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　上記（２）式において、マイナス（－）符号を選択したときの周波数が低域側の共振周波数（ωR_LOWとする）であり、プラス（＋）符号を選択したときの周波数が高域側の共振周波数（ωR_HIGHとする）である。これら、低域側もしくは高域側の共振周波数ωR_LOW，ωR_HIGHの存在は、下記表１のように、減衰率に最も影響を与える項を異ならせ、また、減衰率を極大にする方法をも異ならせる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000003
　表１において、領域（１），（３）では、（１）式における周波数ωの４次の項の係数が２次の項の係数に対して大きい場合に、減衰率が大きくなる。逆に、領域（２）では、４次の項の係数が２次の項の係数に対して小さい場合に、減衰率が大きくなる。このように、領域（１），（３）と領域（２）とでは、それぞれが相反する要求であり、全ての領域において減衰率を極大にするような解は存在しない。しかしながら、表１および図３を考察すれば、以下の事項が明らかである。
　・Ｌ1M＝Ｌ2M（Ｌ1＝Ｌ2と同じ意味）、かつ、Ｃ1＝ＣSとすれば、２つの共振周波数ωR_LOW，ωR_HIGHは互いに近づくため、領域（２）を狭くすることができる。
　・領域（３）の方が領域（２）に比べて、周波数帯域が広い。
　・領域（２）の減衰率は制御による減衰が可能な領域である。
　よって、領域（３）において、減衰率が極大となる条件、すなわちＬ1＝Ｌ2、かつ、Ｃ1＝ＣSとすれば、実用上、ノイズ電流の減衰率を極大化することが可能となる。なお、図３のシミュレーション結果にも、Ｌ1＝Ｌ2とすることによる領域（３）における減衰率の改善効果が示されている。
　ところで、第１および第２のフィルタリアクトル（５１ａ，５１ｂ）のインダクタンスを均等化することは、別の観点の問題を生じさせる。この問題については、図４から図８の図面を参照して説明する。
　図４は、上記特許文献１などに開示されている電気車駆動制御装置の構成を示す図である。図４に示す電気車駆動制御装置は、フィルタリアクトル５１Ｘとフィルタコンデンサ５２Ｘとによる１段構成のフィルタ装置５Ｘを有する構成である。
　図５は、上記特許文献２に開示されている電気車駆動制御装置の構成を示す図である。図５に示す電気車駆動制御装置のフィルタ装置５Ｙにおいて、符号を同じくする構成部は、上述してきた実施の形態１に係るフィルタ装置５と同一である。実施の形態１に係るフィルタ装置５との相違点は、回路切断部としてのヒューズ５３を備えていない点にある。
　図６は、図５に示したフィルタ装置５Ｙのフィルタ特性を説明する図であり、インバータで発生するノイズ電流がどれだけ直流架線電流に残留するかのゲイン（減衰率）を示した図（グラフ）である。図４に示すような１段構成のフィルタでは、破線５６のような特性であるが、磁気結合されたフィルタリアクトルを使用してフィルタを２段構成とするだけでは、磁気結合により発生する負の等価インダクタンスのために、実線５７に示すように高周波数域でのゲイン特性が悪化する。そこで、本願発明や図５のように負の等価インダクタンスを打ち消す第３のフィルタリアクトル５１ｃを接続すれば、一点鎖線５８に示すように高周波数域でのゲイン特性が２段フィルタの本来の性能に改善される。
　図７は、図４に示す電気車駆動制御装置においてコンデンサに短絡故障が発生して短絡電流が流れる場合を説明するための図である。図８は、図５に示す電気車駆動制御装置において架線側のコンデンサに短絡故障が発生して短絡電流が流れる場合を説明するための図である。１段構成であるフィルタ装置５Ｘの場合、図７に示すように、インバータ６もしくはフィルタコンデンサ５２Ｘが短絡故障した場合でも、フィルタリアクトル５１Ｘが十分に大きいため、故障時に発生する短絡電流の上昇速度を抑制することができる。それ故に、遮断器４は短絡電流がより上位の遮断器が動作する大きさになる前に、短絡電流を遮断することができる。
