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WO2014107938A1 - 基于虚拟电阻的电流源型整流器及并网控制方法 - Google Patents

基于虚拟电阻的电流源型整流器及并网控制方法 Download PDF

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WO2014107938A1
WO2014107938A1 PCT/CN2013/074401 CN2013074401W WO2014107938A1 WO 2014107938 A1 WO2014107938 A1 WO 2014107938A1 CN 2013074401 W CN2013074401 W CN 2013074401W WO 2014107938 A1 WO2014107938 A1 WO 2014107938A1
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WO
WIPO (PCT)
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axis
current
voltage
input
rectifier
Prior art date
Application number
PCT/CN2013/074401
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English (en)
French (fr)
Inventor
张宇
Original Assignee
广东志成冠军集团有限公司
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Publication date
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Publication of WO2014107938A1 publication Critical patent/WO2014107938A1/zh

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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4233—Arrangements for improving power factor of AC input using a bridge converter comprising active switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/219—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a current source type rectifier stably controlling and realizing a low grid-connected current total harmonic distortion rate control method, and belongs to the field of rectifier control methods.
  • UPS power supplies typically use phase-controlled rectifiers with a DC bus voltage of around 400V.
  • the high-frequency PWM rectifier is divided into two types: voltage source type and current source type.
  • the DC bus voltage required by the current source type PWM rectifier is lower than the peak-to-peak value of the AC side voltage. Therefore, when the straight-book bus voltage is about 400V, the current is used.
  • the source P-type converter can complete the upgrade of the UPS at a lower cost while maintaining the existing DC bus voltage and the inverter of the latter stage, and is also a good choice for the new generation of high-power UPS. .
  • the current source type rectifier Since the AC side of the current source type rectifier uses the inductor-capacitor filter, it is easy to generate resonance on the AC side, which affects the waveform of the grid-connected current and may cause downtime.
  • the current source type rectifier Compared with the voltage source type rectifier, the current source type rectifier has a high transient mode order, strong coupling, and nonlinear characteristics. It is often used in the current source type rectifier for direct current control and indirect current control. Apply directly on it.
  • the nonlinear control method solves the nonlinear strong coupling problem of the current source rectifier in theory.
  • the closed-loop control can dampen the AC side, but the control performance is highly dependent on the system parameters and sensitive to the parameter changes. Complex implementation.
  • the way in which the resistor is connected in parallel with the AC filter capacitor is the simplest and most effective way to suppress the oscillation, but it cannot be practically applied because the resistor generates power.
  • the invention is directed to the shortcomings of the prior art, and on the basis of the closed-loop control of the DC side of the current source type rectifier, an active damping control technique for realizing the virtual resistance by the feedback control of the alternating current on the alternating current side is proposed, which can effectively suppress The resonance of the AC side inductor-capacitor filter reduces the total harmonic distortion of the grid-connected current The variability does not affect the stability and dynamic response characteristics of the DC side.
  • the virtual resistance-based current source type rectifier comprises: a rectifier bridge for three-phase alternating current direct current; an alternating current side circuit for connecting a mains grid and a rectifier bridge; and a direct current side for connecting the rectifier bridge and the load Circuit; rectifier bridge power device drive unit for connecting rectifier bridge and microprocessor; microprocessor for sampling, communication and control rectifier operation, AC side circuit connected to input end of rectifier bridge, DC side circuit and rectifier bridge The output terminals are connected, and the microprocessor is connected to the AC side circuit, the DC side circuit and the driving unit.
  • the microprocessor includes: a phase locked loop, a DC voltage controller, an alternating current controller, an adder corresponding to the d axis, an adder corresponding to the q axis, and a space vector PWM pulse generating unit
  • the alternating current controller includes a coordinate converter , d-axis virtual resistance regulator, q-axis virtual resistance regulator, d-axis corresponding divider and q-axis corresponding divider, one end of the phase-locked loop is connected to one input of the coordinate converter, and the other end of the phase-locked loop Connected to the other input of the coordinate converter, one output of the coordinate converter is connected to one end of the d-axis virtual resistance adjuster, and the other end of the d-axis virtual resistance adjuster is connected to one input of the corresponding d-axis divider
  • the output of the divider corresponding to the d-axis is connected to one input of the adder corresponding to the d-axis, and the other input of the adder corresponding to
  • the virtual resistance regulator includes a high pass filter and a virtual conductance link.
  • the AC side circuit includes: an AC filter capacitor, an AC filter inductor, and an AC side voltage sensor.
  • One end of the AC filter inductor is connected to the mains grid, and the other end of the AC filter inductor is connected to the input end of the rectifier bridge together with one end of the AC filter capacitor.
  • the other ends of the three-phase AC filter capacitors are connected together, and the AC side voltage sensor detects the AC filter capacitor voltage and outputs it to one end of the phase locked loop.
