[go: up one dir, main page]

WO2013182781A1 - Procede de commande d'un onduleur triphasé par modulation vectorielle aléatoire discontinue evolutive - Google Patents

Procede de commande d'un onduleur triphasé par modulation vectorielle aléatoire discontinue evolutive Download PDF

Info

Publication number
WO2013182781A1
WO2013182781A1 PCT/FR2013/051209 FR2013051209W WO2013182781A1 WO 2013182781 A1 WO2013182781 A1 WO 2013182781A1 FR 2013051209 W FR2013051209 W FR 2013051209W WO 2013182781 A1 WO2013182781 A1 WO 2013182781A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
phase
modulation
inverter
voltage
switching
Prior art date
Application number
PCT/FR2013/051209
Other languages
English (en)
Inventor
Hamid KHAN
El Hadj MILIANI
Khalil El Khamlichi Drissi
Original Assignee
IFP Energies Nouvelles
Universite Blaise Pascal
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by IFP Energies Nouvelles, Universite Blaise Pascal filed Critical IFP Energies Nouvelles
Publication of WO2013182781A1 publication Critical patent/WO2013182781A1/fr

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present invention relates to the field of control of three-phase inverters, more particularly pulse width modulation (PWM or PWM in English for Pulse-Width Modulation).
  • PWM pulse width modulation
  • Electrical machines generally use an alternative electrical power, especially three-phase.
  • these electrical machines are on board vehicles, for example automobiles, railways, aircraft or naval, they are powered by two-phase DC power sources, for example an electric battery.
  • two-phase DC power sources for example an electric battery.
  • To convert two-phase direct current to three-phase alternating current it is known to use an inverter.
  • An example of such an assembly is shown in FIG. A battery (1) with two phases feeds a three-phase inverter (2), which converts two-phase direct current into three-phase alternating current.
  • the three-phase inverter consists of two capacitors Cs (for stability), and six switches S1 to S6 controlled, placed respectively in parallel with a diode, the opening and closing of these switches ensure the generation of an alternating current.
  • the inverter (2) supplies a three-phase electric machine (3) to which a load (5) is applied.
  • the closing of the switches S1 to S6 is controlled by a pulse width modulator (4).
  • the switches of the same branch (called inverter arm): S1 / S2 or S3 / S4 or S5 / S6 are controlled in a complementary manner.
  • the modulator (4) controls the closing of the switches according to measurements of current and / or voltage and / or angular position of the electric machine.
  • shaft Voltage shaft voltages can cause an electrical discharge through the lubricant used for ball bearings and the stator, called bearing current, and may damage or destroy the engine, and
  • pulse width modulation techniques have been developed, among which the most common are: random pulse width modulation techniques, discontinuous pulse width modulation techniques, and pulse width modulation techniques. vector modulation.
  • Random pulse width modulation techniques also known as Random Pulse-Width Modulation (RPWM) are based on randomizing certain parameters of the modulation function, such as the position of the pulses and / or or the frequency for the purpose of spreading the harmonic spectrum around the chopping frequency.
  • US Patent 2007/242489 discloses an example of RPWM modulation.
  • the RPWM modulation reduces electromagnetic interference and thus reduces the filtering efforts.
  • Randomizing the frequency of the carrier signal is the most efficient method for spreading the harmonic spectrum. The idea is to consider several randomly selected carrier frequencies in order to decrease the power density at the switching frequency. The latter being at the same time distributed on the neighboring frequencies.
  • the modulated signal is more rich in harmonics but the amplitudes thereof are lower and therefore less "polluting".
  • the random pulse width modulation therefore solves the first problem listed above, but does not meet the other disadvantages.
  • the random pulse width modulation is not adapted to the controls of variable speed electrical machines, as used for example in vehicles, in which the desired voltage varies in frequency and amplitude in an uncertain manner .
  • Discontinuous Pulse-Width Modulation is a modulation technique that avoids switching an inverter more than one switching period (ie a period of modulation). This is a valid technique for loads with floating neutral. This is to saturate the voltage setpoint with the maximum value achievable ("clamping") for a given period during which the other phases can ensure that the average value resulting from the compound voltages is not affected. These techniques are used to reduce switching losses.
  • Patent application WO 96/18234 illustrates an example of a discontinuous pulse width modulation. A method of avoiding switching during the absolute maximum value of phase voltages is frequently known in the literature as DPWM1.
  • Figure 2 shows the waveforms of the injected signal uO for a sinusoidal reference signal u * and the resulting signal u ** . This is a symmetrical method of clamping. The expression of the tension that
  • modulators are called generalized discontinuous modulators in which a generic type of homopolar signal can be added.
  • the state of the art concerning the optimal reduction of switching losses focuses on the injection of a homopolar component at the voltage references in phase with the current. This method works well for static loads with knowledge of the year of charge.
  • a, b and c denotes the phases
  • v denotes the voltage setpoints at the output of the inverter
  • ⁇ corresponds to the period of the signal and ⁇ to the phase shift: ⁇ 0 °, 30 o , 60 o , 90 ° ⁇ .
  • the third type of modulation is vector modulation, called SVM (Space Vector Modulation).
  • SVM Space Vector Modulation
  • This method is suitable for electric machines with variable speed.
  • This is a digital modulation technique based on a mathematical transformation. It consists of considering globally the three-phase system, and applying to it a Concordia transform to reduce itself to a plane ( ⁇ , ⁇ ).
  • the three-phase system of voltages to be generated for the current sampling duration can then be represented as a single vector in this plane.
  • This vector is not directly achievable by the switches of the inverter, but one can look for the three vectors (V0 to V7) closest (located on the vertices and in the center of the hexagon), and apply them successively during an adequate fraction of the sampling period, so as to obtain on average the desired vector.
  • each arm of the inverter is binary (0 or 1), to each vector corresponds the value of the controls of the three arms of the inverter.
  • the vector V1 is defined by 100, which means that the control of the first inverter arm (associated with the first phase) is at state 1, while the state of the other two inverter arms is at 0.
  • the patent application EP 0782875 describes an example of vector modulation of pulse width.
  • the invention therefore relates to a method for controlling an inverter by progressive discontinuous random vector modulation.
  • This modulation is adapted to control inverters for variable speed electrical machines and reduces harmonic pollution and switching losses.
  • the invention relates to a method for controlling a three-phase inverter by pulse width modulation, said three-phase inverter being arranged between a DC power source and an electric machine.
  • Pulse width modulation is a progressive discontinuous random vector modulation.
  • the progressive discontinuous random vector modulation comprises the following steps:
  • the following steps are carried out for each pulse width modulation period:
  • target switching duty ratios d °, d b , d ° of the switches constituting said inverter are calculated as a function of the voltage instructions v * , v b * , v * and current measurements a , b , c , said cyclic switching ratios for attaining said voltage set points v * , v b * , v * , and being calculated for said PWM modulation period so as to saturate the voltage setpoints v * , v b * , v * to the maximum voltage values achievable by each phase; and
  • switching signals g a , g b , g c of said switches of said inverter are determined from the target duty cycle d °, d b , d °.
  • the cyclic ratios d °, d b , d ° of commutation are calculated by means of a discontinuous vector modulation.
  • the cyclic commutation ratios are determined by the calculation of vector activation times of said vector modulation, said vectors to be applied to reach the voltage setpoints v * , v b * , v * of each phase of said inverter this activation time being a function of the PWM modulation period.
  • the cyclic switching ratios d °, d b , d ° of said switches are determined by performing the following steps:
  • a trigger can be generated at the end of each random modulation period for acquisition of the new values of voltage setpoints and current measurements.
  • the pulses are generated using an adjustable counter, flexible in width and amplitude.
  • said three-phase inverter supplies a three-phase electrical machine, whose voltage setpoint v * , v b * , v * of each phase is determined by a vector control of said electric machine.
  • the invention also relates to a control system of a three-phase inverter, comprising a pulse width modulator.
  • the pulse width modulator is able to apply the method as described above.
  • the invention relates to an electrical system on board a vehicle, in particular an automobile, comprising a DC power source, a three-phase inverter, a three-phase electric machine.
  • the electrical system further comprises a control system for three-phase inverter as defined above, for controlling said three-phase inverter.
  • Figure 1 already described, illustrates an assembly with a three-phase inverter.
  • FIG. 4 illustrates an algorithm of the method according to the invention.
  • FIG. 5 represents the random pulse generation and the role of the trigger for the method according to the invention.
  • FIG. 6 is a curve illustrating the theoretical reduction of switching losses by the method according to the invention.
  • Figure 7 shows the system according to the simulated invention.
  • Figures 8 and 9 illustrate different signals for a phase of the system according to the invention.
  • Figure 10 shows the torque response of the machine for a torque setpoint of 10 N.m when stopped.
  • FIGS. 11 and 12 are curves illustrating the frequency spectra between a standard and continuous vector modulation of the prior art and the method according to the invention.
  • Figure 13 shows the curves of different signals for the system according to the invention.
  • Figure 14 shows the same curves for a standard SVM system.
  • Figure 15 illustrates the phase clamping of the three phases of the inverter.
  • V DC voltage at the terminals of the DC power source (in V)
  • this instruction is determined by a vector control of the electric machine.
  • this value corresponds to the calculated switching time of the inverter arm switches of the x phase over the modulation period, with:
  • od x target cyclic ratio applied to the inverter arm of the phase x, according to the invention, it differs from the calculated cyclic ratio (without exponent the sign d corresponds to the computed cyclic ratio) by the fact that it adapts in function of the measured current and the voltage setpoints, o A d : difference between the calculated duty cycle and that applied to the inverter arm.
  • V 0 to V 7 vectors used by vector modulation, they are listed in Figure 3.
  • the invention relates to a method of controlling an inverter by a pulse width modulation which is a progressive discontinuous random vector modulation.
  • a modulation is said to be random when at least one of the parameters of the modulation function (position, period / frequency, etc.) is random.
  • a modulation is vector when the signals are processed in a two-dimensional reference (Concordia mark), the voltages to be generated are represented as a single vector in this reference.
  • a modulation is said to be discontinuous when it saturates a voltage setpoint for a given period to avoid switching an inverter arm for more than one switching period (modulation period).