　図５に示す２段構成のフィルタ装置５Ｙでも、第１のフィルタコンデンサ５２ａが短絡故障を起こした場合であれば、短絡故障を起こした第１のフィルタコンデンサ５２ａを流れる電流は、第１および第２のフィルタリアクトル（５１ａ，５１ｂ）の双方を流れるので、図４に示す１段構成のフィルタ装置５Ｘと同様な状況になり、大きな問題は生じない。
　一方、第２のフィルタコンデンサ５２ｂが短絡故障した場合に流れる短絡電流は、図８に示すように、第１のフィルタリアクトル５１ａを通らないで流れることになる。したがって、この短絡電流を抑制する働きは、第２のフィルタリアクトル５１ｂおよび第３のフィルタリアクトル５１ｃが担うことになる。
　ところが、第１のフィルタリアクトル５１ａと第２のフィルタリアクトル５１ｂの巻数を同じにし、磁気回路の結合係数が１に十分近いとすると、Ｌ1＝Ｌ2＝Ｍが成立する。したがって、第１のフィルタリアクトル５１ａと第２のフィルタリアクトル５１ｂのインダクタンスの和Ｌは、以下となる。
　Ｌ＝Ｌ1M＋Ｌ2M＝Ｌ1＋Ｌ2＋２Ｍ＝４Ｌ1＝４Ｌ2＝４Ｍ
　また、上式を変形すると、以下となる。
　Ｌ1＝Ｌ2＝Ｍ＝Ｌ／４
　つまり、インダクタンスの和Ｌが、１段構成のリアクトルのインダクタンスと同じとすると、第１のフィルタリアクトル５１ａの自己インダクタンスＬ１、第２のフィルタリアクトル５１ｂの自己インダクタンスＬ2および相互インダクタンスＭは、１段構成の場合のインダクタンスＬの１／４となる。これは、以下のように考えてもよい。１段構成と同じインダクタンスを得るためには、第１のフィルタリアクトル５１ａと第２のフィルタリアクトル５１ｂの巻数を１段構成の場合の半分にすればよく、インダクタンスは巻数比の２乗に比例するので、自己インダクタンスおよび相互インダクタンスは１／４になる。
　第３のフィルタリアクトル５１ｃのインダクタンスは、相互インダクタンスＭと同程度（略等しい）の値に設定されているため、１／４程度となる。よって、第２のフィルタリアクトル５１ｂのインダクタンスと第３のフィルタリアクトル５１ｃのインダクタンスの合計は、１段構成の場合の１／２程度である。よって、短絡故障を起こした第２のフィルタコンデンサ５２ｂに流れる電流の上昇率が、第１のフィルタコンデンサ５２ａが短絡故障を起こした場合の２倍程度になる。そのため、遮断器４よりも上位系統側にある遮断器を動作させてしまう可能性が、第１のフィルタコンデンサ５２ａが短絡故障の場合よりも高くなる。上位系統側にある遮断器を動作させてしまった場合には、他の電気車に対する給電も停止させてしまうので、鉄道事業者全体の車両運行に大きな支障を来す。
　したがって、図５に示すような２段構成のフィルタを採用する場合、従来の考え方では、第２のフィルタリアクトル５１ｂのインダクタンスを第１のフィルタリアクトル５１ａのインダクタンスよりも十分に大きくすることが必要になる。しかしながら、第２のフィルタリアクトル５１ｂのインダクタンスを第１のフィルタリアクトル５１ａのインダクタンスよりも大きくすることでは、最適なノイズ電流抑制効果が得られない。
　よって、第２のフィルタコンデンサ５２ｂの短絡故障を想定しつつ、最適なノイズ電流抑制効果を得るためには、第３のフィルタリアクトル５１ｃとして電流容量の大きなものを採用し、かつ、第１および第２のフィルタリアクトル（５１ａ，５１ｂ）の双方共にインダクタンスの大きなものを採用することが考えられる。しかしながら、このような考えでは、フィルタリアクトルやフィルタコンデンサが大型化してしまい、望ましくない。
　これに対し、実施の形態１のフィルタ装置では、中間タップ５７と低電位側母線５５ｂとの間に第２のフィルタコンデンサ５２ｂに直列接続される回路切断部としてのヒューズ５３を接続することとしたので、電力供給源である架線１との間に十分な大きさのインダクタンス要素を有しないで接続されるキャパシタンス要素である第２のフィルタコンデンサ５２ｂが短絡故障した場合でも、第２のフィルタコンデンサ５２ｂを通じて流れる短絡電流をヒューズ５３にて速やかに遮断できるという効果がある。
　電気車の場合、一般的に、インバータの主回路電流は定格で数百Ａに達する。一方、中間タップ５７からの電流は数Ａから大きくても数十Ａ（定格の１／１０以下）であるので、ヒューズ５３の電流定格は十分に小さくできる。このため、ヒューズ５３の電流定格を、例えば遮断器４に流れる最大電流の概略１／２０以上、かつ、１／１０以下に設定しておけばよい。この場合、ヒューズ５３は、短絡電流が発生するや否や、即座に自身が溶断して、短絡電流を遮断することができるので、インバータ６やモータ７などに与える回路動作上の影響を小さくでき、電気車システムとしての信頼性を高めることができる。