  • the DC side circuit includes: a DC inductor, a DC current detecting unit, a DC voltage stabilizing capacitor, a DC voltage detecting unit and a load, and one end of the DC inductor is connected to one end of the output end of the rectifier bridge, and the other end of the DC inductor and the DC stabilized capacitor
  • the positive pole and one end of the load are connected together, and the negative pole of the DC stabilized capacitor and the other end of the load are connected with the other end of the output end of the rectifier bridge, and the DC current detecting unit checks After the DC bus current is measured, it is output to one input of the DC voltage controller, the other input of the divider corresponding to the d-axis, and the other input of the divider corresponding to the q-axis.
  • the DC voltage detection unit detects the DC bus. The voltage is then output to the other input of the DC voltage controller.
  • the control method for suppressing resonance and reducing the total harmonic distortion rate of the grid-connected current by using the virtual current-based current source type rectifier is as follows:
  • Step 1 After the rectifier is powered on, the microprocessor blocks the pulse, and the AC side voltage sensor of the rectifier bridge detects the AC filter capacitor voltage ⁇ , and ⁇ , and the microprocessor samples the voltage and then locks the phase to obtain the AC filter capacitor voltage.
  • Phase 2 The DC voltage detecting unit and the DC current detecting unit on the DC side of the rectifier bridge detect the DC side voltage and current. After the microprocessor samples the voltage and current, it is given a DC voltage and M re/ As an input to the internal DC voltage controller of the microprocessor, the amount of control on the DC side is calculated. The control amount is calculated as follows:
  • v. And v. Tem 7 is the intermediate variable in the calculation process; the sampling frequency is the DC inductance and the DC voltage regulator capacitance respectively. It is the undamped oscillation frequency of the modified DC side system. Generally, it is the resonance of the DC side inductance capacitance. The frequency is slightly larger.
  • the third step the coordinate transformation unit in the AC current controller converts the AC filter capacitor voltages ⁇ , and ⁇ in the three-phase stationary coordinate system into the voltages of the two-phase rotating coordinate system by the coordinate transformation 3 ⁇ 4 and u d and ⁇
  • the calculation method is:
  • ⁇ is taken as the input of the d-axis and q- axis virtual impedance adjusters, respectively, and the d-axis and q- axis virtual resistance adjusters are composed of a high-pass filter W ⁇ + ⁇ 3 ⁇ 4 ⁇ ) and a conductance link 1 / R ff , wherein ⁇ HP is the corner frequency of the high-pass filter, R ff is the virtual resistor that needs to be implemented in parallel with the AC filter capacitor.
  • the digital algorithm implementation of the d-axis and q- axis virtual resistor regulator in the microprocessor is: T W - (k - l) + (2 - ⁇ ⁇ ⁇ , ) / (k - 1)
  • the fourth step adding the AC side control amount and the DC side control amount by the adder to obtain the total control amount, and then generating the space vector PWM pulse by the space vector PWM pulse generating unit, the microprocessor releases the pulse blocking, and the microprocessor outputs
  • the P-pulse is controlled by the rectifier bridge power device drive unit to control the on/off of each tube of the rectifier bridge. As the given voltage is slowly increased, the rectifier device starts smoothly.
  • the invention has the following advantages: the invention provides a control method for suppressing the resonance of the current source type rectifier and reducing the total harmonic distortion rate of the grid-connected current without increasing the hardware cost and not wasting energy, by the above digital control algorithm, Equivalent to paralleling a resistor on the AC side capacitor, which can effectively suppress the resonance of the AC side inductor and capacitor, and reduce the total harmonic distortion rate of the grid-connected current without affecting the stability and dynamic response characteristics of the DC side. Convenient and effective.
  • Figure 1 is a simplified circuit diagram of a current source type rectifying device based on a virtual resistor
  • Figure 2 is the main circuit part of the current source type rectifier device
  • Figure 3 is a control block diagram of active damping using a virtual resistor
  • Figure 4 is a schematic diagram of a current source type rectifier using passive damping
  • Figure 5 is a schematic diagram of a current source type rectifier using a virtual resistor
  • the virtual resistance-based current source type rectifier comprises: a rectifier bridge 1 for connecting three-phase alternating current direct current; an alternating current side circuit for connecting the mains grid 5 and the rectifier bridge 1; DC side circuit of rectifier bridge 1 and load 10; rectifier bridge power device drive unit 12 for connecting rectifier bridge 1 and microprocessor 11; microprocessor 11 for sampling, communication and control of rectifier operation, AC side circuit and The input ends of the rectifier bridge 1 are connected, the DC side circuit is connected to the output end of the rectifier bridge 1, and the microprocessor 11 is connected to the AC side circuit, the DC side circuit and the drive unit 12.
  • the main circuit part of the current source type rectifier is shown in Fig. 2.