  • a discontinuous modulation is said to be scalable when the saturation of the voltage setpoint changes over time. For example, the saturation can be redefined at each fundamental period (remember that the fundamental corresponds to the harmonic of rank one in a spectral analysis, called Fourier, of a signal).
  • the modulation function may be different from one fundamental cycle to another.
  • step d) is decomposed into intermediate steps corresponding to an embodiment variant which will be detailed later.
  • this step it acquires the voltage set values v *, v * b v * of each phase of the inverter so that current I measures a, T b, T c of each of these phases.
  • these are voltage setpoints determined to achieve a desired operation of the electric machine.
  • these instructions are obtained by the vector control of the electric machine (3).
  • these instructions can be determined by any other means.
  • î current measurements a, T b, T c they can be used both by the method according to the invention and by the vector control of the electric machine.
  • a modulation period is randomly generated, this step thus gives the random character of the modulation, which makes it possible to reduce the amplitude of the harmonics, and consequently the electromagnetic interferences.
  • Pulse generation is achieved by the use of an adjustable counter which counts to a defined number for a given period, i.e., it is flexible in width and amplitude.
  • FIG. 5a) shows the cyclic ratio d generated (see steps b and c) and the counter (reference sign 7) mentioned earlier which adapts to the random modulation frequency.
  • the switching signals g are centered around the modulation period (see step d).
  • the reference values are updated after each PWM (Pulse Width Modulation) period which is calculated using the voltages and currents measurements of the inverter.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the regulators can not be periodic, which means that the acquisition needs to be done in order to perform the modulation with the latest values.
  • oversampling is initiated and a trigger is generated at the end of each random modulation period. This triggers the acquisition of the last measured value that is used by the control system to generate the new voltage setpoints and subsequently the calculation of the switching signals with reference to the new period generated randomly.
  • Figure 5b shows the generation of the trigger pulses at the end of each period.
  • the reference sign 7 represents the signal of the counter used
  • the reference sign 8 represents the trigger signal used by the invention.
  • the duty cycle d is calculated. This is the duty cycle that controls the inverter to reach the voltages v * , v b * , v * . This corresponds for each phase to the ratio of the time during which the switches of the inverter are switched over the modulation period.
  • a vector modulation is used to calculate these cyclic ratios.
  • the use of a vector modulation is adapted to the variable speed control of the electric machine.
  • the duty cycle d switching then corresponds to the duration of application of each vector.
  • the voltage instructions are saturated with the maximum values attainable by each phase.
  • discontinuous modulation is used to achieve this objective.
  • an analysis of allowable regions and band limits for phase clamping should be fully known.
  • a generic method which makes the best use of the degree of freedom for phase clamping. This method depends on the load characteristic, it can lead to different types of strategies for "clamping", for example symmetric or asymmetric to a phase or with periods of "clamping" C ⁇ ve equal or not to the different phases as is expressed by the equations below for phase "a".
  • the expressions for the phases "b” and “c” are deduced from the first by a phase shift respectively of ⁇ 2 ⁇ / 3.
  • C + C __ ve ⁇ - can either get a "clamping" symmetrical (special case mentioned above), either a “clamping” asymmetric at different levels (of one phase of the three phase, etc.).
  • a discontinuous vector modulation DSVMMIN is used, which is analogous to the discontinuous modulation DPWMMIN if only the vector V 0 is used instead of applying the vectors V 0 and V 7 to complete the period.
  • the simplest discontinuous SVM technique, named above DSVMMIN, is used as the basic technique to supplement the generalized modulator in terms of load angle ⁇ .
  • EDSVM evolutionary discontinuous vector modulation
  • the first step is to compute the duty cycle for given voltage references (generated by the torque control algorithm) using the DSVMMIN algorithm.
  • the phase current measurements are used (this is a modulation technique with current feedback).
  • the DSVMMIN has been chosen from the other techniques of the DSVM type because for the invention (the inverter is powered by a battery) the zero vector 'V 0 ' generates no common mode voltage unlike the vector 'V 7 'which generates the common mode voltage maximum equal to V DC .
  • FIG. 4 illustrating the method according to the invention, details a preferred embodiment of this step.
  • cyclic ratios with a discontinuous SVM are calculated, and the so-called switching duty cycles d °, dl, d ° of said switches are deduced by performing the following steps:
  • FIG. 6 shows the theoretical reduction of the switching losses (in percentage) of a modulation according to the invention with respect to a standard and continuous SVM modulation, by supplying an inverter with the method according to the invention. It should be noted that for a load angle ⁇ between 90 and 180 °, the curve is symmetrical to the curve drawn.
  • Step d) Determining the switching signals
  • a so-called switching signal is a binary signal for opening or closing (i.e. switching) a switch.
  • the switching signals control the switches of the inverter.
  • the inverter is formed of three branches (or inverter arm) corresponding to the three phases of the inverter. Each inverter arm is formed of two complementary switches. This is why the modulation method according to the invention provides six switching signals, of which three are complementary to three others.
  • the switching signals g a , g b , g c are determined from the target duty cycle d °, d b , d °. Indeed, these switching signals must respect the determined duty cycle, ie the duration of the switching over the modulation period. For example, it is possible to center the switching signal on the modulation period while respecting this duration. The switching signals are then applied to the switches.
  • the invention also relates to a control system for a three-phase inverter comprising a pulse width modulator capable of applying the method as described above.
  • a control system for a three-phase inverter comprising a pulse width modulator capable of applying the method as described above.
  • FIG. 7 A DC power source (or battery) (1) supplies an inverter (2).
  • the inverter (2) converts the DC current into three-phase AC power to power an electric machine (3).
  • the currents of each of the phases of the electric machine (3) are measured. Other physical quantities may also be measured as for example the angular position of the rotor ⁇ ⁇ .
  • These data are used by vector control means (6) of the electric machine (3).
  • These vector control means (6) determine the voltage instructions v * , v b * , v * phase to be applied to said motor to achieve a desired operation.
  • phase voltage setpoints v * , v b * , v * are used by the pulse width modulator (4) to drive the inverter (2).
  • the modulator (4) applies the method as described above. As shown, the modulator is composed of a first part ⁇ ⁇ ⁇ which applies the Concordia transform to the voltage setpoints, and a second part corresponding to the vector modulation.
  • microcontroller-based software calculates PWM modulation signals of high frequency control (up to about 100kHz).
  • This microcontroller is in the digital part of an electronic circuit.
  • the circuit generates an analog electrical signal with a frequency substantially lower than the PWM signal but of a power substantially greater than the previous digital stage.
  • This analog signal can be sinusoidal (50Hz, 220V) in the case of a home current generator from batteries (static converter) but it can take any form, such as that of an audio signal.
  • Pulse width modulation can be viewed simply as an open-loop voltage regulator. On the other hand, equipped with the improvement proposed by the invention, it becomes a closed-loop regulator that requires a measurement of the currents. This is why closed-loop tests are undertaken to validate the invention. All simulations are performed using Matlab / Simulink ® software (Mathworks, USA). The simulated system corresponds to the system shown in FIG. 7, for which the electric machine (3) is a synchronous machine with permanent magnets. The inverter and permanent magnet synchronous machine (MSAP) models are derived from the SimPowerSystems library of the software.
  • MSAP permanent magnet synchronous machine
  • FIG. 8 shows the stator current i a and the duty ratio d a of phase a.
  • FIG. 9 shows the phase current i a as well as the switching signal g a for the inverter arm supplying phase a. It should be noted that the switching state does not change to positive (high) and negative (zero) peaks while adapting to the variable electrical frequency.
  • FIG. 10 shows the torque response of the machine for this torque setpoint of 10 Nm when stopped.
  • the model is then simulated until the speed reaches its equilibrium state.
  • the frequency spectrum of the line voltage 'V ab ' is presented in FIG.
  • the spectrum obtained using a standard and continuous SVM modulation is represented in gray in a discontinuous manner and that obtained by the modulation according to the invention in black in continuous line.
  • the first peak represents the evolution of the fundamental frequency until reaching the equilibrium state at 35 Hz, which corresponds to an equilibrium speed of 1050 rpm for a 4-pole electrical machine. .
  • Gray peaks and black bumps represent the harmonics at the cutoff frequency (modulation frequency) as well as its multiples.
  • Figure 12 is a zoom around f s (10 kHz) and its multiples. It is observed that the amplitude of the harmonic peak for the modulation according to the invention is five times lower compared to the standard continuous modulation for a frequency range of 5 kHz. Thus, a reduction in the amplitude of the harmonics is observed thanks to the method according to the invention.
  • FIGS. 13 and 14 modulation method of standard SVM type.
  • the measurements relate firstly to the current DC and the voltage V DC of the DC power source, and secondly to the current i a and the voltage v a of the phase a. It can be seen that the voltage V DC and the current I DC of the DC power source are not dependent on the modulation method used.
  • the method according to the invention makes it possible to optimize the switching losses and to reduce the amplitudes of the harmonics, but it can also make it possible to regulate the temperatures of the inverter arms if there is a difference greater than a certain specified value.
  • the importance of this process can be interesting in some cases where there is a slight imbalance in the load or when the windings of the machine are short-circuited. For example, inter-loop short circuits can cause an imbalance and cause different switching losses in the inverter phases, which can lead to rapid destruction of the converter. This is why the method according to the invention makes it possible to extend the lifespan of the inverter before the failure is repaired by allocating to the phase concerned an appropriate "clamping" to avoid any destruction of the arm of the corresponding converter.
  • the objective of the method and system according to the invention is the hybridization of the modulation methods while adapting these methods according to the evolution of the output currents which depend on the engine operating speed. Therefore, thanks to the method according to the invention if the regime changes the modulation method self-adapts, the modulation evolves in dynamics. This characteristic reflects the evolutionary nature of the modulation.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