　また、ヒューズ５３が溶断した場合、インバータ６やモータ７の故障ではなく、第２のフィルタコンデンサ５２ｂの短絡故障であることが速やかに判別できるので、装置の復旧を速やかに行うことができるという効果がある。なお、ヒューズ５３が溶断したか否かの判定は容易であり、例えばヒューズ５３の両端電圧をモニタすることで実現できる。
　また、実施の形態１のフィルタ装置では、２段構成のフィルタ装置とする場合であっても、第１および第２のフィルタリアクトル（５１ａ，５１ｂ）のインダクタンスを大きな値にせず、かつ、これらの値を均等に設定することができるので、所要のフィルタ特性を確保しつつ、フィルタ装置の小型化が可能になる。
　また、実施の形態１のフィルタ装置では、第１のフィルタリアクトルと第２のフィルタリアクトルが磁気的に結合しているので、同じインダクタンス値を得るために必要な巻き数を磁気結合させない場合よりも小さくでき、第１および第２のフィルタリアクトルを小型化できる。磁気結合させることにより必要になる第３のフィルタリアクトルのサイズは、第１のフィルタリアクトルおよび第２のフィルタリアクトルよりもかなり小さい。したがって、第１および第２のフィルタリアクトルの小型化の効果の方が大きく、全体としてフィルタ装置を小型化できる。なお、第３のフィルタリアクトルのサイズが小さい理由は、流れる電流が１／１０以下なので、巻線の線径を小さくできるからである。
　なお、ヒューズ５３が溶断しても、ノイズ減衰特性は１段構成のフィルタと同等になる。このため、ノイズの影響が小さい時間帯を選ぶなどの対策を取れば、自力走行が可能となり、鉄道事業者の車両運行に与える影響を小さくすることが可能となる。
　また、ヒューズ５３を溶断したことを検知したときに、溶断したヒューズを含む電気車駆動制御装置（もしくは当該電気車駆動制御装置が搭載された車両）に電力を供給する経路上にある遮断器４を開放しておけば、故障していない他の電気車駆動制御装置を動作させて車両を走行させることができ、鉄道事業者の車両運行に与える影響を局限することが可能となる。
　２段構成のフィルタ装置だけでなく、特定周波数領域のノイズ電流の減衰率を改善するためのインダクタンス要素とキャパシタンス要素とを有する特定周波数バイパス用フィルタが、電力供給源との間に十分な大きさのインダクタンス要素を有さないで接続される場合にも適用でき、同様な効果がある。以上のことは、他の実施の形態でも同様である。
実施の形態２．
　実施の形態１では、第１のフィルタリアクトルと第２のフィルタリアクトルが磁気的に結合した２段構成のフィルタ装置を使用した電気車駆動制御装置を示した。この実施の形態２では、磁気的に結合していない第１のフィルタリアクトルと第２のフィルタリアクトルを有する２段構成のフィルタ装置を使用する場合である。
　図９は、本発明の実施の形態２に係る電気車駆動制御装置の一構成例を示す図である。実施の形態１の場合の図１と異なる点だけを説明する。フィルタ装置５Ｆは、磁気的に結合していない第１のフィルタリアクトル５１ｆと第２のフィルタリアクトル５１ｇとを有する。第１のフィルタリアクトル５１ｆと第２のフィルタリアクトル５１ｇのインダクタンス値は、同じである。第１のフィルタリアクトル５１ｆと第２のフィルタリアクトル５１ｇとが接続する接続点５４Ｆと低電位側母線５５ｂとの間に、ヒューズ５３と第２のフィルタコンデンサ５２ｂが直列に接続される。第１のフィルタリアクトル５１ｆと第２のフィルタリアクトル５１ｇとが磁気結合されていないので、フィルタ装置５Ｆは、磁気結合による負の等価インダクタンス成分を補償する結合補償インダクタンス要素を有しない。
　直列回路部５６Ｆは、直列に接続された、第２のフィルタリアクトル５１ｇ（インダクタンス要素）、ヒューズ５３（回路切断部）および第２のフィルタコンデンサ５２ｂ（キャパシタンス要素）を有する。第１のフィルタリアクトル５１ｆと第２のフィルタリアクトル５１ｇとの接続点５４Ｆで、第１のフィルタリアクトル５１ｆの直流電力の電力供給源側の一端が直列回路部５６Ｆに接続する。