  • the microprocessor 11 includes: a phase locked loop 14, a DC voltage controller 13, an alternating current controller 15, an adder 16 corresponding to the d-axis, an adder 16 corresponding to the q-axis, and a space vector PWM pulse generating unit 17, alternating current control
  • the device 15 includes a coordinate converter 18, a d-axis virtual resistance adjuster 19, a q-axis virtual resistance adjuster 20, a d-axis corresponding divider 21, and a q-axis corresponding divider 21, one end of the phase-locked loop 14 is connected to the coordinate transformation One input of the PLL 18, the other end of the phase locked loop 14 is connected to the other input of the coordinate converter 18, and one output of the coordinate converter 18 is connected to one end of the d-axis virtual resistance adjuster 19, the d-axis virtual resistor
  • the other end of the regulator 19 is connected to an input end of the divider 21 corresponding to the d-axis, and the output of the divider 21 corresponding to the d-axis is connected
  • the other output of the coordinate converter 18 is connected to one end of the q-axis virtual resistance adjuster 20, and the other end of the q-axis virtual resistance adjuster 20 is connected to an input terminal of the divider 21 corresponding to the q-axis, corresponding to the q-axis
  • the output of the divider 21 is connected to one input of the adder 16 corresponding to the q-axis, and the other input of the adder 16 corresponding to the q-axis is connected to the other output of the DC voltage controller 13, and the addition of the q-axis is performed.
  • the output of the device 16 is connected to the other input of the space vector PWM pulse generating unit 17.
  • the virtual resistance regulator includes a high pass filter and a virtual conductance link.
  • the AC side circuit includes: an AC filter capacitor 2, an AC filter inductor 4, and an AC side voltage sensor 3.
  • One end of the AC filter inductor 4 is connected to the mains grid 5, and the other end of the AC filter inductor 4 is connected to one end of the AC filter capacitor 2
  • the other end of the three-phase AC filter capacitor 2 is connected to the input end of the rectifier bridge 1, and the AC side voltage sensor 3 detects the AC filter capacitor voltage and outputs it to one end of the phase locked loop 14.
  • the DC side circuit includes: a DC inductor 6, a DC current detecting unit 7, a DC voltage stabilizing capacitor 8, a DC voltage detecting unit 9 and a load 10.
  • One end of the DC inductor 6 is connected to one end of the output end of the rectifier bridge 1, and the DC inductor 6 is further One end is connected to the positive pole of the DC voltage stabilizing capacitor 8 and one end of the load 10, and the negative pole of the DC voltage stabilizing capacitor 8 and the other end of the load 10 are connected to the other end of the output end of the rectifier bridge 1, and the DC current detecting unit 7 detects After the DC bus current is output to one input of the DC voltage controller 13, the other input of the divider 21 corresponding to the d-axis, and the other input of the divider 21 corresponding to the q-axis, the DC voltage detecting unit 9 detects After being supplied to the DC bus voltage, it is output to the other input terminal of the DC voltage controller 13.
  • the method for implementing the network control by using the virtual resistance-based current source type rectifier according to the present invention is as follows: After the rectifier is powered on, the AC side voltage sensor 3, the DC current detecting unit 7 and the DC voltage detecting unit 9 start detecting the AC filter capacitors respectively. Voltage ⁇ , u b , ⁇ and DC bus current and DC bus voltage.
  • the microprocessor 11 samples the signals detected by the detecting unit to obtain digital quantities of the signals in the microprocessor 11.
  • the phase-locked loop 14 is used to phase-lock the AC filter capacitor voltages ⁇ and ⁇ to obtain the phase 0 of the AC filter capacitor voltage.
  • the DC bus current, the DC bus voltage, and the DC voltage are given as M re/ as the input of the DC voltage controller 13, and the control amount on the DC side is calculated.
  • the calculation method of the DC side control amount is as shown in equations (1), (2), and (3).
  • the AC filter capacitor voltages ⁇ , , ⁇ , and phase 0 are used as inputs to the AC controller 15, and the control amount on the AC side is calculated.
  • the DC side control amount and the AC side control amount are added by the adder 16 to obtain a total control amount, and the total control amount is used as an input of the space vector PWM pulse generating unit 17, and modulated to obtain a PWM pulse.
  • the PWM pulse is outputted, and the PWM pulse is amplified by the rectifier bridge power device driving unit 12 to control the on/off of each tube of the rectifier bridge 1, and the rectifier starts to work. As the given voltage rises slowly, the DC unit starts up smoothly.
  • the specific process implemented by the AC controller is: transforming the AC filter capacitor voltages u a , u b and u c in the three-phase stationary coordinate system into the voltages u d and M q in the two-phase rotating coordinate system by the coordinate converter 18 . .
  • ⁇ are respectively input to the d-axis virtual resistance adjuster 19 and the q-axis virtual resistance adjuster 20.
  • the block diagram of the active damping control using a virtual resistor is shown in Figure 3.
  • the virtual power in the dotted line in the figure.