L'invention concerne un procédé de commande d'un onduleur triphasé (2) par modulation de largeur d'impulsion, ledit onduleur triphasé (2) étant disposé entre une source de courant continu (1) et une machine électrique (3). La modulation de largeur d'impulsion est une modulation vectorielle aléatoire discontinue évolutive.

Description

PROCEDE DE COMMANDE D'UN ONDULEUR TRIPHASÉ PAR MODULATION
VECTORIELLE ALÉATOIRE DISCONTINUE EVOLUTIVE
La présente invention concerne le domaine de la commande des onduleurs triphasés, plus particulièrement la modulation de largeur d'impulsion (MLI ou PWM en langue anglaise pour Pulse-Width Modulation).
Les machines électriques utilisent généralement une puissance électrique alternative, notamment triphasée. Lorsque ces machines électriques sont embarquées à bord de véhicules, par exemple automobiles, ferroviaires, aéronautiques ou navals, elles sont alimentées par des sources d'énergie à courant continu biphasé, par exemple une batterie électrique. Pour convertir le courant continu biphasé, en courant alternatif triphasé, il est connu d'utiliser un onduleur. Un exemple d'un tel montage est représenté en figure 1 . Une batterie (1 ) avec deux phases alimente un onduleur (2) triphasé, qui convertit le courant continu biphasé en courant électrique alternatif triphasé. Selon cet exemple, l'onduleur triphasé est constitué de deux condensateurs Cs (pour la stabilité), et de six interrupteurs S1 à S6 commandés, placés respectivement en parallèle d'une diode, l'ouverture et la fermeture de ces interrupteurs assurent la génération d'un courant alternatif. L'onduleur (2) alimente une machine électrique triphasée (3) à laquelle est appliquée une charge (5). Pour former le courant alternatif souhaité pour le moteur électrique (3), la fermeture des interrupteurs S1 à S6 est commandée par un modulateur de largeur d'impulsion (4). Classiquement, pour des raisons de sécurité, les interrupteurs d'une même branche (nommée bras d'onduleur) : S1/S2 ou S3/S4 ou S5/S6 sont commandés de façon complémentaire. Selon l'exemple représenté, le modulateur (4) commande la fermeture des interrupteurs en fonction de mesures de courant et/ou de tension et/ou de position angulaire de la machine électrique.
Les principaux inconvénients des onduleurs commandés en modulation de largeur d'impulsion sont les suivants :
la pollution électromagnétique due aux harmoniques et aux transitoires de commutation peut entraver le fonctionnement de l'ensemble du réseau électronique numérique, notamment utilisé à bord des véhicules modernes, les pertes par commutation représentent un gaspillage de l'énergie électrique, et suscitent également d'autres préoccupations très importantes concernant l'évacuation de cette énergie dissipée sous forme de chaleur dans les commutations de puissance,
les tensions d'arbre "Shaft Voltage" peuvent causer une décharge électrique à travers le lubrifiant utilisé pour les roulements à billes et le stator, appelée courant de roulement "bearing current", et peuvent détériorer voire détruire le moteur, et
le bruit acoustique des convertisseurs de puissance commandés à des fréquences de découpage audibles (jusqu'à 22kHz) peut devenir désagréable. Pour palier ces inconvénients, diverses techniques de modulation de largeur d'impulsion ont été développées, parmi lesquelles les plus courantes sont : les techniques de modulation de largeur d'impulsion aléatoire, les techniques de modulation de largeur d'impulsion discontinue et les techniques de modulation vectorielle.
Les techniques de modulation de largeur d'impulsion aléatoire, nommées également RPWM (de l'anglais Random Pulse-Width Modulation) sont basées sur le fait de rendre aléatoire certains paramètres de la fonction de modulation, comme par exemple la position des impulsions et/ou la fréquence dans le but d'étaler le spectre d'harmonique autour de la fréquence de découpage. Le brevet US 2007/242489 décrit un exemple d'une modulation RPWM. Ainsi, la modulation RPWM permet de réduire les interférences électromagnétiques et de ce fait permet de diminuer les efforts de filtrage. Rendre aléatoire la fréquence du signal de porteuse est la méthode la plus efficace pour effectuer un étalement du spectre harmonique. L'idée est de considérer plusieurs fréquences de porteuse choisies aléatoirement dans le but de diminuer la densité de puissance à la fréquence de découpage. Cette dernière étant dans un même temps distribuée sur les fréquences avoisinantes. Ainsi, le signal modulé est davantage riche en harmoniques mais les amplitudes de celles-ci sont plus faibles et donc moins "polluants". Les rapports cycliques restant constants, la durée pendant laquelle le signal est actif reste inchangée sur une période, ce qui implique que les Volt-Secondes pour une période de modulation sont conservés.
Ce type de modulation de largeur d'impulsion permet donc de résoudre le premier problème répertorié ci-dessus, mais ne répond pas aux autres inconvénients. En outre, la modulation de largeur d'impulsion aléatoire n'est pas adaptée aux commandes des machines électriques à vitesse variable, telles qu'utilisées par exemple à bord de véhicules, dans laquelle la tension désirée varie en fréquence et en amplitude de manière incertaine.
Les techniques de modulation de largeur d'impulsion discontinue, nommées également DPWM (de l'anglais Discontinuous Pulse-Width Modulation) sont des techniques de modulation pour lesquelles on évite de commuter un bras d'onduleur (ou branche de l'onduleur) pendant plus d'une période de découpage (c'est à dire une période de la modulation). Ceci est une technique valable pour les charges avec neutre flottant. Il s'agit de saturer la consigne de tension à la valeur maximale atteignable ("clamping") pour une période donnée pendant laquelle les autres phases peuvent assurer que la valeur moyenne résultante des tensions composées n'est pas affectée. Ces techniques sont utilisées pour diminuer les pertes par commutation. La demande de brevet WO 96/18234 illustre un exemple d'une modulation de largeur d'impulsion discontinue. Une méthode consistant à éviter les commutations pendant la valeur maximale absolue des tensions de phases est fréquemment connue dans la littérature sous le nom de DPWM1 . La figure 2 montre les formes d'onde du signal injecté uO pour un signal de référence sinusoïdal u* et le signal résultant u**. Ceci est une méthode symétrique de clamping. L'expression de la tension qui y
doit être injectée est dans ce cas donnée par : u0 = ^Lsign{vmax ) - vmax avec VDC la tension de la source de courant continu, la tension maximale.
Pour deux autres méthodes, nommées DPWMMIN et DPWMMAX, le "clamping" de tension est réalisé soit pour le minimum de tension soit pour son maximum. Contrairement à la méthode DPWM1 , cette méthode est asymétrique et le "clamping" est effectif pendant seulement une des deux moitiés des cycles. La loi d'injection des harmoniques pour la y
DPWMMIN est donnée par : u0 = -^- - vT!àn avec VDC la tension de la source de courant continu, la tension minimale.
Il existe d'autres méthodes pour réaliser le "clamping" de tension, de tels modulateurs sont appelés modulateurs discontinus généralisés dans lesquels un type générique de signal homopolaire peut être ajouté. L'état de l'art concernant la réduction optimale des pertes par commutation se concentre sur l'injection d'une composante homopolaire aux références de tension en phase avec le courant. Cette méthode fonctionne bien pour des charges statiques avec connaissance de l'an le de charge.
Figure imgf000004_0001
la tension de la source de courant continu, a, b et c désigne les phases, v désigne les consignes de tensions en sortie de l'onduleur, ω correspond à la période du signal et φ au déphasage : {0°,30o,60o,90°}.
Toutes ces méthodes DPWM permettent de réduire les pertes par commutation, mais ne permettent pas de résoudre les autres inconvénients évoqués antérieurement. En outre, ces méthodes ne sont pas adaptées aux commandes des machines électriques à vitesse variable, dans laquelle la tension désirée varie en fréquence et en amplitude de manière incertaine.
Le troisième type de modulation est la modulation vectorielle, nommée SVM (de l'anglais Space Vector Modulation). Cette méthode est adaptée aux commandes des machines électriques à vitesse variable. Il s'agit d'une technique de modulation numérique basée sur une transformation mathématique. Elle consiste à considérer globalement le système triphasé, et à lui appliquer une transformée de Concordia pour se ramener dans un plan (α, β). Le système triphasé de tensions à générer pour la durée d'échantillonnage en cours peut alors être représenté comme un unique vecteur dans ce plan. Ce vecteur n'est pas directement réalisable par les interrupteurs de l'onduleur, mais on peut chercher les trois vecteurs (V0 à V7) les plus proches (situées sur les sommets et au centre de l'hexagone), et les appliquer successivement pendant une fraction adéquate de la période d'échantillonnage, de façon à obtenir en moyenne le vecteur recherché. La figure 3 représente le plan de Concordia, dans lequel sont représentés les vecteurs V0 à V7 utilisés. La commande de chaque bras de l'onduleur est binaire (0 ou 1 ), à chaque vecteur correspond la valeur des commandes des trois bras de l'onduleur. Par exemple le vecteur V1 est défini par 100, ce qui signifie que la commande du premier bras d'onduleur (associé à la première phase) est à l'état 1 , alors que l'état des deux autres bras d'onduleur est à 0. La demande de brevet EP 0782875 décrit un exemple de modulation vectorielle de largeur d'impulsion.