　この実施の形態２でも、実施の形態１と同様に動作する。中間タップ５７と低電位側母線５５ｂとの間に第２のフィルタコンデンサ５２ｂに直列接続される回路切断部としてのヒューズ５３を接続することとしたので、第２のフィルタコンデンサ５２ｂが短絡故障した場合でも、第２のフィルタコンデンサ５２ｂを通じて流れる短絡電流をヒューズ５３により速やかに遮断できるという効果がある。そのため、第１のフィルタリアクトル５１ｆと第２のフィルタリアクトル５１ｇのインダクタンス値を同じにして、高周波域での減衰特性を大きくすることができる。
実施の形態３．
　フィルタ装置では、特定周波数領域のノイズ電流の減衰率を改善するため、例えば、図１０～図１５に示すような特定周波数バイパス用フィルタ５０を接続することがある。この場合、特定周波数のノイズ電流をバイパスして除去する特定周波数バイパス用フィルタ５０を構成するコンデンサ、リアクトルを適切に選択することにより、減衰させる周波数を特定周波数に合わせ、かつ所望の減衰量を得ることが可能となる。ここで、図１０に示すフィルタ装置５Ｈは、１段構成のフィルタ装置において、フィルタリアクトル５１Ｘよりも架線側に特定周波数バイパス用フィルタ５０を挿入した場合の一例である。図１１に示すフィルタ装置５Ｊは、フィルタリアクトル５１Ｘよりも負荷側に特定周波数バイパス用フィルタ５０を挿入した場合の一例である。また、図１２に示すフィルタ装置５Ｋは、磁気結合したフィルタリアクトルを使用した２段構成のフィルタ装置において、第２のフィルタリアクトル５１ｂよりも架線（系統）側に特定周波数バイパス用フィルタ５０を挿入した場合の一例である。図１２に示すフィルタ装置５Ｎは、第１のフィルタリアクトル５１ａよりも負荷側に特定周波数バイパス用フィルタ５０を挿入した場合の一例である。さらに、図１４に示すフィルタ装置５Ｐは、磁気結合していないフィルタリアクトルを使用した２段構成のフィルタ装置において、第２のフィルタリアクトル５１ｇよりも架線（系統）側に特定周波数バイパス用フィルタ５０を挿入した場合の一例である。図１５に示すフィルタ装置５Ｑは、第１のフィルタリアクトル５１ｆよりも負荷側に特定周波数バイパス用フィルタ５０を挿入した場合の一例である。
　特定周波数バイパス用フィルタ５０は、バイパス回路切断部であるヒューズ５３Ｚ、バイパス用キャパシタンス要素であるバイパス用コンデンサ５２Ｚ、バイパス用インダクタンス要素であるバイパス用リアクトル５１Ｚ、特定周波数のノイズ電流が流れすぎることを防止する限流抵抗５８を直列に接続したものである。バイパス用リアクトル５１Ｚのインダクタンス値とバイパス用コンデンサ５２Ｚの静電容量値は、特定周波数および流れるノイズ電流の大きさから決める。
　図１０に示すフィルタ装置５Ｈでは、特定周波数バイパス用フィルタ５０が直列回路部５６Ｈでもある。ヒューズ５３Ｚが回路切断部であり、バイパス用リアクトル５１Ｚが直列回路部のインダクタンス要素でもあり、バイパス用コンデンサ５２Ｚがキャパシタンス要素でもある。第１のフィルタリアクトル５１Ｘの電力供給源側の一端が直列回路部５６Ｈの一端に接続する接続点５４Ｈは、ヒューズ５３Ｚの一端と第１のフィルタリアクトル５１Ｘとが接続する点である。
　ヒューズ５３Ｚが切れた際にバイパス用コンデンサ５２Ｚ、バイパス用リアクトル５１Ｚが低電位側になり作業しやすいので、ヒューズ５３Ｚは高電位側に設けることが望ましい。
　例えば、図３で示したように２段構成のフィルタにてＬ1とＬ2を均等にすると、高域側のノイズ電流は減衰できるが、低域側（図３の例では、１５Ｈｚ～６０Ｈｚ付近）では逆に増加してしまう。例えば２５Ｈｚ付近のノイズで誤動作を起こす信号機などが存在する場合は、２５Ｈｚ付近の減衰率が大きいフィルタ装置が望まれる。このような場合において、例えば図１２のように特定周波数バイパス用フィルタ５０を接続すると、そのフィルタ特性は、図１６に一点鎖線で示すように２５Ｈｚ付近における所要の減衰率を確保することができる。