  • the resistance regulator is composed of a high-pass filter sls + ⁇ ⁇ ) and a conductance link 1 / R ff , where is the corner frequency of the high-pass filter, and ⁇ is a virtual resistor to be connected in parallel with the AC filter capacitor 2 .
  • the digital algorithm implementation of the virtual resistor adjuster in the microprocessor 11 is as shown in equations (5) and (6), and the effect is equivalent to a resistor on the side of the AC filter capacitor 2, as shown in FIG.
  • the solution of the invention is based on the closed-loop control of the DC side of the rectifying device, and the open-loop control based on active damping is performed on the AC side, thereby realizing the suppression of the resonance of the AC side filter and the total harmonic distortion rate of the grid-connected current. Reduced, and does not affect the steady-state characteristics and dynamic response of the DC side.

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Abstract

一种基于虚拟电阻的电流源型PWM整流器并网控制方法。并网整流器由市电（5）、交流滤波电感（4）、交流滤波电容（2）、三相电流源型整流桥（1）、直流电感（6）、直流电容（8）以及数字控制器组成。将采样到的交流滤波电容电压送至微处理器（11）进行数字锁相，锁相完成后将交流滤波电容电压和相位送至交流电流控制器（15）。交流电流控制器由坐标变换器（18）、d轴虚拟电阻调节器（19）、q轴虚拟电阻调节器（20）和除法器（21）构成。坐标变换器将三相交流滤波电容电压变换为两相静止坐标系下的电压，经虚拟电阻调节器后得到流过虚拟电阻的电流，再经除法器得到交流侧的控制量，将其叠加到直流侧控制量上，经PWM发生器（17）得到驱动信号后送至驱动板（12），信号经驱动板放大后控制三相电流源型整流桥开关管的通断。该整流器通过数字控制算法等效于在交流侧电容上并联一个电阻，从而有效抑制交流侧电感电容的谐振，降低并网电流的总谐波畸变率，且不影响直流侧的稳定性和动态响应特性。

Description

基于虚拟电阻的电流源型整流器及并网控制方法
技术领域 本发明涉及一种电流源型整流器稳定控制并实现低并网电流总谐波畸变率的 控制方法， 属于整流器控制方法的领域。 背景技术 说
传统的 UPS电源通常采用相控整流器，直流母线电压为 400V左右。但因其功 率因数低， 对电网污染大， 已逐渐被基于全控器件的高频 PWM整流器所取代。 高 频 PWM整流器分为电压源型和电流源型两种，其中电流源型 PWM整流器所需要的 直流母线电压低于交流侧电压的峰峰值， 因此当直书流母线电压为 400V左右时， 用电流源型 P丽变流器可以在保持现有直流母线电压及后级逆变器的前提下，以 较低的成本完成 UPS的升级换代工作，而对于新一代的大功率 UPS也是很好的选 择。
由于电流源型整流器交流侧使用电感电容滤波， 易在交流侧产生谐振， 影响 并网电流的波形并可能造成停机。相对于电压源型整流器， 电流源型整流器的瞬 态模型阶数高， 耦合性强， 而且具有非线性的特点， 常用于电压源型整流器的直 接电流控制和间接电流控制很难在电流型整流器上直接应用。非线性控制方法在 理论上很好地解决了电流源型整流器非线性强耦合的问题，通过闭环控制可对交 流侧进行阻尼， 但控制性能对系统参数的依赖性强， 对参数变化敏感， 而且实现 复杂。