Ce type de modulation permet de piloter les onduleurs de machines électriques à vitesse variable. Toutefois, elle ne résout pas les problèmes soulevés précédemment, notamment la pollution électromagnétique due aux harmoniques et les pertes par commutation.
L'invention concerne donc un procédé de commande d'un onduleur par modulation vectorielle aléatoire discontinue évolutive. Cette modulation est adaptée à la commande d'onduleurs pour machines électrique à vitesse variable et permet de réduire les pollutions liées aux harmoniques et les pertes par commutation.
Le procédé selon l'invention
L'invention concerne un procédé de commande d'un onduleur triphasé par modulation de largeur d'impulsion, ledit onduleur triphasé étant disposé entre une source de courant continu et une machine électrique. La modulation de largeur d'impulsion est une modulation vectorielle aléatoire discontinue évolutive.
Selon l'invention, la modulation vectorielle aléatoire discontinue évolutive comporte les étapes suivantes :
• on acquiert une consigne de tension v* , vb * , v* pour chaque phase dudit onduleur ;
• on génère aléatoirement une période de modulation TPWM ; • on transforme dans le repère de Concordia les consignes de tension va , vb , vc ; et
• on sature les consignes de tension v* , vb * , v* pour éviter de commuter une partie dudit onduleur pendant plus d'une période de découpage, la saturation étant redéfinie pour chaque période de modulation TPWM .
Selon un mode de réalisation de l'invention, on réalise les étapes suivantes pour chaque période de modulation de largeur d'impulsion :
a) on acquiert une consigne de tension v* , vb * , v* et une mesure de courant îa , îb , îc pour chaque phase dudit onduleur ;
b) on génère aléatoirement une période de modulation TPWM ;
c) on calcule des rapports cycliques cibles de commutation d° , db , d° des interrupteurs constituant ledit onduleur, en fonction des consignes de tension v* , vb * , v* et des mesures de courant îa , îb , îc , lesdits rapports cycliques de commutation permettant d'atteindre lesdites consignes de tension v* , vb * , v* , et étant calculés pour ladite période de modulation TPWM de manière à saturer les consignes de tension v* , vb * , v* aux valeurs de tensions maximales atteignables par chaque phase ; et
d) on détermine des signaux de commutation ga , gb , gc desdits interrupteurs dudit onduleur à partir des rapports cycliques cibles d° , db , d° .
Avantageusement, on calcule les rapports cycliques d° , db , d° de commutation au moyen d'une modulation vectorielle discontinue.
De préférence, les rapports cycliques de commutation sont déterminés par le calcul de durées d'activation de vecteurs de ladite modulation vectorielle, lesdits vecteurs devant être appliqués pour atteindre les consignes de tension v* , vb * , v* de chaque phase dudit onduleur, cette durée d'activation étant fonction de la période de modulation TPWM .
De manière avantageuse, on détermine les rapports cycliques de commutation d° , db , d° desdits interrupteurs en réalisant les étapes suivantes :
i) on calcule par modulation vectorielle des rapports cycliques da , db , dc ;
ii) on détermine la phase k pour laquelle la valeur absolue de consigne de tension est maximale et la phase j pour laquelle la valeur absolue de courant est maximale ; et iii) on détermine des rapports cycliques cibles da , db , dc :
(1 ) si j=k, on détermine les rapports cycliques cibles d° , dl , d° au moyen des étapes suivantes :
(a) on détermine le rapport cyclique de la phase j en fonction du signe de la l + lx siene(vt )
consigne de tension de la phase k : d■ = — ;
(b) on en déduit un écart Ad : Ad = d° - dj ;
(c) pour chaque phase on calcule un nouveau rapport cyclique en fonction de l'écart et des rapports cycliques calculés à l'étape c) : d° = dx + Ad avec x correspondant aux phases a, b ou c ;
(2) sinon, les rapports cycliques cibles d° , d° , d° sont ceux calculés à l'étape c)
Figure imgf000007_0001
En outre, un déclencheur peut être généré à la fin de chaque période de modulation aléatoire pour l'acquisition des nouvelles valeurs de consignes de tension et de mesures de courants.
Préférentiellement, on génère les impulsions en utilisant un compteur ajustable, flexible en largeur et en amplitude.
Selon un mode de réalisation de l'invention, ledit onduleur triphasé alimente une machine électrique triphasée, dont la consigne de tension v* , vb * , v* de chaque phase est déterminée par une commande vectorielle de ladite machine électrique.
L'invention concerne également un système de commande d'un onduleur triphasé, comportant un modulateur de largeur d'impulsion. Le modulateur de largeur d'impulsion est apte à appliquer le procédé tel que décrit précédemment.
En outre, l'invention concerne un système électrique embarqué à bord d'un véhicule, notamment automobile, comportant une source de courant continu, un onduleur triphasé, une machine électrique triphasée. Le système électrique comporte en outre un système de commande pour onduleur triphasé tel que défini ci-dessus, pour commander ledit onduleur triphasé. Présentation succincte des figures
D'autres caractéristiques et avantages du procédé selon l'invention, apparaîtront à la lecture de la description ci-après d'exemples non limitatifs de réalisations, en se référant aux figures annexées et décrites ci-après.
La figure 1 , déjà décrite, illustre un montage avec un onduleur triphasé.
La figure 2, déjà décrite, représente le principe du DPWM1 .
La figure 3, déjà décrite, illustre la modulation SVM.
La figure 4 illustre un algorithme du procédé selon l'invention.
La figure 5 représente la génération d'impulsion aléatoire et le rôle du déclencheur pour le procédé selon l'invention.
La figure 6 est une courbe illustrant la réduction théorique des pertes par commutation par le procédé selon l'invention.
La figure 7 représente le système selon l'invention simulé.
Les figures 8 et 9 illustrent différents signaux pour une phase du système selon l'invention.
La figure 10 représente la réponse en couple de la machine pour une consigne de couple passant de 10 N.m à l'arrêt.
Les figures 1 1 et 12 sont des courbes illustrant les spectres de fréquence entre une modulation vectorielle standard et continue de l'art antérieur et le procédé selon l'invention.
La figure 13 représente les courbes de différents signaux pour le système selon l'invention.
La figure 14 représente les mêmes courbes pour un système SVM standard.
La figure 15 illustre le "clamping" de phase des trois phases de l'onduleur.
Description détaillée de l'invention
Notations
Au cours de la description, les notations suivantes seront utilisées :
• a, b, c : phases de l'onduleur et de la machine électrique.
• TPWM : période de modulation (en s).
• VDC : tension aux bornes de la source de courant continu (en V),
• lDC : courant délivré par la source de courant continu (en A),
• vx : tension de la phase x, avec x=a ou b ou c (en V), avec : o vx : consigne de tension de la phase x : il s'agit de la tension devant être appliquée à la machine électrique pour faire fonctionner la machine électrique selon un comportement souhaité. Préférentiellement, cette consigne est déterminée par une commande vectorielle de la machine électrique.
• ix : courant de la phase x, avec x=a ou b ou c (en A), avec : o îx : mesure du courant de la phase x.
• dx : rapport cyclique du bras d'onduleur de la phase x, avec x=a ou b ou c (en
%), cette valeur correspond au temps de commutation calculé des interrupteurs du bras d'onduleur de la phase x sur la période de modulation, avec :
o dx : rapport cyclique cible appliqué au bras d'onduleur de la phase x, selon l'invention, il diffère du rapport cyclique calculé (sans exposant le signe d correspond au rapport cyclique calculé) par le fait qu'il s'adapte en fonction du courant mesuré et des consignes de tension, o Ad : écart entre le rapport cyclique calculé et celui appliqué au bras onduleur.
• gx : signal de commutation du bras d'onduleur de la phase x, avec x=a ou b ou c, il s'agit d'un signal binaire, qui commande directement l'ouverture et la fermeture des interrupteurs de l'onduleur.
• V0 à V7 : vecteurs utilisés par la modulation vectorielle, ils sont répertoriés en figure 3.
• Cx : durée de "clamping" de la phase x, x=a ou b ou c (en s), et les indices +ve et
-ve précise l'alternance positive et l'alternance négative de le la tension désirée.
• φ : angle de charge (en rad), il s'agit du déphasage entre la tension et le courant. L'invention concerne un procédé de commande d'un onduleur par une modulation de largeur d'impulsion qui est une modulation vectorielle aléatoire discontinue évolutive.
On rappelle qu'une modulation est dite aléatoire lorsqu'au moins un des paramètres de la fonction de modulation (position, période/fréquence...) est aléatoire.
Une modulation est vectorielle lorsque les signaux sont traités dans un repère à deux dimensions (repère de Concordia), les tensions à générer sont représentés comme un unique vecteur dans ce repère.
Une modulation est dite discontinue lorsqu'elle sature une consigne de tension pour une période donnée pour éviter de commuter un bras d'onduleur pendant plus d'une période de découpage (période de modulation). Une modulation discontinue est dite évolutive lorsque la saturation de la consigne de tension évolue au cours du temps. Par exemple, la saturation peut être redéfinie à chaque période du fondamental (on rappelle que le fondamental correspond à l'harmonique de rang un dans une analyse spectrale, dite de Fourier, d'un signal). La fonction de modulation peut être différente d'un cycle fondamental à l'autre.