　なお、特定周波数バイパス用フィルタ５０も用途によっては、フィルタリアクトル５１Ｘあるいは、第１および第２のフィルタリアクトル（５１ａ，５１ｂ）よりも系統側に接続する場合がある（図１０、図１２および図１４の例）。そのような場合に、上述したコンデンサ故障時の短絡電流の問題を解決するため、ヒューズをコンデンサに直列に接続する必要がある。ヒューズ５３Ｚをバイパス用コンデンサ５２Ｚに直列に接続することにより、バイパス用コンデンサ５２Ｚが短絡故障した場合でも、バイパス用コンデンサ５２Ｚを通じて流れる短絡電流をヒューズ５３Ｚにより速やかに遮断できるという効果がある。
　また、フィルタリアクトル５１Ｘあるいは、第１および第２のフィルタリアクトル（５１ａ，５１ｂ）よりも負荷側に接続する場合でも（図１１、図１３および図１５の例）、ヒューズを接続する構成が好ましい。特定周波数バイパス用フィルタ５０にヒューズを設ける構成としておけば、特定周波数バイパス用フィルタ５０のフィルタ要素の故障とインバータ６の故障とを切り分けることができ、電気車システムとしての信頼性を高めることができ、また、車両運行に与える影響を小さくすることができるという効果がある。
実施の形態４．
　実施の形態４では、インバータ６に用いられるスイッチング素子の素材とフィルタ特性との関係について説明する。インバータ６に用いられるスイッチング素子としては、珪素（Ｓｉ）を素材とする素子（Ｓｉ素子）が一般的であるが、最近では、このＳｉ素子に替えて、炭化珪素（ＳｉＣ）を素材とするスイッチング素子（ＳｉＣ素子）が注目されている。
　ＳｉＣ素子は、Ｓｉ素子と比較して、熱伝達率が大きい、高温での動作が可能、スイッチング周波数を高めてもスイッチング損失が小さいといった優れた特性を有している。しかし、その反面、ＳｉＣ素子を使用すると高周波ノイズが増えるとも言われている。
　一方、上述してきた２段構成のフィルタは、１段構成のフィルタに比べて高周波側のノイズ減衰率は小さいが、低周波側のノイズ減衰率が大きいという特性がある。よって、ＳｉＣ素子を使用することによるスイッチング周波数の増加は、２段構成のフィルタを採用する本実施の形態のフィルタ装置の重要性をより大きくする。
　また、本実施の形態のような電気車駆動制御装置用のフィルタ装置にとって、高周波ノイズの増加は、信号機器や保安機器に与える影響が大きいため、非常に重要な問題である。しかしながら、本実施の形態のような２段構成のフィルタは、高周波側の減衰特性に優れているため、ＳｉＣ素子を採用する最近の技術動向に合致する。
　以上のように、２段構成のフィルタを採用する本実施の形態のフィルタ装置にとって、インバータ６のスイッチング素子としてＳｉＣ素子を用いれば、ＳｉＣ素子の特徴を活用するのに好適であり、ＳｉＣ素子の恩恵を受けることができる。
　なお、ＳｉＣは、Ｓｉよりもバンドギャップが大きいという特性を捉えて、ワイドバンドギャップ半導体と称される半導体の一例である。このＳｉＣ以外にも、例えば窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いて形成される半導体もワイドバンドギャップ半導体に属しており、ＳｉＣ以外の他のワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。
　なお、上記の実施の形態１～３に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
　さらに、上記の実施の形態では、電気車駆動制御装置への適用を想定したフィルタ装置を対象として発明内容の説明を実施しているが、適用分野はこれに限られるものではなく、電力供給源からの直流電力を受電する際に高圧側の直流母線に配置される遮断器とインバータとの間に介在し、インバータから電力供給源側に向かうノイズ電流の流出を抑止するように動作するフィルタ装置を有する構成に広く適用することが可能である。
　以上のように、本発明は、電気車駆動制御装置用のフィルタ装置として有用である。
　１　架線、２　レール、３　集電器、４　遮断器、５，５Ｘ，５Ｙ，５Ｆ，５Ｈ，５Ｊ，５Ｋ，５Ｎ，５Ｐ，５Ｑ　フィルタ装置、６　インバータ、７　モータ、５０　特定周波数バイパス用フィルタ、５１ａ　第１のフィルタリアクトル、５１ｂ　第２のフィルタリアクトル、５１ｃ　第３のフィルタリアクトル、５１Ｘ　フィルタリアクトル、５１Ｚ　バイパス用リアクトル、５２ａ　第１のフィルタコンデンサ、５２ｂ　第２のフィルタコンデンサ、５２Ｘ　フィルタコンデンサ、５２Ｚ　バイパス用コンデンサ、５３，５３Ｚ　ヒューズ、５４，５４Ｆ，５４Ｈ　接続点、５５ａ　高電位側母線、５５ｂ　低電位側母線、５６，５６Ｆ，５６Ｈ　直列回路部、５７　中間タップ、５８　限流抵抗。