理论上， 在交流滤波电容上并联电阻的方式是抑制振荡最简单和有效的方 式， 但由于电阻会产生功耗而无法实际应用。
发明内容
本发明是针对现有技术的不足，在电流源型整流器直流侧闭环控制的基础上， 提出的一种在交流侧通过交流量的反馈控制实现虚拟电阻的有源阻尼控制技术， 可有效地抑制交流侧电感电容滤波器出现的谐振，并降低了并网电流的总谐波畸 变率， 且不影响直流侧的稳定性和动态响应特性。
本发明所述的基于虚拟电阻的电流源型整流器包括： 用于将三相交流电直流 电的整流桥； 用于连接市电电网和整流桥的交流侧电路； 用于连接整流桥和负载 的直流侧电路； 用于连接整流桥和微处理器的整流桥功率器件驱动单元； 用于采 样、通信和控制整流器工作的微处理器， 交流侧电路与整流桥的输入端相连， 直 流侧电路与整流桥的输出端相连，微处理器与交流侧电路、直流侧电路及驱动单 元皆相连。
其中， 微处理器包括： 锁相环、 直流电压控制器、 交流电流控制器、 d轴对 应的加法器、 q轴对应的加法器和空间矢量 PWM脉冲生成单元， 交流电流控制器 包括坐标变换器、 d轴虚拟电阻调节器、 q轴虚拟电阻调节器、 d轴对应的除法 器和 q轴对应的除法器，锁相环的一端连接到坐标变换器的一个输入端，锁相环 的另一端连接到坐标变换器的另一个输入端， 坐标变换器的一个输出端连接到 d 轴虚拟电阻调节器的一端， d轴虚拟电阻调节器的另一端连接到 d轴对应的除 法器的一个输入端， d轴对应的除法器的输出端连接到 d轴对应的加法器的一 个输入端， d轴对应的加法器的另一个输入端连接到直流电压控制器的一个输出 端， d轴对应的加法器的输出端连接到空间矢量 PWM脉冲生成单元的一个输入端； 坐标变换器的另一个输出端连接到 q轴虚拟电阻调节器的一端， q轴虚拟电阻调 节器的另一端连接到 q轴对应的除法器的一个输入端， q轴对应的除法器的输出 端连接到 q轴对应的加法器的一个输入端， q轴对应的加法器的另一个输入端连 接到直流电压控制器的另一个输出端， q轴对应的加法器的输出端连接到空间矢 量 PWM脉冲生成单元的另一个输入端。
进一步的， 虚拟电阻调节器包含高通滤波器和虚拟电导环节。
其中， 交流侧电路包括： 交流滤波电容、交流滤波电感和交流侧电压传感器， 交流滤波电感的一端连接市电电网，交流滤波电感的另一端与交流滤波电容的一 端一起连接到整流桥的输入端，三相交流滤波电容的另一端连接在一起， 交流侧 电压传感器检测到交流滤波电容电压后输出到锁相环的一端。
其中， 直流侧电路包括： 直流电感、 直流电流检测单元、 直流稳压电容、 直 流电压检测单元和负载，直流电感的一端与整流桥的输出端的一端相连，直流电 感的另一端与直流稳压电容的正极及负载的一端连接在一起，直流稳压电容的负 极及负载的另一端与整流桥的输出端的另一端连接在一起，直流电流检测单元检 测到直流母线电流后分别输出到直流电压控制器的一个输入端、 d轴对应的除法 器的另一个输入端和 q轴对应的除法器的另一个输入端，直流电压检测单元检测 到直流母线电压后输出到直流电压控制器的另一个输入端。
利用所述的基于虚拟电阻的电流源型整流器实现抑制谐振并降低并网电流总 谐波畸变率的控制方法为：
第一步： 整流器上电开机后， 微处理器封锁脉冲， 整流桥的交流侧电压传感 器检测交流滤波电容电压^、 和^， 微处理器采样该电压后对其进行锁相获 得交流滤波电容电压的相位； 第二步： 整流桥直流侧的直流电压检测单元和直流电流检测单元检测直流侧 电压和电流， 微处理器对该电压和电流进行采样后， 将其与直流电压给定 Mre/作 为微处理器内部直流电压控制器的输入， 计算得到直流侧的控制量。控制量的计 算方法如下：
Uerr = U ref Uo (1)
+- Tsuer, (2)
311
HnLdcCdc—\ 1.9 L
(3)
311 311
式中 v。和 v。tem 7为计算过程中的中间变量， ；为采样频率， 分别为直流电 感和直流稳压电容值， 为改造后的直流侧系统的无阻尼振荡频率， 一般取值 为比直流侧电感电容的谐振频率稍大些。
第三步： 交流电流控制器内的坐标变换单元通过坐标变换将三相静止坐标系 下的交流滤波电容电压^、 和 ^变换为两相旋转坐标系下的电压 ¾和 ， ud 和 ^的计算方式为:
Figure imgf000005_0001
然后将 、 ^分别作为 d轴和 q轴虚拟阻抗调节器的输入， 所述 d轴和 q 轴虚拟电阻调节器都由高通滤波器 W ^ + ί¾Ρ)和电导环节 1 / Rff构成， 其中 ■HP 为高通滤波器的转折频率， Rff为需要实现的与交流滤波电容并联的虚拟电阻， 微处理器内 d轴和 q轴虚拟电阻调节器的数字算法实现分别为： T W - (k - l) + (2 - ωΗΡΤ, )/ (k - 1)