Selon un mode de réalisation préférentiel de l'invention, pour ce procédé on réalise les étapes suivantes pour chaque période de modulation :
a) acquisition de données relatives à chaque phase,
b) génération aléatoire d'une période de modulation,
c) calcul des rapports cycliques de commutation,
d) détermination des signaux de commutation.
Ce mode de réalisation est illustré en figure 4). Sur cette figure, l'étape d) est décomposée en étapes intermédiaires correspondant à une variante de réalisation qui va être détaillée ultérieurement.
Ces étapes sont répétées pour chaque nouvelle période de modulation. En effet, ainsi, toutes les informations sont mises à jour à chaque période de modulation : la durée de la période de modulation, les données relatives à chaque phase ainsi que les saturations sont calculées de manière itérative.
Étape a) acquisition de données
Lors de cette étape on acquiert les consignes de tension v* , vb * , v* de chaque phase de l'onduleur ainsi que les mesures de courant îa , îb , îc de chacune de ces phases.
En ce qui concerne les consignes de tension v* , vb * , v* ; il s'agit de consignes de tension déterminées pour atteindre un fonctionnement souhaité de la machine électrique. Classiquement, si la machine électrique (3) est une machine synchrone à aimants permanents, ces consignes sont obtenues par la commande vectorielle de la machine électrique (3). Toutefois, ces consignes peuvent être déterminées par tout autre moyen.
Quant aux mesures de courant îa , îb , îc , elles peuvent être utilisées à la fois par le procédé selon l'invention et par la commande vectorielle de la machine électrique.
Étape b) génération de la période de modulation
Selon l'invention, on génère aléatoirement une période de modulation, cette étape donne donc le caractère aléatoire de la modulation, qui permet de réduire l'amplitude des harmoniques, et par conséquent les interférences électromagnétiques. La génération des impulsions est réalisée par l'utilisation d'un compteur ajustable qui compte jusqu'à un nombre défini pour une période donnée, c'est-à-dire qu'il est flexible en largeur et en amplitude. La figure 5a) présente le rapport cyclique d généré (cf. étapes b et c) et le compteur (signe de référence 7) précédemment cité qui s'adapte à la fréquence de modulation aléatoire. Les signaux de commutation g sont centrés autour de la période de modulation (cf. étape d).
Les valeurs de référence (consignes de tension) sont mises à jour après chaque période de MLI (modulation de largeur d'impulsion) qui est calculée à l'aide des mesures de tensions et courants de l'onduleur. Comme la période de MLI n'est plus constante, les régulateurs ne peuvent pas être périodiques, ce qui signifie que l'acquisition a besoin d'être faite de manière à exécuter la modulation avec les dernières valeurs. Pour surmonter ces problèmes, un sur-échantillonnage est entrepris et un déclencheur est généré à la fin de chaque période de modulation aléatoire. Cela déclenche l'acquisition de la dernière valeur mesurée qui est utilisée par le système de contrôle pour générer les nouvelles consignes de tension et par la suite le calcul des signaux de commutation en référence à la nouvelle période générée aléatoirement. La figure 5b) montre la génération des impulsions de déclenchement à la fin de chaque période. Sur cette figure, le signe de référence 7 représente le signal du compteur utilisé, alors que le signe de référence 8 représente le signal de déclenchement utilisé par l'invention.
Étape c) calcul des rapports cycliques de commutation
Pour chaque phase on calcule le rapport cyclique d de commutation. Il s'agit du rapport cyclique qui permet de commander l'onduleur pour atteindre les consignes de tensions v* , vb * , v* . Cela correspond pour chaque phase au rapport du temps pendant lequel les interrupteurs de l'onduleur sont commutés sur la période de modulation.
Selon l'invention, on utilise une modulation vectorielle (SVM) pour calculer ces rapports cycliques. L'utilisation d'une modulation vectorielle est adaptée à la commande à vitesse variable de la machine électrique. Le rapport cyclique d de commutation correspond alors à la durée d'application de chaque vecteur.
Selon l'invention, on sature les consignes de tension aux valeurs maximales atteignables par chaque phase. Avantageusement, on utilise une modulation discontinue pour atteindre cet objectif. Dans le but de minimiser les pertes par commutation, une analyse des régions admissibles et des limites de bande pour le "clamping" de phase doit être parfaitement connu. Un système triphasé équilibré est défini par :
Figure imgf000012_0001
On utilise une méthode générique qui utilise au mieux le degré de liberté pour le "clamping" de phase. Cette méthode dépendant de la caractéristique de charge, elle peut mener à différents types de stratégies de "clamping", par exemple symétriques ou asymétriques pour une phase ou avec des durées de "clamping" Ca ±ve égales ou non pour différentes phases comme cela est exprimé par les équations ci-dessous pour la phase "a". Les expressions pour les phases "b" et "c" sont déduites de la première par un déphasage respectivement de ± 2π/3.
Figure imgf000012_0002
avec les conditions suivantes :
C C et C
3 3
π
Normalement, Ca_+ve = C =— pour un "clamping" symétrique pour une phase. On retrouve également une symétrie sur le système complet au niveau des trois phases. et avec les nouvelles conditions C C et
3
4π
C + Ca__ve≤— on peut soit obtenir un "clamping" symétrique (cas particulier précédemment évoqué), soit un "clamping" asymétrique à différent niveau (sur une phase, sur les trois phase, etc.).
L'équation précédente présente sur une période complète du fondamental les conditions aux limites pour une phase.
La durée maximale de "clamping" pour un système triphasé est Ctotal = 2π . Ainsi, la fréquence de découpage (fréquence de modulation) effective peut être réduite de deux tiers.
Selon l'invention, on utilise une modulation vectorielle discontinue DSVMMIN, qui est analogue à la modulation discontinue DPWMMIN si on n'utilise que le vecteur V0 au lieu d'appliquer les vecteurs V0 et V7 pour compléter la période. On utilise la technique de SVM discontinue la plus simple, nommée plus haut DSVMMIN, comme technique de base pour compléter le modulateur généralisé en terme d'angle de charge φ.
Une modulation vectorielle discontinue évolutive (nommée EDSVM) est très simple et n'ajoute pas de contraintes supplémentaires sur le processeur. La première étape consiste au calcul des rapports cycliques pour des références de tensions données (générées par l'algorithme de contrôle du couple) en utilisant l'algorithme de DSVMMIN. Pour "clamper" le bras d'onduleur de manière optimale, on utilise les mesures des courants de phase (cela en fait une technique de modulation avec retour d'état des courants). Avantageusement, la DSVMMIN a été choisie parmi les autres techniques de type DSVM car pour l'invention (l'onduleur est alimenté par une batterie) le vecteur zéro 'V0' ne génère aucune tension de mode commun à la différence du vecteur 'V7' qui génère le maximum de tension de mode commun égal à VDC .
D'autres modulations discontinues peuvent être toutefois utilisées pour le procédé selon l'invention.
La figure 4) illustrant le procédé selon l'invention, détaille un mode de réalisation préférentiel de cette étape. Selon ce mode de réalisation, on calcule des rapports cycliques avec une SVM discontinue, puis on déduit les rapports cycliques de commutation dits cibles d° , dl , d° desdits interrupteurs, en réalisant les étapes suivantes :
i) on détermine la phase k pour laquelle la valeur absolue de consigne de tension est maximale et la phase j pour laquelle la valeur absolue de courant est maximale ;
ii) on déduit les rapports cycliques cibles d° , dl , dl :
(1 ) si j=k, on détermine les rapports cycliques cibles dl , dl , d au moyen des étapes suivantes :
(a) on détermine le rapport cyclique de la phase j en fonction du signe de la
, , , , , n l + lx siene(vt ) ,
consigne de tension de la phase k : d) = — LJL l , le terme signe correspond à la fonction mathématique qui détermine le signe de la valeur considérée ;
(b) on en déduit un écart Ad : Ad = d° - dj ;
(c) pour chaque phase, on calcule un nouveau rapport cyclique en fonction de l'écart et des rapports cycliques calculés à l'étape c) : <i° = dx + Ad avec x correspondant aux phases a, b ou c ; (2) sinon, les rapports cycliques cibles da , db , dc sont ceux calculés à l'étape c)
: d° = da , db = db , dc° = dc .
Les conditions des étapes (1 ) et (2) sont représentées sur la figure 4 comme un test logique : "j=k ?", si la réponse est affirmative (Y) alors on effectue les étapes détaillées en dessous, le calcul est différent si la réponse est négative (N).
Ces opérations (1 ) et (2) permettent d'assurer l'évolutivité de la saturation, en termes de pertes par conduction et facultativement en termes de la température des interrupteurs. Ainsi, la technique de modulation évolue dans le temps.
La figure 6 présente la réduction théorique des pertes par commutation (en pourcentage) d'une modulation selon l'invention par rapport à une modulation SVM standard et continue, en alimentant un onduleur avec le procédé selon l'invention. Il est à noter que pour un angle de charge φ compris entre 90 et 180 °, la courbe est symétrique à la courbe tracée.
Étape d) détermination des signaux de commutation