Claims (14)

  1. 　インバータが発生するノイズ電流を除去するフィルタ装置であって、
    　前記インバータの直流部と並列に設けられたフィルタコンデンサと、
    　前記フィルタコンデンサの高電位側と直流電力の電力供給源の間に設けられたフィルタリアクトルと、
    　電流定格より大きい電流が流れると切になる回路切断部、インダクタンス要素およびキャパシタンス要素とを直列に接続した直列回路部であって、その一端が前記フィルタコンデンサの低電位側に接続され、前記フィルタリアクトルの一端が接続される直列回路部と、
    　を備えたことを特徴とするフィルタ装置。
  2. 　前記フィルタリアクトルの前記電力供給源側の一端が前記直列回路部に接続する接続点よりも前記電力供給源側に前記インダクタンス要素が設けられ、
    　前記接続点よりも前記フィルタコンデンサの低電位側に、前記回路切断部と前記キャパシタンス要素が設けられることを特徴とする請求項１に記載のフィルタ装置。
  3. 　前記フィルタリアクトルと前記インダクタンス要素のインダクタンスが略同等の値になることを特徴とする請求項２に記載のフィルタ装置。
  4. 　前記フィルタリアクトルと前記インダクタンス要素とが磁気的に結合されており、
    　前記キャパシタンス要素および前記回路切断部に直列に接続された結合補償インダクタンス要素を有することを特徴とする請求項２または請求項３に記載のフィルタ装置。
  5. 　前記結合補償インダクタンス要素のインダクタンスが、前記フィルタリアクトルと前記インダクタンス要素との間の相互インダクタンスに略等しいことを特徴とする請求項４に記載のフィルタ装置。
  6. 　中間タップを有する中間タップ付きリアクトルの前記中間タップよりも前記インバータ側が前記フィルタリアクトルであり、
    　前記中間タップ付きリアクトルの前記中間タップよりも前記電力供給源側が前記インダクタンス要素であることを特徴とする請求項２から請求項５の何れか１項に記載のフィルタ装置。
  7. 　前記回路切断部の前記電流定格は、前記インダクタンス要素を流れる最大電流の１／２０以上、かつ、１／１０以下であることを特徴とする請求項２から請求項６の何れか１項に記載のフィルタ装置。
  8. 　バイパス回路切断部、バイパス用インダクタンス要素およびバイパス用キャパシタンス要素を直列に接続した、特定周波数のノイズ電流を除去する特定周波数バイパス用フィルタを備えることを特徴とする請求項２から請求項７の何れか１項に記載のフィルタ装置。
  9. 　前記直列回路部の他端が前記フィルタリアクトルの一端に接続されることを特徴とする請求項１に記載のフィルタ装置。
  10. 　前記インバータと、請求項１から請求項９の何れか１項に記載のフィルタ装置と、前記インバータによって駆動されるモータと、を備えたことを特徴とする電気車駆動制御装置。
  11. 　前記回路切断部が動作したことを検知した場合であっても、前記インバータによって前記モータを駆動して電気車を推進制御することを特徴とする請求項１０に記載の電気車駆動制御装置。
  12. 　前記インダクタンス要素よりも前記電力供給源側に直列に遮断器を備え、
    　前記回路切断部が動作したことを検知した場合には、前記遮断器を開放することを特徴とする請求項１０に記載の電気車駆動制御装置。
  13. 　前記インバータのスイッチング素子がワイドバンドギャップ半導体にて形成されていることを特徴とする請求項１０から請求項１２の何れか１項に記載の電気車駆動制御装置。
  14. 　前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いた半導体であることを特徴とする請求項１３に記載の電気車駆動制御装置。
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