(2 + HPTs)RH { ) j 2uq (k) - 2uq (k - \) + (2 - coHPTs )IqDamp (k - 1)
QDAMP、 )— (2 + ^)Rff ( > 其中 (A：)、 分别为 d轴和 q轴虚拟电阻调节器当前拍的输入； 、 gDOT^W为虚拟电阻调节器当前拍的输出； Ud (k - )、 为虚拟电阻调节器 上一拍的输入， 初始值为 0; m 为虚拟电阻调节器上一拍 的输出， 初始值为 0; 7；为采样间隔时间， 虚拟电阻调节器的输出经除法器除以 直流母线电流后便得到控制量。
第四步： 用加法器将交流侧控制量与直流侧控制量相加， 得到总控制量后经 空间矢量 PWM脉冲生成单元产生空间矢量 PWM脉冲，微处理器解除脉冲封锁，微 处理器输出的 P丽脉冲经整流桥功率器件驱动单元放大后控制整流桥各管的通 断， 随着给定电压的慢慢升高， 整流装置平稳启动。
本发明的有益效果在于： 本发明在不增加硬件成本、 不浪费能量的前提下， 提出电流源型整流器抑制谐振并降低并网电流总谐波畸变率的控制方法，通过上 述的数字控制算法， 等效于在交流侧电容上并联一个电阻， 从而可以有效地抑制 交流侧电感电容的谐振， 并降低并网电流的总谐波畸变率， 且不影响直流侧的稳 定性和动态响应特性， 控制方便， 效果明显。
附图说明
图 1为基于虚拟电阻的电流源型整流装置简化电路图；
图 2为电流源型整流装置主电路部分；
图 3为使用虚拟电阻进行有源阻尼的控制框图；
图 4为使用无源阻尼的电流源型整器原理图；
图 5为使用虚拟电阻的电流源型整器原理图；
图中： 1、 整流桥； 2、 交流滤波电容； 3、 交流侧电压传感器； 4、 交流滤波 电感； 5、 市电电网； 6、 直流电感； 7、 直流电流检测单元； 8、 直流稳压电容； 9、 直流电压检测单元； 10、 负载； 11、 微处理器； 12、 驱动单元； 13、 直流电 压控制器； 14、 锁相环； 15、 交流电流控制器； 16、 加法器； 17、 空间矢量 PWM 脉冲生成单元； 18、 坐标变换器； 19、 d轴虚拟电阻调节器； 20、 q轴虚拟电阻 调节器； 21、 除法器。 具体实施方式
下面将结合图 1至图 5并通过具体实施方式来进一步说明本实用新型的技术 方案。
如图 1， 本发明所述的基于虚拟电阻的电流源型整流器包括： 用于将三相交 流电直流电的整流桥 1 ; 用于连接市电电网 5和整流桥 1的交流侧电路； 用于连 接整流桥 1和负载 10的直流侧电路；用于连接整流桥 1和微处理器 11的整流桥 功率器件驱动单元 12; 用于采样、 通信和控制整流器工作的微处理器 11， 交流 侧电路与整流桥 1的输入端相连，直流侧电路与整流桥 1的输出端相连，微处理 器 11与交流侧电路、 直流侧电路及驱动单元 12皆相连。
该电流源型整流器主电路部分如图 2所示。
微处理器 11包括： 锁相环 14、 直流电压控制器 13、 交流电流控制器 15、 d 轴对应的加法器 16、 q轴对应的加法器 16和空间矢量 PWM脉冲生成单元 17， 交 流电流控制器 15包括坐标变换器 18、 d轴虚拟电阻调节器 19、 q轴虚拟电阻调 节器 20、 d轴对应的除法器 21和 q轴对应的除法器 21， 锁相环 14的一端连接 到坐标变换器 18的一个输入端， 锁相环 14的另一端连接到坐标变换器 18的另 一个输入端，坐标变换器 18的一个输出端连接到 d轴虚拟电阻调节器 19的一端， d轴虚拟电阻调节器 19的另一端连接到 d轴对应的除法器 21的一个输入端， d 轴对应的除法器 21的输出端连接到 d轴对应的加法器 16的一个输入端， d轴对 应的加法器 16的另一个输入端连接到直流电压控制器 13的一个输出端， d轴对 应的加法器 16的输出端连接到空间矢量 PWM脉冲生成单元 17的一个输入端；坐 标变换器 18的另一个输出端连接到 q轴虚拟电阻调节器 20的一端， q轴虚拟电 阻调节器 20的另一端连接到 q轴对应的除法器 21的一个输入端， q轴对应的除 法器 21的输出端连接到 q轴对应的加法器 16的一个输入端， q轴对应的加法器 16的另一个输入端连接到直流电压控制器 13的另一个输出端， q轴对应的加法 器 16的输出端连接到空间矢量 PWM脉冲生成单元 17的另一个输入端。
进一步的， 虚拟电阻调节器包含高通滤波器和虚拟电导环节。 交流侧电路包括： 交流滤波电容 2、 交流滤波电感 4和交流侧电压传感器 3， 交流滤波电感 4的一端连接市电电网 5， 交流滤波电感 4的另一端与交流滤波电 容 2的一端一起连接到整流桥 1的输入端，三相交流滤波电容 2的另一端连接在 一起，交流侧电压传感器 3检测到交流滤波电容电压后输出到锁相环 14的一端。