On appelle signal de commutation, un signal binaire permettant l'ouverture ou la fermeture (c'est à dire la commutation) d'un interrupteur. Selon l'invention, les signaux de commutation commandent les interrupteurs de l'onduleur. Classiquement (cf. figure 1 ), l'onduleur est formée de trois branches (ou bras d'onduleur) correspondant aux trois phases de l'onduleur. Chaque bras d'onduleur est formé de deux interrupteurs complémentaires. C'est pourquoi le procédé de modulation selon l'invention fournit six signaux de commutation, parmi lesquels trois sont complémentaires de trois autres.
On détermine les signaux de commutation ga , gb , gc à partir des rapports cycliques cibles d° , db , d° . En effet, ces signaux de commutation doivent respecter le rapport cyclique déterminé, c'est à dire la durée de la commutation sur la période de modulation. Par exemple, on peut centrer le signal de commutation sur la période de modulation en respectant cette durée. Les signaux de commutation sont ensuite appliqués aux interrupteurs.
L'invention concerne également un système de commande pour un onduleur triphasé comportant un modulateur de largeur d'impulsion apte à appliquer le procédé tel que décrit précédemment. Un tel système est exemplifié en figure 7. Une source de courant continu (ou batterie) (1 ) alimente un onduleur (2). L'onduleur (2) convertit le courant continu en courant alternatif triphasé pour alimenter une machine électrique (3). Les courants de chacune des phases de la machine électrique (3) sont mesurés. D'autres grandeurs physiques peuvent être également mesurées comme par exemple la position angulaire du rotor θτ . Ces données sont utilisées par des moyens de commande vectorielle (6) de la machine électrique (3). Ces moyens de commande vectorielle (6) déterminent les consignes de tension v* , vb * , v* de phase à appliquer audit moteur pour atteindre un fonctionnement souhaité. Ces consignes de tension de phase v* , vb * , v* sont utilisés par le modulateur (4) de largeur d'impulsion pour piloter l'onduleur (2). Le modulateur (4) applique le procédé tel que décrit précédemment. Tel que représenté, le modulateur est composé d'une première partie ΑΒΟ\αβ qui applique la transformée de Concordia aux consignes de tension, et d'une deuxième partie correspondant à la modulation vectorielle.
Classiquement, un logiciel tournant sur microcontrôleur calcule des signaux de modulation MLI de commande à haute fréquence (jusqu'à environ 100kHz).
Ce microcontrôleur se trouve dans la partie numérique d'un circuit électronique. Ainsi commandé, le circuit génère un signal électrique analogique de fréquence nettement inférieure au signal MLI mais d'une puissance nettement supérieure à l'étage numérique précédent. Ce signal analogique peut être sinusoïdal (50Hz, 220V) dans le cas d'un générateur de courant domestique à partir de batteries (convertisseur statique) mais il peut prendre n'importe quelle forme, comme par exemple celle d'un signal audio.
Ce système trouve une application dans le domaine des véhicules, plus particulièrement pour les véhicules automobiles. Toutefois, la solution proposée est aussi parfaitement adaptable à tout type de systèmes embarqués et donc aux domaines d'activités tels que le ferroviaire, l'aéronautique et le naval.
Résultats expérimentaux :
La modulation de largeur d'impulsion (MLI) peut être vue de manière simple comme un régulateur de tension en boucle ouverte. En revanche, munie de l'amélioration proposée par l'invention, elle devient un régulateur en boucle fermée qui requiert une mesure des courants. C'est pourquoi des tests en boucle fermée sont entrepris pour valider l'invention. Toutes les simulations sont réalisées à l'aide du logiciel Matlab/Simulink ® (Mathworks, USA). Le système simulé correspond au système représenté en figure 7, pour lequel la machine électrique (3) est une machine synchrone à aimants permanents. Les modèles de l'onduleur et de la machine synchrone à aimants permanents (MSAP) sont tirés de la bibliothèque SimPowerSystems du logiciel. Pour tester cette modulation une chaîne à base MSAP est simulée en utilisant un contrôle vectoriel de type FOC (de l'anglais "Field Oriented Control" pouvant être traduit par commande de champ orienté) qui permet de contrôler le couple de la machine électrique. La figure 8 présente le courant statorique ia et le rapport cyclique da de commutation de la phase a. Sur cette figure, on peut observer l'évolution de la fonction de commande pour réduire les pertes par commutation. La figure 9 montre le courant de phase ia ainsi que le signal de commutation ga pour le bras onduleur alimentant la phase a. Il est à noter que l'état de commutation ne change pas aux pics positif (état haut) et négatif (état zéro) tout en s'adaptant à la fréquence électrique variable.
Pour ces simulations, on applique une consigne de couple à la machine électrique, la figure 10 présente la réponse en couple de la machine pour cette consigne de couple de 10 Nm à l'arrêt. Le modèle est alors simulé jusqu'à atteinte de la vitesse à son état d'équilibre.
Le spectre fréquentiel de la tension de ligne 'Vab' est présenté en figure 1 1 . Le spectre obtenu à l'aide d'une modulation SVM standard et continue est représenté en gris de manière discontinue et celui obtenu par la modulation selon l'invention en noire en trait continu. Le premier pic représente l'évolution de la fréquence du fondamental jusqu'à l'atteinte de l'état d'équilibre à 35 Hz, ce qui correspond à une vitesse d'équilibre de 1050 trs/min pour une machine électrique à 4 pôles.
Les pics gris et les bosses noires représentent les harmoniques à la fréquence de découpage (fréquence de modulation) ainsi qu'à ses multiples. La figure 12 est un zoom autour de fs (10 kHz) et ses multiples. On observe que l'amplitude du pic d'harmonique pour la modulation selon l'invention est cinq fois plus faible par rapport à la modulation standard continue pour une gamme de fréquence de 5 kHz. On observe donc bien une réduction de l'amplitude des harmoniques grâce au procédé selon l'invention.
Ensuite, des mesures expérimentales permettent de montrer l'intérêt de l'invention et de la comparer avec une modulation vectorielle standard et continue. Pour cela, la modulation a été appliquée et les résultats en boucle ouverte (observés sur un oscilloscope) sont présentés sur les figures 13 (procédé de modulation selon l'invention) et 14 (procédé de modulation de type SVM standard). Les mesures portent d'une part sur le courant lDC et la tension VDC de la source de courant continue, et d'autre part sur le courant ia et la tension va de la phase a. On constate que la tension VDC et le courant IDC de la source de courant continu ne sont pas dépendants du procédé de modulation utilisé. Ces deux figures permettent également de montrer qu'on obtient grâce à l'invention un courant de phase ia similaire à celui généré par la modulation SVM standard, alors que la tension de phase va est modifiée par le procédé selon l'invention ; il s'agit ici l'effet du "clamping" de phase. Les pertes globales sont calculées en mesurant la puissance fournie par le bus continu et en la comparant à la puissance disponible aux bras d'onduleur pour les techniques de modulations standard et proposée. Les résultats expérimentaux montrent une diminution des pertes de 7,18% à 5,69% qui peut être traduite par une réduction globale de 20,75%. Cependant, il est pratiquement impossible de comparer précisément les seules pertes par commutation pour des transitoires rapides de commutation (dv/dt ~ 300M v/s). Il est par conséquent possible de réduire ces pertes sans l'aide de matériel supplémentaire mais uniquement avec des techniques peu chères et simples à mettre en œuvre (tableau 1 ).
Tableau 1 Résultats des expérimentations
Figure imgf000017_0001
Le procédé selon l'invention permet d'optimiser les pertes par commutation et de réduire les amplitudes des harmoniques mais il peut permettre également de réguler les températures des bras d'onduleur s'il y a une différence supérieure à une certaine valeur spécifiée. L'importance de ce procédé peut s'avérer intéressante dans certains cas où il existe un léger déséquilibre dans la charge ou lorsque les enroulements de la machine sont court-circuités. Par exemple, les court-circuits inter spires peuvent causer un déséquilibre et engendrer des pertes par commutation différentes dans les phases de l'onduleur, ce qui peut mener à une destruction rapide du convertisseur. C'est pourquoi le procédé selon l'invention permet d'étendre la durée de vie de l'onduleur avant que la défaillance ne soit réparée en allouant à la phase concernée un "clamping" approprié pour éviter toute destruction du bras du convertisseur correspondant. Un cas exagéré est observable en figure 15. Nous pouvons noter que toutes les phases ont des durées de "clamping" différentes, la phase 'a' étant la phase plus sollicitée et la phase 'c' celle qui est la moins sollicitée. En effet, les températures des bras d'onduleur peuvent être régulées en alimentant le bras le plus chaud avec le moins de commutations.
L'objectif du procédé et du système selon l'invention est l'hybridation des méthodes de modulation tout en adaptant ces méthodes en fonction de l'évolution des courants de sortie qui dépendent du régime de fonctionnement moteur. Par conséquent, grâce au procédé selon l'invention si le régime change la méthode de modulation s'auto-adapte, la modulation évolue donc en dynamique. Cette caractéristique traduit le caractère évolutif de la modulation.

Claims

Revendications 1 ) Procédé de commande d'un onduleur triphasé (2) par modulation de largeur d'impulsion, ledit onduleur triphasé (2) étant disposé entre une source de courant continu (1 ) et une machine électrique (3), caractérisé en ce que la modulation de largeur d'impulsion est une modulation vectorielle aléatoire discontinue évolutive et en ce qu'on réalise les étapes suivantes pour chaque période de modulation de largeur d'impulsion : a) on acquiert une consigne de tension v* , vb* , v* et une mesure de courant îa , îb , îc pour chaque phase dudit onduleur ; b) on génère aléatoirement une période de modulation TPWM ; c) on calcule des rapports cycliques cibles de commutation d° , db , d° des interrupteurs constituant ledit onduleur (2), en fonction des consignes de tension v* , vb* , v* et des mesures de courant îa , îb , îc , lesdits rapports cycliques de commutation permettant d'atteindre lesdites consignes de tension v* , vb* , v* , et étant calculés pour ladite période de modulation TPWM de manière à saturer les consignes de tension v* , vb* , v* aux valeurs de tensions maximales atteignables par chaque phase ; et d) on détermine des signaux de commutation ga , gb , gc desdits interrupteurs dudit onduleur (2) à partir des rapports cycliques cibles d° , db , d° . 2) Procédé selon la revendication 1 , dans lequel on calcule les rapports cycliques d° , db , d° de commutation au moyen d'une modulation vectorielle discontinue. 3) Procédé selon la revendication 2, dans lequel les rapports cycliques de commutation sont déterminés par le calcul de durées d'activation de vecteurs de ladite modulation vectorielle, lesdits vecteurs devant être appliqués pour atteindre les consignes de tension va* > Vl ' vc* de chaque phase dudit onduleur (2), cette durée d'activation étant fonction de la période de modulation TPWM . 4) Procédé selon l'une des revendication précédentes, dans lequel on détermine les rapports cycliques de commutation d° , db , d° desdits interrupteurs en réalisant les étapes suivantes : i) on calcule par modulation vectorielle des rapports cycliques da , db , dc ; ii) on détermine la phase k pour laquelle la valeur absolue de consigne de tension est maximale et la phase j pour laquelle la valeur absolue de courant est maximale ; et iii) on détermine des rapports cycliques cibles d° , dl , d° :
(1 ) si j=k, on détermine les rapports cycliques cibles d° , dl , dl au moyen des étapes suivantes :
(a) on détermine le rapport cyclique de la phase j en fonction du signe de la l + lx siene(vt )
consigne de tension de la phase k : d■ = — LJLjl ;
(b) on en déduit un écart Ad : Ad = d° - dj ;
(c) pour chaque phase on calcule un nouveau rapport cyclique en fonction de l'écart et des rapports cycliques calculés à l'étape c) : dx° = dx + Ad avec x correspondant aux phases a, b ou c ;
(2) sinon, les rapports cycliques cibles d° , dl , d sont ceux calculés à l'étape c)
5) Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel un déclencheur (8) est généré à la fin de chaque période de modulation aléatoire pour l'acquisition des nouvelles valeurs de consignes de tension et de mesures de courants.
6) Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel on génère les impulsions en utilisant un compteur ajustable (7), flexible en largeur et en amplitude.
7) Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel ledit onduleur triphasé
(2) alimente une machine électrique triphasée (3), dont la consigne de tension v* , vb * , v* de chaque phase est déterminée par une commande vectorielle (6) de ladite machine électrique (3).
8) Système de commande d'un onduleur triphasé, comportant un modulateur de largeur d'impulsion (4), caractérisé en ce que ledit modulateur de largeur d'impulsion est apte à appliquer le procédé selon l'une des revendications précédentes. 9) Système électrique embarqué à bord d'un véhicule, notamment automobile, comportant une source de courant continu (1 ), un onduleur triphasé (2), une machine électrique triphasée (3), caractérisé en ce qu'il comporte en outre un système de commande pour onduleur triphasé (4) selon la revendication 10, pour commander ledit onduleur triphasé.
PCT/FR2013/051209 2012-06-08 2013-05-30 Procede de commande d'un onduleur triphasé par modulation vectorielle aléatoire discontinue evolutive WO2013182781A1 (fr)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR1201659 2012-06-08
FR1201659A FR2991836B1 (fr) 2012-06-08 2012-06-08 Procede de commande d'un onduleur triphase par modulation vectorielle aleatoire discontinue evolutive