直流侧电路包括： 直流电感 6、 直流电流检测单元 7、 直流稳压电容 8、 直流 电压检测单元 9和负载 10， 直流电感 6的一端与整流桥 1的输出端的一端相连， 直流电感 6的另一端与直流稳压电容 8的正极及负载 10的一端连接在一起， 直 流稳压电容 8的负极及负载 10的另一端与整流桥 1的输出端的另一端连接在一 起， 直流电流检测单元 7检测到直流母线电流后分别输出到直流电压控制器 13 的一个输入端、 d轴对应的除法器 21的另一个输入端和 q轴对应的除法器 21的 另一个输入端，直流电压检测单元 9检测到直流母线电压后输出到直流电压控制 器 13的另一个输入端。
利用本发明所述的基于虚拟电阻的电流源型整流器实现网控制的方法为： 整 流器上电开机后， 交流侧电压传感器 3、 直流电流检测单元 7和直流电压检测单 元 9开始分别检测交流滤波电容电压^、 ub、 ^以及直流母线电流和直流母线 电压。 微处理器 11对检测单元检测到的信号进行采样， 得到各信号在微处理器 11内的数字量。使用锁相环 14对交流滤波电容电压^、 和 ^进行锁相， 得到 交流滤波电容电压的相位 0。将直流母线电流、直流母线电压和直流电压给定 Mre/ 作为直流电压控制器 13的输入， 计算得到直流侧的控制量。 直流侧控制量的计 算方法如（1)、 （2)和（3)式所示。 将交流滤波电容电压^、 、 ^和相位 0作为 交流控制器 15的输入， 计算得到交流侧的控制量。 直流侧控制量与交流侧控制 量经加法器 16相加后得到总控制量， 将总控制量作为空间矢量 PWM脉冲生成单 元 17的输入， 调制后得到 PWM脉冲。 微处理器 11解除脉冲封锁后开始输出 PWM 脉冲， PWM脉冲经整流桥功率器件驱动单元 12放大后控制整流桥 1各管的通断， 整流器开始工作。 随着给定电压的慢慢升高， 直流装置平稳启动。
其中交流控制器实现的具体过程为： 通过坐标变换器 18将三相静止坐标系 下的交流滤波电容电压 ua、 ub和 uc变换为两相旋转坐标系下的电压 ud和 Mq。
将 、 ^分别作为 d轴虚拟电阻调节器 19和 q轴虚拟电阻调节器 20的输入。 使用虚拟电阻进行有源阻尼的控制原理框图如图 3所示，图中虚线框内的虚拟电 阻调节器由高通滤波器 s l s + ωΗΡ)和电导环节 1 / Rff构成， 其中 为高通滤波 器的转折频率， ^为需要实现的与交流滤波电容 2并联的的虚拟电阻。 虚拟电 阻调节器在微处理器 11内的数字算法实现如公式 (5)和 (6)所示， 其效果相当于 在交流滤波电容 2边上并一个电阻， 如图 4所示。
式中 )、 为虚拟电阻调节器当前拍的输入； I； IqDamp(k、为 拟电阻调节器当前拍的输出； ud(k - )、 为虚拟电阻调节器上一拍的输 入， 初始值为 0; m 为虚拟电阻调节器上一拍的输出， 初 始值为 0; 7；为采样间隔时间。 虚拟电阻调节器的输出经除法器 21除以直流母 线电流后便得到交流侧的控制量。交流调制量控制整流桥 1开关管通断，桥臂流 过附加的电流 /ffiflm^ )， 如图 5所示， 实现了虚拟电阻的引入。
本发明所述的方案是在整流装置直流侧闭环控制的基础上， 对交流侧进行基 于有源阻尼的开环控制，实现了交流侧滤波器谐振的抑制和并网电流总谐波畸变 率的降低， 且不影响直流侧的稳态特性和动态响应。

Claims

权 利 要 求 书
1、 基于虚拟电阻的电流源型整流器， 其特征在于， 所述整流器包括： 用于将三相 交流电直流电的整流桥； 用于连接市电电网和整流桥的交流侧电路； 用于连接整流桥 和负载的直流侧电路； 用于连接整流桥和微处理器的整流桥功率器件驱动单元； 用于 采样、 通信和控制整流器工作的微处理器， 所述交流侧电路与整流桥的输入端相连， 所述直流侧电路与整流桥的输出端相连， 所述微处理器与交流侧电路、 直流侧电路及 驱动单元皆相连。