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2013182781A1 true WO2013182781A1 (fr) 2013-12-12

Family

ID=46889112

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/FR2013/051209 WO2013182781A1 (fr) 2012-06-08 2013-05-30 Procede de commande d'un onduleur triphasé par modulation vectorielle aléatoire discontinue evolutive

Country Status (2)

Country Link
FR (1) FR2991836B1 (fr)
WO (1) WO2013182781A1 (fr)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107834889A (zh) * 2017-11-08 2018-03-23 江南大学 一种随机三维空间矢量脉宽调制方法及控制系统
CN109672379A (zh) * 2017-08-31 2019-04-23 中车株洲电力机车研究所有限公司 一种轨道交通电机控制系统以及控制方法
CN114421837A (zh) * 2021-08-31 2022-04-29 宁波诺丁汉大学 一种功率因数自适应的不连续脉宽调制算法
CN114421832A (zh) * 2020-10-12 2022-04-29 茂达电子股份有限公司 降低电磁干扰的电路

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1996018234A1 (fr) 1994-12-08 1996-06-13 Pwm Drives Ltd. Formes d'ondes modulatrices par modulation de largeur d'impulsion pour circuit d'inversion/conversion
EP0782875A1 (fr) 1996-01-05 1997-07-09 Ballon-Müller AG Dispositif pour la fermeture d'un ballon
US20070242489A1 (en) 2006-04-13 2007-10-18 Tatung Company Method of designing an RPWM inverter with unwanted harmonic elimination

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1996018234A1 (fr) 1994-12-08 1996-06-13 Pwm Drives Ltd. Formes d'ondes modulatrices par modulation de largeur d'impulsion pour circuit d'inversion/conversion
EP0782875A1 (fr) 1996-01-05 1997-07-09 Ballon-Müller AG Dispositif pour la fermeture d'un ballon
US20070242489A1 (en) 2006-04-13 2007-10-18 Tatung Company Method of designing an RPWM inverter with unwanted harmonic elimination

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
HAMID KHAN ET AL: "Evolutive discontinuous SVM for variable speed electric drive", POWER ELECTRONICS AND APPLICATIONS (EPE 2011), PROCEEDINGS OF THE 2011-14TH EUROPEAN CONFERENCE ON, 15 September 2011 (2011-09-15), pages 1 - 7, XP055054076, ISBN: 978-1-61284-167-0 *
HAMID KHAN ET AL: "Random discontinuous space vector modulation for variable speed drives", 2012 IEEE INTERNATIONAL CONFERENCE ON INDUSTRIAL TECHNOLOGY, 1 March 2012 (2012-03-01), pages 985 - 990, XP055054074, ISBN: 978-1-46-730341-5, DOI: 10.1109/ICIT.2012.6210067 *
KHAN H ET AL: "Random space vector modulation for electric drives: A digital approach", POWER ELECTRONICS AND MOTION CONTROL CONFERENCE (EPE/PEMC), 2010 14TH INTERNATIONAL, IEEE, PISCATAWAY, NJ, USA, 6 September 2010 (2010-09-06), pages T8 - 20, XP031778357, ISBN: 978-1-4244-7856-9 *

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109672379A (zh) * 2017-08-31 2019-04-23 中车株洲电力机车研究所有限公司 一种轨道交通电机控制系统以及控制方法
CN109672379B (zh) * 2017-08-31 2021-02-26 中车株洲电力机车研究所有限公司 一种轨道交通电机控制系统以及控制方法
CN107834889A (zh) * 2017-11-08 2018-03-23 江南大学 一种随机三维空间矢量脉宽调制方法及控制系统
CN107834889B (zh) * 2017-11-08 2019-08-02 江南大学 一种随机三维空间矢量脉宽调制方法及控制系统
CN114421832A (zh) * 2020-10-12 2022-04-29 茂达电子股份有限公司 降低电磁干扰的电路
CN114421832B (zh) * 2020-10-12 2023-10-20 茂达电子股份有限公司 降低电磁干扰的电路
CN114421837A (zh) * 2021-08-31 2022-04-29 宁波诺丁汉大学 一种功率因数自适应的不连续脉宽调制算法
CN114421837B (zh) * 2021-08-31 2023-12-22 宁波诺丁汉大学 一种功率因数自适应的不连续脉宽调制算法

Also Published As

Publication number Publication date
FR2991836B1 (fr) 2016-08-19
FR2991836A1 (fr) 2013-12-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP1632019B1 (fr) Circuit de commande a modulation en largeur d&#39;impulsions pour machine electrique multi mode et machine electrique multi mode equipee d&#39;un tel circuit de commande
EP2864150B1 (fr) Procédé de contrôle de charge d&#39;une batterie d&#39;un véhicule électrique dans un système de charge sans contact
EP2408087B1 (fr) Procédé de commande de commutateurs de bras de commutation, notamment pour la charge de moyens d&#39;accumulation, et dispositif de charge correspondant
EP2684289A2 (fr) Procede de commande mis en oeuvre dans un convertisseur de puissance pour identifier des parametres lies a la saturation magnetique d&#39;un moteur electrique
WO2013182781A1 (fr) Procede de commande d&#39;un onduleur triphasé par modulation vectorielle aléatoire discontinue evolutive
EP2613432A1 (fr) Compensateur d&#39;énergie réactive et procédé d&#39;équilibrage de tensions de demi-bus associé
FR2999038A1 (fr) Installation de commande et procede pour determiner l&#39;angle du rotor d&#39;une machine synchrone
EP3520210B1 (fr) Procede de commande d&#39;un redresseur triphase pour un dispositif de charge embarque sur un vehicule electrique ou hybride
EP3539204B1 (fr) Procédé de commande d&#39;un redresseur triphasé pour un dispositif de charge embarqué sur un véhicule électrique ou hybride
FR3038796A1 (fr) Systeme de generation d&#39;energie a traitement ameliore des impacts a charge, des delestages et des harmoniques
EP2846454B1 (fr) Procédé de commande mis en oeuvre dans un variateur de vitesse pour la décélération d&#39;un moteur électrique
FR2999039A1 (fr) Procede et installation de commande pour determiner l&#39;angle de rotation d&#39;une machine synchrone
WO2016027013A1 (fr) Chargeur de batterie pour un véhicule automobile électrique ou hybride à haute intégration
US20140015468A1 (en) Methods, systems and apparatus for adjusting current and/or torque commands used to control operation of an asynchronous machine
EP3560095B1 (fr) Procédé de détermination d&#39;une inductance directe et d&#39;une inductance en quadrature d&#39;une machine électrique, programme d&#39;ordinateur et dispositif correspondants
FR2895597A1 (fr) Procede de commande d&#39;un ondulateur de tension polyphase
Ziane et al. Fixed-switching-frequency DTC control for PM synchronous machine with minimum torque ripples
EP3166220B1 (fr) Dispositif de limitation dynamique et procede de limitation dynamique par un tel dispositif
EP3672059B1 (fr) Adaptation de la décélération d&#39;un moteur en fonction d&#39;une tension redressée moyenne
FR3036238A1 (fr) Procede et systeme de controle
EP3711155B1 (fr) Procédé de commande d&#39;une machine électrique synchrone
FR3073993B1 (fr) Procede de commande d&#39;un onduleur triphase
EP4387084A1 (fr) Procédé de commande d&#39;une machine électrique pilotée par un onduleur pourvu d&#39;une pluralité de bras de commutation
EP2458720B1 (fr) Convertisseur de puissance doté d&#39;une source de courant commandée et connecté en monophasé
FR3062003A1 (fr) Systeme de commande pour une machine electrique tournante

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 13730007

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 13730007

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1