2、 如权利要求 1 所述的基于虚拟电阻的电流源型整流器， 其特征在于， 所述微处 理器包括： 锁相环、 直流电压控制器、 交流电流控制器、 d轴对应的加法器、 q轴对应 的加法器和空间矢量 PWM脉冲生成单元， 所述交流电流控制器包括坐标变换器、 d轴 虚拟电阻调节器、 q轴虚拟电阻调节器、 d轴对应的除法器和 q轴对应的除法器， 所述 锁相环的一端连接到坐标变换器的一个输入端， 锁相环的另一端连接到坐标变换器的 另一个输入端， 坐标变换器的一个输出端连接到 d轴虚拟电阻调节器的一端， d轴虚 拟电阻调节器的另一端连接到 d轴对应的除法器的一个输入端， d轴对应的除法器的 输出端连接到 d轴对应的加法器的一个输入端， d轴对应的加法器的另一个输入端连接 到直流电压控制器的一个输出端， d轴对应的加法器的输出端连接到空间矢量 PWM脉 冲生成单元的一个输入端； 坐标变换器的另一个输出端连接到 q轴虚拟电阻调节器的 一端， q轴虚拟电阻调节器的另一端连接到 q轴对应的除法器的一个输入端， q轴对应 的除法器的输出端连接到 q轴对应的加法器的一个输入端， q轴对应的加法器的另一个 输入端连接到直流电压控制器的另一个输出端， q轴对应的加法器的输出端连接到空间 矢量 PWM脉冲生成单元的另一个输入端。
3、 如权利要求 2所述的基于虚拟电阻的电流源型整流器， 其特征在于， 所述交流 侧电路包括： 交流滤波电容、 交流滤波电感和交流侧电压传感器， 所述交流滤波电感 的一端连接市电电网， 交流滤波电感的另一端与交流滤波电容的一端一起连接到整流 桥的输入端， 三相交流滤波电容的另一端连接在一起， 交流侧电压传感器检测到交流 滤波电容电压后输出到锁相环的一端。
4、 如权利要求 2所述的基于虚拟电阻的电流源型整流器， 其特征在于， 所述直流 侧电路包括： 直流电感、 直流电流检测单元、 直流稳压电容、 直流电压检测单元和负 载， 所述直流电感的一端与整流桥的输出端的一端相连， 直流电感的另一端与直流稳 压电容的正极及负载的一端连接在一起， 直流稳压电容的负极及负载的另一端与整流 桥的输出端的另一端连接在一起， 直流电流检测单元检测到直流母线电流后分别输出 到直流电压控制器的一个输入端、 d轴对应的除法器的另一个输入端和 q轴对应的除法 器的另一个输入端， 直流电压检测单元检测到直流母线电压后输出到直流电压控制器 的另一个输入端。
5、 如权利要求 2所述的基于虚拟电阻的电流源型整流器， 其特征在于， 所述虚拟 电阻调节器包含高通滤波器和虚拟电导环节。
6、 利用如权利要求 1 所述的基于虚拟电阻的电流源型整流器实现抑制谐振并降低 并网电流总谐波畸变率的控制方法为：
第一步： 整流器上电开机后， 微处理器封锁脉冲， 整流桥的交流侧电压传感器检测 交流滤波电容电压 ua、 ub和 tic， 微处理器采样该电压后对其进行锁相获得交流滤波电 容电压的相位；
第二步：整流桥直流侧的直流电压检测单元和直流电流检测单元检测直流侧电压 u0 和电流 ， 微处理器对该电压和电流进行采样后， 将其与直流电压给定 Mre/作为微处理 器内部直流电压控制器的输入， 计算得到直流侧的控制量 ，控制量的计算方法如下：
+- Tsuen
311
HnLdcCdc—\ 1.9 L
311 311
式中 v。和 v。tem 7为计算过程中的中间变量， ；为采样频率, 、 分别为直流电感和直 流稳压电容值， 为改造后的直流侧系统的无阻尼振荡频率，一般取值为比直流侧 LC 的谐振频率稍大些。
第三步： 交流电流控制器内的坐标变换单元通过坐标变换将三相静止坐标系下的交 流滤波电容电压^、 和 ^变换为两相旋转坐标系下的电压 ¾和 ， ¾和 的计算方 式为： )
Figure imgf000011_0001
然后将 、 ^分别作为 d轴和 q轴虚拟阻抗调节器的输入， 所述 d轴和 q轴虚拟 电阻调节器都由高通滤波器 s l、s + C0HP、和电导环节 1 / Rff构成， 其中 ωΗΡ为高通滤波器 的转折频率， Rff为需要实现的与交流滤波电容并联的虚拟电阻， 微处理器内 d轴和 q 轴虚拟电阻调节器的数字算法实现分别为：
= 2ud (k) - 2ud (k - \) + (2 - c HPTs )/ (k - 1)
(2 + HPTs)RH
= 2uq (k) - 2uq (k - \) + (2 - coHPTs )IqDamp (k - 1)
(2 + HPTs)RH
其中 (A：)、 分别为 d轴和 q轴虚拟电阻调节器当前拍的输入； D 、、 gDOT^W为虚拟电阻调节器当前拍的输出； ud(k - )、 为虚拟电阻调节器 ±— 拍的输入， 初始值为 0; m 为虚拟电阻调节器上一拍的输出， 初 始值为 0; 7；为采样间隔时间，虚拟电阻调节器的输出经除法器除以直流母线电流后便 得到控制量；
第四步： 用加法器将交流侧控制量与直流侧控制量相加， 得到总控制量后经空间矢 量 PWM脉冲生成单元产生空间矢量 PWM脉冲，微处理器解除脉冲封锁，微处理器输 出的 PWM脉冲经整流桥功率器件驱动单元放大后控制整流桥各管的通断， 随着给定 电压的慢慢升高， 整流装置平稳启动。
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